JP3496828B2 - パルス位置方法、復号方法、データ通信システム、及びデータ伝送システム - Google Patents

パルス位置方法、復号方法、データ通信システム、及びデータ伝送システム

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JP3496828B2
JP3496828B2 JP2000252568A JP2000252568A JP3496828B2 JP 3496828 B2 JP3496828 B2 JP 3496828B2 JP 2000252568 A JP2000252568 A JP 2000252568A JP 2000252568 A JP2000252568 A JP 2000252568A JP 3496828 B2 JP3496828 B2 JP 3496828B2
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  • Compression Or Coding Systems Of Tv Signals (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、直列送信用データの符
号化、及びそれと関連した送信データデコード化に関す
る。特に、本発明は、データがコードワードとしてシン
ボル期間ごとに符号化される場合におけるワイヤレス赤
外線通信チャンネルに関し、該コードワードは、シンボ
ル期間の隣接タイムスロットにおける重複サブコードと
補数チェック・ビットとのペア（対）のグレイ・コード
制約シーケンスから成る。また、保護スロットがシンボ
ル期間の最後のタイムスロットに保護スロットが加えら
れる。
【０００２】
【従来の技術】高いデータ速度及び電力効率の室内赤外
線ワイヤレス通信リンクは、マルチパス（ｍｕｌｔｉ−
ｐａｔｈ）効果のため、信頼性良く且つ経済的に設定す
ることは困難である。室内の可動環境内で動作するワイ
ヤレス・ネットワークは（コンピュータ）通信ネットワ
ーク化、オフィス・オートメーション、及び統合サービ
ス・ディジタル網によりよい柔軟性を与えることができ
る。
【０００３】この適用に対する赤外線送信は大量の情報
に適応することができるという利点を有する。しかし、
高速（１０−２０Ｍｐｂｓ以上）の通信リンクは下記事
項のため、室内ワイヤレス赤外線チャンネルに対し信頼
性良く設定することは困難である。
【０００４】すなわち、 ・ 電力限定通信チャンネル、 ・ ポータブル装置／トランシーバに対する電力効率の
要求、 ・ 高速システムに対する強いマルチパス効果、 ・ 簡単、経済的、且つ実際的なレシーバ構造。そのた
めの、帯域幅限定の通信環境。
【０００５】この種の通信ネットワークの物理的層に対
する通信システムの設計には、下記のような４つの主要
事項がある。 ・ 変調 ・ 符号化 ・ 等化 ・ 同期化 通信システムの設計に対し多数の特許があり、それぞれ
利点及び欠点を有する。それら特許のいくつかを下記に
示す。
【０００６】Ｅｃｋに対して発行された米国特許第４，
５９９，７２３号は同期又は非同期直列送信用データを
冗長的に符号化又は記録する方式を開示し、及び直列ビ
ット・ストリームをデコードする相関方式を開示してい
る。Ｈ１及びＨ２はヘッダであり、そこで、少なくとも
１つのビットがヘッダの対応するビット位置と同一の場
合、この符号化方式はデータ・ストリング対の第２のデ
ータ・ストリングを第１のデータ・ストリングの補数に
し、ホーマットＨ１データＨ２データにホーマット化す
ることを含む。デコード化はまずヘッダを検出して後、
そのデータ・フィールドが補数であるか否かを確認のた
め、チェックする。又、この方式はデータ・ストリーム
からのビット抽出を開示している。
【０００７】Ｃｅｒｒｏｃｃｈｉｏに対して発行された
米国特許第４，３７５，１０１号は、連続垂直同期パル
ス間にデータ・ワードの３つの冗長ブロックを事前配置
ホーマットで、２進データをビデオ・テープのビデオ信
号トラックに記録するようにして、ビデオ・テープのデ
ータを高い正確性をもって回復するようデータをホーマ
ット化するシステムを開示している。各データ・ワード
の冗長ブロックは少なくとも３つの冗長同期ワード集合
によって先行され、少なくともデータ・ワードのブロッ
クは第４の冗長同期ワード集合をその後に従える。各集
合の冗長同期ワードは複数の空白水平同期パルス間隔に
よって相互に分離される。このホーマットのデータ回復
用回路はこのホーマットでデータを書き込むシステムと
共に開示されている。
【０００８】Ｐｏｓｔｏｎほかに対して発行された米国
特許第４，５１８，９４７号は、各情報文字を複数の信
号要素に符号化する冗長符号化ディジタル信号をデコー
ドする方法及び装置を開示している。各信号要素はアナ
ログーディジタル・コンバータによってサンプルされ、
そのサンプル値はアダーに送信される。そのサンプル値
は記憶回路から受けた累算総和に加算される。サンプル
値と累算総和との総和はセレクタ・スイッチを通して決
定回路及び記憶回路に送信される。
【０００９】最後の冗長符号化信号要素がサンプルされ
た後、サンプル値は累算総和内に含まれ、情報文字の状
態が決定回路で判別される。そこで、スイッチは次のグ
ループの冗長符号化信号要素を処理するため、空白のデ
ータ集合を挿入して、累算総和を０にリセットする。
【００１０】Ｈｕｉｊｓｅｓほかに対して発行された米
国特許第４，４６４，７１４号符号化配置及び記録キャ
リヤのような送信媒体及びデコード化配置からなるディ
ジタル情報送信システムを開示している。このシステム
において、ディジタル情報は、符号化機能において入力
ワードを表すコードに変換される入力ワード群として受
信される。各コード・ワードは入力ワードに対応し、送
信媒体に適応するよう構成される。コード・ワードは送
信媒体を介してデコード化機能に供給され、そこでディ
ジタル情報に逆変換される。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】以上説明した従来技術
のどれも、大量に効率よく且つ信頼性をもって、ディジ
タル情報を送信するために符号化し及びデコードする方
式を開示していない。従って、本発明の目的は、改良し
たワイヤレス通信システムを提供することである。本発
明の他の目的は、改良した赤外線ワイヤレス通信システ
ムを提供することである。
【００１２】更に、本発明の他の目的は、作動符号化及
び保護パルス位置変調を使用する改良したワイヤレス赤
外線通信リンクを提供することである。更に、本発明の
他の目的は、データ送信期間が複数のスロットに分ける
ようにした改良ワイヤレス赤外線通信リンクを提供する
ことである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】発明１：通信リンクにお
ける伝送データを符号化するパルス位置方法であっ
て、、該通信リンクでは、ビットエラーがマルチパス又
は不正確なタイミングのためにパルス位置符号化データ
に導入されることがあり、該ビットエラーにより引き起
こされる復号化誤りを回避する方法において、パルス位
置符号化期間を複数のスロットに分割する段階であっ
て、隣接するスロットの対は前記パルス位置符号化期間
における各パルス位置に対応している段階、及び隣接す
るスロットの対におけるパルス位置データを符号化する
段階であって、隣接するスロット対の一方のスロットに
は複数個のデータビットの列と１個の検査ビットとを挿
入し、隣接するスロット対の他方のスロットには前記複
数個のデータビットの列と前記検査ビットの補数とを挿
入しする段階、を有しているパルス位置方法。
【００１４】発明２：前記パルス位置符号化期間におけ
る最後のスロットを、パルス位置符号化期間を分離する
ガードスロットして利用する発明１のパルス位置方法。
【００１５】発明３：ワイヤレス通信リンクにおける伝
送データを符号化するパルス位置方法であって、該ワイ
ヤレス通信リンクでは、ビットエラーが不正確なタイミ
ングのマルチパスのために前記パルス位置符号化データ
に導入されることがあり、ビットエラーにより引き起こ
される復号化誤りを回避し、該方法はパルス位置符号化
期間をＭ個のスロットに分割する段階を有し、ただし、
Ｍ＝２Nであり、Ｍ個のスロットの隣接スロットの対は
前記パルス位置符号化期間の各パルス位置に対応し、Ｎ
は１個のスロットにおける１個のシンボルを定義するデ
ータのビット数であり、Ｍ及びＮは整数である方法にお
いて、隣接スロットの所定対におけるパルス位置データ
を符号化する段階であって、該符号化では、前記所定対
の一方のスロットにはＮビットのデータと１個の検査ビ
ットを挿入し、前記所定対の他方のスロットには、前記
Ｎビットのデータと前記検査ビットの補数とを挿入する
段階を有しているパルス位置方法。
【００１６】発明４：前記パルス位置符号化期間へ付加
スロットを付加する段階であって、該付加スロットがパ
ルス位置符号化期間を分離するガードスロットとして使
用される段階を有している発明３のパルス位置方法。
【００１７】発明５：ワイヤレス通信リンクにおける伝
送データを符号化するパルス位置方法であって、該ワイ
ヤレス通信リンクでは、ビットエラーがマルチパス又は
不正確なタイミングのために前記パルス位置符号化デー
タに導入されることがあり、ビットエラーにより引き起
こされる復号化誤りを回避する方法において、パルス位
置符号化期間を（２Ｍ＋１）個のスロットに分割する段
階であって、ただし、Ｍ＝２Nであり、Ｎはスロット１
〜２Ｍの各スロットのデータのビット数であり、Ｍ及び
Ｎは整数であり、スロット１〜２Ｍの隣接スロットの対
は前記パルス位置符号化期間の各パルス位置に対応して
いる段階、Ｎビットの所定列と検査ビットとを持つ第１
のスロット、前記第１のスロットのＮビットの所定列と
前記第１のスロットの検査ビットの補数とをもつ第２の
スロット、・・・、Ｎビットの所定列と検査ビットとを
持つ第（２Ｍ−１）のスロット、及び前記第（２Ｍ−
１）のスロットのＮビットの所定列と前記第（２Ｍ−
１）のスロットの検査ビットの補数とをもつ第Ｍのスロ
ットをパルス位置データへ符号化する段階、及び前記パ
ルス位置符号化期間における第（２Ｍ＋１）のスロット
を、パルス位置符号化期間を分離するガードスロットと
して利用する段階、を有しているパルス位置方法。
【００１８】発明６：復号化段階を有し、該復号化段階
は、符号化データを受信する段階、受信した符号化デー
タの現在のスロットの検査ビットをその前のスロットの
算出検査ビットと比較する段階、もし現在のスロットの
検査ビットとその前のスロットの算出検査ビットとが同
じであれば、現在のスロットからのデータを選択し、も
し現在のスロットの検査ビットとその前のスロットの算
出検査ビットとが相違していれば、その前のスロットか
らのデータを選択する段階、を有している発明５のパル
ス位置方法。
【００１９】発明７：ワイヤレス通信リンクにおいて伝
送されて受信したパルス位置符号化データを復号化する
方法であって、該ワイヤレス通信リンクでは、ビットエ
ラーがマルチパス又は不正確なタイミングのために前記
受信したパルス位置符号化化データに導入され、ビット
エラーにより引き起こされる復号化誤りを回避する方法
であって、パルス位置符号化期間が（２Ｍ＋１）のスロ
ットに分割され、Ｍ＝２Nであり、Ｎは、スロット１〜
２Ｍの各々におけるデータのビット数であり、Ｍ及びＮ
は整数であり、受信したパルス位置符号化データは、Ｎ
ビットの所定列と検査ビットとを持つ第１のスロット、
前記第１のスロットのＮビットの所定列と前記第１のス
ロットの検査ビットの補数とをもつ第２のスロット、・
・・、Ｎビットの所定列と検査ビットとを持つ第（２Ｍ
−１）のスロット、前記第（２Ｍ−１）のスロットのＮ
ビットの所定列と前記第（２Ｍ−１）のスロットの検査
ビットの補数とをもつ第Ｍのスロット、及びパルス位置
符号化期間を分離するためにガードスロットとして利用
されている第（２Ｍ＋１）のスロットを符号化されたも
のである方法において、パルス位置符号化データを受信
する段階、現在のスロットの検査ビットを前のスロット
からの算出チェックビットと比較して、それらが所定の
関係をもつか否かを決める段階、及びもし現在のスロッ
トの検査ビットとその前のスロットからの算出検査ビッ
トとが所定関係をもつならば、現在のスロットからのデ
ータを選択し、もし現在のスロットの検査ビットとその
前のスロットからの算出検査ビットとが所定の関係をも
たなければ、前のスロットからのデータを選択する段
階、を有している復号方法。
【００２０】発明８：前のスロットからのデータを選択
する段階は、現在のスロットのＮビットのデータと検査
ビットとに基づいて前のスロットのデータを算出する段
階を含む発明７の復号方法。
【００２１】発明９：選択データからの算出検査ビット
を生成する段階であって、該算出検査ビットは、現在の
タイムスロット用のデータを選択するために前のスロッ
トから算出した検査ビットとして利用される段階を有し
ている発明７の復号方法。
【００２２】発明１０：データ伝送期間Ｔが（２Ｍ＋
１）個のスロットに分割され、ただし、Ｍ＝２Nであ
り、Ｎはスロット１〜２Ｍの各スロットのデータビット
の数であり、Ｍ及びＮは整数であり、データは、符号化
されて、Ｎビットの所定列と検査ビットとを持つ第１の
スロット、前記第１のスロットのＮビットの所定列と前
記第１のスロットの検査ビットの補数とをもつ第２のス
ロット、・・・、Ｎビットの所定列と検査ビットとを持
つ第（２Ｍ−１）のスロット、前記第（２Ｍ−１）のス
ロットのＮビットの所定列と前記第（２Ｍ−１）のスロ
ットの検査ビットの補数とをもつ第Ｍのスロット、及び
パルス位置符号化期間を分離するためのガードスロット
として作用するためにデータ無しの第（２Ｍ＋１）のス
ロットの符号となるデータ通信システムにおいて、前記
符号化データを伝送する手段、前記符号化データを受信
する手段、受信した符号化データの現在のスロットの検
査ビットを前のスロットの算出検査ビットと比較する手
段、及びもし現在のスロットの検査ビットと前のスロッ
トの算出検査ビットとが同一であるならば、現在のスロ
ットからのデータを選択し、もし現在のスロットの検査
ビットと前のスロットの算出検査ビットとが相違してい
るならば、前のスロットからのデータを選択する手段、
を有しているデータ通信システム。
【００２３】発明１１：所定スロットの検査ビットを或
るスロットのＮ個のデータビットから得る手段を有して
いる発明１０のデータ通信システム。
【００２４】発明１２：所定データ伝送期間Ｔにおける
所定スロット用の検査ビットを、前記データ伝送期間Ｔ
のすぐ前に先行するデータ伝送期間の対応スロットのＮ
個のデータビットから得る手段を有している発明１０の
データ通信システム。
【００２５】発明１３：データ伝送期間が（２Ｍ＋１）
個のスロットに分割され、ただし、Ｍ＝２Nであり、Ｎ
はスロット１〜２Ｍの各スロットのデータビットの数で
あり、Ｍ及びＮは整数であり、データは、符号化され
て、Ｎビットの所定列と検査ビットとを持つ第１のスロ
ット、前記第１のスロットのＮビットの所定列と前記第
１のスロットの検査ビットの補数とをもつ第２のスロッ
ト、・・・、Ｎビットの所定列と検査ビットとを持つ第
（２Ｍ−１）のスロット、前記第（２Ｍ−１）のスロッ
トのＮビットの所定列と前記第（２Ｍ−１）のスロット
の検査ビットの補数とをもつ第Ｍのスロット、及びパル
ス位置符号化期間を分離するためのガードスロットとし
て利用される第（２Ｍ＋１）のスロットの符号となるデ
ータ通信システムにおいて、前記符号化データを受信す
る手段、検査ビット付きの受信符号化データの現在のス
ロットの検査ビットを前のスロットの算出検査ビットと
比較して、それらが所定関係をもつか否かを決める手
段、及びもし現在のスロットの検査ビットとその前のス
ロットの算出検査ビットとが所定関係をもつならば、現
在のスロットの符号化データを選択する手段、及びもし
現在のスロットの検査ビットとその前のスロットの算出
検査ビットとが所定関係をもたなければ、前のスロット
の符号化データを選択する手段、を有しているデータ通
信システム。
【００２６】発明１４：選択データから算出検査ビット
を生成する手段であって、該算出検査ビットは現在のス
ロット用のデータの選択のためにその前のスロットから
の算出検査ビットとして利用される手段を有している発
明１３のデータ通信システム。
【００２７】発明１５：前のスロットからデータを選択
する手段は、現在のスロットのＮビットのデータと１個
の検査ビットとに基づいて前のスロットに含まれている
データを算出する手段を含んでいる発明１３のデータ通
信システム。
【００２８】発明１６：所定データ伝送期間Ｔの所定ス
ロット用の検査ビットを、前記所定データ伝送期間のす
ぐ前に先行するデータ伝送期間の対応スロットのＮデー
タビットから得る手段を有している発明１５のデータ通
信システム。
【００２９】発明１７：データ伝送期間が少なくとも複
数対のスロットに分割され、各スロット対は、Ｎ個のデ
ータビットと１個の検査ビットとをもち符号化された第
１のスロット、及び第１のスロットのすぐ後に続き同一
のＮ個の同一データビットと第１のスロットの検査ビッ
トの補数とをもち符号化されたスロットをもつデータ伝
送システムにおいて、符号化データを伝送する手段、符
号化データを受信する手段第１のスロットのＮ個のデー
タビットと検査ビットとから算出データを得る手段、受
信した符号化データの所定スロットの検査ビットを前の
スロットの算出検査ビットと比較してそれらが所定関係
をもつか否かを決める手段、もし所定スロットの検査ビ
ットとその前のスロットの検査ビットとが所定関係をも
つならば受信した符号化データを出力データとして選択
しもし所定スロットの検査ビットとその前のスロットの
検査ビットとが所定関係をもたないならば算出データを
出力データとして選択する手段、及び所定スロット用の
算出検査ビットを該所定スロット用の出力データから得
る手段、を有しているデータ伝送システム。
【００３０】発明１８：データ伝送期間を分離するガー
ドスロットを含む発明１７のデータ伝送システム。
【００３１】発明１９：所定のデータ伝送期間のスロッ
ト対の第１のスロット用の検査ビットを、前記所定デー
タ伝送期間のすぐ前に先行するデータ伝送期間の対応ス
ロットのＮ個のデータビットから得る発明１８のデータ
伝送システム。
【００３２】発明２０：データ伝送期間が少なくとも複
数対のスロットに分割され、その各スロット対はＮ個の
データビットと１個の検査ビットとをもつ符号化された
第１のスロットと、前記第１のスロットのすぐ後に続き
同一のＮ個のデータビットと第１のスロットの検査ビッ
トの補数とをもち符号化されたスロットとを有している
データ通信方法において、符号化データを伝送する段
階、該符号化データを受信する段階、第１のスロットの
Ｎ個のデータビットと１個の検査ビットとから算出した
データを得る段階、受信した符号化データの所定スロッ
トの検査ビットをその前のスロットの算出検査ビットと
比較し、それらが所定関係をもつか否かを決める段階、
もし所定スロットの検査ビットとその前のスロットの検
査ビットとが所定関係をもつならば該受信した符号化デ
ータを出力データとして選択しもし所定スロットの検査
ビットとその前のスロットの検査ビットとが所定の関係
をもたなければ該算出データを出力データとして選択す
る段階、及び所定スロット用の算出検査ビットを該所定
スロット用の出力データから得る段階、を有しているデ
ータ通信方法。
【００３３】発明２１：ガードスロットがデータ伝送期
間を分離するために利用されている発明２０のデータ通
信方法。
【００３４】発明２２：所定データ伝送期間のスロット
対の第１のスロット用の検査ビットを、前記データ伝送
期間のすぐ前に先行するデータ伝送期間の対応スロット
のＮ個のデータビットから得る発明２１のデータ通信方
法。
【００３５】以下、本発明を更に詳細に説明する。本発
明は、直列送信用データ符号化方式及び送信データをデ
コードする相関方式からなるワイヤレス赤外線通信シス
テムを提供する。そのデータ送信期間は複数のスロット
に分割される。指定された一対のスロットにおいて、第
１のスロットはグレイ・コード・ビット・シーケンスか
らなり、第２のスロットは同一のグレイ・コード・ビッ
ト・シーケンスと第１のスロットのパリティ・ビットの
補数とからなる。送信期間の最後のスロットは送信期間
を分離するための保護スロットからなる。
【００３６】デコーダは符号化データを受信して指定ス
ロットの間、グレイ・コード・ビット・シーケンス及び
チェック・ビットからそのスロットに対して計算された
データを取り出す。指定スロットのチェック・ビット
は、所定の関係が存在するか否かを判別するため、前の
スロットの計算された、すなわち、計算済チェック・ビ
ットと比較される。所定の関係が存在する場合、受信し
た符号化データがデコードの出力として選ばれ、所定の
関係が存在しない場合、計算済データがデコーダの出力
として選ばれる。計算済チェック・ビットはそのスロッ
トに対する符号化データのチェック・ビットと比較され
る。
【００３７】
【実施例】以下、添付図面に基づき、本発明の実施例を
詳細に説明する。室内ワイヤレス赤外線チャンネルのよ
うなデータ通信システムに対する新たな符号化変調（符
号化と変調の統合）であるＤＣＧＰＰＭ（差動符号化及
び保護パルス位置変調）について説明する。従来のＰＰ
Ｍレシーバは通常微細タイミングを要求するが、本発明
によるＤＣＧＰＰＭはマルチパス効果及び不正確なタイ
ミングを許しうるため、もはや等化が要求されず、微細
タイミングの回復回路を必要としない。
【００３８】従って、ＤＣＧＰＰＭは等化器及び同期化
器の要求を緩和することができ、全体的にレシーバの設
計を簡単になしうることができる。そして、速度４０Ｍ
ｐｂｓ及びより高速の信頼性のあるデータ送信をこの方
式により実際に実現することができる。
【００３９】多くのネットワークにおいて、エラーが発
生すると、不成功の送信メッセージを返送しなければな
らない。同時に、ネットワークは低いエラー率をもって
動作するものと思われる。室内ワイヤレス赤外線ネット
ワークにおいて、光パルスの電力レベルが信頼性のある
送信を支援するために十分であると、その場合の主な困
難性はチャンネル歪み（特に、マルチパス効果）及び高
いデータ速度のシステムに対する速いタイミングの回復
である。このことは、デコード方式により現シンボルの
デコードを試みている場合は前のシンボルが正しくデコ
ードされたとみなすことが妥当であると観察するであろ
う。
【００４０】他の観察として、主なエラー・パターンは
マルチパスのために生じる電力の漏洩から引き起こされ
る。事実、この種のエラー（次のビット期間又はタイム
スロットに対する電力の漏洩はビット・エラー率を支配
する。直接の解決アプローチは正しい同期化器及び等化
器を構成するとか、又は強力なエラー修正エンコーダ／
デコーダを実現するかのどちらかである。
【００４１】不可能且つ実際的でない高速システムにす
るかもしれないような複雑な回路の使用は、これらの点
で期待できるものとは思われない。期待できる１つの動
機付けとしてははマルチパスによるフェージング及びタ
イミングの不正確性を許容することができる設計計画が
あれば効率よいシステム設計を達成することができるか
もしれないということである。
【００４２】期待できる他の動機付けとしては、室内ワ
イヤレス赤外線通信システムのシステム性能を改良する
よう高品位のＰＰＭを供給することである。非符号化Ｐ
ＰＭに対し、１ビット期間内のタイムスロットの数を倍
にすることは、単に雑音帯域幅も倍にすることになる。
８−ａｒｙＰＰＭのシンボルエラー率は４−ａｒｙＰＰ
Ｍのそれよりわずかに高い。しかし、より深いフェージ
ングに対するエラー率の性能は８−ａｒｙＰＰＭに対す
るより高いスペクトル効率を持つ場合では、両方の場合
について類似する。
【００４３】同時に、８−ａｒｙ及び４−ａｒｙＰＰＭ
の両方に対する雑音帯域幅を維持するある方法を探すこ
とにより、特に、適度に深いフェージングに対する有意
な性能の改善が見られた。トレリス（ｔｒｅｌｌｉｓ）
コード、符号化、又は符号化変調構造に対する状態遷移
概念からこの利点を使用することが開発された。
【００４４】マルチパスフェージングは、システム性能
において、常にトラブルを引き起こすものとは限らな
い。あるときには、システム性能を改善することができ
る。例えば、直接伝搬経路が閉鎖された場合、信頼性の
ある通信リンクを構成するために、それを（拡散チャン
ネル）を使用しなければならない。故に、チャンネル等
化器は赤外線ワイヤレス・ネットワークに必要がないか
もしれない。特に、超電力効率システムの設計に対して
はマルチパス効果によって達成される有意な電力を使用
することがよりベターであるものと思われる。
【００４５】最後に考察するべきことはタイミングの回
復である。室内ワイヤレス赤外線チャンネルは時間的変
化が大きい。レシーバにおける同期化器は急激な送信に
対しても数ビット内に納まるようなエラー率とするた
め、十分正確なタイミングを取得しなければならない。
同期化器は、又非ブロック送信からブロック送信へ、及
びブロック送信から非ブロック送信へ、両方向送信を可
能にしなければならない。
【００４６】上記の状態において、エラーが発生した場
合、ネットワークは全送信を無効にしなければならな
い。初期同期化における数ビット中に、不正確なタイミ
ングによって生じたエラーは、更にマルチパスが考慮さ
れた場合、主なエラー・パターンになると思われる。こ
の高いデータ速度及び動的環境において機能する精密な
同期化器を設計するため、潜在的な適用ではあるが実際
的でない複雑な構造を要求するであろう。不正確なタイ
ミング回復とかマルチパスフェージングが許されるシス
テム設計は非常に期待しうるものである。これがこの発
明に対する基礎である。
【００４７】ここで、ＤＣＰＰＭ（差動符号化ＰＰＭ）
の基本思想とするマルチパス効果によって引き起こされ
たエラーを捕獲するための冗長状態を紹介する。エラー
が捕獲されると、正しく送信されるシンボルを認識する
ことが容易である。冗長状態を紹介するべき方法は集合
区分化を使用することによって行われる。前に受信した
シンボルが正しくデコードされたという推定のもとに、
現在のエラー（ある場合）は前のシンボルによって与え
られた情報によって認識される。この冗長状態は実際に
この情報を搬送する。
【００４８】直交（Ｇ）ＰＰＭの基本概念は直接的であ
る。直交ＰＰＭに対する最も支配的なエラー・パターン
はマルチパス効果によって引き起こされるシンボル間干
渉から発生する。この望ましくない状況を緩和するため
の最も簡単な方法は、各シンボル期間の終わり、、すな
わち、時間領域内の保護帯域に対し、冗長タイムスロッ
トを加えることである。この冗長タイムスロットは如何
なる符号化情報をも搬送しないスロットである。
【００４９】この冗長タイムスロットは“無関心”と称
するコードが割り当てられる。提案された符号化変調に
関するＧＰＰＭを使用するもう１つの重要な理由は、全
体的なシステムの複雑性を簡素化することである。この
利点は後述する。同時に、ＧＰＰＭの適用により、数個
のエラー・パターンを除去して、この状況におけるシン
ボルエラー率を緩和することができる。
【００５０】故に、率 Ｒ／ｌｏｇ（２Ｒ＋１＋１）Ｄ
ＣＧＰＰＭ を構成するための一般規則を以下に述べ
る。符号化及び変調に関し、（２Ｍ＋１）−ａｒｙ（直
交）ＧＰＰＭ信号の発送が使用されるものとみなされ
る。それは、２Ｍ−ａｒｙＰＰＭ及び冗長タイムスロッ
トからなる。汎用性の損失がなく、 Ｍ＝２Ｒ＋１ 、
ここでＲは正の整数である。
【００５１】簡単なトレリスエンコーダは次に示す特性
を有する。 ｖｒ ｎ＝ｕｒ ｎ ｒ＝１，．．．．．， Ｒ ｖＲ＋１ ｎ＝ｕ１ ｎ−１(＋) ．．． (＋)ｕＲ ｎ−１ ・・・ ・ （１） ここで、(＋)は排他的論理和を意味する。ｖｒ ｎ （ｕ
ｒ ｎ）はエンコーダが第ｎ番シンボルを作成するための
出力（入力）の第ｒ番ビットであることを示す。
【００５２】ｖＲ＋１ ｎはチェック・ビットのように作
用する冗長ビットである。集合区分化原理に従い、ＰＰ
Ｍホーマットをチェック・ビットにより２つの集合Ｓ１
及びＳ０に分割する。その結果生じた２Ｍ＋１タイムス
ロットは次のように構成される。 Ｓ１ ０ Ｓ１ １ ・・・ＳＭ ０ ＳＭｘ １ｘ ここで、Ｓｍ １は“１”であるべきチェック・ビットを
示し、すなわち要素が集合Ｓ１に属し、また，Ｓｍ ０を
含む要素は“０”であるべきチェック・ビットを示し、
すなわち要素が集合Ｓ０に属し、ｘは、符号化段で情報
を搬送せず、デコード（復号）のためにのみ使用される
“無関心（ｄｏｎ’ｔ ｃａｒｅ）”を示す。
【００５３】Ｍ−ａｒｙ非符号化機能と比較した場合、
同一ユークリッドの距離が維持される。直交ＰＰＭの距
離は時間定義域の機能拡張を考慮せずに増加することは
できない。パルスの位置は次の方法で構成することが最
良である。・ Ｓ０，Ｓ１の要素はグレイ符号化され
る。
【００５４】Ｓ１の要素は０，．．．，Ｍ−１回だけ円
回転（右又は左のいずれか）される。実際のところ、回
転数は下記の事項に従い決定される。それは、最も重要
な雑音帯域幅の増加を避けること（すなわち、現行ビッ
トの最後の状態が次のビットの最初の状態に連続するこ
とはできない）、及び回路／デコード・アルゴリズムの
複雑性、マルチパス効果によって引き起こされるシンボ
ル間干渉等により決定される。
【００５５】初期タイミング回復の不正確性は無視する
ことはできない。トレード・オフは後述する。さしあた
り、回転数は０、すなわち、全く回転無しが選ばれる。
従って、通知された最後の２タイムスロットはチェック
・サム１を有する。最後の（冗長）タイムスロットのゴ
ールは次の２つの組み合わせによる。それはマルチパス
フェージングによって引き起こされる潜在的シンボル間
干渉に抵抗すること、及びデコード・アルゴリズム／回
路を簡素に維持することである。
【００５６】デコード及び復調 ｄｒ ｎは第ｎ番シンボルに対する第ｒ番タイムスロット
の検出されたエネルギ（フォトン）を示す。デコーダの
入力（出力）ビット・ストリングはＶｒ ｎ（Ｕ ｒ ｎ）と
して示される。ＤＣＧＰＰＭのデコード及び復調は下記
の規則に従う。
【００５７】・ チェック Ｃｎ＝Ｕ１ ｎ−１(＋)
．．．(＋)Ｕｒ ｎ−１を形成する。なお、(＋)は排他
的論理和を意味する。 ・ Ｃｎ＝０の場合、次のステップに対し、
ｄ１ ｎ．．．ｄ２Ｍ ｎが使用される。 Ｃｎ＝１の場合、次のステップに対し、ｄ２ ｎ．．．ｄ
２Ｍ＋１ ｎが使用される。 ・ パルスの位置を検出し、その表示が
（Ｖ１ ｎ，．．．，ＶＲ−１ ｎ）であることを確認す
る。 ・ Ｃｎ＝Ｖｒ ｎ （ｒ＝１，．．．，Ｒ）の場合、ｄ
２Ｍ＋１ ｎの表示は、デコードの循環方向のため、及び
ｄ１及びｄ２Ｍ＋１ ｎの１つのみが考慮されるというこ
とから、ｄ１ ｎのそれと全く同一である。 ・ ＣｎがＶR+1 n（ただし、ｒ＝１，．．．，Ｒ）に等
しくない場合、パルス位置は正しくないと決定される。
真の位置は、循環方向へ１／（２Ｍ＋１）ビット期間だ
け後戻りした位置とされる。
【００５８】ｕ1 n・・・ｕR n→符号器→ｖ1 n・・・ｖ
R+1 n→通信路→Ｖ1 n・・・ＶR+1 n→復号器→Ｕ1 n・・・
ＵR n
【００５９】コード・シーケンスの関係 Ｔは１ビット期間であることを表示する。非符号化ＰＰ
Ｍに対する直近隣パルスの分離はＴ／Ｍ乃至（２Ｍ−
１）Ｔ／Ｍの範囲にある。又、非符号化ＰＰＭに対する
パルス分離は、３Ｔ（２Ｍ＋１）乃至（４Ｍ−１）Ｔ
（２Ｍ＋１）の範囲にある。故に、非符号化及び符号化
ＰＰＭに対する雑音帯域幅がほぼ同一であるとする仮定
は保存性のある仮定である。
【００６０】このデコード／復調構造の重要な特徴は、
ロジック・ゲートによるハードウェアの実現に適してい
るということである。それはデコードに対して最適に次
ぐものであるにも拘らず、高いデータ速度の設計を大い
に実現可能にする。勿論、最適の（性能の意味で）デコ
ード計画はＶｉｔｅｒｂｉのアルゴリズム又はシーケン
ス評価のような最大見込み評価である。
【００６１】ＴＣＭと等化とを組み合わせた有効なデコ
ード方法を調査したが、それは今日の技術による高速シ
ステム用としては、いまだ相当複雑である。この提案に
よる構造はチャンネル等化フィルタリングがなく、マル
チパスフェージングを防止するという利益を有する。
【００６２】次に、室内ワイヤレス赤外線通信リンクに
おける速度、ｌｏｇ２Ｍ／ｌｏｇ２（２Ｍ＋１）ＤＣＧ
ＰＰＭの適用を考察するものとする。この例では、９−
ａｒｙＧＰＰＭが使用される。冗長スロットに加え、集
合区分化に従って、下記のような２グループのコードが
生成される。 Ｓ０＝｛０００，０１０，１１０，１００｝ Ｓ１＝｛００１，０１１，１１１，１０１｝
【００６３】９−ａｒｙＤＣＧＰＰＭ用の異なるコード
に対応する位置は、右に１回転する場合は上記のように
なる。それらは、 （０００，００１，０１０，０１１，１００，１０１，
１１０，１１１，ｘ）
【００６４】デコード／復調の後、Ｕ１ ｎ−１Ｕ２
ｎ−１＝１１になったとする。ここで、Ｃｎ＝０であ
る。第ｎ番送信シンボルは“０１０”と符号化される
“０１”であるものとする。レシーバがそれを“０１
１”と受信するような強いマルチパス又は雑音が存在す
るものと仮定する。しかし、チェック・ビットがＣｎと
異なるため、パルス位置は“０１０”のように１ステッ
プ逆上ってデコードされる。この種のエラーは発生しそ
うなもので、修正可能である。これは、図８に基づき、
その例のケース１として後述する。
【００６５】デコード／復調の後、Ｕ１ ｎ−１Ｕ２
ｎ−１＝０１になったとする。ここで、Ｃｎ＝１は第ｎ
番送信シンボルが“１１”であるものとみなす。レシー
バは、Ｃ ｎ＝１であるから、タイムスロットを“１１
１”から“Ｘ”まで調査する。エラーのため、レシーバ
は、再び、“Ｘ”を受信したと判別し、“０００”とデ
コードする。このチェック・ビットはＣｎとは異なるも
のである。実際のパルス位置は、最終的に、他の修正可
能な例である“１１１”として、循環方向とは１ステッ
プ逆にデコードされる。これは、図９に基づく例により
ケース２として後述する。
【００６６】簡単に説明すると、ＤＣＧＰＰＭアレイは
Ｔのシンボル期間を有する（２Ｍ＋１）スロットのアレ
イと定義する。 Ｍ＝２ｎ s ここで、ｎはシンボル当たりのデータ・ビット数
である。シンボル当たり２データ・ビットであると、 Ｍ＝２２＝４ 故に、シンボル当たり２ビットある場合のアレイのスロ
ット数は下式から得られる。 （２（４）＋１）＝９スロット
【００６７】最初の８スロットがデータ・スロットであ
る場合、最後（第９番）スロットは保護（ｇｕａｒｄ）
スロットである。これは、各スロットに２データ・ビッ
ト＋パリティ・ビットがある場合の前述した９−ａｒｙ
ＤＣＧＰＰＭに相当する。一対のスロットを形成する連
続スロットのデータ・ビットは同等であり、パリティ・
ビットは相補である。例えば、スロット１及び２におい
て、データ・ビットは左から右に読んでそれぞれ００で
あり、スロット１のパリティ・ビットは０であり、スロ
ット２の補数パリティ・ビットは１である。各対のスロ
ット３，４；５，６；及び７，８を形成する連続スロッ
トに対しても同じ方式が使用される。各シンボル期間が
９スロットからなる場合、シンボル期間を区分するた
め、保護スロット９を空白にする。
【００６８】以下、図１を参照して本発明による符号化
及び変調機構について説明する。図１は本発明による符
号化及び変調機構のブロック図である。符号化されるべ
き直列データは入力線４から直列一並列コンバータ２に
供給される。入力線４に供給される直列データは、イメ
ージ・ファイル、ビデオのフレーム、又は同様なものの
形で、コンピュータのようなデータ源（図に示していな
い）から供給される。
【００６９】各シンボルは線６及び８で示されるような
２ビット・データとして表され、冗長保護スロットと共
にパルス位置変調装置（ＰＰＭ）に供給される。線６及
び８で示されるような２ビット・データはそれぞれＣ０
及びＣ１と称する。それ以上のビット数をデータとして
使用することができることは明白である。
【００７０】ビットＣ０及びＣ１は排他的オア回路１２
からなるパリティ・チェック回路に対し入力として供給
される。生成されたパリティ・ビットは遅延回路１４を
通して期間Ｔだけ遅延される。遅延期間Ｔはシンボル期
間（２Ｍ＋１）に等しい。例えば、９スロット・アレイ
の場合その遅延は９である。Ｃ２と称する遅延したパリ
ティ・ビットは線１６を介してＰＰＭ変調装置１０に供
給される。そこで、ＰＰＭ変調装置は、下記のように、
各スロットに対するＣ０、Ｃ１、及びＣ２を結合して、
出力線１８に変調シンボルを供給する。
【００７１】出力線１８の変調シンボルはシンボル期間
９である９スロットからなる信号２０として図２に示
す。第１対のスロットにおいて、ビットＣ０、Ｃ１、Ｃ
２からなる第１のスロット２２の各ビットは左から右に
読んで０００に等しい。最右のパリティ・ビット０は、
前述のように、遅延回路１４（図１）のため、前のシン
ボル期間でＣ０及びＣ１から生成された。
【００７２】１対の第２のスロット２４は左から右に読
んで００１に等しいビットＣ０、Ｃ１、Ｃ２からなる。
スロット２４のＣ０及びＣ１はスロット２２のＣ０及び
Ｃ１と同じデータ・ビットである。スロット２４のパリ
ティ・ビットＣ２はスロット２２のパリティ・ビットの
補数である。連続する各対のスロット２６及び２８、３
０及び３２、３４及び３６に対しても同じ方式が使用さ
れる。スロット３８は冗長保護スロットである。
【００７３】次に、ＤＣＧＰＰＭに対するデータ・ホー
マットを生成する１つの方法を例示する図３及び図４
（（ａ）乃至（ｃ））を参照する。図３は図１に示す冗
長スロット付きＰＰＭ変調装置の詳細なブロック図であ
る。図４の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は図３の回路から与
えられる波形を例示する。
【００７４】各データ・ビットＣ０、Ｃ１及び奇数スロ
ットに対するパリティ・ビットＣ２は、それぞれオア・
ゲート４０の各入力へ、及び遅延回路４２、４４、４６
に供給される。それは、図４の（ａ）に例示される。Ｃ
０、Ｃ１、Ｃ２は１つおきのタイムスロット間隔で供給
されるということがわかる。これは、標準シフト・レジ
スタ及びゲート講造によって容易に達成される。
【００７５】遅延回路４２、４４、４６はそれぞれその
スロット間隔に等しい遅延を有する。それは持続期間３
ビットの遅延である。図４の（ｂ）に示すこれら遅延さ
れたシンボルはオア・ゲート４８の各入力に現れる。遅
延パリティ・ビットＣ２はオア・ゲート４８の入力で反
転され、オア・ゲート４０に供給されるパリティ・ビッ
トの補数になるということに注目する。
【００７６】オア・ゲート４０の出力はデータ・ビット
及び奇数スロットに対するパリティ・ビットであり、オ
ア・ゲート４８の出力はデータ・ビット及び偶数スロッ
トに対する補数のパリティ・ビットであるということが
わかる。これら各出力信号はアンド・ゲート５２の第１
の入力に供給される。このゲートは反転入力５４を有す
る。反転入力５４に入力される信号の生成は後述する。
【００７７】発振器５６はデータ・ビット及びパリティ
・ビットＣ０、Ｃ１、Ｃ２と同一のビット周波数の出力
パルスを供給する。パリティ・ビットＣ０、Ｃ１、Ｃ２
の生成ロジックは、勿論、発振器５６によって同期化さ
れる。発振器５６からの出力パルスはカウンタ５８及び
検出器６０に供給される。カウンタ５８はこれらパルス
をカウントし、そのカウントは第９番スロット（すなわ
ち、指定されたシンボル期間Ｔに対する保護スロットで
ある）の発生を表す９を検出するよう設計された検出器
６０に供給される。
【００７８】カウント１−８の間、検出器６０の出力は
“ロー”であり、アンド・ゲート５２の反転入力におい
て“ハイ”信号に反転される。そこで、スロット１−８
のデータ及びパリティ・ビットはゲート５２の入力５０
に供給され、ゲート５２を通して標準ＰＰＭ変調装置６
２に供給される。検出器６０がカウント９を検出する
と、その出力は“ハイ”となり、反転入力５４で“ロ
ー”信号に反転され、スロット９の間アンド・ゲート５
２を無効にする。カウント９が検出されたとき、カウン
タ５８のリセツト端子Ｒにリセット信号６４が供給さ
れ、それに続くシンボル期間の間カウンタ５８を初期化
する。
【００７９】図４の（ｃ）はアンド・ゲート５２の出力
に現れた出力信号を例示する。最初の８スロットの各々
にデータ及びパリティ・ビットがあり、スロット９は６
６で示すように、情報がなく、保護スロットとして作用
する。ＰＰＭ変調装置６２はこの信号を公知の方法で変
調し、ＰＰＭ変調装置６２の出力端子６６から遠隔デコ
ーダに供給されるＤＣＧＰＰＭ信号を出力する。図３の
ブロック図はハードウェアの一形式を例示するが、それ
は使用するソフトウェア方式同様、他の形式のハードウ
ェアで実現することもできるということは明白である。
【００８０】図５はＤＣＧＰＰＭを例示する図である。
ラジオ周波（又は高周波）信号又は光信号でよい変調装
置６２（図３）の出力信号は標準設計のパルス位置検出
器７０に供給され、シンボル期間の各スロットに対する
データ・ビット及びパリティ・ビットＣ０、Ｃ１、Ｃ２
は、線７２を介して、後述するようデコード（復号）す
るデコーダ７４に供給される。
【００８１】次に、図５のデコーダ７４の詳細なブロッ
ク図を示す図６を参照する。しかし、デコーダ７４は他
のハードウェア及び（又は）ソフトウェアを使用するこ
ともできることは明らかである。デコーダ７４はそれぞ
れ線７６，７８を介して現行スロットのＣ０、Ｃ１を受
信する。現行スロットに対するチェック・ビットＣ２は
線８２を介して入力した前スロットの計算済チェック・
ビットＣＰと比較するため、線８０を介して受信する。
【００８２】ＣＰは前のタイムスロットにおいて、排他
的オア・ゲート９８の出力からＣＮとして生成されたも
のであり、比較は反転出力を有する排他的オア・ゲート
８４のような比較器において行われる。排他的オア・ゲ
ート８４の非反転出力（図に示していない）でも、適当
にロジック変更をして使用することもできる。現行チェ
ック・ビットＣ２（線８０）と前のスロットに対する計
算済チェック・ビットＣＰ（線８２）が同一２進値であ
ると、現行スロットに対するＣ０、Ｃ１は、デコーダ７
４のそれぞれの線９５，９７に出力Ｃ０’及びＣ１’と
して選出される。
【００８３】他方、現行スロットＣ２のためのチェック
・ビット及び前のスロットのための計算済チェック・ビ
ットＣＰの２進値が異なる場合、デコーダ７４は前スロ
ットのＣ０及びＣ１をデコーダ７４のそれぞれの線９５
及び９７における出力Ｃ０’及びＣ１’として算出す
る。これは循環方向とは逆に１スロット回転することで
ある。これは、詳細に後述する。
【００８４】排他的オア・ゲート８４の反転出力（線８
５）はアンド・ゲート８６，８８，９０，９２の選択又
はイネーブル入力に供給される。アンド・ゲート９０，
９２の選択入力は反転入力であるため、排他的オア・ゲ
ート８４の反転出力が“ハイ”のときは、アンド・ゲー
ト８６，８８が選択され、アンド・ゲート９０，９２は
選択されない。逆に、排他的オア・ゲートの反転出力が
“ロー”（０）のときは、アンド・ゲート８６，８８は
選択されず、アンド・ゲート９０，９２が選択される。
【００８５】アンド・ゲート８６，９０の出力はオア・
ゲート９４に対する入力であり、アンド・ゲート８８，
９２の出力はオア・ゲート９６に対する入力である。線
９５のオア・ゲート９４の出力はデコードされた第１の
データ・ビットＣ０’であり、線９７のオア・ゲート９
６の出力はデコーダ７４のデコードされた第２のデータ
・ビットＣ１’である。排他的オア・ゲート９８のよう
な比較器はデコードされたＣ０’とＣ１’とを比較し
て、前述のように、それに続くスロットのチェック・ビ
ットＣ２と（ＣＰとして）比較される計算済チェック・
ビットＣＮを線８２に供給する。
【００８６】すなわち、排他的オア・ゲート９８の出力
は線８２を介して排他的オア・ゲート８４の入力に接続
される。それぞれ線９５及び９７のＣ０’及びＣ１’が
同一２進値であると、排他的オア・ゲート９８の非反転
出力は“ハイ”（１）である。逆に、Ｃ０’とＣ１’と
が異なる２進値であると、排他的オア・ゲート９８の出
力は“ロー”（０）である。排他的オア・ゲート９８の
反転出力（図い示していない）も使用することは可能で
ある。
【００８７】アンド・ゲート８６，８８に対する第２の
入力はそれぞれＣ０及びＣ１である。排他的オア・ゲー
ト８４の出力が１であれば、線８０の現行スロットに対
するチェック・ビットＣ２は前のスロットに対する計算
済チェック・ビットＣＰ（線８２）と同一２進値であ
り、Ｃ０及びＣ１はそれぞれオア・ゲート９４，９６の
出力に対し、それぞれデコードされた出力Ｃ０’及びＣ
１’として供給される。
【００８８】アンド・ゲート９０及び９２に対する第２
の入力は前のスロットからＣ０及びＣ１を計算するゲー
ト回路９９から入力される。ゲート回路９９はアンド・
ゲート１００，１０２，１０４，１０６，１０８とオア
・ゲート１１０，１１２とから成る。線７６のＣ０はア
ンド・ゲート１００，１０２の入力と、アンド・ゲート
１０４，１０６の反転入力とに接続される。線７８のＣ
１はアンド・ゲート１００，１０８の入力とアンド・ゲ
ート１０４，１０６の反転入力とに接続される。
【００８９】線８０のＣ２はアンド・ゲート１０２，１
０８の入力と、アンド・ゲート１０４，１０６の反転入
力とに接続される。アンド・ゲート１００，１０２，１
０４の出力はオア・ゲート１１０の入力に接続される。
アンド・ゲート１０４，１０６，１０８の出力はオア・
ゲート１１２の入力に接続される。オア・ゲート１１
０，１１２の出力はそれぞれアンド・ゲート９０，９２
の第２の入力に供給される。
【００９０】故に、排他的オア・ゲート８４の出力が０
のときは、それはＣ２であり、線８２の現行スロットに
対する計算済チェック・ビットＣＰとは異なる２進値で
あり、ゲート回路９９のオア・ゲート１１０，１１２の
出力は、この場合、前のスロットからのＣ０及びＣ１で
あるそれぞれデコードされた出力Ｃ０’及びＣ１’とし
てオア・ゲート９４，９６の出力に選ばれ、供給され
る。この事については、特定の例について詳細に後述す
る。
【００９１】更に、図６において、受信したＣ０、Ｃ
１、Ｃ２の最初の正しいデコードの場合であると仮定す
る。例えば、０１１が送信され、０１１が受信され、そ
して前のチェック、Ｃｎ＝Ｕ１ ｎ−Ｕ２ ｎ−１＝１１、
すなわち、まえのチェック・ビットが１であるからその
２進状態は図に示すように現れる。線８０及び８２のＣ
２及びＣＰがそれぞれ１であるから、排他的オア・ゲー
ト８４の出力は１である。
【００９２】故に、アンド・ゲート８６，８８が選択さ
れ、線７６，７８のＣ０、Ｃ１はそれぞれオア・ゲート
９４，９６に対するアンド・ゲート８６，８８に供給さ
れる。故に、線９５，９７のデコーダ７４の出力Ｃ
０’，Ｃ１’の状態はそれぞれ受信したＣ０、Ｃ１のま
まである。排他的オア・ゲート９８の出力は１であり、
それは計算済チェック・ビットＣＮとなる。
【００９３】次に、受信したＣ０、Ｃ１、Ｃ２の第２の
正しいデコードの場合を例示した図７を参照する。例え
ば、０１０が送信され、０１０が受信され、前のスロッ
トに対する計算済チェック・ビットＣＰは“０”であ
る。線８０，８２のＣ２，ＣＰはそれぞれ“０”である
から、排他的オア・ゲート８４の出力は“１”である。
故に、アンド・ゲート８６，８８が前の例と同様に選択
され、線９５，９７のデコーダ７４からの出力Ｃ０’，
Ｃ１’の状態はそれぞれ受信したＣ０、Ｃ１のままであ
る。排他的オア・ゲート９８の出力は１であり、それは
計算済チェック・ビットＣＮとなる。
【００９４】次に、図８を参照する。図８は現行スロッ
トのために送信されたチェック・ビットＣ２が正しくな
いときの正しいデコードを例示する。これは前述のケー
ス１である。例えば、０１０が送信され、０１１が受信
されたものとする。すなわち、線８０の現行スロットに
対するチェック・ビットが正しくないということを示
す。線８２の前のスロットに対する計算済チェック・ビ
ットＣＰは０であり、線８０のＣ２は１であって、排他
的オア・ゲート８４の入力に対する２進値が異なるの
で、排他的オア・ゲート８４の出力は０であり、アンド
・ゲート９０，９２が選ばれる。すなわち、ゲート回路
９９の出力はデコードされたＣ０’，Ｃ１’である。
【００９５】アンド・ゲート１００，１０２，１０４の
各々は“０”である少なくとも１入力を有する。故に、
これら各ゲートの出力は０である。従って、オア・ゲー
ト１１０の出力は０となり、アンド・ゲート９０を通し
て得られるオア・ゲート９４に対する入力は“０”であ
るから、オア・ゲート９４の出力は０である。すなわ
ち、Ｃ０’はＣ０と同じ“０”である。各アンド・ゲー
ト１０４，１０６は少なくとも“０”である１入力を有
し、そのため、各これらゲートの出力は０である。
【００９６】しかし、アンド・ゲート１０８は線７８の
第１の入力Ｃ１から“１”を入力し、線８０の第２の入
力Ｃ２から上記のとおり“１”を入力する。従って、ア
ンド・ゲート１０８の出力は１である。故に、オア・ゲ
ート１１２の出力は“１”であり、また、排他的オア・
ゲート８４の出力は“０”であるから、アンド・ゲート
９２の出力は“１”となり、“１”がオア・ゲート９６
に対する入力として選ばれる。すなわち、オア・ゲート
９６の出力Ｃ１’は“１”であり、Ｃ１と同じ値であ
る。故に、正しく受信したデータ・ビットは正しくデコ
ードされるのに対し、受信が正しくないチェック・ビッ
トＣ２はデータを破壊しない。排他的オア・ゲート９８
は、Ｃ０’及びＣ１’が異なる２進値を持つので、計算
済チェック・ビットを“１”と計算する。
【００９７】次に、受信したデータ・ビット及びチェッ
ク・ビットのエラーを修正することによるデコードの修
正を例示する図９を参照する。これは前述のケース２で
ある。例えば、０１１（図２のスロット２８）が送信さ
れ、１００（図２のスロット３０）が受信される。受信
したデータ・ビット及び現行スロットに対するチェック
・ビットは不正確である。前のスロットに対する計算済
チェック・ビットＣＰは“１”である。
【００９８】線８０のＣ２は“０”であり、線８２のＣ
Ｐは“１”であり（２進値が異なる）、排他的オア・ゲ
ート８４の出力は“０”であるから、アンド・ゲート９
０，９２が選ばれる。すなわち、ゲート回路９９の出力
はデコードされたＣ０’，Ｃ１’である。各アンド・ゲ
ート１００，１０２，１０４は“０”である少なくとも
１つの入力を持つ。故に、各これらゲートの出力は
“０”である。従って、オア・ゲート１１０の出力は
“０”であり、アンド・ゲート９０を通して“０”がオ
ア・ゲート９４に対する入力としで選ばれる。
【００９９】故に、オア・ゲート９４の出力は“０”で
ある。すなわち、Ｃ０’はＣ０の正しくない受信値とは
異なり、送信されたＣ０と同じ値の“０”である。各ア
ンド・ゲート１０４，１０８は“０”である少なくとも
１つの入力を持つ。故に、各これらゲートの出力は
“０”である。しかし、アンド・ゲート１０６は線７６
のＣ０に“１”である第１の入力を持ち、線７８の反転
Ｃ１に“１”である第２の入力を持ち、線８０の反転Ｃ
２に“１”である第３の入力を持つ。従って、アンド・
ゲート１０６の出力は“１”である。故に、オア・ゲー
ト１１２の出力は“１”であり、その“１”はアンド・
ゲート９２を通して、オア・ゲート９６に対する入力と
して選ばれる。故に、オア・ゲート９６の出力は“１”
である。すなわち、Ｃ１’は“１”であり、それは、送
信されたＣ１と同じ値であり、Ｃ１の正しくない受信値
とは異なる。誤って受信した現行スロットのデータ・ビ
ット“１０”（スロット３０）はデコードされて、送信
された前のスロットのデータ・ビット“０１”を生成す
る。Ｃ０’は“０”であり、Ｃ１’は“１”であるか
ら、排他的オア・ゲート９８の出力における計算済チェ
ック・ビットＣＮは“１”となる。次に、受信したデー
タ・ビット及びチェック・ビットのエラーを修正するこ
とによって、正しくデコードする他の例を例示する図１
０を参照して説明する。例えば、１１１（図２のスロッ
ト３６）が送信され、０００（図２のスロット２２）が
受信されたとする。現行スロットに対する受信したデー
タ・ビット及びチェック・ビットはそれぞれ正しくな
い。前のスロットに対する計算済チェック・ビットＣＰ
は“１”である。
【０１００】線８０のＣ２は“０”であり、線８２のＣ
Ｐは異なる２進値“１”である。従って、排他的オア・
ゲート８４の出力は“０”であり、アンド・ゲート９
０，９２が選ばれる。すなわち、ゲート回路９９の出力
はデコードされたＣ０’，Ｃ１’である。各アンド・ゲ
ート１００，１０２は“０”である少なくとも１つの入
力を持つ。故に、各これらゲートの出力は“０”であ
る。
【０１０１】しかし、アンド・ゲート１０４は線７８の
反転Ｃ１に第１の入力“１”を持ち、線７６の反転Ｃ０
に第２の入力“１”を持ち、線８０の反転Ｃ２に第３の
入力“１”を持つ。故に、アンド・ゲート１０４の出力
はオア・ゲート１１０の出力を“１”にする“１”とな
り、その“１”はアンド・ゲート９０によりオア・ゲー
ト９４に対する入力として選ばれる。故に、オア・ゲー
ト９４の出力は“１”である。
【０１０２】すなわち、Ｃ０’は送信されたＣ０と同じ
値であり、Ｃ０の正しくなく受信した値とは異なる
“１”である。各アンド・ゲート１０６，１０８は
“０”である少なくとも１つの入力を持つため、各これ
らゲートの出力は“０”である。しかし、アンド・ゲー
ト１０４は、前述のように、出力“１”を持ち、それは
オア・ゲート１１２の出力を“１”にして、アンド・ゲ
ート９２をとおし、オア・ゲート９６に対する入力とし
て選ばれる。
【０１０３】故に、オア・ゲート９６の出力は“１”で
ある。すなわち、Ｃ１’は“１”であり、それは送信さ
れたＣ１と同じ値であり、正しくなく受信したＣ１の値
とは異なる。正しくなく受信したデータ・ビット００
（スロット２２）がデコードされ、送信されたデータ・
ビット１１（スロット３６）を生成する。Ｃ０’は
“１”であり、Ｃ１’は“１”であるから計算済チェッ
ク・ビットは“０”である。
【０１０４】
【発明の効果】本発明は、以上説明したように構成し、
特に、データ送信期間を複数のスロットに分割し、保護
パルス位置を設けるようにしたことにより、ディジタル
情報を大量に効率よく且つ信頼性をもって送信すること
ができる符号化及びデコード方法及びシステムを提供す
ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】ワイヤレス赤外線通信システムのエンコーダの
ブロック図
【図２】本発明によるデータ送信ホーマットの例を示す
図
【図３】データ送信ホーマットの生成方法を例示するブ
ロック図
【図４】図３のブロック図の２進状態を詳細に示す図
【図５】ワイヤレス赤外線通信システムのデコーダのブ
ロック図
【図６】図５に示すデコーダの詳細なブロック図
【図７】図６とは異なるデコード・シーケンスを例示し
た図５のデコーダの詳細なブロック図
【図８】図６及び図７とは異なるデコード・シーケンス
を例示した図５のデコーダの詳細なブロック図
【図９】図６乃至図８とは異なるデコード・シーケンス
を例示した図５のデコーダの詳細なブロック図
【図１０】図６乃至図９とは異なるデコード・シーケン
スを例示した図５のデコーダの詳細なブロック図
【符号の説明】
２ 直列−並列コンバータ ４ 入力線 ６、８、１６線 １０ ＰＰＭ変調装置 １２ 排他的オア回路 １４ 遅延回路 １８ 出力線 Ｃ０、Ｃ１ ２ビット・データ Ｃ２ パリティ・ビット ２０ 信号 ２２−３８ スロット ４０、４８ オア・ゲート ４２、４４、４６ 遅延回路 ５２ アンド・ケート ５６ 発振器 ５８ カウンタ ６０ 検出器 ６２ ＰＰＭ変調装置 ６６ 保護スロット ７０ パルス位置検出器 ７４ デコーダ ８４、９８ 排他的オア回路 ９４、９６、１１０、１１２ オア・ゲート ８６−９２ アンド・ケート １００−１０８ アンド・ケート
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭49−128748（ＪＰ，Ａ) 特開 昭54−41038（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−80037（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−213150（ＪＰ，Ａ) 実開 昭51−34320（ＪＰ，Ｕ) Ｊ．Ｊ．Ｏ’Ｒｅｉｌｌｙ， ｅｔ ａｌ，Ｌｉｎｅ ｃｏｄｅ ｄｅｓｉｇ ｎ ｆｏｒ ｄｉｇｉｔａｌ Ｐｕｌｓ ｅ−ｐｏｓｉｔｉｏｎ ｍｏｄｕｌａｔ ｉｏｎ，ＩＥＥ ＰＲＯＣＥＥＤＩＮＧ Ｓ−Ｆ， Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ ｓ， Ｒａｄａｒ ａｎｄ Ｓｉｇｎａ ｌ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，米国，ＩＥ Ｅ，1985年10月，Ｖｏｌ．132， Ｐａ ｒｔ Ｆ， Ｎｏ．６，441−446 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 25/49 H04L 1/00 H04L 12/28 300 H04N 7/24

Claims (10)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 ワイヤレス通信リンクにおける伝送デー
    タを符号化するパルス位置方法であって、該ワイヤレス
    通信リンクでは、ビットエラーがマルチパス又は不正確
    なタイミングのために前記パルス位置符号化データに導
    入されることがあり、ビットエラーにより引き起こされ
    る復号化誤りを回避する方法において、 パルス位置符号化期間を（２Ｍ＋１）個のスロットに分
    割し、ただし、Ｍ＝２Nであり、Ｎはスロット１〜２Ｍ
    の各スロットのデータビットのビット数であり、Ｍ及び
    Ｎは整数であり、（２Ｍ＋１）個のスロットとは、 Ｎビットの所定列と検
    査ビットとを持つ第１のスロット、前記第１のスロット
    のＮビットの所定列と前記第１のスロットの検査ビット
    の補数とをもつ第２のスロット、・・・、Ｎビットの所
    定列と検査ビットとを持つ第（２Ｍ−１）のスロット、
    及び前記第（２Ｍ−１）のスロットのＮビットの所定列
    と前記第（２Ｍ−１）のスロットの検査ビットの補数と
    をもつ第２Ｍのスロット、及びパルス位置符号化期間を
    分離するガードスロットとしての第（２Ｍ＋１）のスロ
    ットであり、 パルス位置符号化期間において送信するＮビットのデー
    タビットと該データビットに基づく１ビットの検査ビッ
    トを生成し、 今回のパルス位置符号化期間で送信するＮビットのデー
    タビットと、１個前のパルス位置符号化期間としての前
    回のパルス位置符号化期間で送信したＮビットのデータ
    ビットに基づく検査ビットとからなるＮ＋１ビットの符
    号化データに対応するスロットを今回のシンボル期間の
    パルス位置とするＰＰＭで信号を送信する、 ことを特徴
    とするパルス位置方法。
  2. 【請求項２】 復号化段階を有し、該復号化段階は、 符号化データを受信する段階、今回のパルス位置符号化期間における検査ビットと前回
    のパルス位置符号化期間における選択データビットに基
    づく検査ビット と比較する段階、及び もし両検査ビットが同じであれば、今回のパルス位置符
    号化期間の符号化データのデータビットを選択し、もし
    両検査ビットが相違していれば、今回のパルス位置符号
    化期間のパルス位置としてのスロットに対して１個前の
    スロットに係るデータビットを選択する段階、 を有していることを特徴とする請求項１記載のパルス位
    置方法。
  3. 【請求項３】 ワイヤレス通信リンクにおいて伝送され
    て受信したパルス位置符号化データを復号化する方法で
    あって、該ワイヤレス通信リンクでは、ビットエラーが
    マルチパス又は不正確なタイミングのために前記受信し
    たパルス位置符号化データに導入され、ビットエラーに
    より引き起こされる復号化誤りを回避する方法であっ
    て、パルス位置符号化期間が（２Ｍ＋１）のスロットに
    分割され、Ｍ＝２Nであり、Ｎは、スロット１〜２Ｍの
    各々におけるデータビットのビット数であり、Ｍ及びＮ
    は整数であり、（２Ｍ＋１）のスロットとは、Ｎビット
    の所定列と検査ビットとを持つ第１のスロット、前記第
    １のスロットのＮビットの所定列と前記第１のスロット
    の検査ビットの補数とをもつ第２のスロット、・・・、
    Ｎビットの所定列と検査ビットとを持つ第（２Ｍ−１）
    のスロット、前記第（２Ｍ−１）のスロットのＮビット
    の所定列と前記第（２Ｍ−１）のスロットの検査ビット
    の補数とをもつ第２Ｍのスロット、及びパルス位置符号
    化期間を分離するためにガードスロットとして利用され
    ている第（２Ｍ＋１）のスロットである方法において、Ｎビットのデータビットと１ビットの検査ビットとから
    なるＮ＋１ビットの 符号化データをＰＰＭにより受信す
    る段階、今回のパルス位置符号化期間の検査ビットを１個前のパ
    ルス位置符号化期間としての前回のパルス位置符号化期
    間における選択データビットに基づく検査ビット と比較
    して、それらが所定の関係をもつか否かを決める段階、
    及び もし今回のパルス位置符号化期間の検査ビットと前回の
    パルス位置符号化期間の選択データビットに基づく検査
    ビットとが所定関係をもつならば、今回のパルス位置符
    号化期間の符号化データのデータビットを選択し、もし
    所定の関係をもたなければ、今回のパルス 位置符号化期
    間のパルス位置に対応するスロットに対して１個前のス
    ロットに係るデータビットを選択する段階、 を有していることを特徴とする復号方法。
  4. 【請求項４】 １個前のスロットに係るデータビットを
    選択する段階は、今回のパルス位置符号化期間の符号化
    データにおけるＮビットのデータビットと１ビットの検
    査ビットとに基づいて１個前のスロットに係るデータビ
    ットを算出する段階を含むことを特徴とする請求項３記
    載の復号方法。
  5. 【請求項５】 今回のパルス位置符号化期間における選
    択データビットに基づく検査ビットは、次のパルス位置
    符号化期間の符号化データのエラー検査に利用されるこ
    とを特徴とする請求項３記載の復号方法。
  6. 【請求項６】 データ伝送期間Ｔが（２Ｍ＋１）個のス
    ロットに分割され、ただし、Ｍ＝２Nであり、Ｎはスロ
    ット１〜２Ｍの各スロットのデータビットの数であり、
    Ｍ及びＮは整数であり、（２Ｍ＋１）個のスロットと
    は、Ｎビットの所定列と検査ビットとを持つ第１のスロ
    ット、前記第１のスロットのＮビットの所定列と前記第
    １のスロットの検査ビットの補数とをもつ第２のスロッ
    ト、・・・、Ｎビットの所定列と検査ビットとを持つ第
    （２Ｍ−１）のスロット、前記第（２Ｍ−１）のスロッ
    トのＮビットの所定列と前記第（２Ｍ−１）のスロット
    の検査ビットの補数とをもつ第２Ｍのスロット、及びデ
    ータ伝送期間Ｔを分離するためのガードスロットとして
    作用するためにデータ無しの第（２Ｍ＋１）のスロット
    であるデータ通信システムにおいて、今回のデータ伝送期間Ｔで送信するＮビットのデータビ
    ットと、１個前のデータ伝送期間Ｔとしての前回のデー
    タ伝送期間Ｔで送信したＮビットのデータビットに基づ
    く検査ビットとからなるＮ＋１ビットの符号化データに
    対応するスロットを今回のデータ伝送期間Ｔのパルス位
    置とするＰＰＭで信号を送信する手段、 符号化データをＰＰＭで受信する手段、 今回のデータ伝送期間Ｔの検査ビットを１個前のデータ
    伝送期間Ｔとしての前回のデータ伝送期間Ｔの選択デー
    タビットに基づく検査ビットと比較する手段、及び もし今回のデータ伝送期間Ｔの検査ビットと前回のデー
    タ伝送期間Ｔの選択データビットに基づく検査ビットと
    が同一であるならば、今回のデータ伝送期間Ｔのデータ
    ビットを選択し、もし相違しているならば、今回のデー
    タ伝送期間Ｔのパルス位置に対応するスロットに対して
    １個前のスロットに係るデータビット を選択する手段、 を有していることを特徴とするデータ通信システム。
  7. 【請求項７】 次のデータ伝送期間Ｔにおけるパルス位
    置の誤り検出に利用する検査ビットを、今回のデータ伝
    送期間ＴにおけるＮビットの選択データビットから得る
    手段を有していることを特徴とする請求項６記載のデー
    タ通信システム。
  8. 【請求項８】 データ伝送期間が（２Ｍ＋１）個のスロ
    ットに分割され、ただし、Ｍ＝２Nであり、Ｎはスロッ
    ト１〜２Ｍの各スロットのデータビットの数であり、Ｍ
    及びＮは整数であり、（２Ｍ＋１）個のスロットとは、
    Ｎビットの所定列と検査ビットとを持つ第１のスロッ
    ト、前記第１のスロットのＮビットの所定列と前記第１
    のスロットの検査ビットの補数とをもつ第２のスロッ
    ト、・・・、Ｎビットの所定列と検査ビットとを持つ第
    （２Ｍ−１）のスロット、前記第（２Ｍ−１）のスロッ
    トのＮビットの所定列と前記第（２Ｍ−１）のスロット
    の検査ビットの補数とをもつ第２Ｍのスロット、及びデ
    ータ伝送期間Ｔを分離するためのガードスロットとして
    利用される第（２Ｍ＋１）のスロットであるデータ通信
    システムにおいて、今回のデータ伝送期間Ｔで送信するＮビットのデータビ
    ットと、１個前のデータ伝送期間Ｔとしての前回のデー
    タ伝送期間Ｔで送信したＮビットのデータビットに基づ
    く検査ビットとからなるＮ＋１ビットの符号化データに
    対応するスロットを今回のデータ伝送期間Ｔのパルス位
    置とするＰＰＭで信号を送信する手段、 符号化データをＰＰＭで受信する手段、 今回のデータ伝送期間Ｔの検査ビットを１個前のデータ
    伝送期間Ｔとしての前回のデータ伝送期間Ｔの選択デー
    タビットから算出した算出検査ビットと比較して、それ
    らが所定 関係をもつか否かを決める手段、及び もし今回のデータ伝送期間Ｔの検査ビットと前記算出検
    査ビットとが所定関係をもつならば、今回のデータ伝送
    期間Ｔのデータビットを選択する手段、及び もし今回のデータ伝送期間Ｔの検査ビットと前記算出検
    査ビットとが所定関係をもたなければ、今回のデータ伝
    送期間Ｔのパルス位置に対応するスロットに対して１個
    の前のスロットに対応するデータビット を選択する手
    段、 を有していることを特徴とするデータ通信システム。
  9. 【請求項９】 今回のデータ伝送期間Ｔにおける選択デ
    ータビットから算出した算出検査ビットは、次のデータ
    伝送期間Ｔの符号化データのエラー検査に利用されるこ
    とを特徴とする請求項８記載のデータ通信システム。
  10. 【請求項１０】 １個前のスロットに係るデータビット
    を選択する手段は、今回のデータ伝送期間Ｔの符号化デ
    ータのＮビットのデータビットと１ビットの検査ビット
    とに基づいて１個前のスロットに係るデータビットを算
    出する段階を含むことを特徴とする請求項８記載のデー
    タ通信システム。
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