JP3495282B2 - 温度補償を施した増幅器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、携帯無線機等に用
いられる増幅器、さらには利得可変の増幅器に係り、特
に温度補償を施した増幅器に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、携帯電話機に代表される無線通信
機器の開発が盛んに行われている。これらの無線通信機
器は、例えば人間が所持したり、自動車などに搭載され
て使用されるため、小型かつ軽量であることが要求され
る。このため、機器を構成する部品は従来の構成部品単
体を多数接続したハイブリッド構成よりも、小型化、軽
量化に向くモノリシックＩＣ（集積回路）化が強く望ま
れている。部品の小型化の他に、機器の低価格化も当然
に要求されるが、モノリシックＩＣ化は低価格化にも欠
かせない技術である。

【０００３】この種の無線通信機器の使用温度範囲は非
常に広く、例えば−４０℃から８０℃程度まで回路の特
性を保証する必要がある。しかしながら、このような広
い温度範囲においては、一般に電子回路の利得が温度に
より大幅に変化してしまう。これを避けるため、従来で
は図１７（ａ）に示す増幅器を用いて利得の温度依存性
を小さくしている。この増幅器は、差動トランジスタ対
を構成するトランジスタＱ１００，Ｑ１０１のエミッタ
端子間にエミッタ縮退抵抗Ｒ１００を接続した差動増幅
器である。トランジスタＱ１００，Ｑ１０１のエミッタ
端子は電流源Ｉ１００，Ｉ１０１をそれぞれ介して接地
され、コレクタ端子は抵抗Ｒ１００，Ｒ１０１をそれぞ
れ介して電源Ｖｃｃに接続される。入力信号はトランジ
スタＱ１００，Ｑ１０１のベース端子間に印加され、出
力信号はトランジスタＱ１００，Ｑ１０１のコレクタ端
子間から取り出される。この増幅器の電圧利得Ｇ１は、
Ｒ１０１＝Ｒ１０２としたとき、次式で近似的に表され
る。 Ｇ１＝２×Ｒ１０１／Ｒ１００ （１） 抵抗（電気抵抗）は一般に温度特性を持ち、その値は一
般にＲ（Ｔ）＝Ｒ（ΔＴ）＝Ｒ（Ｔｏ）×（１＋ｆ（Δ
Ｔ））と表されるとする。ここで、Ｔは環境の温度、Δ
Ｔ＝Ｔ−Ｔｏ、Ｔｏは室温（常温）、Ｒ（Ｔｏ）は室温
での抵抗値であり、ｆ（ΔＴ）は温度依存性を示す温度
に関する多項式である。このような抵抗の温度特性を考
慮すると、式（１）は次式（２）のようになり、抵抗Ｒ
１０１とＲ１００の温度依存性が互いに打ち消される。

【０００４】 Ｇ１（ΔＴ）＝２×Ｒ１０１（Ｔｏ）×（１＋ｆ（ΔＴ）） ／Ｒ１００（Ｔｏ）×（１＋ｆ（ΔＴ）） ＝２×Ｒ１０１（Ｔｏ）／Ｒ１００（Ｔｏ） （２） このように図１７（ａ）の増幅器は利得の温度依存性を
相殺する優れた手法であるが、エミッタ縮退抵抗Ｒ１０
０による雑音が大きいという問題がある。無線通信機器
に用いる増幅器は、一般に広いダイナミックレンジが要
求されるため、このエミッタ縮退抵抗による雑音を小さ
くする必要がある。雑音の点から考えれば、図１７
（ｂ）に示すようにエミッタ縮退抵抗を除去した構成が
望ましいが、利得Ｇ２は次式に示すように温度特性を持
ってしまう。 Ｇ２（Ｔ）＝２Ｉｃ×Ｒ１０１／ＶT （３） ここで、Ｉｃは電流源Ｉ１０３の電流値である。ＶTは
熱電圧であり、ＶT＝ｋＴ／ｑ（ｋ：ボルツマン定数、
ｑ：電荷素量）で表され、温度Ｔに比例する。従って、
図１７（ｂ）の構成は雑音には優れているものの、利得
が温度により大幅に変化してしまう。熱電圧ＶTの温度
依存性は抵抗の温度特性よりも一般に大きいため、特に
ＶTの温度補償が強く求められる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】上述したように、従来
のエミッタ縮退抵抗を用いた差動増幅器は、利得の温度
依存性を相殺できるという利点を有する反面、エミッタ
縮退抵抗による雑音が大きいため、広ダイナミックレン
ジが要求される無線通信機器には好ましくない。一方、
エミッタ縮退抵抗を有しない差動増幅器は、利得の温度
依存性が大きく、使用温度範囲が広い無線通信機器には
適用が難しいという問題があった。

【０００６】本発明は、雑音を増大させることなく利得
の温度依存性をなくし、広い温度範囲にわたって安定し
た利得が得られる増幅器、さらには温度に対して安定な
可変利得特性が得られる可変利得増幅器を提供すること
を目的とする。

【０００７】

【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
め、本発明に係る増幅器は温度依存性を有する第１の電
流源と、温度依存性を有しない第２の電流源と、温度依
存性を有しない第１の利得制御信号と前記第１の電流源
の出力電流とを乗算する第１の乗算手段、前記第の利得
制御信号と前記第２の電流源の出力電流とを乗算する第
２の乗算手段及び前記第１及び第２の乗算手段の乗算結
果を加算して温度依存性を有する第２の利得制御信号を
得る加算手段を含む制御信号変換手段と、前記第２の利
得制御信号に従って利得が制御される利得制御増幅器と
を有することを特徴とする。

【０００８】 第１の電流源は、例えばバンドギャップ
リファレンス回路またはＷｉｄｌａｒ回路を用いて構成
され、これらの回路から温度依存性を有する電流を取り
出し、この温度依存性を有する電流と温度依存性を有し
ない電流の差の電流を出力するように構成される。

【０００９】差動増幅器やエミッタ接地型増幅器の利得
は温度依存性をもつが、差動トランジスタ対の共通エミ
ッタ端子またはエミッタ接地トランジスタのエミッタ端
子に与えるバイアス電流として温度依存性を有する電流
源の電流を用いることによって、これらの増幅器の利得
の温度特性が打ち消される。従って、エミッタ縮退抵抗
を用いた場合のような雑音の増大を伴うことなく、広い
温度範囲にわたって安定した利得が得られる。

【００１０】本発明に係る他の増幅器は、Ｖｙを利得制
御増幅器に供給される利得制御電圧、ｋ（Ｔ）を温度に
依存する変数、Ｒ（Ｔ）を温度依存性のある抵抗の抵抗
値、ＶTを熱電圧としたとき、利得がｅｘｐ（−ｋ
（Ｔ）Ｒ（Ｔ）Ｖｙ／ＶT（Ｔ））に比例する可変利得
増幅器であって、Ｒ（Ｔ）／ＶT（Ｔ）または１／ＶT
（Ｔ）の温度特性をｋ（Ｔ）により相殺することを特徴
とする。このような構成により、利得が温度に対して安
定な利得可変特性が得られる。

【００１１】一つの態様によると、この可変利得増幅器
は、温度依存性を有する第１の電流源と、温度依存性の
ない第１の利得制御信号を第１の電流源出力電流を用い
て温度依存性を有する第２の利得制御信号に変換する制
御信号変換手段と、第２の利得制御信号に従って利得が
制御される利得制御増幅器とからなる。

【００１２】他の態様によると、この可変利得増幅器
は、温度依存性を有する電流の温度に対して変化する成
分のみを出力する第１の電流源と、温度依存性を有しな
い第２の電流源と、温度依存性のない第１の利得制御信
号を第１の電流源および第２の電流源の出力電流を用い
て温度依存性を有する第２の利得制御信号に変換する制
御信号変換手段と、第２の利得制御信号に従って利得が
制御される利得制御増幅器とからなる。

【００１３】これらの可変利得増幅器においても、第１
の電流源は、例えばバンドギャップリファレンス回路ま
たはＷｉｄｌａｒ回路を用いて構成され、これらの回路
から温度依存性を有する電流を取り出して出力するか、
またはバンドギャップリファレンス回路またはＷｉｄｌ
ａｒ回路から温度依存性を有する電流を取り出し、この
温度依存性を有する電流と温度依存性を有しない電流の
差の電流を出力するように構成される。

【００１４】制御信号変換手段は、第１の利得制御信号
をＶｘ、第２の利得制御信号をＶｙとし、熱電圧をＶ
T、１以上の定数をＲｋとしたとき、 Ｖｙ＝ＶT・ｌｎ｛ｅｘｐ（Ｒｋ・Ｖｘ／ＶT）−１｝ なる入出力特性を有し、また利得制御増幅器は、入力信
号電流をＩｓｉｇ、出力信号電流をＩａとしたとき、 Ｉａ／Ｉｓｉｇ＝１／［１＋ｅｘｐ（Ｖｙ／ＶT）］ なる伝達関数を有することが望ましい。このような構成
により、第１の利得制御信号に対して利得が指数関数的
に変化し、かつ利得が温度に対して安定な利得可変特性
が実現される。

【００１５】この制御信号変換手段は、例えば、一方の
トランジスタのコレクタ端子とベース端子が接続され、
他方のトランジスタのトランジスタのベース端子が所定
の直流レベルに固定された差動トランジスタ対と、この
差動トランジスタ対の共通エミッタ端子にコレクタ端子
が接続され、ベース端子とエミッタ端子間に所定のバイ
アス電圧が印加された第１のトランジスタと、この第１
のトランジスタのベース端子に一端が接続された抵抗
と、ベース端子が該抵抗の他端に接続されると共に、第
１の利得制御信号から第１の電流源の出力電流または第
１の電流源および第２の電流源の出力電流を用いて生成
される利得制御電流が供給される第２のトランジスタ
と、この第２のトランジスタのコレクタ端子に電流入力
端子が接続され、電流出力端子が前記差動トランジスタ
対のベース端子とコレクタ端子が共通接続された一方の
トランジスタのコレクタ端子に接続される第１のカレン
トミラー回路とにより構成され、差動トランジスタ対の
二つのトランジスタのベース端子の電位差を第２の利得
制御信号として出力する。

【００１６】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を説明する。 （第１の実施形態）図１は、本発明の第１の実施形態に
係る増幅器の概略構成を示すブロック図である。この増
幅器は、差動増幅器やエミッタ接地増幅器などの増幅器
に、利得に対する温度補償を施したものであり、温度依
存性を有する電流源１と、この電流源１からの出力電流
Ｉｏｕｔを入力とする増幅段２により構成される。

【００１７】増幅段２は、差動増幅器またはエミッタ接
地増幅器であり、差動増幅器の場合は差動トランジスタ
対の共通エミッタ端子に電流源１が接続され、エミッタ
接地増幅器の場合はエミッタ接地トランジスタのエミッ
タに電流源１が接続される。

【００１８】次に、温度依存性を有する電流源１の構成
法について説明する。温度依存性を有する電流源１は、
図２（ａ）に示すようなバンドギャップリファレンス回
路、または図２（ｂ）に示すようなＷｉｄｌａｒ回路を
基本として実現することができる。

【００１９】図２（ａ）のバンドギャップリファレンス
回路は、例えば文献１：P.R.Gray and R.G.Meyer,“Ana
lysis and Design of ANALOG INTEGTRATED CIRCUITS, 3
rd edition”,WILEY.に記載された周知のバイアス回路
であり、温度依存性のない電流源Ｉ１１２がトランジス
タＱ１１３のコレクタ端子と電源Ｖｃｃとの間に接続さ
れる。トランジスタＱ１１３のエミッタ端子は接地さ
れ、ベース端子はトランジスタＱ１１２のコレクタ端子
と抵抗Ｒ１１１の一端に接続される。トランジスタＱ１
１２のエミッタ端子は抵抗Ｒ１１２を介して接地され、
ベース端子はダイオード接続されたトランジスタＱ１１
１のベース端子およびコレクタ端子に接続される。トラ
ンジスタＱ１１１のエミッタ端子は接地され、コレクタ
端子およびベース端子は抵抗Ｒ１１０を介して抵抗Ｒ１
１１の他端とトランジスタＱ１１０のエミッタ端子に接
続される。トランジスタＱ１１０のベース端子はトラン
ジスタＱ１１３のコレクタ端子に接続され、コレクタ端
子は電源Ｖｃｃに接続される。

【００２０】この回路では、トランジスタＱ１１１とＱ
１１２のエミッタ面積比が所望の値Ｎ（Ｎ＞１）に設定
される。このように接続されたバンドギャップリファレ
ンス回路の出力電圧Ｖｏｕｔは、以下の式で表される。

【００２１】 Ｖｏｕｔ＝ＶＢＥ_Q113＋ＶT・ｌｎ（Ｎ）Ｒ１１１／Ｒ１１２ （４） ここで、ＶＢＥ_Q113はトランジスタＱ１１３のベース・
エミッタ電圧であり、負の温度特性（−２ｍＶ／Ｋ）を
もち、またＶTは熱電圧であり、正の温度特性（＋０．
０８５ｍＶ／Ｋ）をもつ（文献１参照）。これら２つ温
度特性が互いに相殺されるようにｌｎ（Ｎ）Ｒ１１１／
Ｒ１１２を設定することで、温度依存性のない出力電圧
Ｖｏｕｔを生成することができる。図１中に示した温度
依存性を有する電流源１は、電流源Ｉ１１１またはＩ１
１０を参照して構成される電流源であり、次式（５）で
表されるように、温度電圧ＶT、つまり温度に比例し、
抵抗の温度特性に反比例する電流を発生するものであ
る。

【００２２】 Ｉ１１１（ΔＴ）＝ＶT（ΔＴ）ｌｎ（Ｎ）／Ｒ１１２（ΔＴ） ＝Ｉ１１１（Ｔｏ）｛１＋（１−ｒ）ΔＴ／Ｔｏ｝ （５） ここで、ΔＴ＝Ｔ−Ｔｏ、ＶT（ΔＴ）＝ＶT（Ｔｏ）
｛１＋ΔＴ／Ｔｏ｝、ｒは抵抗の一次の温度係数、Ｒ１
１２（Ｔ）＝Ｒ１１２（ΔＴ）＝Ｒ１１２（Ｔｏ）｛１
＋ｒΔＴ／Ｔｏ｝、Ｉ１１１（Ｔｏ）＝ＶT（Ｔｏ）ｌ
ｎ（Ｎ）／Ｒ１１２（Ｔｏ）とした。式（５）から、Ｉ
１１１（ΔＴ）は温度係数１−ｒをもつ温度に比例した
電流を供給する電流源と近似できる。ただし、一般にＶ
Tの温度係数１に比べ抵抗の温度係数ｒは小さい（１＞
＞ｒ）ので、温度係数はほぼ１となる。

【００２３】図２（ｂ）は、図２（ａ）のバンドギャッ
プリファレンス回路の接続を変えたＷｉｄｌａｒ回路に
属する回路であり、やはり先の文献１に記載されてい
る。図２（ａ）の回路から変更した部分は、トランジス
タＱ１１３のベース端子の接続先をトランジスタＱ１１
２のコレクタ端子からトランジスタＱ１１２のベース端
子に変えたところである。この回路の電流Ｉ１１１は、
以下の式で表される。 Ｉ１１１＝ＶT［ｌｎ（Ｎ）＋ｌｎ（Ｉ１１０／Ｉ１１１）］／Ｒ１１２ （６） ここで、電流Ｉ１１１（Ｔ）が近似的に温度に比例する
ことについて、以下に説明する。説明し易いように電流
Ｉ１１１（Ｔ）＝Ｉ１１１（Ｔｏ）×（１＋ｋΔＴ／Ｔ
ｏ）、Ｒ１１２（Ｔ）＝Ｒ１１２（ΔＴ）＝Ｒ１１２
（Ｔｏ）×｛１＋ｒΔＴ／Ｔｏ｝、ＶT（Ｔ）＝ＶT（Ｔ
ｏ）×（１＋ΔＴ／Ｔｏ）に置き換える。温度Ｔｏにお
いては、Ｉ１１０（Ｔｏ）＝Ｉ１１１（Ｔｏ）＝Ｉ１１
２（Ｔｏ）と設定されるように、回路が設計されている
とする。また、Ｉ１１０は温度に不感な電流Ｉ１１２と
等しいため、Ｉ１１０（Ｔ）＝Ｉ１１０（Ｔｏ）とな
る。従って、式（６）は以下のように変形される。

【００２４】 Ｉ１１１（Ｔｏ）×（１＋ｋΔＴ／Ｔｏ） ＝ＶT（Ｔｏ）／Ｒ１１２（Ｔｏ）×（１＋ΔＴ／Ｔｏ） ｛１−ｒΔＴ／Ｔｏ｝×［ｌｎ（Ｎ）＋ｌｎ｛Ｉ１１０（Ｔｏ） ／（Ｉ１１１（Ｔｏ）×（１＋ｋΔＴ／Ｔｏ））｝］ （７） 式（７）は以下の式に近似される。 式（７）＝ＶT（Ｔｏ）ｌｎ（Ｎ）／Ｒ１１２（Ｔｏ）×（１＋ΔＴ／Ｔｏ） ｛１−ｒΔＴ／Ｔｏ｝×［１＋ｌｎ（Ｉ１１０（Ｔｏ）／Ｉ１１１（Ｔｏ））／ ｌｎ（Ｎ）−ｌｎ（１＋ｋΔＴ／Ｔｏ）／ｌｎ（Ｎ）］ （８） ｌｎ｛Ｉ１１０（Ｔｏ）／Ｉ１１１（Ｔｏ）｝＝０であ
るので、式（８）は次式に近似される。 式（８）＝Ｉ１１１（Ｔｏ）×（１＋（１−ｒ）ΔＴ／Ｔｏ）×［１−ｋ／ｌ ｎ（Ｎ）×ΔＴ／Ｔｏ］ ＝Ｉ１１１（Ｔｏ）×［１＋（１−ｒ）ΔＴ／Ｔｏ−ｋ／ｌｎ（Ｎ ）×ΔＴ／Ｔｏ］ ＝Ｉ１１１（Ｔｏ）×［１＋（１−ｒ−ｋ／ｌｎ（Ｎ））×ΔＴ／ Ｔｏ］ （９） 式（７）の左辺と式（９）の右辺は等しいと近似できる
ので、以下の式が成り立つ。 ｋ＝（１−ｒ−ｋ／ｌｎ（Ｎ）） （１０） よって、ｋ＝（１−ｒ）／（１＋１／ｌｎ（Ｎ））の条
件において、近似的に式（７）が満たされることにな
る。従って、図２（ｂ）の回路においても、温度に比例
した電流Ｉ１１１を取り出すことができる。ただし、図
２（ａ）の回路における温度の比例係数（ｋ＝１）に比
べ、温度の比例係数ｋ（＜１）は小さくなる。

【００２５】次に、図３〜図４を用いて、上述したバン
ドギャップリファレンス回路またはＷｉｄｌａｒ回路を
基本にして温度依存性を有する電流源１を実際に構成す
る具体例について説明する。

【００２６】図３（ａ）は、温度依存性を有する電流源
１の第１の具体例を示す図である。回路構成は、基本的
には図２（ａ）に示したバンドギャップリファレンス回
路を用いている。図２（ａ）と異なる部分は、トランジ
スタＱ１１４と抵抗Ｒ１１３からなる電流源を構成する
回路が付加され、出力電流ＩｏｕｔをトランジスタＱ１
１４のコレクタ端子から取り出すところである。ただ
し、抵抗Ｒ１１３の抵抗値は抵抗Ｒ１１２の抵抗値と同
じとし、トランジスタＱ１１４のエミッタ面積はトラン
ジスタＱ１１２と同じとする。この場合、温度に比例し
た電流Ｉ１１１が出力電流Ｉｏｕｔにコピーされること
になる。図３（ｂ）には、温度依存性を有する出力電流
Ｉｏｕｔの温度特性を示してある。

【００２７】図４（ａ）は、温度依存性を有する電流源
１の第２の具体例を示す図である。利得の温度補償を行
う場合、温度係数を自由に設定できる電流源が必要とな
る場合がある。図４（ａ）は温度係数を自由に設定でき
る温度依存性を有する電流源であり、図３（ａ）と同様
に図２（ａ）に示したバンドギャップリファレンス回路
を基本として構成されている。図４（ａ）の回路接続に
おいて、図２（ａ）と異なるところを示すと、抵抗Ｒ１
１０の一端はダイオード接続されたトランジスタＱ１１
１のベースおよびコレクタ端子に接続され、他端はトラ
ンジスタＱ１１４のエミッタ端子に接続される。トラン
ジスタＱ１１４のベース端子はＱ１１３のコレクタ端子
に接続され、コレクタ端子は電源Ｖｃｃに接続される。
抵抗Ｒ１１１の一端はトランジスタＱ１１３のベース端
子に接続され、他端はトランジスタＱ１１０のエミッタ
端子に接続される。トランジスタＱ１１０のベース端子
はトランジスタＱ１１３のコレクタ端子に接続され、コ
レクタ端子は電流出力端子とされ、ここから出力電流Ｉ
ｏｕｔが取り出される。

【００２８】温度依存性のない電流源Ｉ１１３は、電源
ＶｃｃとトランジスタＱ１１０のエミッタ端子との間に
接続される。電流源Ｉ１１３の電流値は電流源Ｉ１１２
の電流値以下と設定され、Ｉ１１３＝ｍＩ１１２（０≦
ｍ≦１）とする。出力電流Ｉｏｕｔは、温度依存性のあ
る電流Ｉ１１１と温度依存性のない電流源Ｉ１１３の電
流との差電流であるので、以下のように表される。

【００２９】 Ｉｏｕｔ＝（ΔＴ）＝Ｉ１１１（ΔＴ）−Ｉ１１３ ＝Ｉｏ（Ｔｏ）×（１＋（１−ｒ）ΔＴ／Ｔｏ）−ｍＩｏ（Ｔｏ） ＝Ｉｏ（Ｔｏ）×（１−ｍ＋（１−ｒ）ΔＴ／Ｔｏ） ＝（１−ｍ）Ｉｏ（Ｔｏ）×（１＋（１−ｒ）／（１−ｍ）×ΔＴ／ Ｔｏ） （１１） 式（１１）から、温度係数は（１−ｒ）／（１−ｍ）と
なるため、０≦ｒ＜ｍ＜１の範囲で温度係数を１以上に
することが可能となる。

【００３０】図４（ｂ）に、ｒ＝０，ｍ＝０．５とした
場合の出力電流Ｉｏｕｔの温度特性示す。この場合、出
力電流Ｉｏｕｔ（Ｔｏ）は電流値Ｉｏ（Ｔｏ）の１／２
となる。カレントミラー回路により出力電流Ｉｏｕｔを
２倍にした場合の電流の温度特性を実線で記してある。
比較のために、図３（ａ）の回路の電流の温度特性を破
線に示す。図４（ａ）の回路と図３（ａ）の回路では、
明らかに温度係数が変わっているのが分かる。

【００３１】図５（ａ）は、温度依存性を有する電流源
１の第３の具体例を示す図であり、やはり温度係数を自
由に設定できる電流源である。この回路は図２（ｂ）に
示したＷｉｄｌａｒ回路を基本として構成されている。
図５（ａ）の回路接続において、図２（ｂ）異なるとこ
ろを示すと、トランジスタＱ１１０のコレクタ端子は電
流出力端子とされ、ここから出力電流Ｉｏｕｔが出力さ
れる。温度依存性のない電流源Ｉ１１３は、電源Ｖｃｃ
とトランジスタＱ１１０のエミッタ端子との間に接続さ
れる。電流源Ｉ１１３の電流値は電流源Ｉ１１２の電流
値以下と設定され、Ｉ１１３＝ｍ・Ｉ１１２（０≦ｍ≦
１）とする。出力電流Ｉｏｕｔは温度依存性のある電流
Ｉ１１１と温度依存性のない電流源Ｉ１１３の電流との
差電流であるので、以下のように表される。

【００３２】 Ｉｏｕｔ（ΔＴ）＝Ｉ１１１（ΔＴ）−Ｉ１１３ ＝Ｉｏ（Ｔｏ）×（１＋ｋΔＴ／Ｔｏ）−ｍＩｏ（Ｔｏ） ＝Ｉｏ（Ｔｏ）×（１−ｍ＋ｋΔＴ／Ｔｏ） ＝（１−ｍ）Ｉｏ（Ｔｏ）×（１＋ｋ／（１−ｍ） ×ΔＴ／Ｔｏ） （１２） 式（１２）から温度係数はｋ／（１−ｍ）となるため、
０≦ｍ≦１の範囲で温度係数をｋ以上にすることが可能
となる。

【００３３】図５（ｂ）に、ｍ＝０．５とした場合の出
力電流Ｉｏｕｔの温度特性を示す。この場合、Ｉｏｕｔ
（Ｔ）の温度係数は２ｋとなる。図５（ｃ）には、ｍ＝
１とした場合の出力電流Ｉｏｕｔの温度特性を示してい
る。この場合、温度Ｔｏ以下においては、出力電流Ｉｏ
ｕｔは出力されず、温度Ｔｏ以上において出力電流Ｉｏ
ｕｔ（Ｔ）が出力される。カレントミラー回路によりＩ
ｏｕｔ（Ｔ）を定数倍することで、破線に示す特性が得
ることができる。

【００３４】次に、図１に示した増幅器のいくつかの具
体例を説明する。 ＜第１の具体例＞図６は、図１に示した増幅器の第１の
具体例を示す回路図である。この増幅器では、温度依存
性を有する電流源１として図３（ａ）に示した回路を用
い、この電流源１の出力電流Ｉｏｕｔ（トランジスタＱ
１１４のコレクタ電流）をテール電流とした差動増幅器
を増幅段２としている。

【００３５】図６において、トランジスタＱ１００，Ｑ
１０１は差動増幅器の差動トランジスタ対を構成し、ト
ランジスタＱ１００，Ｑ１０１のベース端子間に入力信
号電圧Ｖｉｎが印加される。トランジスタＱ１００のコ
レクタ端子は抵抗Ｒ１０１を介して電源Ｖｃｃに接続さ
れ、トランジスタＱ１０１のコレクタ端子は抵抗Ｒ１０
２を介して電源Ｖｃｃに接続される。トランジスタＱ１
００，Ｑ１０１の共通エミッタ端子は、トランジスタＱ
１１４のコレクタ端子に接続され、トランジスタＱ１１
４のエミッタ端子は抵抗Ｒ１１４に接続される。出力信
号電圧Ｖｏｕｔは、トランジスタＱ１００，Ｑ１０１の
コレクタ端子間から取り出される。

【００３６】トランジスタＱ１４４に流れる差動増幅器
のテール電流Ｉｏ（Ｔ）とすると、差動増幅器の利得は
式（３）に示したように２Ｉｏ（Ｔ）×Ｒ１０１／ＶT
で表される。一方、Ｉｏ（Ｔ）は式（５）と同様に表さ
れるので、差動増幅器の利得Ｇ２（Ｔ）は次式で表され
る。

【００３７】 Ｇ２（Ｔ）＝２ＶT（Ｔ）ｌｎ（Ｎ）Ｒ１０１／（Ｒ１１２×ＶT（Ｔ）） ＝２ｌｎ（Ｎ）Ｒ１０１／Ｒ１１２ （１３） 式（１３）に示されるように、図６の構成により温度特
性を持たない利得を得ることができる。また、図６では
雑音の原因となるエミッタ縮退抵抗を用いていない。す
なわち、本構成によれば雑音を増大させることなく、広
い温度範囲にわたって安定した利得が得られる。

【００３８】＜第２の具体例＞図７は、図１に示した増
幅器の第２の具体例を示す回路図である。この増幅器で
は、温度依存性を有する電流源１として図４（ａ）に示
した温度係数が１以上の電流源を用い、差動増幅器を増
幅段２としている。図４（ａ）の回路の出力電流Ｉｏｕ
ｔを取り出すために、トランジスタＱ１１５，Ｑ１１６
による第１のカレントミラー回路が設けられ、さらにト
ランジスタＱ１１７，Ｑ１１８によるカレントミラー回
路が構成される。

【００３９】第２のカレントミラー回路においては、電
流入力側のトランジスタＱ１１７に式（１１）で示され
る電流が流れ、電流出力側のトランジスタＱ１１８から
次式で示される電流が差動増幅器のテール電流として出
力される。 Ｉｏ（ΔＴ）＝Ｍ（１−ｍ）Ｉｏ（Ｔｏ）×（１＋（１−ｒ） ／（１−ｍ）×ΔＴ／Ｔｏ） （１４） ここで、Ｍは第２のカレントミラー回路のトランジスタ
Ｑ１１７，Ｑ１１８のエミッタ面積比である。Ｍ（１−
ｍ）＝１とすると、式（１４）は以下のようになる。 Ｉｏ（ΔＴ）＝Ｉｏ（Ｔｏ）×（１＋Ｍ（１−ｒ）×ΔＴ／Ｔｏ）（１５） 式（１５）において、Ｍ＝１，ｍ＝０の場合は図６と同
じ回路となるため、図７の回路は図６を拡張した回路と
なる。

【００４０】この図７の回路の有用性を以下に述べる。
一般に、差動増幅器の出力段には図示しないエミッタフ
ォロワ回路が設けられるが、一般にエミッタフォロワ回
路も温度特性をもち、温度が高くなるほど利得が減少す
る。このようなエミッタフォロワ回路による出力段の温
度補償も含めて差動増幅器の温度補償を行う場合、温度
係数を１以上とする電流源が望まれる。このような場合
に、図７の構成が有用である。例えば、温度係数を１．
２としたい場合は、ｍ＝０．８３、Ｍ＝１．２とするよ
うに回路を設定すればよい（ただし、ｒ＝０と仮定し
た。）。ここで寸法が１：１．２のトランジスタを実現
するには、トランジスタのエミッタ面積比を５：６とす
るカレントミラー回路を用いればよい。

【００４１】＜第３の具体例＞図８は、図１に示した増
幅器の第３の具体例を示す回路図である。この増幅器で
は、温度依存性を有する電流源１として図５（ａ）に示
した温度係数を自由に設定する電流源を用い、差動増幅
器を増幅段２としている。図５（ａ）の回路の出力電流
Ｉｏｕｔを取り出すために、トランジスタＱ１１５，Ｑ
１１６による第１のカレントミラー回路が設けられ、さ
らにトランジスタＱ１１７，Ｑ１１８によるカレントミ
ラー回路が構成される点は、図７と同様である。

【００４２】この場合、トランジスタＱ１１８の出力電
流は次式で表わされる。 Ｉｏ（ΔＴ）＝Ｍ（１−ｍ）Ｉｏ（Ｔｏ）×（１＋ｋ） ／（１−ｍ）×ΔＴ／Ｔｏ） （１６） 式（１６）において、温度ＴｏのときＩｏ（Ｔｏ）とす
るように設定すると、Ｍ（１−ｍ）＝１を満たすように
Ｍ，ｍを設定する条件が加わる。この場合の電流Ｉｏｕ
ｔ（ΔＴ）（＝Ｉｏ（ΔＴ）は、次式で表される。 Ｉｏ（ΔＴ）＝Ｉｏ（Ｔｏ）×（１＋Ｍｋ×ΔＴ／Ｔｏ） （２０） この図７の構成によっても、図６と同様に差動増幅器以
外の温度特性を補償することが可能である。

【００４３】＜第４の具体例＞図１の増幅段２は差動増
幅器に限られるものでなく、エミッタ端子が交流的に接
地されているエミッタ接地増幅器であれば、同様に温度
補償が可能となる。

【００４４】図９は、図１に示した増幅器の第４の具体
例を示す回路図であり、温度特性を有する電流源１とし
て図３（ａ）に示した電流源を用い、増幅段２をトラン
ジスタＱ１００とそのコレクタ端子に接続された負荷抵
抗Ｒ１０１とで構成し、トランジスタＱ１００のエミッ
タ端子にトランジスタＱ１１４と交流接地用のキャパシ
タＣ１００を並列に接続している。温度依存性を有する
電流源１として、図４（ａ）または図５（ａ）の回路を
用いてエミッタ接地増幅器を構成してもよいことはいう
までもない。

【００４５】次に、本発明を可変利得増幅器に適用した
実施形態について説明する。 （第２の実施形態）図１０は、本発明の第２の実施形態
として温度補償を施した可変利得増幅器を示している。
温度依存性を有する電流源１１の出力電流Ｉｏｕｔは、
乗算器１３の一方の入力に供給される。第１の利得制御
電圧Ｖｘは電圧−電流変換回路１２によってｃＶｘ（ｃ
は定数）なる電流に変換された後、乗算器１３の他方の
入力に供給される。乗算器１３からは温度依存性を有す
る利得制御電流ＩＣＮＴ（Ｔ）が出力され、これが制御
信号変換回路１４により第２の利得制御電圧Ｖｙに変換
され、利得制御増幅器１５に供給される。

【００４６】携帯無線機のような無線通信機器における
無線送受信機回路では、ＩＦ（中間周波数）段に可変利
得増幅器が配置され、この可変利得増幅器によりＩＦ信
号を適正なレベルに調整できるように構成される。ま
た、近年盛んに開発が進められているＣＤＭＡ（符号分
割多元接続）方式の無線通信機器では、送信電力制御が
必須であるため、このＩＦ段の可変利得増幅器は７０ｄ
Ｂ以上の信号レベル制御を可能とするような広範囲の利
得制御を行うことが求められる。

【００４７】一般に、このような広範囲の利得制御を行
うためには、利得制御信号に対して指数関数的に信号レ
ベルを調節することが要求される。しかし、従来の可変
利得増幅器では、利得制御信号に対して指数関数的に信
号レベルを調節できる範囲がかなり制限され、上記の要
求に応えることが難しく、この範囲を超えて利得を変化
させるようにすると制御が困難になってしまうという問
題があった。

【００４８】本実施形態によれば、第１の利得制御電圧
Ｖｘに対して指数関数的に利得制御増幅器１５の利得を
制御できる範囲が拡大され、しかも利得の温度依存性を
小さくすることができる。

【００４９】以下、図１０の各部の具体例について説明
する。まず、温度依存性を有する電流源１１としては、
第１の実施形態における電流源１と同様に、図３
（ａ）、図４（ａ）、図５（ａ）のいずれの回路を用い
ることも可能であるが、以下の説明では図３（ａ）の回
路を用いるものとする。

【００５０】図１１は、図１０における電圧−電流変換
回路１２の具体的な回路例を示している。この回路は、
トランジスタＱ２０，Ｑ２１、エミッタ縮退抵抗Ｒ２０
および電流源Ｉ２０，Ｉ２１からなる差動回路と、トラ
ンジスタＱ２２，Ｑ２３および抵抗Ｒ２０，Ｒ２１から
なるカレントミラー回路で構成される。

【００５１】第１の利得制御電圧Ｖｘは、差動回路の一
方のトランジスタＱ２１のベース端子に与えられ、他方
のトランジスタＱ２０のコレクタ端子から電流に変換さ
れて出力される。カレントミラー回路は、トランジスタ
Ｑ２０のコレクタ電流を入力電流としてトランジスタＱ
２２で受け、トランジスタＱ２３のコレクタ端子から電
流信号ｃＶｘを取り出す。この電圧−電流変換回路の出
力電流はＶｘ／Ｒ２０と近似できるため、定数ｃはｃ＝
１／Ｒ２０と近似できる。

【００５２】図１２は、図１０における乗算器１３の具
体的な回路例を示している。温度依存性のない電流源Ｉ
ｒｅｆ１は、電源Ｖｃｃと差動トランジスタ対を構成す
るトランジスタＱ１０，Ｑ１１の共通エミッタ端子に接
続される。トランジスタＱ１０のコレクタ端子とベース
端子は共通接続され、第１の利得制御電圧Ｖｘにある定
数ｃ（コンダクタンス）を乗じた電流ｃＶｘを発生する
可変電流源を介して接地される。トランジスタＱ１１の
ベース端子は基準電圧源ＶＢＢ１に接続され、コレクタ
端子は接地される。

【００５３】温度依存性を有する電流源Ｉ（Ｔ）は、電
源電圧Ｖｃｃと差動トランジスタ対を構成するトランジ
スタＱ１２，Ｑ１３の共通エミッタ端子に接続される。
トランジスタＱ１３のコレクタ端子はトランジスタＱ１
４，Ｑ１５と抵抗Ｒ１０，Ｒ１１からなるカレントミラ
ー回路の電流入力端子に接続され、ベース端子はトラン
ジスタＱ１０のベース端子に接続される。トランジスタ
Ｑ１２のベース端子は基準電圧源ＶＢＢ１に接続され、
コレクタ端子は接地される。カレントミラー回路の電流
出力端子はトランジスタＱ１５のコレクタ端子であり、
ここから利得制御電流ＩＣＮＴ（Ｔ）が出力される。

【００５４】温度依存性を有する電流源Ｉ（Ｔ）は、図
３（ａ）の回路から出力される電流Ｉｏｕｔの定数倍の
電流ａＶT・ｌｎ（Ｎ）／Ｒ１１２を流す電流源であ
る。また、入力の第１の利得制御電圧Ｖｘの最大値をＶ
ｘｍａｘとすると、Ｉｒｅｆ１にはｃＶｘｍａｘの電流
が流れるものとする。

【００５５】この回路において、トランジスタＱ１０に
は電流源Ｉｒｅｆ１の電流ｃＶｘｍａｘのうち、電流ｃ
Ｖｘが流れるように設定されている。トランジスタＱ１
０，Ｑ１１のベース端子間の電圧とトランジスタＱ１
２，Ｑ１３のベース端子間の電圧は等しいため、トラン
ジスタＱ１２，Ｑ１３からなる差動回路のコレクタ電流
とＩ（Ｔ）の比はｃＶｘ／ｃＶｘｍａｘとなる。従っ
て、トランジスタＱ１３のコレクタ端子には電流Ｉ
（Ｔ）Ｖｘ／Ｖｘｍａｘが流れることになる。トランジ
スタＱ１４，Ｑ１５と抵抗Ｒ１０，Ｒ１１からなるカレ
ントミラー回路の電流利得を１とした場合、出力電流Ｉ
ＣＮＴ（Ｔ）は以下のようになる。

【００５６】 ＩＣＮＴ（Ｔ）＝Ｉ（Ｔ）Ｖｘ／Ｖｘｍａｘ ＝ａｌｎ（Ｎ）［ＶT（Ｔ）／Ｒ１１２］ ×［Ｖｘ／Ｖｘｍａｘ］ （１８） 図１３は、図１０における制御信号変換回路１４と利得
制御増幅器１５の一部を具体的に示している。制御信号
変換回路１４には、図１０で説明したように第１の利得
制御電圧Ｖｘを電圧−電流変換回路１２により変換した
電流ｃＶｘと温度依存性を有する電流源１１からの出力
電流Ｉｏｕｔとを乗算器１３で乗じて得られる利得制御
電流ＩＣＮＴが入力される。

【００５７】図１３において、第１のトランジスタＱ２
０のベース端子は電圧源ＶＢＥおよび抵抗Ｒの一端に接
続され、抵抗Ｒの他端と第２のトランジスタＱ２１のベ
ース端子は図１０における乗算器１３の出力端子に接続
され、利得制御電流ＩＣＮＴ（＝ｋＶｘ）が供給され
る。

【００５８】トランジスタＱ２１のエミッタ端子は接地
され、コレクタ端子はトランジスタＱ２２，Ｑ２３およ
び抵抗Ｒ１０，Ｒ１１からなるカレントミラー回路の電
流入力端子（トランジスタＱ２２のベース端子およびコ
レクタ端子）に接続される。このカレントミラー回路の
電流出力端子（トランジスタＱ２３のコレクタ端子）
は、トランジスタＱ１０のコレクタ端子に接続されてい
る。

【００５９】利得制御電流ＩＣＮＴは、制御信号変換回
路１４によって第２の利得制御電圧Ｖｙに変換され、差
動増幅器の差動トランジスタ対を構成するトランジスタ
Ｑ１，Ｑ２のベース端子間に入力される。これによりト
ランジスタＱ１，Ｑ２の共通エミッタ端子から入力され
る電流信号Ｉｓｉｇが減衰され、トランジスタＱ１のコ
レクタ端子から電流Ｉａとして取り出される。

【００６０】この動作を説明すると、図１３における利
得制御電流ＩＣＮＴとして、いま第１の利得制御電圧信
号Ｖｘを電圧−電流変換した電流ｋＶｘが流れるとすれ
ば、トランジスタＱ２０のベース・エミッタ間電圧はＶ
ＢＥであるのに対し、トランジスタＱ２１のベース・エ
ミッタ間電圧はＶＢＥ−ＲｋＶｘとなる。従って、トラ
ンジスタＱ２０のコレクタ電流ＩｏはＩｓ・ｅｘｐ（Ｖ
ＢＥ／ＶT）、トランジスタＱ２１のコレクタ電流Ｉ１
はＩｓ・ｅｘｐ（（ＶＢＥ−ＲｋＶｘ）／ＶT）＝Ｉｏ
・ｅｘｐ（−ＲｋＶｘ／ＶT）となる。

【００６１】トランジスタＱ２１のコレクタ電流Ｉ１
は、トランジスタＱ２２，Ｑ２３とＲ１０，Ｒ１１から
なるカレントミラー回路を介してトランジスタＱ１０の
ベースおよびコレクタ端子に流れる。トランジスタＱ１
１のベース端子は電圧源ＶＢＢに接続されており、トラ
ンジスタＱ１１のコレクタ端子には、近似的にトランジ
スタＱ２０のコレクタ電流ＩｏとＱ１０のコレクタ電流
Ｉ１の差電流Ｉｏ−Ｉ１が流れる。従って、第２の利得
制御電圧Ｖｙは以下の式で表される。

【００６２】 Ｖｙ＝ＶＢＥ_Q11−ＶＢＥ_Q10 ＝ＶT・ｌｎ（（Ｉｏ−Ｉ１）／Ｉｓ）−ＶT・ｌｎ（Ｉ１／Ｉｓ） ＝ＶT・ｌｎ（（Ｉｏ／Ｉ１）−１） ＝ＶT・ｌｎ（ｅｘｐ（ＲｋＶｘ／ＶT）−１） （１９） 一方、利得制御増幅器１５の利得、つまりＩｓｉｇから
Ｉａの伝達関数は、次式で近似される。 Ｉａ／Ｉｓｉｇ＝１／（１＋ｅｘｐ（Ｖｙ／ＶT）） （２０） 式（１９）と式（２０）から、Ｉａ／Ｉｓｉｇは次式と
なる。 Ｉａ／Ｉｓｉｇ＝１／（１＋ｅｘｐ（ＶT／ＶT・ｌｎ （ｅｘｐ（ＲｋＶｘ／ＶT）−１）） ＝１／（１＋ｅｘｐ（ＲｋＶｘ／ＶT）−１） ＝１／ｅｘｐ（ＲｋＶｘ／ＶT） ＝ｅｘｐ（−ＲｋＶｘ／ＶT） （２１） 式（２１）と式（２０）を比較して分かるように、制御
信号変換回路１４を用いることで、広範囲に変化する第
１の利得制御電圧Ｖｘに対して利得が指数関数的に変化
する。

【００６３】図１４に、利得制御電流ＩＣＮＴが温度依
存性を持たない場合の第１の利得制御電圧Ｖｘ（Ｖ）に
対する利得制御増幅器１５のｄＢ表示の利得の変化を示
す。図１４および式（２１）から分かるように、温度に
より利得制御信号に対するｄＢ表示の利得の傾きが変化
する。利得の変化は温度が高くなれば変化が小さくな
り、温度が低くなれば変化が大きくなる。これは温度Ｖ
Tの温度特性により生じるものであり、この温度特性を
小さくできるような可変利得増幅器が望まれる。

【００６４】本実施形態によると、温度依存性を持つ利
得制御電流ＩＣＮＴ（Ｔ）を制御信号変換回路１４に入
力することによって、利得の温度特性を小さくした可変
利得増幅器を実現できる。以下、この理由について説明
する。

【００６５】今、利得制御電流をＩＣＮＴ（Ｔ）＝ｋ・
Ｖｘとおくと、本実施形態ではｋは温度依存性をもち、
次式で与えられる。 ｋ＝ａ・ｌｎ（Ｎ）／Ｖｘｍａｘ［ＶT（Ｔ）／Ｒ１１２］ （２２） この式（２２）を式（２１）に代入すると、次式に示す
ように温度依存性のない可変利得特性、つまり温度によ
って利得が変化しない特性が得られる。

【００６６】 Ｉａ／Ｉｓｉｇ＝ｅｘｐ（−ＲｋＶｘ／ＶT） ＝ｅｘｐ（−Ｒ・ａ・ｌｎ（Ｎ） ／Ｖｘｍａｘ［ＶT（Ｔ）／Ｒ１１２］Ｖｘ／ＶT（Ｔ）） ＝ｅｘｐ（−ａ・ｌｎ（Ｎ）（Ｒ／Ｒ１１２） ・（Ｖｘ／Ｖｘｍａｘ）） （２３） ここで、式（２３）においては温度依存性を示す要素と
して、抵抗値（Ｒ，Ｒ１１２）が含まれているが、抵抗
値の割算となっているため、抵抗の温度特性は相殺され
る。

【００６７】このように本実施形態の可変利得増幅器に
よれば、第１の利得制御電圧Ｖｘに対して利得を指数関
数的に変化させることができ、加えて温度による利得変
化を小さくすることができる。

【００６８】（第３の実施形態）図１５は、本発明の第
３の実施形態に係る温度補償を施した可変利得増幅器で
あり、第２の実施形態との違いは温度に依存しない利得
制御電流ＩＣＮＴ０（＝ｋ０・Ｖｘ）と温度に依存する
成分のみからなる利得制御電流ＣＮＴ１（Ｔ）を加算す
ることにより、利得制御電流ＩＣＮＴを生成する点にあ
る。

【００６９】図１５において、温度依存性を有する電流
源２１は、温度依存性を有する電流成分のみを出力する
電流源であり、この電流源２１からの出力電流Ｉｏｕｔ
は乗算器１３の一方の入力に供給される。第１の利得制
御電圧Ｖｘは、電圧−電流変換回路１２によってｃＶｘ
（ｃは定数）なる電流に変換された後、乗算器１３の他
方の入力に供給される。乗算器１３からは、温度に依存
する成分のみからなる利得制御電流ＩＣＮＴ１（Ｔ）が
出力される。

【００７０】一方、温度依存性のない電流源２２からは
温度に依存しない電流が出力され、乗算器２４の一方の
入力に供給される。第１の利得制御電圧Ｖｘは電流−電
圧変換回路２３にも供給され、この電圧−電流変換回路
２３により電流に変換された後、乗算器２４の他方の入
力に供給される。乗算器２４からは、温度に依存しない
利得制御電流ＩＣＮＴ０＝ｋｏ・Ｖｘが出力される。

【００７１】乗算器１３から出力される温度に依存する
成分のみからなる利得制御電流ＩＣＮＴ１（Ｔ）と、乗
算器２４から出力される温度に依存しない利得制御電流
ＩＣＮＴ０とは加算器２５により加算され、温度依存性
を有する利得制御電流ＩＣＮＴ（Ｔ）となり、これが制
御信号変換回路１４により第２の利得制御電圧Ｖｙに変
換され、利得制御増幅器１５に供給される。

【００７２】図１６は、図１５における温度依存性を有
する電流源２１と乗算器１３の部分の具体例であり、電
流源２１は温度に依存する成分のみの電流を発生する。
温度依存性のない電流源２２は、エミッタ縮退抵抗を用
いた差動増幅器等を別に用意して発生させる。図１６の
回路構成は、図１２（ａ）の回路と図１２（ａ）の回路
の極性を反転した回路を２つ用いて構成されている。そ
れぞれの出力はトランジスタＱ３５のコレクタ端子およ
びトランジスタＱ４１のコレクタ端子から得られ、トラ
ンジスタＱ３５，Ｑ４１のコレクタ端子を共通接続する
ことにより、温度に依存する成分のみからなる利得制御
電流ＩＣＮＴ１（Ｔ）が得られる。

【００７３】電流源Ｉ３１，Ｉ３４は、図１５の電圧−
電流変換回路１２の出力電流に相当する温度依存性のな
い利得制御電流ｃＶｘが流れる電流源であり、その電流
値はｃＶｘｍａｘに設定される。

【００７４】温度依存性を有する電流源Ｉ３０（Ｔ）
は、図４（ａ）または図５（ａ）に示した回路を用いて
構成され、その電流は図５（ｃ）に示すように温度Ｔｏ
において電流が０となり、温度の上昇に応じて電流が増
加し、Ｔｏ以下においては電流は０となるように設定さ
れる。

【００７５】電流源Ｉ３５（Ｔ）は、図４（ａ）または
図５（ａ）に示した回路を用いて構成され、その電流は
図５（ｃ）に対して反対の特性を示すように設定され
る。すなわち、温度Ｔｏにおいて電流が０となり、Ｔｏ
以上温度が上昇した場合は電流が０となり、Ｔｏ以下に
おいては温度に比例して電流が増加するように設定され
る。

【００７６】次に、図１６の回路の動作について説明す
る。トランジスタＱ４１のコレクタ電流Ｉ_Q41は、次式
で表される。 Ｉ_Q41（Ｔ）＝Ｉ３５（Ｔ）Ｖｘ／Ｖｘｍａｘ ＝ｄ・ｌｎ（Ｎ）［ＶT（Ｔ）／Ｒ１１２（Ｔ）−ＶT（Ｔｏ）／ Ｒ１１２（Ｔｏ）］Ｖｘ／Ｖｘｍａｘ ；Ｔ≧Ｔｏ ＝０ ；Ｔ＜Ｔｏ （２４） ここで、ｄは定数である。

【００７７】ＶT（Ｔ）＝ＶT（ΔＴ）＝ＶT（Ｔｏ）
［１＋ΔＴ／Ｔｏ］と表し、Ｒ１１２（Ｔ）＝Ｒ１１２
（ΔＴ）＝Ｒ１１２（Ｔｏ）［１＋ｒΔＴ／Ｔｏ］と近
似すると、式（２４）のＴ≧Ｔｏの場合は以下のように
近似できる。

【００７８】 Ｉ_Q41（Ｔ）＝Ｉ_Q41（ΔＴ） ＝ｄ・ｌｎ（Ｎ）ＶT（Ｔｏ）／Ｒ１１２（Ｔｏ） ×（（１−ｒ）ΔＴ／Ｔｏ）Ｖｘ／Ｖｘｍａｘ （２５） 同様に、トランジスタ３５の電流Ｉ_Q35は以下のように
なる。 Ｉ_Q35（Ｔ）＝Ｉ_Q35（ΔＴ） ＝０ ；Ｔ≧Ｔｏ ＝ｄ・ｌｎ（Ｎ）ＶT（Ｔｏ）／Ｒ１１２（Ｔｏ）×（（１− ｒ）ΔＴ／Ｔｏ）Ｖｘ／Ｖｘｍａｘ ；Ｔ＜Ｔｏ （２６） ＩＣＮＴ１（Ｔ）＝ＩＣＮＴ１（ΔＴ）は、Ｉ_Q41（Δ
Ｔ）とＩ_Q35（ΔＴ）の減算であるので、以下のように
なる。 ＩＣＮＴ１（ΔＴ）＝Ｉ_Q41（ΔＴ）−Ｉ_Q35（ΔＴ） ＝ｄ・ｌｎ（Ｎ）ＶT（Ｔｏ）／Ｒ１１２（Ｔｏ） ×（（１−ｒ）ΔＴ／Ｔｏ）Ｖｘ／Ｖｘｍａｘ ＝ｋ１（ΔＴ）Ｖｘ （２７） ここで、ｋ１（ΔＴ）＝ｄ・ｌｎ（Ｎ）ＶT（Ｔｏ）／
Ｒ１１２（Ｔｏ）×（（１−ｒ）ΔＴ／Ｔｏ）／Ｖｘｍ
ａｘとした。図１５のＩＣＮＴ（Ｔ）は、以下のように
なる。 ＩＣＮＴ（Ｔ）＝ＩＣＮＴ０＋ＩＣＮＴ１（Ｔ） ＝（ｋ０＋ｋ１（ΔＴ））Ｖｘ ＝ｋ０（１＋ｋ１（ΔＴ）／ｋ０）Ｖｘ （２８） 一方、図１３で示した利得制御増幅器１５の利得Ｉａ／
Ｉｓｉｇは、ｅｘｐ（−ｋ（Ｔ）ＲＶｘ／ＶT（Ｔ））
と表される。ここで、ＶT（Ｔ）＝ＶT（ΔＴ）＝ＶT
（Ｔｏ）［１＋ΔＴ／Ｔｏ］と表し、Ｒ（Ｔ）＝Ｒ（Δ
Ｔ）＝Ｒ（Ｔｏ）［１＋ｒΔＴ／Ｔｏ］と近似すると、
利得Ｉａ／Ｉｓｉｇは以下のように近似できる。

【００７９】 Ｉａ／Ｉｓｉｇ（ΔＴ） ＝ｅｘｐ（−ｋ（ΔＴ）／（１＋（１−ｒ）ΔＴ／Ｔｏ） ×［Ｒ（Ｔｏ）／ＶT（Ｔｏ）］×Ｖｘ） （２９） また、式（２８）と図１３を対応させると、ｋ（ΔＴ）
はｋ０（１＋ｋ１（ΔＴ）／ｋ０）を表すことになる。
従って、式（２９）のｋ（ΔＴ）／（１＋（１−ｒ）Δ
Ｔ／Ｔｏ）＝ｆ（ΔＴ）は以下のようになる。

【００８０】 ｆ（ΔＴ）＝ｋ０（１＋ｋ１（ΔＴ）／ｋ０） ／（１＋（１−ｒ）ΔＴ／Ｔｏ） ＝ｋ０（１＋ｄ・ｌｎ（Ｎ）ＶT（Ｔｏ） ／Ｒ１１２（Ｔｏ）×（（１−ｒ）ΔＴ／Ｔｏ） ／（ｋ０・Ｖｘｍａｘ））／（１＋（１−ｒ）ΔＴ／Ｔｏ） ＝ｋ０（１＋（１−ｒ）ΔＴ／Ｔｏ） ／（１＋（１−ｒ）ΔＴ／Ｔｏ） ＝ｋ０ （３０） ここで、ｄ・ｌｎ（Ｎ）ＶT（Ｔｏ）／Ｒ１１２（Ｔ
ｏ）／（ｋ０Ｖｘｍａｘ）＝１とした。式（３０）より
式（２９）は式（３１）となり、温度に依存しない可変
利得特性が実現できる。

【００８１】 Ｉａ／Ｉｓｉｇ（ΔＴ） ＝ｅｘｐ（−ｋ０［Ｒ（Ｔｏ）／ＶT（Ｔｏ）］×Ｖｘ） （３１）

【００８２】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば雑
音の増大を伴うことなく、広い温度範囲にわたり安定し
た利得が得られる増幅器を提供することができる。

【００８３】さらに、本発明によると、利得制御増幅器
の利得が利得制御信号に対して指数関数的に変化する可
変利得増幅器の利得制御信号を温度依存性を有する電流
源を用いて生成することにより、利得制御が容易であっ
て、しかも温度に対して安定な可変利得制御特性を得る
ことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の第１の実施形態に係る温度補償を施
した増幅器の概略構成を示すブロック図

【図２】 温度依存性のない電流源の原型となる従来の
バンドギャップリファレンス回路およびＷｉｄｌａｒ回
路の回路図

【図３】 バンドギャップリファレンス回路から温度依
存性を有する電流を取り出す電流源の一例を示す回路図
およびその温度特性を示す図

【図４】 バンドギャップリファレンス回路から温度依
存性を有する電流を取り出す電流源の他の例を示す回路
図およびその温度特性を示す図

【図５】 Ｗｉｄｌａｒ回路から温度依存性を有する電
流を取り出す電流源の一例を示す回路図およびその温度
特性を示す図

【図６】 同実施形態に係る増幅器の第１の具体例を示
す回路図

【図７】 同実施形態に係る増幅器の第２の具体例を示
す回路図

【図８】 同実施形態に係る増幅器の第３の具体例を示
す回路図

【図９】 同実施形態に係る増幅器の第４の具体例を示
す回路図

【図１０】 本発明の第２の実施形態に係る可変利得増
幅器の概略構成を示すブロック図

【図１１】 同実施形態における電圧−電流変換回路の
具対例を示す回路図

【図１２】 同実施形態における乗算器の具体例を示す
回路図

【図１３】 同実施形態における制御信号変換回路およ
び利得制御増幅器の具体例を示す回路図

【図１４】 同実施形態に係る可変利得増幅器の温度補
償を施さない場合の温度特性を示す図

【図１５】 本発明の第３の実施形態に係る可変利得増
幅器の概略構成を示すブロック図

【図１６】 同実施形態における要部の具体例を示す図

【図１７】 従来の温度依存性のない差動増幅器および
温度依存性の大きな差動増幅器を示す回路図

【符号の説明】

１…温度依存性を有する電流源 ２…増幅段（差動増幅器またはエミッタ接地増幅器） １１…温度依存性を有する電流源 １２…電圧−電流変換回路 １３…乗算器 １４…制御信号変換回路 １５…利得制御増幅器 ２１…温度依存性を有する電流源 ２２…温度依存性のない電流源 ２３…電圧−電流変換回路 ２４…乗算器 ２５…加算器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H03F 1/30 H03F 3/45 H03G 3/02 - 3/20

Claims (6)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 温度依存性を有する第１の電流源と、 温度依存性を有しない第２の電流源と、 温度依存性を有しない第１の利得制御信号と前記第１の
   電流源の出力電流とを乗算する第１の乗算手段、前記第
   １の利得制御信号と前記第２の電流源の出力電流とを乗
   算する第２の乗算手段及び前記第１及び第２の乗算手段
   の乗算結果を加算して温度依存性を有する第２の利得制
   御信号を得る加算手段を含む制御信号変換手段と、 前記第２の利得制御信号に従って利得が制御される利得
   制御増幅器と、 を具備することを特徴とする増幅器。
2. 【請求項２】 前記第１の電流源は、温度依存性を有す
   る電流から温度依存性のない電流を差し引いた電流を出
   力することを特徴とする請求項１に記載の増幅器。
3. 【請求項３】 前記第１の電流源は、バンドギャップリ
   ファレンス回路またはＷｉｄｌａｒ回路から前記温度依
   存性を有する電流を取り出すことを特徴とする請求項２
   に記載の増幅器。
4. 【請求項４】 前記制御信号変換手段は、第１の利得制
   御信号をＶｘ、第２の利得制御信号をＶｙとし、熱電圧
   をＶT、１以上の定数をＲｋとしたとき、 Ｖｙ＝ＶT・ｌｎ｛ｅｘｐ（Ｒｋ・Ｖｘ／ＶT）−１｝ なる入出力特性を有し、 前記利得制御増幅器は、入力信号電流をＩｓｉｇ、出力
   信号電流をＩａとしたとき、 Ｉａ／Ｉｓｉｇ＝１／［１＋ｅｘｐ（Ｖｙ／ＶT）］ なる伝達関数を有することを特徴とする請求項１に記載
   の増幅器。
5. 【請求項５】 前記制御信号変換手段は、 一方のトランジスタのコレクタ端子とベース端子が接続
   され、他方のトランジスタのベース端子が所定の直流レ
   ベルに固定された差動トランジスタ対と、 前記差動トランジスタ対の共通エミッタ端子にコレクタ
   端子が接続され、ベース端子とエミッタ端子間に所定の
   バイアス電圧が印加された第１のトランジスタと、 前記第１のトランジスタのベース端子に一端が接続され
   た抵抗と、 ベース端子が前記抵抗の他端に接続されると共に、前記
   第１の利得制御信号から前記第１の電流源の出力電流ま
   たは前記第１の電流源および第２の電流源の出力電流を
   用いて生成される利得制御電流がベース端子に供給され
   る第２のトランジスタと、 前記第２のトランジスタのコレクタ端子に電流入力端子
   が接続され、電流出力端子が前記差動トランジスタ対の
   前記一方のトランジスタのコレクタ端子に接続される第
   １のカレントミラー回路とを有し、 前記差動トランジスタ対の二つのトランジスタのベース
   端子の電位差を前記第２の利得制御信号として出力する
   ことを特徴とする請求項１または４に記載の増幅器。
6. 【請求項６】 前記利得制御増幅器は、前記第２の利得
   制御信号がベース端子間に入力され、共通エミッタ端子
   に入力信号電流が流れる電流差動トランジスタ対を有
   し、該差動トランジスタ対の一方のコレクタ端子から出
   力信号電流を取り出すことを特徴とする請求項１または
   ４に記載の増幅器。