JP3476067B2 - モータの制御装置 - Google Patents
モータの制御装置Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は圧縮機のように回転
に対して負荷の大きさが周期的に変化する装置を駆動す
るブラシレスモータを制御するモータの制御装置に関
し、特にインバータ回路を用いてモータのトルクを制御
することで、装置の低振動化を図ったモータの制御装置
に関する。
に対して負荷の大きさが周期的に変化する装置を駆動す
るブラシレスモータを制御するモータの制御装置に関
し、特にインバータ回路を用いてモータのトルクを制御
することで、装置の低振動化を図ったモータの制御装置
に関する。
【０００２】
【従来の技術】空気調和機や冷蔵庫等には圧縮機が一般
的に用いられている。圧縮機は冷凍サイクルの重要な構
成部品であり、冷媒を圧縮して高温・高圧状態にして熱
交換を行っている。通常この圧縮動作は大きく３つの過
程に分かれ、まず圧縮機内部のシリンダ内に冷媒を満た
す吸入過程と、次にシリンダ内の冷媒を圧縮する圧縮過
程と、最後に圧縮した冷媒を圧縮機から外部に放出する
吐出過程とから成る。
的に用いられている。圧縮機は冷凍サイクルの重要な構
成部品であり、冷媒を圧縮して高温・高圧状態にして熱
交換を行っている。通常この圧縮動作は大きく３つの過
程に分かれ、まず圧縮機内部のシリンダ内に冷媒を満た
す吸入過程と、次にシリンダ内の冷媒を圧縮する圧縮過
程と、最後に圧縮した冷媒を圧縮機から外部に放出する
吐出過程とから成る。
【０００３】また、圧縮機はその圧縮機構により、ロー
タリ方式、レシプロ方式、スクロール方式等などがあ
る。なかでもロータリ方式は他方式に比べ、構造が簡単
で部品点数も少なく、低コストであり、シリンダ部分の
構造により圧縮効率も良く、高効率化が容易である。
タリ方式、レシプロ方式、スクロール方式等などがあ
る。なかでもロータリ方式は他方式に比べ、構造が簡単
で部品点数も少なく、低コストであり、シリンダ部分の
構造により圧縮効率も良く、高効率化が容易である。
【０００４】但し、このロータリ方式では１回の吸入・
圧縮・吐出の過程で負荷変動する。また、圧縮動作を行
うために、偏心したロータリピストンがシリンダ内部で
モータによって回転する。この負荷変動と回転軸の偏心
により圧縮機で振動や騒音が大きくなるという問題があ
った。
圧縮・吐出の過程で負荷変動する。また、圧縮動作を行
うために、偏心したロータリピストンがシリンダ内部で
モータによって回転する。この負荷変動と回転軸の偏心
により圧縮機で振動や騒音が大きくなるという問題があ
った。
【０００５】この問題に対処するため、シリンダ部分を
２つとして、ロータリピストンを１８０度回転をずらし
て、お互いの振動を打ち消すようにしたツインロータリ
方式が実用化されているが、シリンダが１つのシングル
ロータリ方式に比べ、構造が複雑になるのでコストが上
がり、効率も低下するといった問題があった。
２つとして、ロータリピストンを１８０度回転をずらし
て、お互いの振動を打ち消すようにしたツインロータリ
方式が実用化されているが、シリンダが１つのシングル
ロータリ方式に比べ、構造が複雑になるのでコストが上
がり、効率も低下するといった問題があった。
【０００６】そのためシングルロータリ方式でモータの
トルクを制御して振動・騒音を抑制することが考えられ
ている。これは、負荷トルクの大きい位置では、モータ
のトルクを大きくし、逆に負荷トルクの小さくなる位置
では、モータのトルクをカットして、１回転中のロータ
速度を一定にして、振動を低減させるものである。
トルクを制御して振動・騒音を抑制することが考えられ
ている。これは、負荷トルクの大きい位置では、モータ
のトルクを大きくし、逆に負荷トルクの小さくなる位置
では、モータのトルクをカットして、１回転中のロータ
速度を一定にして、振動を低減させるものである。
【０００７】また、モータの運転範囲を広げ、能力を可
変するためにインバータ回路がモータを駆動するために
用いられてきている。更に効率向上のため、モータには
誘導モータから磁石を用いたブラシレスモータが用いら
れるようになっている。ブラシレスモータはステータの
巻線に交流電圧を印加して回転磁界を発生させ、ロータ
に設けられている磁石によってロータが回転するモータ
である。
変するためにインバータ回路がモータを駆動するために
用いられてきている。更に効率向上のため、モータには
誘導モータから磁石を用いたブラシレスモータが用いら
れるようになっている。ブラシレスモータはステータの
巻線に交流電圧を印加して回転磁界を発生させ、ロータ
に設けられている磁石によってロータが回転するモータ
である。
【０００８】このブラシレスモータではモータに印加す
る電圧又は電流でトルクの制御ができるので、振動を低
減させるトルク制御が容易に行える。但し、ブラシレス
モータは誘導モータとは異なり同期モータであるので、
回転しているロータ位置に同期させて各相のステータ巻
線に通電する必要がある。
る電圧又は電流でトルクの制御ができるので、振動を低
減させるトルク制御が容易に行える。但し、ブラシレス
モータは誘導モータとは異なり同期モータであるので、
回転しているロータ位置に同期させて各相のステータ巻
線に通電する必要がある。
【０００９】空気調和機や冷蔵庫等で使用されている圧
縮機では、内部が高温になるため、ホールＩＣ（集積回
路）等のロータ位置を検出するセンサを設けることが困
難である。そのため、ステータ巻線の誘起電圧を検出し
てロータ位置信号とする検出方法が一般的に用いられて
いる。この検出方法は、３相巻線の２相に通電し残り１
相の無通電巻線を利用して、ロータ側磁石により生じる
誘起電圧を検出してロータ位置を確定するものである。
そして、ロータ位置に同期するように次に通電する相が
順次切り替えられていく。
縮機では、内部が高温になるため、ホールＩＣ（集積回
路）等のロータ位置を検出するセンサを設けることが困
難である。そのため、ステータ巻線の誘起電圧を検出し
てロータ位置信号とする検出方法が一般的に用いられて
いる。この検出方法は、３相巻線の２相に通電し残り１
相の無通電巻線を利用して、ロータ側磁石により生じる
誘起電圧を検出してロータ位置を確定するものである。
そして、ロータ位置に同期するように次に通電する相が
順次切り替えられていく。
【００１０】以上のような１回転中に負荷変動が大きい
シングルロータリ方式の圧縮機において、誘起電圧によ
りロータ位置を検出して駆動するブラシレスモータを用
いたトルク制御技術の従来例には、特公平６−４８９１
６号等がある。
シングルロータリ方式の圧縮機において、誘起電圧によ
りロータ位置を検出して駆動するブラシレスモータを用
いたトルク制御技術の従来例には、特公平６−４８９１
６号等がある。
【００１１】この特公平６−４８９１６号では、モータ
の制御装置はブラシレスモータに加わる負荷の変動の周
期をｎ分割し、分割された相隣り合う区間で回転速度が
等しくなるように、ｎ分割した区間毎に設定されている
電流データ又は電圧データを修正し、その修正されたデ
ータで速度制御を行っている。
の制御装置はブラシレスモータに加わる負荷の変動の周
期をｎ分割し、分割された相隣り合う区間で回転速度が
等しくなるように、ｎ分割した区間毎に設定されている
電流データ又は電圧データを修正し、その修正されたデ
ータで速度制御を行っている。
【００１２】このとき、この分割された区間での回転速
度は、ブラシレスモータの誘起電圧の検出により得られ
たロータ位置信号から算出される場合が多い。この方法
では、ブラシレスモータのＵ、Ｖ、Ｗの各相の誘起電圧
と、各相巻線から結線された仮想中性点の基準電圧とを
比較して、ロータ位置信号としている。
度は、ブラシレスモータの誘起電圧の検出により得られ
たロータ位置信号から算出される場合が多い。この方法
では、ブラシレスモータのＵ、Ｖ、Ｗの各相の誘起電圧
と、各相巻線から結線された仮想中性点の基準電圧とを
比較して、ロータ位置信号としている。
【００１３】しかし、誘起電圧を検出するために、３相
のうち２相に通電し、残った１相の無通電区間を設けて
検出しているが、その１相は他の２相と完全に独立した
巻線でないために、他の巻線に流れる電流により無通電
区間の誘起電圧にも影響がでる。４極のロータの場合、
ロータの１回転でＮ極とＳ極が２回ずつ１つの相巻線に
誘起電圧を引き起こすので、その相巻線の誘起電圧はＮ
極期間とＳ極期間が交互に２周期分現れる。このような
誘起電圧が３相分得られるため、誘起電圧のゼロクロス
点を基準とするとロータの回転位置は１２個の区間に分
割される。
のうち２相に通電し、残った１相の無通電区間を設けて
検出しているが、その１相は他の２相と完全に独立した
巻線でないために、他の巻線に流れる電流により無通電
区間の誘起電圧にも影響がでる。４極のロータの場合、
ロータの１回転でＮ極とＳ極が２回ずつ１つの相巻線に
誘起電圧を引き起こすので、その相巻線の誘起電圧はＮ
極期間とＳ極期間が交互に２周期分現れる。このような
誘起電圧が３相分得られるため、誘起電圧のゼロクロス
点を基準とするとロータの回転位置は１２個の区間に分
割される。
【００１４】通常３相巻線はスター結線されており、各
相巻線を結線した仮想中性点の電圧は、１回転で１２０
度ずつ位相がずれた３相の誘起電圧による影響と、通電
相の巻線による影響を受けることになる。このため、仮
想中性点には、４極のモータであるときには、モータの
回転数に対して３相×２周期＝６倍の周波数の高調波リ
プルが生じる。
相巻線を結線した仮想中性点の電圧は、１回転で１２０
度ずつ位相がずれた３相の誘起電圧による影響と、通電
相の巻線による影響を受けることになる。このため、仮
想中性点には、４極のモータであるときには、モータの
回転数に対して３相×２周期＝６倍の周波数の高調波リ
プルが生じる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】以上のようなリプル分
の影響をフィルタ回路等で直流にしても直流成分が残
り、この直流成分によって基準電圧が変動する。また、
基準電圧を検出する基準電圧検出回路の素子のばらつき
によっても同様に基準電圧は変動する。基準電圧が変動
すれば、この基準電圧と各相巻線を比較して得られる位
置信号が変動する。
の影響をフィルタ回路等で直流にしても直流成分が残
り、この直流成分によって基準電圧が変動する。また、
基準電圧を検出する基準電圧検出回路の素子のばらつき
によっても同様に基準電圧は変動する。基準電圧が変動
すれば、この基準電圧と各相巻線を比較して得られる位
置信号が変動する。
【００１６】図１９は基準電圧の変動とロータ位置信号
による各区間の間隔との関係を説明するための図であ
る。ロータが一定の回転数で回転している場合で説明す
る。Ｅｕ、Ｅｖ、ＥｗはそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の誘
起電圧である。基準電圧Ａは変動のないときの理想的な
基準電圧である。このとき、誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗ
と基準電圧Ａを比較することで誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅ
ｗの１周期を６分割した区間のロータ位置検出間隔Ｔ0
〜Ｔ5が得られる。間隔Ｔ0〜Ｔ5は等間隔である。
による各区間の間隔との関係を説明するための図であ
る。ロータが一定の回転数で回転している場合で説明す
る。Ｅｕ、Ｅｖ、ＥｗはそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の誘
起電圧である。基準電圧Ａは変動のないときの理想的な
基準電圧である。このとき、誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗ
と基準電圧Ａを比較することで誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅ
ｗの１周期を６分割した区間のロータ位置検出間隔Ｔ0
〜Ｔ5が得られる。間隔Ｔ0〜Ｔ5は等間隔である。
【００１７】基準電圧Ｂのように基準電圧Ａから上側に
変動した場合、誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗと基準電圧Ｂ
を比較することでロータ位置検出間隔Ｔ’0〜Ｔ’5が得
られる。誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗは基準電圧Ｂより高
い区間が短く、基準電圧Ｂより低い区間が長くなってい
るので、ロータ位置検出間隔Ｔ’0〜Ｔ’5は１区間おき
に短くなったり長くなったりする。この結果ロータ位置
の検出が不正確になり、振動が大きくなる。
変動した場合、誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗと基準電圧Ｂ
を比較することでロータ位置検出間隔Ｔ’0〜Ｔ’5が得
られる。誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗは基準電圧Ｂより高
い区間が短く、基準電圧Ｂより低い区間が長くなってい
るので、ロータ位置検出間隔Ｔ’0〜Ｔ’5は１区間おき
に短くなったり長くなったりする。この結果ロータ位置
の検出が不正確になり、振動が大きくなる。
【００１８】上記特公平６−４８９１６号のように隣り
合う区間の速度を検出していく制御を行っているときに
は、図１９に示すようにロータ位置検出間隔は基準電圧
の変動の影響を受け、各区間の正確な速度を測定するこ
とが困難になってくる。速度が正確に検出できなけれ
ば、各区間の速度変化から求められる１回転中の負荷変
動を正確に検出できないことになり、この不正確な負荷
変動に基づいてブラシレスモータの電圧又は電流を補正
すると振動が益々増大してしまうおそれがあった。
合う区間の速度を検出していく制御を行っているときに
は、図１９に示すようにロータ位置検出間隔は基準電圧
の変動の影響を受け、各区間の正確な速度を測定するこ
とが困難になってくる。速度が正確に検出できなけれ
ば、各区間の速度変化から求められる１回転中の負荷変
動を正確に検出できないことになり、この不正確な負荷
変動に基づいてブラシレスモータの電圧又は電流を補正
すると振動が益々増大してしまうおそれがあった。
【００１９】基準電圧を巻線の仮想中性点でなく、イン
バータ回路の入力電圧を分圧して基準電圧を決める方法
もあるが、この場合でも、基準電圧が入力電圧の１／２
に正確に分圧されていなければ、これと誘起電圧を比較
して得られる区間に同様に交互に間隔の長短が現れる変
動が生じていた。
バータ回路の入力電圧を分圧して基準電圧を決める方法
もあるが、この場合でも、基準電圧が入力電圧の１／２
に正確に分圧されていなければ、これと誘起電圧を比較
して得られる区間に同様に交互に間隔の長短が現れる変
動が生じていた。
【００２０】更に、負荷変動に対してブラシレスモータ
に印加する電圧または電流を制御すると、制御しない場
合に比べて、モータに流れる電流（以下「モータ電流」
という）のピーク値が増大する。これは負荷トルクの変
動により負荷トルクが平均トルクの２〜３倍にもなるた
め、モータの制御装置はロータの速度を一定にしようと
すると、負荷トルクの大きい区間ではモータ電流を多
く、負荷トルクの小さい区間ではモータ電流を少なくす
るように制御するからである。
に印加する電圧または電流を制御すると、制御しない場
合に比べて、モータに流れる電流（以下「モータ電流」
という）のピーク値が増大する。これは負荷トルクの変
動により負荷トルクが平均トルクの２〜３倍にもなるた
め、モータの制御装置はロータの速度を一定にしようと
すると、負荷トルクの大きい区間ではモータ電流を多
く、負荷トルクの小さい区間ではモータ電流を少なくす
るように制御するからである。
【００２１】このため負荷が重くなると、同じ回転数を
維持してもモータに流れる電流やインバータ回路に流れ
る電流のピークが大きくなり、モータの減磁やインバー
タ回路の過電流検出により運転を停止させなければなら
なくなる場合がある。そのため、連続して運転が行えな
くなるという問題があった。また、そのような大きな電
流が流れる可能性があるため素子の温度上昇や破壊とい
う問題もあった。
維持してもモータに流れる電流やインバータ回路に流れ
る電流のピークが大きくなり、モータの減磁やインバー
タ回路の過電流検出により運転を停止させなければなら
なくなる場合がある。そのため、連続して運転が行えな
くなるという問題があった。また、そのような大きな電
流が流れる可能性があるため素子の温度上昇や破壊とい
う問題もあった。
【００２２】また、誘起電圧を検出する方法では、各相
が完全に独立した巻線でないため通電区間から無通電区
間に移行する際のモータ電流及び回生電流の大きさによ
り、誘起電圧は影響を受けるので、ロータ位置信号が早
く検出されたり、遅く検出されたりしていた。このため
位置検出間隔が変動し正確なトルク制御が行えていなか
った。
が完全に独立した巻線でないため通電区間から無通電区
間に移行する際のモータ電流及び回生電流の大きさによ
り、誘起電圧は影響を受けるので、ロータ位置信号が早
く検出されたり、遅く検出されたりしていた。このため
位置検出間隔が変動し正確なトルク制御が行えていなか
った。
【００２３】本発明は上記課題を解決するもので、基準
電圧の変動による影響を受けることなく、負荷の変動に
応じて確実に振動や騒音を抑えるようにブラシレスモー
タを制御するモータの制御装置を提供することを目的と
する。
電圧の変動による影響を受けることなく、負荷の変動に
応じて確実に振動や騒音を抑えるようにブラシレスモー
タを制御するモータの制御装置を提供することを目的と
する。
【００２４】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、第１の発明は、回転により負荷に周期的な変動が現
れる装置を駆動するブラシレスモータを駆動するインバ
ータ回路と、基準電圧を生成する基準電圧生成回路と、
前記ブラシレスモータの誘起電圧を検出する誘起電圧検
出回路と、前記基準電圧と前記誘起電圧を比較してロー
タ位置信号を出力する比較手段と、相切換タイミングが
前記ロータ位置信号に同期した駆動信号を生成するとと
もに該駆動信号におけるＰＷＭの平均デューティに補正
量を施す制御部とを備えたモータの制御装置において、
前記制御部は前記ロータ位置信号に基づいて前記変動の
周期を複数区間に分割するとともに前記各区間の時間間
隔を検出し、前記各区間について前後の対称な区間の時
間間隔の差を求め、一回転前における前後の対称な区間
の時間間隔の差が大きい場合には補正量を大きくし、差
が小さい場合には補正量を小さくするように前記各区間
の駆動信号を生成するようにしている。
め、第１の発明は、回転により負荷に周期的な変動が現
れる装置を駆動するブラシレスモータを駆動するインバ
ータ回路と、基準電圧を生成する基準電圧生成回路と、
前記ブラシレスモータの誘起電圧を検出する誘起電圧検
出回路と、前記基準電圧と前記誘起電圧を比較してロー
タ位置信号を出力する比較手段と、相切換タイミングが
前記ロータ位置信号に同期した駆動信号を生成するとと
もに該駆動信号におけるＰＷＭの平均デューティに補正
量を施す制御部とを備えたモータの制御装置において、
前記制御部は前記ロータ位置信号に基づいて前記変動の
周期を複数区間に分割するとともに前記各区間の時間間
隔を検出し、前記各区間について前後の対称な区間の時
間間隔の差を求め、一回転前における前後の対称な区間
の時間間隔の差が大きい場合には補正量を大きくし、差
が小さい場合には補正量を小さくするように前記各区間
の駆動信号を生成するようにしている。
【００２５】このような構成によると、モータの制御装
置は制御部でロータ位置信号に基づいて回転による負荷
の変動の周期を複数の区間に分割するとともに各区間の
時間間隔を検出する。各区間について前後の対称な区間
の時間間隔の差を求める。負荷が変動すると各区間の時
間間隔が変化するので、その求められた時間間隔の差も
負荷の変動を表したものとなる。また、基準電圧が変動
してもその指定された区間ではその基準電圧の変動によ
る影響が同じになるので、その差には基準電圧の変動に
よる影響がキャンセルされる。この値に基づいて制御部
が駆動信号を生成する。従って、モータの制御装置は基
準電圧の変動の影響を受けずにモータを制御することが
できる。
置は制御部でロータ位置信号に基づいて回転による負荷
の変動の周期を複数の区間に分割するとともに各区間の
時間間隔を検出する。各区間について前後の対称な区間
の時間間隔の差を求める。負荷が変動すると各区間の時
間間隔が変化するので、その求められた時間間隔の差も
負荷の変動を表したものとなる。また、基準電圧が変動
してもその指定された区間ではその基準電圧の変動によ
る影響が同じになるので、その差には基準電圧の変動に
よる影響がキャンセルされる。この値に基づいて制御部
が駆動信号を生成する。従って、モータの制御装置は基
準電圧の変動の影響を受けずにモータを制御することが
できる。
【００２６】また、第２の発明では、第１の発明におい
て、前記差は前記各区間について１つ後の区間の時間間
隔Ｔn+1から１つ前の区間の時間間隔Ｔn-1を減算したＴ
n+1-Tn-1であるようにしている。
て、前記差は前記各区間について１つ後の区間の時間間
隔Ｔn+1から１つ前の区間の時間間隔Ｔn-1を減算したＴ
n+1-Tn-1であるようにしている。
【００２７】このような構成によると、制御部は各区間
について直後の区間の時間間隔Ｔn+1と直前の区間の時
間間隔Ｔn-1の差Ｔn+1−Ｔn-1を求める。負荷が増大す
るときには時間間隔が大きくなるので、差Ｔn+1−Ｔn-1
は正の値となり、負荷が減少するときには時間間隔が小
さくなるので、差Ｔn+1−Ｔn-1は負の値となる。制御部
がこの差の絶対値が小さくなるように駆動信号を生成す
れば、負荷の変動に対してもブラシレスモータの回転速
度は安定し、振動が低減される。
について直後の区間の時間間隔Ｔn+1と直前の区間の時
間間隔Ｔn-1の差Ｔn+1−Ｔn-1を求める。負荷が増大す
るときには時間間隔が大きくなるので、差Ｔn+1−Ｔn-1
は正の値となり、負荷が減少するときには時間間隔が小
さくなるので、差Ｔn+1−Ｔn-1は負の値となる。制御部
がこの差の絶対値が小さくなるように駆動信号を生成す
れば、負荷の変動に対してもブラシレスモータの回転速
度は安定し、振動が低減される。
【００２８】また、第３の発明では、第１の発明におい
て、前記差は前記各区間について１つ後の区間の時間間
隔Ｔn+1と２つ後の区間の時間間隔Ｔn+2をＫ（但し、Ｋ
≧１）で割ったものとの和から１つ前の区間の時間間隔
Ｔn-1と２つ前の区間の時間間隔Ｔn-2をＫで割ったもの
との和を減算した（（１／Ｋ）・Ｔn+2＋Ｔn+1）−（Ｔ
n-1＋（１／Ｋ）・Ｔn-2）であるようにしている。
て、前記差は前記各区間について１つ後の区間の時間間
隔Ｔn+1と２つ後の区間の時間間隔Ｔn+2をＫ（但し、Ｋ
≧１）で割ったものとの和から１つ前の区間の時間間隔
Ｔn-1と２つ前の区間の時間間隔Ｔn-2をＫで割ったもの
との和を減算した（（１／Ｋ）・Ｔn+2＋Ｔn+1）−（Ｔ
n-1＋（１／Ｋ）・Ｔn-2）であるようにしている。
【００２９】このような構成によると、各区間について
（（１／Ｋ）・Ｔn+2＋Ｔn+1）−（Ｔn-1＋（１／Ｋ）
・Ｔn-2）によって時間間隔の差を求めているので、Ｔ
n+1−Ｔn-1で時間間隔の差を求める場合に比べて、多く
の区間の時間間隔の差を利用して負荷のトルクによって
は負荷トルクの変動を顕著にすることができる場合があ
る。また、Ｋの値の設定によっても負荷トルクの変動を
顕著にすることができる。これにより、負荷の変動に対
しての制御の精度向上が可能である。
（（１／Ｋ）・Ｔn+2＋Ｔn+1）−（Ｔn-1＋（１／Ｋ）
・Ｔn-2）によって時間間隔の差を求めているので、Ｔ
n+1−Ｔn-1で時間間隔の差を求める場合に比べて、多く
の区間の時間間隔の差を利用して負荷のトルクによって
は負荷トルクの変動を顕著にすることができる場合があ
る。また、Ｋの値の設定によっても負荷トルクの変動を
顕著にすることができる。これにより、負荷の変動に対
しての制御の精度向上が可能である。
【００３０】また、第４の発明では、第２の発明又は第
３の発明において、前記制御部は前記差が正であるとき
には前記平均デューティをα倍（α〉１）し、前記差が
負であるときには前記平均デューティを１／β倍（β〉
１）するようにしている。
３の発明において、前記制御部は前記差が正であるとき
には前記平均デューティをα倍（α〉１）し、前記差が
負であるときには前記平均デューティを１／β倍（β〉
１）するようにしている。
【００３１】このような構成によると、負荷が増大する
ときには時間間隔の差が正となるので制御部は駆動信号
を第１の信号としてモータに小さい電流又は電圧を印加
する。これにより、モータより出力されるトルクが小さ
くなる。一方、負荷が減少するときには時間間隔の差が
負となるので制御部は駆動信号を第２の信号としてもー
たに大きい電流又は電圧を印加する。これにより、モー
タより出力されるトルクが大きくなる。このようにし
て、モータの制御装置はブラシレスモータの回転速度を
安定させる。
ときには時間間隔の差が正となるので制御部は駆動信号
を第１の信号としてモータに小さい電流又は電圧を印加
する。これにより、モータより出力されるトルクが小さ
くなる。一方、負荷が減少するときには時間間隔の差が
負となるので制御部は駆動信号を第２の信号としてもー
たに大きい電流又は電圧を印加する。これにより、モー
タより出力されるトルクが大きくなる。このようにし
て、モータの制御装置はブラシレスモータの回転速度を
安定させる。
【００３２】また、第５の発明では、第２の発明又は第
３の発明において、前記制御部は時間間隔の差による駆
動信号の補正を正の一定値補正、無補正、負の一定値補
正の３値化によって行い、その差の絶対値が補正を施す
必要がある閾値を超えるか否かによって補正状態を前記
３つの状態に切り替えるようにしている。
３の発明において、前記制御部は時間間隔の差による駆
動信号の補正を正の一定値補正、無補正、負の一定値補
正の３値化によって行い、その差の絶対値が補正を施す
必要がある閾値を超えるか否かによって補正状態を前記
３つの状態に切り替えるようにしている。
【００３３】このような構成によると、補正が簡単にな
る。
る。
【００３４】また、第６の発明では、第１の発明におい
て、前記制御部は前記ロータ位置信号から前記ブラシレ
スモータの回転数を検出し、前記回転数が３５００ｒｐ
ｍより小さいときには前記回転数に比例する数値で前記
補正量を除算するようにしている。
て、前記制御部は前記ロータ位置信号から前記ブラシレ
スモータの回転数を検出し、前記回転数が３５００ｒｐ
ｍより小さいときには前記回転数に比例する数値で前記
補正量を除算するようにしている。
【００３５】このような構成によると、制御部はロータ
位置信号からブラシレスモータの回転数を検出し、回転
数が所定値になるまでは回転数が大きくなるに従って駆
動信号を時間間隔の差に依存しない状態に近づけ、その
所定値を超えると駆動信号を時間間隔の差に依存しない
状態とする。ブラシレスモータの回転数が大きくなるに
従ってロータピストンの慣性により偏心荷重の影響が小
さくなるので、時間間隔の差がなくなり、時間間隔の差
に依存しない状態で運転してもよくなってくる。更に、
これによりモータ電流が上昇するが、回転数が大きくな
りモータ電流の変動を抑制することで、モータの減磁や
インバータ回路の過電流の検出によって運転が停止して
しまうことのないようにしている。
位置信号からブラシレスモータの回転数を検出し、回転
数が所定値になるまでは回転数が大きくなるに従って駆
動信号を時間間隔の差に依存しない状態に近づけ、その
所定値を超えると駆動信号を時間間隔の差に依存しない
状態とする。ブラシレスモータの回転数が大きくなるに
従ってロータピストンの慣性により偏心荷重の影響が小
さくなるので、時間間隔の差がなくなり、時間間隔の差
に依存しない状態で運転してもよくなってくる。更に、
これによりモータ電流が上昇するが、回転数が大きくな
りモータ電流の変動を抑制することで、モータの減磁や
インバータ回路の過電流の検出によって運転が停止して
しまうことのないようにしている。
【００３６】また、第７の発明では、第１の発明乃至第
６の発明のいずれかにおいて、前記基準電圧生成回路は
前記ブラシレスモータの各相巻線をスター結線した仮想
中性点の電圧を前記基準電圧とするようにしている。
６の発明のいずれかにおいて、前記基準電圧生成回路は
前記ブラシレスモータの各相巻線をスター結線した仮想
中性点の電圧を前記基準電圧とするようにしている。
【００３７】このような構成によると、各相の巻線がス
ター結線されていることによって仮想中性点から基準電
圧が得られる。
ター結線されていることによって仮想中性点から基準電
圧が得られる。
【００３８】また、第８の発明では、第１の発明乃至第
６の発明において、前記基準電圧生成回路は前記インバ
ータ回路に入力される電圧を分圧して前記基準電圧とす
るようにしている。
６の発明において、前記基準電圧生成回路は前記インバ
ータ回路に入力される電圧を分圧して前記基準電圧とす
るようにしている。
【００３９】このような構成によると、インバータ回路
に入力される電圧を分圧することによって基準電圧が得
られる。
に入力される電圧を分圧することによって基準電圧が得
られる。
【００４０】また、第９の発明では、第１の発明乃至第
３の発明のいずれかにおいて、前記インバータ回路に流
れる電流を検出する電流検出手段を備え、前記制御部は
前記電流検出手段で検出された電流が大きくなるに従っ
て前記補正量を小さくするようにしている。
３の発明のいずれかにおいて、前記インバータ回路に流
れる電流を検出する電流検出手段を備え、前記制御部は
前記電流検出手段で検出された電流が大きくなるに従っ
て前記補正量を小さくするようにしている。
【００４１】このような構成によると、モータの制御装
置は電流検出手段でインバータ回路に流れる電流を検出
し、その検出された電流が大きくなるに従って駆動信号
を時間間隔の差に依存しない状態に近づけるので、モー
タの負荷が大きい場合に、モータの減磁やインバータ回
路の過電流等によって運転停止になるのが抑制される。
置は電流検出手段でインバータ回路に流れる電流を検出
し、その検出された電流が大きくなるに従って駆動信号
を時間間隔の差に依存しない状態に近づけるので、モー
タの負荷が大きい場合に、モータの減磁やインバータ回
路の過電流等によって運転停止になるのが抑制される。
【００４２】また、第１０の発明では、第１の発明乃至
第３の発明のいずれかにおいて、交流を直流に整流して
前記インバータ回路に供給する整流回路と、前記交流の
電流を検出する電流検出手段とを備え、前記制御部は前
記電流検出手段で検出された電流が大きくなるに従って
前記補正量を小さくするようにしている。
第３の発明のいずれかにおいて、交流を直流に整流して
前記インバータ回路に供給する整流回路と、前記交流の
電流を検出する電流検出手段とを備え、前記制御部は前
記電流検出手段で検出された電流が大きくなるに従って
前記補正量を小さくするようにしている。
【００４３】このような構成によると、モータの制御装
置は電流検出手段で整流回路に印加される交流の電流を
検出し、その検出された電流が大きくなるに従って駆動
信号を時間間隔の差に依存しない状態に近づけるので、
モータの負荷が大きい場合に、モータの減磁やインバー
タ回路の過電流等によって運転停止になるのが抑制され
る。
置は電流検出手段で整流回路に印加される交流の電流を
検出し、その検出された電流が大きくなるに従って駆動
信号を時間間隔の差に依存しない状態に近づけるので、
モータの負荷が大きい場合に、モータの減磁やインバー
タ回路の過電流等によって運転停止になるのが抑制され
る。
【００４４】また、第１１の発明では、第１の発明乃至
第３の発明のいずれかにおいて、前記ブラシレスモータ
に流れる電流を検出する電流検出手段を備え、前記制御
部は前記電流検出手段で検出された電流が大きくなるに
従って前記補正量を小さくする
第３の発明のいずれかにおいて、前記ブラシレスモータ
に流れる電流を検出する電流検出手段を備え、前記制御
部は前記電流検出手段で検出された電流が大きくなるに
従って前記補正量を小さくする
【００４５】このような構成によると、モータの制御装
置は電流検出手段でブラシレスモータに流れる電流を検
出し、その検出された電流が大きくなるに従って駆動信
号を時間間隔の差に依存しない状態に近づけるので、モ
ータの負荷が大きい場合に、モータの減磁やインバータ
回路の過電流等によって運転停止になるのが抑制され
る。
置は電流検出手段でブラシレスモータに流れる電流を検
出し、その検出された電流が大きくなるに従って駆動信
号を時間間隔の差に依存しない状態に近づけるので、モ
ータの負荷が大きい場合に、モータの減磁やインバータ
回路の過電流等によって運転停止になるのが抑制され
る。
【００４６】また、第１２の発明では、第１の発明乃至
第８の発明のいずれかにおいて、前記インバータ回路に
流れる電流を検出する電流検出手段を備え、前記電流検
出手段で検出された電流が大きくなるに従って前記制御
部は前記時間間隔を小さくする
第８の発明のいずれかにおいて、前記インバータ回路に
流れる電流を検出する電流検出手段を備え、前記電流検
出手段で検出された電流が大きくなるに従って前記制御
部は前記時間間隔を小さくする
【００４７】このような構成によると、ロータ位置検出
回路はモータに流れる電流によって出力するロータ位置
信号によって位相の遅れや進みが生じる場合があったと
しても、制御部は時間間隔Ｔnを修正して正確な検出を
行うことで、振動を抑制する。
回路はモータに流れる電流によって出力するロータ位置
信号によって位相の遅れや進みが生じる場合があったと
しても、制御部は時間間隔Ｔnを修正して正確な検出を
行うことで、振動を抑制する。
【００４８】また、第１３の発明では、第１の発明乃至
第５の発明のいずれかにおいて、前記制御部は前記ブラ
シレスモータの回転数ごとに効率最大の転流タイミング
位相を記憶しているとともに、その検出回数に対応する
効率最大の転流タイミング位相を用いて前記ブラシレス
モータに通電する転流タイミングを修正するようにして
いる。
第５の発明のいずれかにおいて、前記制御部は前記ブラ
シレスモータの回転数ごとに効率最大の転流タイミング
位相を記憶しているとともに、その検出回数に対応する
効率最大の転流タイミング位相を用いて前記ブラシレス
モータに通電する転流タイミングを修正するようにして
いる。
【００４９】このような構成によると、制御部がロータ
位置信号からモータの回転数を検出し、回転数に応じて
転流タイミングを調整する。転流タイミングの調整によ
ってモータのトルクを制御できるので、例えば効率が最
大となるように転流タイミングを制御することによって
モータ電流を低減し、過電流状態で運転が停止してしま
わないようにする。
位置信号からモータの回転数を検出し、回転数に応じて
転流タイミングを調整する。転流タイミングの調整によ
ってモータのトルクを制御できるので、例えば効率が最
大となるように転流タイミングを制御することによって
モータ電流を低減し、過電流状態で運転が停止してしま
わないようにする。
【００５０】また、第１４の発明では、第９の発明乃至
第１１の発明のいずれかにおいて、前記制御部は前記ブ
ラシレスモータの回転数ごとに効率最大の転流タイミン
グ位相とトルク最大の転流タイミング位相とを記憶して
いるとともに、前記検出された電流の大きさで前記効率
最大の転流タイミング位相かトルク最大の転流タイミン
グ位相かを選択して前記ブラシレスモータに通電する転
流タイミングを修正するようにしている。
第１１の発明のいずれかにおいて、前記制御部は前記ブ
ラシレスモータの回転数ごとに効率最大の転流タイミン
グ位相とトルク最大の転流タイミング位相とを記憶して
いるとともに、前記検出された電流の大きさで前記効率
最大の転流タイミング位相かトルク最大の転流タイミン
グ位相かを選択して前記ブラシレスモータに通電する転
流タイミングを修正するようにしている。
【００５１】このような構成によると、モータの制御装
置は例えば電流が小さいときにはモータの出力するトル
クが最大となるように転流タイミングを調整し、電流が
大きいときは効率が最大となるように転流タイミングを
調整することでモータ電流を抑制し過負荷状態等でも過
電流を検出して運転が停止してしまうことがないように
なる。
置は例えば電流が小さいときにはモータの出力するトル
クが最大となるように転流タイミングを調整し、電流が
大きいときは効率が最大となるように転流タイミングを
調整することでモータ電流を抑制し過負荷状態等でも過
電流を検出して運転が停止してしまうことがないように
なる。
【００５２】
【００５３】
【００５４】
【発明の実施の形態】＜第１の実施形態＞以下、本発明
の実施形態について図面を参照しながら説明する。図１
は本発明の第１の実施形態の圧縮機用モータの制御装置
のブロック図である。図１において、１は商用電源によ
る交流電源である。２は交流電源１からの交流電圧を直
流電圧に変換する整流回路である。３は整流回路２で整
流された直流電圧のリプルを平滑する平滑回路であり、
コンデンサで構成されている。なお、図１では整流回路
２と平滑回路３は全波整流回路を構成するように示して
いるが、これらは倍電圧整流回路であってもよい。
の実施形態について図面を参照しながら説明する。図１
は本発明の第１の実施形態の圧縮機用モータの制御装置
のブロック図である。図１において、１は商用電源によ
る交流電源である。２は交流電源１からの交流電圧を直
流電圧に変換する整流回路である。３は整流回路２で整
流された直流電圧のリプルを平滑する平滑回路であり、
コンデンサで構成されている。なお、図１では整流回路
２と平滑回路３は全波整流回路を構成するように示して
いるが、これらは倍電圧整流回路であってもよい。
【００５５】４はインバータ回路であり、平滑回路３で
平滑された直流電圧がラインｆ、ｇを通して入力され
る。インバータ回路４において、４ａはＮＰＮ型トラン
ジスタ（又はＩＧＢＴ、ＭＯＳ−ＦＥＴ）であり、コレ
クタが直流電圧の上位側が入力されるラインｆに接続さ
れ、ベースがドライブ回路１１に接続され、エミッタが
インバータ回路４内の点ａに接続されている。
平滑された直流電圧がラインｆ、ｇを通して入力され
る。インバータ回路４において、４ａはＮＰＮ型トラン
ジスタ（又はＩＧＢＴ、ＭＯＳ−ＦＥＴ）であり、コレ
クタが直流電圧の上位側が入力されるラインｆに接続さ
れ、ベースがドライブ回路１１に接続され、エミッタが
インバータ回路４内の点ａに接続されている。
【００５６】４ｂはＮＰＮ型トランジスタ（又はＩＧＢ
Ｔ、ＭＯＳ−ＦＥＴ）であり、コレクタがラインｆに接
続され、ベースがドライブ回路１１に接続され、エミッ
タがインバータ回路４内の点ｂに接続されている。４ｃ
はＮＰＮ型トランジスタ（又はＩＧＢＴ、ＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ）であり、コレクタがラインｆに接続され、ベースが
ドライブ回路１１に接続され、エミッタがインバータ回
路４内の点ｃに接続されている。
Ｔ、ＭＯＳ−ＦＥＴ）であり、コレクタがラインｆに接
続され、ベースがドライブ回路１１に接続され、エミッ
タがインバータ回路４内の点ｂに接続されている。４ｃ
はＮＰＮ型トランジスタ（又はＩＧＢＴ、ＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ）であり、コレクタがラインｆに接続され、ベースが
ドライブ回路１１に接続され、エミッタがインバータ回
路４内の点ｃに接続されている。
【００５７】４ｄはＮＰＮ型トランジスタ（又はＩＧＢ
Ｔ、ＭＯＳ−ＦＥＴ）であり、コレクタが点ａに接続さ
れ、ベースがドライブ回路１１に接続され、エミッタが
直流電圧の下位側が入力されるラインｇに接続されてい
る。４ｅはＮＰＮ型トランジスタ（又はＩＧＢＴ、ＭＯ
Ｓ−ＦＥＴ）であり、コレクタが点ｂに接続され、ベー
スがドライブ回路１１に接続され、エミッタがラインｇ
に接続されている。
Ｔ、ＭＯＳ−ＦＥＴ）であり、コレクタが点ａに接続さ
れ、ベースがドライブ回路１１に接続され、エミッタが
直流電圧の下位側が入力されるラインｇに接続されてい
る。４ｅはＮＰＮ型トランジスタ（又はＩＧＢＴ、ＭＯ
Ｓ−ＦＥＴ）であり、コレクタが点ｂに接続され、ベー
スがドライブ回路１１に接続され、エミッタがラインｇ
に接続されている。
【００５８】４ｆはＮＰＮ型トランジスタ（又はＩＧＢ
Ｔ、ＭＯＳ−ＦＥＴ）であり、コレクタが点ｃに接続さ
れ、ベースがドライブ回路１１に接続され、エミッタが
ラインｇに接続されている。ＮＰＮ型トランジスタ４ａ
〜４ｆにはそれぞれ回生電流を流して素子を保護するた
めのダイオード４ｇ〜４ｌが並列に接続されている。
Ｔ、ＭＯＳ−ＦＥＴ）であり、コレクタが点ｃに接続さ
れ、ベースがドライブ回路１１に接続され、エミッタが
ラインｇに接続されている。ＮＰＮ型トランジスタ４ａ
〜４ｆにはそれぞれ回生電流を流して素子を保護するた
めのダイオード４ｇ〜４ｌが並列に接続されている。
【００５９】５は３相のブラシレスモータであり、Ｕ相
の巻線ＬｕとＶ相の巻線ＬｖとＷ相の巻線Ｌｗで構成さ
れている。巻線Ｌｕの一端は点ａに接続され、他端は中
性点Ｎに接続されている。巻線Ｌｖの一端は点ｂに接続
され、他端は中性点Ｎに接続されている。巻線Ｌｗの一
端は点ｃに接続され、他端は中性点Ｎに接続されてい
る。６は力率を改善するためのリアクタ等の力率改善回
路であり、交流電源１と整流回路２の間に挿入されてい
る。
の巻線ＬｕとＶ相の巻線ＬｖとＷ相の巻線Ｌｗで構成さ
れている。巻線Ｌｕの一端は点ａに接続され、他端は中
性点Ｎに接続されている。巻線Ｌｖの一端は点ｂに接続
され、他端は中性点Ｎに接続されている。巻線Ｌｗの一
端は点ｃに接続され、他端は中性点Ｎに接続されてい
る。６は力率を改善するためのリアクタ等の力率改善回
路であり、交流電源１と整流回路２の間に挿入されてい
る。
【００６０】２０はブラシレスモータ５の各相巻線Ｌ
ｕ、Ｌｖ、Ｌｗに生じる誘起電圧を検出してロータ位置
信号を出力するロータ位置検出回路である。ロータ位置
検出回路２０において、７ａはＵ相巻線Ｌｕに生じる誘
起電圧Ｅｕを検出する誘起電圧検出回路であり、不要な
周波数成分を除去するために抵抗とコンデンサから成る
ＲＣフィルタ（図示せず）を有している。７ｂはＶ相巻
線Ｌｖに生じる誘起電圧Ｅｖを検出する誘起電圧検出回
路であり、不要な周波数成分を除去するためのＲＣフィ
ルタ（図示せず）を有している。７ｃはＷ相巻線Ｌｗに
生じる誘起電圧Ｅｗを検出する誘起電圧検出回路であ
り、不要な周波数成分を除去するためのＲＣフィルタ
（図示せず）を有している。
ｕ、Ｌｖ、Ｌｗに生じる誘起電圧を検出してロータ位置
信号を出力するロータ位置検出回路である。ロータ位置
検出回路２０において、７ａはＵ相巻線Ｌｕに生じる誘
起電圧Ｅｕを検出する誘起電圧検出回路であり、不要な
周波数成分を除去するために抵抗とコンデンサから成る
ＲＣフィルタ（図示せず）を有している。７ｂはＶ相巻
線Ｌｖに生じる誘起電圧Ｅｖを検出する誘起電圧検出回
路であり、不要な周波数成分を除去するためのＲＣフィ
ルタ（図示せず）を有している。７ｃはＷ相巻線Ｌｗに
生じる誘起電圧Ｅｗを検出する誘起電圧検出回路であ
り、不要な周波数成分を除去するためのＲＣフィルタ
（図示せず）を有している。
【００６１】８は各相巻線Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗの入力側を
結線することによって仮想中性点をつくって基準電圧Ｖ
ｒｅｆを出力する基準電圧検出回路である。９ａは誘起
電圧Ｅｕと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較してロータ位置信
号Ｈｕを出力する比較検出回路である。９ｂは誘起電圧
Ｅｖと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較してロータ位置信号Ｈ
ｖを出力する比較検出回路である。９ｃは誘起電圧Ｅｗ
と基準電圧Ｖｒｅｆとを比較してロータ位置信号Ｈｗを
出力する比較検出回路である。ロータ位置信号Ｈｕ、Ｈ
ｖ、Ｈｗは後述のようにロータ位置に応じたパルス信号
である。ブラシレスモータ５のロータ磁極が４極の場
合、ロータが１回転で比較検出回路９ａ〜９ｃより３相
×４極＝１２個のパルス信号が出力される。
結線することによって仮想中性点をつくって基準電圧Ｖ
ｒｅｆを出力する基準電圧検出回路である。９ａは誘起
電圧Ｅｕと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較してロータ位置信
号Ｈｕを出力する比較検出回路である。９ｂは誘起電圧
Ｅｖと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較してロータ位置信号Ｈ
ｖを出力する比較検出回路である。９ｃは誘起電圧Ｅｗ
と基準電圧Ｖｒｅｆとを比較してロータ位置信号Ｈｗを
出力する比較検出回路である。ロータ位置信号Ｈｕ、Ｈ
ｖ、Ｈｗは後述のようにロータ位置に応じたパルス信号
である。ブラシレスモータ５のロータ磁極が４極の場
合、ロータが１回転で比較検出回路９ａ〜９ｃより３相
×４極＝１２個のパルス信号が出力される。
【００６２】１０は制御部であり、ロータ位置信号Ｈ
ｕ、Ｈｖ、Ｈｗに基づいてインバータ回路４の各ＮＰＮ
型トランジスタ４ａ〜４ｆを駆動するための駆動信号Ｄ
ａ〜Ｄｆを作成し、ドライブ回路１１に出力する。制御
部１０で駆動信号Ｄａ〜Ｄｆは数〜数十ｋＨｚでＰＷＭ
（パルス幅変調）チョッピングされ、ブラシレスモータ
５の回転数が制御部１０が目標とする回転数になるよう
にＰＷＭのデューティを変更する。
ｕ、Ｈｖ、Ｈｗに基づいてインバータ回路４の各ＮＰＮ
型トランジスタ４ａ〜４ｆを駆動するための駆動信号Ｄ
ａ〜Ｄｆを作成し、ドライブ回路１１に出力する。制御
部１０で駆動信号Ｄａ〜Ｄｆは数〜数十ｋＨｚでＰＷＭ
（パルス幅変調）チョッピングされ、ブラシレスモータ
５の回転数が制御部１０が目標とする回転数になるよう
にＰＷＭのデューティを変更する。
【００６３】ドライブ回路１１は駆動信号Ｄａ〜Ｄｆを
それぞれ増幅してＮＰＮ型トランジスタ４ａ〜４ｆのベ
ースに供給する。駆動信号Ｄａ〜Ｄｆのデューティが変
更されることによってＮＰＮ型トランジスタ４ａ〜４ｆ
はＯＮ・ＯＦＦの時間割合が変更されるので、ブラシレ
スモータ５に印加される電圧又は電流が変更される。こ
れにより、ブラシレスモータ５の回転数及びトルクを制
御することができる。
それぞれ増幅してＮＰＮ型トランジスタ４ａ〜４ｆのベ
ースに供給する。駆動信号Ｄａ〜Ｄｆのデューティが変
更されることによってＮＰＮ型トランジスタ４ａ〜４ｆ
はＯＮ・ＯＦＦの時間割合が変更されるので、ブラシレ
スモータ５に印加される電圧又は電流が変更される。こ
れにより、ブラシレスモータ５の回転数及びトルクを制
御することができる。
【００６４】
【発明の効果】以上説明したように、第１の発明では、
ブラシレスモータの誘起電圧を誘起電圧検出回路で検出
し、この検出された誘起電圧を基準電圧生成回路から得
られる基準電圧と比較手段で比較することで、ロータ位
置を検出する。このように検出されたロータ位置信号に
基づいて制御部はモータの１周期を複数区間に分割する
とともに各区間の時間間隔を検出し、それぞれの区間に
ついて一回転前における前後の対称な区間の時間間隔の
差を求め、その差に基づいて駆動信号を生成する。この
とき、駆動信号におけるＰＭＷの平均デューティの補正
量を前記差が大きいときは大きくし、差が小さいときに
は小さくする。基準電圧に変動があっても時間間隔の差
では変動分がキャンセルされる。そのため、１回転中の
負荷変動によるロータ位置の変動を正確に検出すること
ができるので、その差に基づいて駆動信号を生成するこ
とで振動を確実に抑制できる。また、誘起電圧検出回路
はロータ位置の検出を正確にするために特別な位相補償
回路等を必要としないので、低コストで制御を行うこと
ができる。
ブラシレスモータの誘起電圧を誘起電圧検出回路で検出
し、この検出された誘起電圧を基準電圧生成回路から得
られる基準電圧と比較手段で比較することで、ロータ位
置を検出する。このように検出されたロータ位置信号に
基づいて制御部はモータの１周期を複数区間に分割する
とともに各区間の時間間隔を検出し、それぞれの区間に
ついて一回転前における前後の対称な区間の時間間隔の
差を求め、その差に基づいて駆動信号を生成する。この
とき、駆動信号におけるＰＭＷの平均デューティの補正
量を前記差が大きいときは大きくし、差が小さいときに
は小さくする。基準電圧に変動があっても時間間隔の差
では変動分がキャンセルされる。そのため、１回転中の
負荷変動によるロータ位置の変動を正確に検出すること
ができるので、その差に基づいて駆動信号を生成するこ
とで振動を確実に抑制できる。また、誘起電圧検出回路
はロータ位置の検出を正確にするために特別な位相補償
回路等を必要としないので、低コストで制御を行うこと
ができる。
【００６５】誘起電圧Ｅｕと基準電圧Ｖｒｅｆを比較し
た結果がロータ位置信号Ｈｕの波形である。誘起電圧Ｅ
ｕが基準電圧Ｖｒｅｆより高いときにＨｉｇｈになり、
逆に低いときにＬｏｗになる。これにより、磁極の変化
する誘起電圧Ｅｕのゼロクロス点で、立ち上がり又は立
ち下がりエッジのパルスが得られる。
た結果がロータ位置信号Ｈｕの波形である。誘起電圧Ｅ
ｕが基準電圧Ｖｒｅｆより高いときにＨｉｇｈになり、
逆に低いときにＬｏｗになる。これにより、磁極の変化
する誘起電圧Ｅｕのゼロクロス点で、立ち上がり又は立
ち下がりエッジのパルスが得られる。
【００６６】ロータ位置信号Ｈｖは誘起電圧Ｅｖと基準
電圧Ｖｒｅｆを比較した結果であり、誘起電圧Ｅｖのゼ
ロクロス点で、立ち上がり又は立ち下がりエッジのパル
スが得られる。ロータ位置信号Ｈｗは誘起電圧Ｅｗと基
準電圧Ｖｒｅｆを比較した結果であり、誘起電圧Ｅｗの
ゼロクロス点で、立ち上がり又は立ち下がりエッジのパ
ルスが得られる。誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗは互いに１
２０度ずつ位相がずれている。そのため、これらのエッ
ジのパルスはロータが１回転すると１２個発生する。
電圧Ｖｒｅｆを比較した結果であり、誘起電圧Ｅｖのゼ
ロクロス点で、立ち上がり又は立ち下がりエッジのパル
スが得られる。ロータ位置信号Ｈｗは誘起電圧Ｅｗと基
準電圧Ｖｒｅｆを比較した結果であり、誘起電圧Ｅｗの
ゼロクロス点で、立ち上がり又は立ち下がりエッジのパ
ルスが得られる。誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗは互いに１
２０度ずつ位相がずれている。そのため、これらのエッ
ジのパルスはロータが１回転すると１２個発生する。
【００６７】従って、制御部１０はロータの絶対位置を
１２個の区間で検出できる。但し、誘起電圧Ｅｕ、Ｅ
ｖ、Ｅｗとロータ位置信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗがそれぞれ
同位相となるように図示しているが、実際は誘起電圧検
出回路７ａ、７ｂ、７ｃの構成によって位相のずれが生
じる場合がある。
１２個の区間で検出できる。但し、誘起電圧Ｅｕ、Ｅ
ｖ、Ｅｗとロータ位置信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗがそれぞれ
同位相となるように図示しているが、実際は誘起電圧検
出回路７ａ、７ｂ、７ｃの構成によって位相のずれが生
じる場合がある。
【００６８】制御部１０はこのようにして得られたロー
タ位置信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗに基づいて駆動信号Ｄａ〜
Ｄｆを作成する。ロータ位置信号Ｈｕの立ち上がりエッ
ジ３０が入力されると、制御部１０は駆動信号ＤａをＰ
ＷＭチョッピングした波形とする。これにより、ＮＰＮ
型トランジスタ４ａはＯＮ・ＯＦＦを繰り返す。ＰＷＭ
のデューティは回転数とトルクを制御するために後述の
ようにして設定される。
タ位置信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗに基づいて駆動信号Ｄａ〜
Ｄｆを作成する。ロータ位置信号Ｈｕの立ち上がりエッ
ジ３０が入力されると、制御部１０は駆動信号ＤａをＰ
ＷＭチョッピングした波形とする。これにより、ＮＰＮ
型トランジスタ４ａはＯＮ・ＯＦＦを繰り返す。ＰＷＭ
のデューティは回転数とトルクを制御するために後述の
ようにして設定される。
【００６９】次にロータ位置信号Ｈｖの立ち上がりエッ
ジ３１が入力されると、駆動信号ＤａをＬｏｗにし、駆
動信号ＤｂをＰＷＭチョッピングした波形とする。これ
により、ＮＰＮ型トランジスタ４ａはＯＦＦされ、ＮＰ
Ｎ型トランジスタ４ｂがＯＮ・ＯＦＦを繰り返す。
ジ３１が入力されると、駆動信号ＤａをＬｏｗにし、駆
動信号ＤｂをＰＷＭチョッピングした波形とする。これ
により、ＮＰＮ型トランジスタ４ａはＯＦＦされ、ＮＰ
Ｎ型トランジスタ４ｂがＯＮ・ＯＦＦを繰り返す。
【００７０】次にロータ位置信号Ｈｗの立ち上がりエッ
ジ３２が入力されると、制御部１０は駆動信号ＤｂをＬ
ｏｗにし、駆動信号ＤｃをＰＷＭチョッピングした波形
とする。これにより、ＮＰＮ型トランジスタ４ｂはＯＦ
Ｆされ、ＮＰＮ型トランジスタ４ｃはＯＮ・ＯＦＦを繰
り返す。
ジ３２が入力されると、制御部１０は駆動信号ＤｂをＬ
ｏｗにし、駆動信号ＤｃをＰＷＭチョッピングした波形
とする。これにより、ＮＰＮ型トランジスタ４ｂはＯＦ
Ｆされ、ＮＰＮ型トランジスタ４ｃはＯＮ・ＯＦＦを繰
り返す。
【００７１】次に再びロータ位置信号Ｈｕの立ち上がり
エッジ３３が入力されると、駆動信号ＤｃをＬｏｗに
し、駆動信号ＤａをＰＷＭチョッピングした波形とす
る。これにより、ＮＰＮ型トランジスタ４ｃはＯＦＦさ
れ、ＮＰＮ型トランジスタ４ａはＯＮ・ＯＦＦを繰り返
す。以後、制御部１０はこの一連の動作を繰り返す。
エッジ３３が入力されると、駆動信号ＤｃをＬｏｗに
し、駆動信号ＤａをＰＷＭチョッピングした波形とす
る。これにより、ＮＰＮ型トランジスタ４ｃはＯＦＦさ
れ、ＮＰＮ型トランジスタ４ａはＯＮ・ＯＦＦを繰り返
す。以後、制御部１０はこの一連の動作を繰り返す。
【００７２】これにより、駆動信号Ｄａ、Ｄｂ、Ｄｃが
順番にＰＷＭチョッピングした波形となり、ロータが１
回転するたびにそれぞれ２回ずつＰＷＭチョッピングし
た波形が現れる。
順番にＰＷＭチョッピングした波形となり、ロータが１
回転するたびにそれぞれ２回ずつＰＷＭチョッピングし
た波形が現れる。
【００７３】また、ロータ位置信号Ｈｕの立ち下がりエ
ッジ３４が入力されると、制御部１０は駆動信号Ｄｄを
Ｈｉｇｈにし、それまでＨｉｇｈであった駆動信号Ｄｆ
をＬｏｗにする。これにより、ＮＰＮ型トランジスタ４
ｄがＯＮされ、ＮＰＮ型トランジスタ４ｆがＯＦＦされ
る。
ッジ３４が入力されると、制御部１０は駆動信号Ｄｄを
Ｈｉｇｈにし、それまでＨｉｇｈであった駆動信号Ｄｆ
をＬｏｗにする。これにより、ＮＰＮ型トランジスタ４
ｄがＯＮされ、ＮＰＮ型トランジスタ４ｆがＯＦＦされ
る。
【００７４】次にロータ位置信号Ｈｖの立ち下がりエッ
ジ３５が入力されると、制御部１０は駆動信号ＤｄをＬ
ｏｗにし、駆動信号ＤｅをＨｉｇｈにする。これによ
り、ＮＰＮ型トランジスタ４ｄはＯＦＦされ、ＮＰＮ型
トランジスタ４ｅはＯＮされる。次にロータ位置信号Ｈ
ｗの立ち下がりエッジ３６が入力されると、制御部１０
は駆動信号ＤｅをＬｏｗにし、駆動信号ＤｆをＨｉｇｈ
にする。これにより、ＮＰＮ型トランジスタ４ｅがＯＦ
Ｆされ、ＮＰＮ型トランジスタ４ｆがＯＮされる。
ジ３５が入力されると、制御部１０は駆動信号ＤｄをＬ
ｏｗにし、駆動信号ＤｅをＨｉｇｈにする。これによ
り、ＮＰＮ型トランジスタ４ｄはＯＦＦされ、ＮＰＮ型
トランジスタ４ｅはＯＮされる。次にロータ位置信号Ｈ
ｗの立ち下がりエッジ３６が入力されると、制御部１０
は駆動信号ＤｅをＬｏｗにし、駆動信号ＤｆをＨｉｇｈ
にする。これにより、ＮＰＮ型トランジスタ４ｅがＯＦ
Ｆされ、ＮＰＮ型トランジスタ４ｆがＯＮされる。
【００７５】次に再びロータ位置信号Ｈｕの立ち下がり
エッジ３７が入力されると、制御部１０は駆動信号Ｄｆ
をＬｏｗにし、駆動信号ＤｄをＨｉｇｈにする。制御部
１０はこの一連の動作を繰り返す。このように制御部１
０はロータ位置信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗのエッジが入力さ
れるごとにインバータ回路４のＮＰＮ型トランジスタ４
ａ〜４ｆのスイッチングの切り替えによってブラシレス
モータ５に流れる電流を転流させる。
エッジ３７が入力されると、制御部１０は駆動信号Ｄｆ
をＬｏｗにし、駆動信号ＤｄをＨｉｇｈにする。制御部
１０はこの一連の動作を繰り返す。このように制御部１
０はロータ位置信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗのエッジが入力さ
れるごとにインバータ回路４のＮＰＮ型トランジスタ４
ａ〜４ｆのスイッチングの切り替えによってブラシレス
モータ５に流れる電流を転流させる。
【００７６】これにより、期間Ｔ0ではＮＰＮ型トラン
ジスタ４ａがＰＷＭチョッピングされた駆動信号Ｄａで
ＯＮ・ＯＦＦ制御され、ＮＰＮ型トランジスタ４ｅがＯ
Ｎされているので、インバータ回路４から供給される電
流が矢印Ａｕの向きに流れ、ブラシレスモータ５におい
て巻線Ｌｕ、中性点Ｎ、巻線Ｌｖの順に流れ、更に矢印
Ａｖの逆向きに流れてインバータ回路４に戻る。
ジスタ４ａがＰＷＭチョッピングされた駆動信号Ｄａで
ＯＮ・ＯＦＦ制御され、ＮＰＮ型トランジスタ４ｅがＯ
Ｎされているので、インバータ回路４から供給される電
流が矢印Ａｕの向きに流れ、ブラシレスモータ５におい
て巻線Ｌｕ、中性点Ｎ、巻線Ｌｖの順に流れ、更に矢印
Ａｖの逆向きに流れてインバータ回路４に戻る。
【００７７】次の期間Ｔ1ではＮＰＮ型トランジスタ４
ａがＰＷＭチョッピングされた駆動信号ＤａでＯＮ・Ｏ
ＦＦ制御され、ＮＰＮ型トランジスタ４ｆがＯＮされて
いるので、インバータ回路４から供給される電流が矢印
Ａｕの向きに流れ、ブラシレスモータ５において巻線Ｌ
ｕ、中性点Ｎ、巻線Ｌｗの順に流れ、更に矢印Ａｗの逆
向きに流れてインバータ回路４に戻る。
ａがＰＷＭチョッピングされた駆動信号ＤａでＯＮ・Ｏ
ＦＦ制御され、ＮＰＮ型トランジスタ４ｆがＯＮされて
いるので、インバータ回路４から供給される電流が矢印
Ａｕの向きに流れ、ブラシレスモータ５において巻線Ｌ
ｕ、中性点Ｎ、巻線Ｌｗの順に流れ、更に矢印Ａｗの逆
向きに流れてインバータ回路４に戻る。
【００７８】次の期間Ｔ2ではＮＰＮ型トランジスタ４
ｂがＰＷＭチョッピングされた駆動信号ＤｂでＯＮ・Ｏ
ＦＦ制御され、ＮＰＮ型トランジスタ４ｆがＯＮされて
いるので、インバータ回路４から流れる電流が矢印Ａｖ
の向きに流れ、ブラシレスモータ５において巻線Ｌｖ、
中性点Ｎ、巻線Ｌｗの順に流れ、更に矢印Ａｗの逆向き
に流れてインバータ回路４に戻る。
ｂがＰＷＭチョッピングされた駆動信号ＤｂでＯＮ・Ｏ
ＦＦ制御され、ＮＰＮ型トランジスタ４ｆがＯＮされて
いるので、インバータ回路４から流れる電流が矢印Ａｖ
の向きに流れ、ブラシレスモータ５において巻線Ｌｖ、
中性点Ｎ、巻線Ｌｗの順に流れ、更に矢印Ａｗの逆向き
に流れてインバータ回路４に戻る。
【００７９】次の期間Ｔ3ではＮＰＮ型トランジスタ４
ｂがＰＷＭチョッピングされた駆動信号ＤｂでＯＮ・Ｏ
ＦＦ制御され、ＮＰＮ型トランジスタ４ｄがＯＮされて
いるので、インバータ回路４から供給される電流が矢印
Ａｖの向きに流れ、ブラシレスモータ５において巻線Ｌ
ｖ、中性点Ｎ、巻線Ｌｕの順に流れ、更に矢印Ａｕの逆
向きに流れてインバータ回路４に流れる。
ｂがＰＷＭチョッピングされた駆動信号ＤｂでＯＮ・Ｏ
ＦＦ制御され、ＮＰＮ型トランジスタ４ｄがＯＮされて
いるので、インバータ回路４から供給される電流が矢印
Ａｖの向きに流れ、ブラシレスモータ５において巻線Ｌ
ｖ、中性点Ｎ、巻線Ｌｕの順に流れ、更に矢印Ａｕの逆
向きに流れてインバータ回路４に流れる。
【００８０】次の期間Ｔ4ではＮＰＮ型トランジスタ４
ｃがＰＷＭチョッピングされた駆動信号ＤｃでＯＮ・Ｏ
ＦＦ制御され、ＮＰＮ型トランジスタ４ｄがＯＮされて
いるので、インバータ回路４から供給される電流が矢印
Ａｗの向きに流れ、ブラシレスモータ５において巻線Ｌ
ｗ、中性点Ｎ、巻線Ｌｕの順に流れ、更に矢印Ａｕの逆
向きに流れてインバータ回路４に戻る。
ｃがＰＷＭチョッピングされた駆動信号ＤｃでＯＮ・Ｏ
ＦＦ制御され、ＮＰＮ型トランジスタ４ｄがＯＮされて
いるので、インバータ回路４から供給される電流が矢印
Ａｗの向きに流れ、ブラシレスモータ５において巻線Ｌ
ｗ、中性点Ｎ、巻線Ｌｕの順に流れ、更に矢印Ａｕの逆
向きに流れてインバータ回路４に戻る。
【００８１】次の期間Ｔ5ではＮＰＮ型トランジスタ４
ｃがＰＷＭチョッピングされた駆動信号ＤｃでＯＮ・Ｏ
ＦＦ制御され、ＮＰＮ型トランジスタ４ｅがＯＮされて
いるので、インバータ回路４から供給される電流が矢印
Ａｗの向きに流れ、ブラシレスモータ５において巻線Ｌ
ｗ、中性点Ｎ、巻線Ｌｖの順に流れ、更に矢印Ａｖの逆
向きに流れてインバータ回路４に戻る。
ｃがＰＷＭチョッピングされた駆動信号ＤｃでＯＮ・Ｏ
ＦＦ制御され、ＮＰＮ型トランジスタ４ｅがＯＮされて
いるので、インバータ回路４から供給される電流が矢印
Ａｗの向きに流れ、ブラシレスモータ５において巻線Ｌ
ｗ、中性点Ｎ、巻線Ｌｖの順に流れ、更に矢印Ａｖの逆
向きに流れてインバータ回路４に戻る。
【００８２】次の期間Ｔ6から再び期間Ｔ0からの動作を
繰り返す。これにより、インバータ回路４はブラシレス
モータ５を駆動する。ＰＷＭ信号のデューティを変更す
ることで、ブラシレスモータ５に流れる電流又は実質的
に印加される電圧を変更することができる。これによ
り、制御装置はブラシレスモータ５の回転数及びトルク
を制御することができる。
繰り返す。これにより、インバータ回路４はブラシレス
モータ５を駆動する。ＰＷＭ信号のデューティを変更す
ることで、ブラシレスモータ５に流れる電流又は実質的
に印加される電圧を変更することができる。これによ
り、制御装置はブラシレスモータ５の回転数及びトルク
を制御することができる。
【００８３】図２ではインバータ駆動信号Ｄａ〜Ｄｃの
みにＰＷＭチョッピングしているが、インバータ駆動信
号Ｄｄ〜ＤｆのみにＰＷＭチョッピングしてもよいし、
全てのインバータ駆動信号Ｄａ〜ＤｆにＰＷＭチョッピ
ングしてもよい。ロータ位置信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗはロ
ータの絶対位置と同期しており、ロータの１回転を１２
個の区間に分割でき、１２個のロータ位置位置検出間隔
Ｔ0〜Ｔ11として検出できる。
みにＰＷＭチョッピングしているが、インバータ駆動信
号Ｄｄ〜ＤｆのみにＰＷＭチョッピングしてもよいし、
全てのインバータ駆動信号Ｄａ〜ＤｆにＰＷＭチョッピ
ングしてもよい。ロータ位置信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗはロ
ータの絶対位置と同期しており、ロータの１回転を１２
個の区間に分割でき、１２個のロータ位置位置検出間隔
Ｔ0〜Ｔ11として検出できる。
【００８４】図３は１回転中の負荷トルクと本実施形態
の動作を示す波形図である。１回転中の負荷トルク曲線
Ｌは、圧縮機の１回転中の負荷トルクの変動を示してい
る。圧縮機は１回転中に吸入、圧縮、吐出の３つの過程
があるため負荷トルクが大きく変動する。吸入状態から
冷媒が圧縮機で圧縮されていくに従い負荷トルクは急激
に増加し、吐出弁が開き冷媒が吐出されると、負荷トル
クは減少していく。
の動作を示す波形図である。１回転中の負荷トルク曲線
Ｌは、圧縮機の１回転中の負荷トルクの変動を示してい
る。圧縮機は１回転中に吸入、圧縮、吐出の３つの過程
があるため負荷トルクが大きく変動する。吸入状態から
冷媒が圧縮機で圧縮されていくに従い負荷トルクは急激
に増加し、吐出弁が開き冷媒が吐出されると、負荷トル
クは減少していく。
【００８５】このとき、１回転中に使われるＰＷＭ信号
のデューティが一定であれば、負荷トルクが変動する
と、その変動分だけ実際にブラシレスモータ５に印加さ
れるトルクが減少し、ロータの角加速度も小さくなる。
負荷トルクが大きく変化する区間（角加速度の変化が大
きく変化する区間）は、速度つまりロータ位置信号Ｈ
ｕ、Ｈｖ、Ｈｗから検出される位置検出間隔Ｔnも大き
く変化する。これにより、１回転中のロータ位置検出間
隔Ｔnから負荷変動状態を検出できる。
のデューティが一定であれば、負荷トルクが変動する
と、その変動分だけ実際にブラシレスモータ５に印加さ
れるトルクが減少し、ロータの角加速度も小さくなる。
負荷トルクが大きく変化する区間（角加速度の変化が大
きく変化する区間）は、速度つまりロータ位置信号Ｈ
ｕ、Ｈｖ、Ｈｗから検出される位置検出間隔Ｔnも大き
く変化する。これにより、１回転中のロータ位置検出間
隔Ｔnから負荷変動状態を検出できる。
【００８６】しかし、上記従来技術のように相隣り合う
区間の間隔を利用して負荷を検出すると、基準電圧の変
動によって位置検出間隔が影響を受けてしまっていた。
そこで、本実施形態では、区間ｎの状態Ｔnを検出する
際に、その前後の区間の位置検出間隔Ｔn+1、Ｔn-1の差
ΔＴn＝Ｔn+1−Ｔn-1を演算する。これらの位置検出間
隔Ｔn+1、Ｔn-1の両者にもたらされる基準電圧の変動の
影響は等しいので、差ΔＴnには基準電圧の変動分をキ
ャンセルでき、負荷変動のみによる位置検出間隔Ｔｎの
変動分を検出することができる。
区間の間隔を利用して負荷を検出すると、基準電圧の変
動によって位置検出間隔が影響を受けてしまっていた。
そこで、本実施形態では、区間ｎの状態Ｔnを検出する
際に、その前後の区間の位置検出間隔Ｔn+1、Ｔn-1の差
ΔＴn＝Ｔn+1−Ｔn-1を演算する。これらの位置検出間
隔Ｔn+1、Ｔn-1の両者にもたらされる基準電圧の変動の
影響は等しいので、差ΔＴnには基準電圧の変動分をキ
ャンセルでき、負荷変動のみによる位置検出間隔Ｔｎの
変動分を検出することができる。
【００８７】制御部１０はこの差ΔＴnを求めるため
に、ロータが１回転する前の位置検出間隔Ｔnを記憶し
ている。そして、制御部１０は１回転前の間隔Ｔn-1、
Ｔn+1を現在の間隔Ｔn-1、Ｔn+1とみなして位置検出間
隔差ΔＴnを求める。
に、ロータが１回転する前の位置検出間隔Ｔnを記憶し
ている。そして、制御部１０は１回転前の間隔Ｔn-1、
Ｔn+1を現在の間隔Ｔn-1、Ｔn+1とみなして位置検出間
隔差ΔＴnを求める。
【００８８】制御部１０は位置検出間隔差ΔＴnが所定
の範囲内（理想的にはゼロ）になるようにインバータ駆
動信号Ｄａ〜ＤｆのＰＷＭデューティＤｎを増減させ
る。ΔＴnが大きい区間では、制御部１０はブラシレス
モータ５が目標回転数になるように決定された平均デュ
ーティＤａｖに加える補正量ΔＤｎを大きくする。一
方、ΔＴnが小さい区間では、補正量ΔＤｎを小さくす
る。但し、ΔＴnから補正量ΔＤｎを求める式は、１次
関数や２次間数等にフィットされる。
の範囲内（理想的にはゼロ）になるようにインバータ駆
動信号Ｄａ〜ＤｆのＰＷＭデューティＤｎを増減させ
る。ΔＴnが大きい区間では、制御部１０はブラシレス
モータ５が目標回転数になるように決定された平均デュ
ーティＤａｖに加える補正量ΔＤｎを大きくする。一
方、ΔＴnが小さい区間では、補正量ΔＤｎを小さくす
る。但し、ΔＴnから補正量ΔＤｎを求める式は、１次
関数や２次間数等にフィットされる。
【００８９】このようにＰＷＭデューティＤｎをＤａｖ
＋ΔＤｎとすることで、負荷トルクが増大するときには
ブラシレスモータ５より出力されるトルクを増大させ、
負荷トルクが減少するときにはブラシレスモータ５より
出力されるトルクを減少させる。これにより、ロータの
１回転中の負荷変動による回転速度変動がなくなり、振
動が低減される。
＋ΔＤｎとすることで、負荷トルクが増大するときには
ブラシレスモータ５より出力されるトルクを増大させ、
負荷トルクが減少するときにはブラシレスモータ５より
出力されるトルクを減少させる。これにより、ロータの
１回転中の負荷変動による回転速度変動がなくなり、振
動が低減される。
【００９０】＜第２の実施形態＞次に、本発明の第２の
実施形態について説明する。本実施形態が上記第１の実
施形態と異なる点は、位置検出間隔差ΔＴnを求める計
算式であり、その他の点については上記第１の実施形態
と一致するので、説明を省略し、本実施形態においても
図１を用いて説明する。
実施形態について説明する。本実施形態が上記第１の実
施形態と異なる点は、位置検出間隔差ΔＴnを求める計
算式であり、その他の点については上記第１の実施形態
と一致するので、説明を省略し、本実施形態においても
図１を用いて説明する。
【００９１】図４は１回転中の負荷トルクと本実施形態
の動作を示す波形図である。１回転中の負荷トルク曲線
Ｌは、圧縮機の１回転中の負荷トルク変動を示してい
る。この負荷トルクの変動によってロータ位置信号Ｈ
ｕ、Ｈｖ、Ｈｗから検出される位置検出間隔Ｔnが変動
している。
の動作を示す波形図である。１回転中の負荷トルク曲線
Ｌは、圧縮機の１回転中の負荷トルク変動を示してい
る。この負荷トルクの変動によってロータ位置信号Ｈ
ｕ、Ｈｖ、Ｈｗから検出される位置検出間隔Ｔnが変動
している。
【００９２】区間ｎでの位置検出間隔差ΔＴnを求める
ために、前後の区間の位置検出間隔Ｔn-1Ｔn+1の差と、
更にその区間の前後の位置検出間隔Ｔn+2、Ｔn-2の差を
利用する。このとき、Ｔn+2、Ｔn-2は位置検出間隔Ｔ
n+1、Ｔn-1よりも区間ｎより離れた区間の情報であるた
め、Ｔn+1、Ｔn-1よりも重みを１／２にして差を計算す
る。つまり、位置検出間隔差ΔＴnは（１／２・Ｔn+2＋
Ｔn+1）−（Ｔn-1＋１／２・Ｔn-2）として求める。
ために、前後の区間の位置検出間隔Ｔn-1Ｔn+1の差と、
更にその区間の前後の位置検出間隔Ｔn+2、Ｔn-2の差を
利用する。このとき、Ｔn+2、Ｔn-2は位置検出間隔Ｔ
n+1、Ｔn-1よりも区間ｎより離れた区間の情報であるた
め、Ｔn+1、Ｔn-1よりも重みを１／２にして差を計算す
る。つまり、位置検出間隔差ΔＴnは（１／２・Ｔn+2＋
Ｔn+1）−（Ｔn-1＋１／２・Ｔn-2）として求める。
【００９３】制御部１０はこの差ΔＴnを求めるため
に、ロータが１回転する前の位置検出間隔Ｔnを記憶し
ている。そして、制御部１０は１回転前の間隔Ｔn-2、
Ｔn-1、Ｔn+1、Ｔn+2を現在の間隔Ｔn-2、Ｔn-1、
Ｔn+1、Ｔn+2とみなして位置検出間隔差ΔＴnを求め
る。
に、ロータが１回転する前の位置検出間隔Ｔnを記憶し
ている。そして、制御部１０は１回転前の間隔Ｔn-2、
Ｔn-1、Ｔn+1、Ｔn+2を現在の間隔Ｔn-2、Ｔn-1、
Ｔn+1、Ｔn+2とみなして位置検出間隔差ΔＴnを求め
る。
【００９４】制御部１０は位置検出間隔差ΔＴnが所定
の範囲内になるようにインバータ駆動信号Ｄａ〜Ｄｆの
ＰＷＭデューティＤｎを増減させる。ΔＴnが大きい区
間では、制御部 １０は目標回転数になるように決定さ
れた平均デューティＤａｖに加える補正量ΔＤｎを大き
くする。一方、ΔＴnが小さい区間では、補正量ΔＤｎ
を小さくする。但し、ΔＴnから補正量ΔＤｎを求める
式は、１次関数や２次間数等でフィットされる。
の範囲内になるようにインバータ駆動信号Ｄａ〜Ｄｆの
ＰＷＭデューティＤｎを増減させる。ΔＴnが大きい区
間では、制御部 １０は目標回転数になるように決定さ
れた平均デューティＤａｖに加える補正量ΔＤｎを大き
くする。一方、ΔＴnが小さい区間では、補正量ΔＤｎ
を小さくする。但し、ΔＴnから補正量ΔＤｎを求める
式は、１次関数や２次間数等でフィットされる。
【００９５】このように本実施形態では多くの区間から
ΔＴnが求められているので、負荷トルク変動の差を顕
著にすることができ、モータの制御装置の制御性能が向
上する。なお、重みを１／２にして計算したが、負荷ト
ルク曲線の形状により重みを１／１．５にしたり、１／
３にしたりすることでトルク変動を顕著になるようにし
ても構わない。従って、一般的に間隔差ΔＴnを求める
式は、ΔＴn＝（１／Ｋ・Ｔn+2＋Ｔn+1）−（Ｔn-1＋１
／Ｋ・Ｔn-2）である。但し、Ｋ≧１である。
ΔＴnが求められているので、負荷トルク変動の差を顕
著にすることができ、モータの制御装置の制御性能が向
上する。なお、重みを１／２にして計算したが、負荷ト
ルク曲線の形状により重みを１／１．５にしたり、１／
３にしたりすることでトルク変動を顕著になるようにし
ても構わない。従って、一般的に間隔差ΔＴnを求める
式は、ΔＴn＝（１／Ｋ・Ｔn+2＋Ｔn+1）−（Ｔn-1＋１
／Ｋ・Ｔn-2）である。但し、Ｋ≧１である。
【００９６】＜第３の実施形態＞次に、本発明の第３の
実施形態について説明する。本実施形態が上記第１の実
施形態と異なる点は、上記第１の実施形態のように位置
検出間隔差ΔＴnからＰＷＭデューティの増減量を求め
るのでなく、ΔＴnが正の区間ではＰＷＭデューティを
平均デューティＤａｖのα（但し、α＞１）倍とし、一
方ΔＴnが負の区間ではＰＷＭデューティを平均デュー
ティＤａｖの１／β（但し、β＞１）倍とするところで
ある。このようにＰＷＭデューティＤｎを２値化して制
御する。その他の点については上記第１の実施形態と一
致するので、説明を省略し、本実施形態においても図１
を用いて説明する。
実施形態について説明する。本実施形態が上記第１の実
施形態と異なる点は、上記第１の実施形態のように位置
検出間隔差ΔＴnからＰＷＭデューティの増減量を求め
るのでなく、ΔＴnが正の区間ではＰＷＭデューティを
平均デューティＤａｖのα（但し、α＞１）倍とし、一
方ΔＴnが負の区間ではＰＷＭデューティを平均デュー
ティＤａｖの１／β（但し、β＞１）倍とするところで
ある。このようにＰＷＭデューティＤｎを２値化して制
御する。その他の点については上記第１の実施形態と一
致するので、説明を省略し、本実施形態においても図１
を用いて説明する。
【００９７】図５は本発実施形態の１回転中の動作を示
す波形図である。位置検出間隔差ΔＴnが期間Ｔ0〜Ｔ2
では負の値であるため、制御部１０はＰＷＭデューティ
Ｄｎを１／β・Ｄａｖとする。次に位置検出間隔差ΔＴ
nが期間Ｔ3〜Ｔ8では正の値であるため、制御部１０は
ＰＷＭデューティＤｎをα・Ｄａｖとする。次に位置検
出間隔差ΔＴnがＴ9〜Ｔ11では負の値であるため、制御
部１０はＰＷＭデューティＤｎを１／β・Ｄａｖとす
る。αとβの値はＰＷＭデューティＤｎを平均すると、
平均デューティＤａｖに一致するように定められる。
す波形図である。位置検出間隔差ΔＴnが期間Ｔ0〜Ｔ2
では負の値であるため、制御部１０はＰＷＭデューティ
Ｄｎを１／β・Ｄａｖとする。次に位置検出間隔差ΔＴ
nが期間Ｔ3〜Ｔ8では正の値であるため、制御部１０は
ＰＷＭデューティＤｎをα・Ｄａｖとする。次に位置検
出間隔差ΔＴnがＴ9〜Ｔ11では負の値であるため、制御
部１０はＰＷＭデューティＤｎを１／β・Ｄａｖとす
る。αとβの値はＰＷＭデューティＤｎを平均すると、
平均デューティＤａｖに一致するように定められる。
【００９８】このようにＰＷＭデューティＤｎを２値化
することで制御が簡単になり、信頼性が向上し、低価格
なＣＰＵ（中央演算処理装置）でも制御できるようにな
る。また、αとβは定数であるため、ＰＷＭデューティ
の値の上限・下限が予め制御部１０において把握されて
いるので、補正量の値が大きくなり過ぎて逆に振動が大
きくなることや制御が発散してしまう危険性も低減でき
る。
することで制御が簡単になり、信頼性が向上し、低価格
なＣＰＵ（中央演算処理装置）でも制御できるようにな
る。また、αとβは定数であるため、ＰＷＭデューティ
の値の上限・下限が予め制御部１０において把握されて
いるので、補正量の値が大きくなり過ぎて逆に振動が大
きくなることや制御が発散してしまう危険性も低減でき
る。
【００９９】また、上記第２の実施形態で計算される位
置検出間隔差ΔＴn＝１／２・Ｔn+2＋Ｔn+1）−（Ｔn-1
＋１／２・Ｔn-2）を使って、ΔＴnが正のときにＰＷＭ
デューティＤｎをα・Ｄａｖにし、ΔＴnが負のときに
ＰＷＭデューティＤｎを１／β・Ｄａｖとすることもで
きる。
置検出間隔差ΔＴn＝１／２・Ｔn+2＋Ｔn+1）−（Ｔn-1
＋１／２・Ｔn-2）を使って、ΔＴnが正のときにＰＷＭ
デューティＤｎをα・Ｄａｖにし、ΔＴnが負のときに
ＰＷＭデューティＤｎを１／β・Ｄａｖとすることもで
きる。
【０１００】＜第４の実施形態＞次に、本発明の第４の
実施形態について説明する。本実施形態が上記第１の実
施形態と異なる点は、上記第１の実施形態のように位置
検出間隔差ΔＴnからＰＷＭデューティの増減量を求め
るのでなく、ΔＴnが所定の範囲ΔＸ内にあるときに
は、ＰＷＭデューティの補正を行わずに、ＰＷＭデュー
ティをブラシレスモータ５が目標回転数になるように制
御部１０で決定された平均デューティＤａｖとし、ΔＴ
nが範囲ΔＸより正側にあるときには、平均デューティ
Ｄａｖのα（但し、α＞１）倍とし、一方ΔＴnが範囲
ΔＸより負側にあるときには、平均デューティＤａｖの
１／β（但し、β＞１）倍としているところである。こ
のようにＰＷＭデューティＤｎを３値化して制御する。
その他の点については上記第１の実施形態と一致するの
で、説明を省略し、本実施形態においても図１を用いて
説明する。
実施形態について説明する。本実施形態が上記第１の実
施形態と異なる点は、上記第１の実施形態のように位置
検出間隔差ΔＴnからＰＷＭデューティの増減量を求め
るのでなく、ΔＴnが所定の範囲ΔＸ内にあるときに
は、ＰＷＭデューティの補正を行わずに、ＰＷＭデュー
ティをブラシレスモータ５が目標回転数になるように制
御部１０で決定された平均デューティＤａｖとし、ΔＴ
nが範囲ΔＸより正側にあるときには、平均デューティ
Ｄａｖのα（但し、α＞１）倍とし、一方ΔＴnが範囲
ΔＸより負側にあるときには、平均デューティＤａｖの
１／β（但し、β＞１）倍としているところである。こ
のようにＰＷＭデューティＤｎを３値化して制御する。
その他の点については上記第１の実施形態と一致するの
で、説明を省略し、本実施形態においても図１を用いて
説明する。
【０１０１】図６は本実施形態の１回転中の動作を示す
波形図である。期間Ｔ0、Ｔ1では位置検出間隔差ΔＴn
が範囲ΔＸより負側にあるため、制御部１０はＰＷＭデ
ューティＤｎを１／β・Ｄａｖとする。次に期間Ｔ2〜
Ｔ4では位置検出間隔差ΔＴnが範囲ΔＸ内にあるため、
制御部１０はＰＷＭデューティＤｎを平均デューティＤ
ａｖとする。次に期間Ｔ5〜Ｔ8では位置検出間隔差ΔＴ
nが範囲ΔＸより正側にあるため、制御部１０はＰＷＭ
デューティＤｎをα・Ｄａｖとする。
波形図である。期間Ｔ0、Ｔ1では位置検出間隔差ΔＴn
が範囲ΔＸより負側にあるため、制御部１０はＰＷＭデ
ューティＤｎを１／β・Ｄａｖとする。次に期間Ｔ2〜
Ｔ4では位置検出間隔差ΔＴnが範囲ΔＸ内にあるため、
制御部１０はＰＷＭデューティＤｎを平均デューティＤ
ａｖとする。次に期間Ｔ5〜Ｔ8では位置検出間隔差ΔＴ
nが範囲ΔＸより正側にあるため、制御部１０はＰＷＭ
デューティＤｎをα・Ｄａｖとする。
【０１０２】次に期間Ｔ9、Ｔ10では位置検出間隔差Δ
Ｔnが範囲ΔＸ内にあるため、制御部１０はＰＷＭデュ
ーティＤｎを平均デューティＤａｖとする。次に期間Ｔ
11では位置検出間隔差ΔＴnが範囲ΔＸより負側にある
ため、制御部１０はＰＷＭデューティＤｎを１／β・Ｄ
ａｖとする。αとβの値はＰＷＭデューティＤｎを平均
すると、平均デューティＤａｖに一致するように定めら
れる。
Ｔnが範囲ΔＸ内にあるため、制御部１０はＰＷＭデュ
ーティＤｎを平均デューティＤａｖとする。次に期間Ｔ
11では位置検出間隔差ΔＴnが範囲ΔＸより負側にある
ため、制御部１０はＰＷＭデューティＤｎを１／β・Ｄ
ａｖとする。αとβの値はＰＷＭデューティＤｎを平均
すると、平均デューティＤａｖに一致するように定めら
れる。
【０１０３】このようにＰＷＭデューティＤｎを３値化
することで制御が簡単になり、信頼性が向上し、低価格
なＣＰＵでも制御できるようになる。また、αとβは定
数であるため、ＰＷＭデューティの値の上限・下限が予
め制御ループ内で把握できるので、補正量の値が大きく
なり過ぎて逆に振動が大きくなることや制御が発散して
しまう危険性も低減できる。また、上記第３の実施形態
と比較すると、本実施形態ではＰＷＭデューティＤｎが
３値化されているので、トルクが滑らかに変化し、振動
の抑制効果が増大する。
することで制御が簡単になり、信頼性が向上し、低価格
なＣＰＵでも制御できるようになる。また、αとβは定
数であるため、ＰＷＭデューティの値の上限・下限が予
め制御ループ内で把握できるので、補正量の値が大きく
なり過ぎて逆に振動が大きくなることや制御が発散して
しまう危険性も低減できる。また、上記第３の実施形態
と比較すると、本実施形態ではＰＷＭデューティＤｎが
３値化されているので、トルクが滑らかに変化し、振動
の抑制効果が増大する。
【０１０４】また、軽負荷時のように負荷トルクの変動
が小さいときには位置検出間隔差ΔＴnが範囲ΔＸ内に
あることが多くなる。このときには、ＰＷＭデューティ
Ｄｎが平均デューティＤａｖになるので、負荷変動に対
する制御を行わないで行う通常状態に近い制御となり、
制御が安定する。
が小さいときには位置検出間隔差ΔＴnが範囲ΔＸ内に
あることが多くなる。このときには、ＰＷＭデューティ
Ｄｎが平均デューティＤａｖになるので、負荷変動に対
する制御を行わないで行う通常状態に近い制御となり、
制御が安定する。
【０１０５】また、上記第２の実施形態で計算される位
置検出間隔差ΔＴn＝（１／Ｋ・Ｔn+2−Ｔn+1）−（Ｔ
n-1＋１／Ｋ・Ｔn-2）を使って、ΔＴnが所定の範囲Δ
Ｘ内になるときにはＰＷＭデューティＤｎを平均デュー
ティＤａｖにし、ΔＴnが範囲ΔＸより正側にあるとき
にはＰＷＭデューティＤｎをα・Ｄａｖとし、ΔＴnが
範囲ΔＸより負側にあるときにはＰＷＭデューティＤｎ
を１／β・Ｄａｖとすることができる。
置検出間隔差ΔＴn＝（１／Ｋ・Ｔn+2−Ｔn+1）−（Ｔ
n-1＋１／Ｋ・Ｔn-2）を使って、ΔＴnが所定の範囲Δ
Ｘ内になるときにはＰＷＭデューティＤｎを平均デュー
ティＤａｖにし、ΔＴnが範囲ΔＸより正側にあるとき
にはＰＷＭデューティＤｎをα・Ｄａｖとし、ΔＴnが
範囲ΔＸより負側にあるときにはＰＷＭデューティＤｎ
を１／β・Ｄａｖとすることができる。
【０１０６】＜第５の実施形態＞次に、本発明の第３の
実施形態について説明する。本実施形態では上記第１の
実施形態で求めた補正量ΔＤｎに更にブラシレスモータ
５の回転数に関係した修正数γ（但し、γ＞１）で割っ
たΔＤｎ’＝（１／γ）・ΔＤｎを計算し、このΔＤ
ｎ’で平均デューティＤａｖを補正する。その他の点に
ついては上記第１の実施形態と一致するので、説明を省
略し、本実施形態においても図１を用いて説明する。
実施形態について説明する。本実施形態では上記第１の
実施形態で求めた補正量ΔＤｎに更にブラシレスモータ
５の回転数に関係した修正数γ（但し、γ＞１）で割っ
たΔＤｎ’＝（１／γ）・ΔＤｎを計算し、このΔＤ
ｎ’で平均デューティＤａｖを補正する。その他の点に
ついては上記第１の実施形態と一致するので、説明を省
略し、本実施形態においても図１を用いて説明する。
【０１０７】図７は本実施形態の回転数と修正量γとの
関係を示す図である。モータの回転数はロータ位置信号
Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗのパルス間隔を測定することによって
検出することができる。回転数が３５００rpm付近以下
では、回転数が低いときには修正量γが小さく、回転数
が高くなるに従って修正量γがしだいに大きくなる。従
って、ブラシレスモータ５の回転数が高くなるに従って
修正量γで補正量ΔＤｎ’は小さくなる。
関係を示す図である。モータの回転数はロータ位置信号
Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗのパルス間隔を測定することによって
検出することができる。回転数が３５００rpm付近以下
では、回転数が低いときには修正量γが小さく、回転数
が高くなるに従って修正量γがしだいに大きくなる。従
って、ブラシレスモータ５の回転数が高くなるに従って
修正量γで補正量ΔＤｎ’は小さくなる。
【０１０８】ブラシレスモータ５の回転数が３５００rp
m付近以上で補正量ΔＤｎ’をゼロとする。従って、ブ
ラシレスモータ５の回転数が３５００rpm付近以上でＰ
ＷＭデューティＤｎ’は平均デューティＤａｖに一致す
る。但し圧縮機の仕様やシステム構成により、補正量Δ
Ｄｎ’をゼロにする回転数は変わる。
m付近以上で補正量ΔＤｎ’をゼロとする。従って、ブ
ラシレスモータ５の回転数が３５００rpm付近以上でＰ
ＷＭデューティＤｎ’は平均デューティＤａｖに一致す
る。但し圧縮機の仕様やシステム構成により、補正量Δ
Ｄｎ’をゼロにする回転数は変わる。
【０１０９】ブラシレスモータ５の回転数が高くなる
と、ロータピストンの慣性により、偏心荷重の影響が小
さくなる。また、逆にモータ電流は大きくなる。このた
め、低回転数で最適化した補正量で高回転数も同じよう
に制御すると、モータ電流が増えモータ５の減磁やイン
バータ回路４の過電流のおそれがでてくる。しかし、高
回転数ではトルク変動が小さくなっているので、回転数
が高くなるにつれてγを大きくすることで補正量ΔＤ
ｎ’を小さくしてやればモータ電流の変動が小さくな
り、モータ５の減磁やインバータ回路４の過電流の検出
によって運転が停止してしまうことが防止される。
と、ロータピストンの慣性により、偏心荷重の影響が小
さくなる。また、逆にモータ電流は大きくなる。このた
め、低回転数で最適化した補正量で高回転数も同じよう
に制御すると、モータ電流が増えモータ５の減磁やイン
バータ回路４の過電流のおそれがでてくる。しかし、高
回転数ではトルク変動が小さくなっているので、回転数
が高くなるにつれてγを大きくすることで補正量ΔＤ
ｎ’を小さくしてやればモータ電流の変動が小さくな
り、モータ５の減磁やインバータ回路４の過電流の検出
によって運転が停止してしまうことが防止される。
【０１１０】また、上記第２の実施形態で計算される位
置検出間隔ΔＴn＝１／Ｋ・Ｔn+2＋Ｔn+1）−（Ｔn-1＋
１／Ｋ・Ｔn-2）から求められた補正量ΔＤｎも図７に
示す特性と同じ修正量γで修正することもできる。同様
に、上記第３の実施形態（図５）と上記第４の実施形態
（図６）においても、回転数が高くなるにつれてＰＷＭ
デューティＤｎが平均デューティＤａｖに近づくように
α、βの値を１に近づけるように変更してもよい。
置検出間隔ΔＴn＝１／Ｋ・Ｔn+2＋Ｔn+1）−（Ｔn-1＋
１／Ｋ・Ｔn-2）から求められた補正量ΔＤｎも図７に
示す特性と同じ修正量γで修正することもできる。同様
に、上記第３の実施形態（図５）と上記第４の実施形態
（図６）においても、回転数が高くなるにつれてＰＷＭ
デューティＤｎが平均デューティＤａｖに近づくように
α、βの値を１に近づけるように変更してもよい。
【０１１１】＜第６の実施形態＞次に本発明の第６の実
施形態について説明する。図８は第６の実施形態の圧縮
機用モータの制御装置のブロック図である。上記第１の
実施形態（図１）では基準電圧検出回路８はブラシレス
モータ５の各巻線から仮想中性点をつくり、基準電圧Ｖ
ｒｅｆを検出していたが、本実施形態では基準電圧検出
回路１３はインバータ回路４への入力電圧を抵抗１２
ａ、１２ｂで分圧して基準電圧Ｖｒｅｆを検出する。そ
の他の部分については上記第１の実施形態（図１）と同
じ構成になっているので、同一部分には同一符号を付し
て説明を省略する。
施形態について説明する。図８は第６の実施形態の圧縮
機用モータの制御装置のブロック図である。上記第１の
実施形態（図１）では基準電圧検出回路８はブラシレス
モータ５の各巻線から仮想中性点をつくり、基準電圧Ｖ
ｒｅｆを検出していたが、本実施形態では基準電圧検出
回路１３はインバータ回路４への入力電圧を抵抗１２
ａ、１２ｂで分圧して基準電圧Ｖｒｅｆを検出する。そ
の他の部分については上記第１の実施形態（図１）と同
じ構成になっているので、同一部分には同一符号を付し
て説明を省略する。
【０１１２】この場合、抵抗１２ａ、１２ｂの抵抗値の
ばらつき等が直接基準電圧Ｖｒｅｆの変動の原因となる
ため、基準電圧Ｖｒｅｆは変動しやすい。しかし、制御
部１０は上述のように負荷変動をキャンセルして処理し
ているので、基準電圧Ｖｒｅｆに変動に対しても問題な
くトルク制御が行える。
ばらつき等が直接基準電圧Ｖｒｅｆの変動の原因となる
ため、基準電圧Ｖｒｅｆは変動しやすい。しかし、制御
部１０は上述のように負荷変動をキャンセルして処理し
ているので、基準電圧Ｖｒｅｆに変動に対しても問題な
くトルク制御が行える。
【０１１３】上記第２の実施形態〜上記第５の実施形態
においても基準電圧検出回路１３と同一構成で基準電圧
Ｖｒｅｆを検出するようにしてもよい。
においても基準電圧検出回路１３と同一構成で基準電圧
Ｖｒｅｆを検出するようにしてもよい。
【０１１４】＜第７の実施形態＞次に本発明の第７の実
施形態について説明する。図９は第７の実施形態の圧縮
機用モータの制御装置のブロック図である。本実施形態
では、上記第１の実施形態（図１）に更にインバータ回
路４に流れる直流電流を検出する直流電圧検出手段１４
が設けられている。直流電圧検出手段１４で検出された
電流値は制御部１０に入力される。その他の部分につい
ては上記第１の実施形態（図１）と同じ構成になってい
るので、同一部分には同一符号を付して説明を省略す
る。
施形態について説明する。図９は第７の実施形態の圧縮
機用モータの制御装置のブロック図である。本実施形態
では、上記第１の実施形態（図１）に更にインバータ回
路４に流れる直流電流を検出する直流電圧検出手段１４
が設けられている。直流電圧検出手段１４で検出された
電流値は制御部１０に入力される。その他の部分につい
ては上記第１の実施形態（図１）と同じ構成になってい
るので、同一部分には同一符号を付して説明を省略す
る。
【０１１５】圧縮機のサイクル条件等で過負荷状態にな
ると、インバータ回路４に流れる直流電流値が大きくな
る。更に過負荷状態が継続すると、直流電流値がモータ
５の減磁レベル又はインバータ回路４の過電流レベルに
達する。このままでは減磁又はＮＰＮ型トランジスタ４
ａ〜４ｆの破壊が発生するおそれがある。
ると、インバータ回路４に流れる直流電流値が大きくな
る。更に過負荷状態が継続すると、直流電流値がモータ
５の減磁レベル又はインバータ回路４の過電流レベルに
達する。このままでは減磁又はＮＰＮ型トランジスタ４
ａ〜４ｆの破壊が発生するおそれがある。
【０１１６】そのため、制御部１０が直流電流検出手段
１４から入力される直流電流値を監視し、モータ５の減
磁電流レベル又はインバータ回路４の過電流レベルに達
すると、駆動信号Ｄａ〜Ｄｆの出力を停止してインバー
タ回路４の動作を停止し、ブラシレスモータ５を停止す
る。
１４から入力される直流電流値を監視し、モータ５の減
磁電流レベル又はインバータ回路４の過電流レベルに達
すると、駆動信号Ｄａ〜Ｄｆの出力を停止してインバー
タ回路４の動作を停止し、ブラシレスモータ５を停止す
る。
【０１１７】このため過負荷状態となると、制御部１０
が圧縮機の運転を停止することがあるために連続運転が
困難となる。また、制御部１０が負荷変動に応じてトル
ク制御を行った場合、大きなトルクが必要なときにはイ
ンバータ回路４からブラシレスモータ５に供給する電流
が大きくなるためにインバータ回路４に流れる直流電流
値が大きくなり、あまり大きなトルクが必要でないとき
にはインバータ回路４がブラシレスモータ５に供給する
電流が小さくなるために、トルク制御を行わない場合よ
りもインバータ回路４に流れる直流電流が脈動する現象
が顕著になり、過負荷状態では直流電流が減磁電流や過
電流レベルに達して制御部１０は圧縮機の運転を停止す
ることが多くなる。
が圧縮機の運転を停止することがあるために連続運転が
困難となる。また、制御部１０が負荷変動に応じてトル
ク制御を行った場合、大きなトルクが必要なときにはイ
ンバータ回路４からブラシレスモータ５に供給する電流
が大きくなるためにインバータ回路４に流れる直流電流
値が大きくなり、あまり大きなトルクが必要でないとき
にはインバータ回路４がブラシレスモータ５に供給する
電流が小さくなるために、トルク制御を行わない場合よ
りもインバータ回路４に流れる直流電流が脈動する現象
が顕著になり、過負荷状態では直流電流が減磁電流や過
電流レベルに達して制御部１０は圧縮機の運転を停止す
ることが多くなる。
【０１１８】この問題を解決するため、本実施形態では
上記第１の実施形態のように求められる補正量ΔＤｎ
に、更に修正量γ（但し、γ＞１）で割ったΔＤｎ’＝
（１／γ）・ΔＤｎを計算し、このΔＤｎ’で平均デュ
ーティＤａｖを補正する。そして、図１０に示すように
直流電流の値が大きくなるに従って、修正数γを大きく
してトルク補正した平均ＰＷＭデューティＤａｖに対す
る補正量ΔＤｎを小さくしていく。ＰＷＭデューティの
補正量ΔＤｎが小さくなると、モータ電流の変動が小さ
くなるので、直流電流値が減磁レベルや過電流レベルを
超えにくくなり、圧縮機の連続運転が可能となる。
上記第１の実施形態のように求められる補正量ΔＤｎ
に、更に修正量γ（但し、γ＞１）で割ったΔＤｎ’＝
（１／γ）・ΔＤｎを計算し、このΔＤｎ’で平均デュ
ーティＤａｖを補正する。そして、図１０に示すように
直流電流の値が大きくなるに従って、修正数γを大きく
してトルク補正した平均ＰＷＭデューティＤａｖに対す
る補正量ΔＤｎを小さくしていく。ＰＷＭデューティの
補正量ΔＤｎが小さくなると、モータ電流の変動が小さ
くなるので、直流電流値が減磁レベルや過電流レベルを
超えにくくなり、圧縮機の連続運転が可能となる。
【０１１９】また、上記第２の実施形態のようにして位
置検出間隔差ΔＴnを求める場合にも、直流電流が大き
くなるに従って補正量ΔＤｎを小さくすることで、圧縮
機の連続運転が可能となる。上記第３の実施形態（図
５）と上記第４の実施形態（図６）においても、直流電
流が大きくなるにつれてＰＷＭデューティがＤｎが平均
デューティＤａｖ近づくようにα、βの値を１に近づけ
るように変更してもよい。
置検出間隔差ΔＴnを求める場合にも、直流電流が大き
くなるに従って補正量ΔＤｎを小さくすることで、圧縮
機の連続運転が可能となる。上記第３の実施形態（図
５）と上記第４の実施形態（図６）においても、直流電
流が大きくなるにつれてＰＷＭデューティがＤｎが平均
デューティＤａｖ近づくようにα、βの値を１に近づけ
るように変更してもよい。
【０１２０】＜第８の実施形態＞次に本発明の第８の実
施形態について説明する。図１１は第８の実施形態の圧
縮機用モータの制御装置のブロック図である。本実施形
態では、上記第１の実施形態（図１）に更に交流電源１
と整流回路２とを接続するライン２８に流れる交流電流
を検出する交流電流検出手段１５が設けられている。交
流電流検出手段１５で検出された交流電流値は制御部１
０に入力される。その他の部分については上記第１の実
施形態（図１）と同じ構成になっているので、同一部分
には同一符号を付して説明を省略する。
施形態について説明する。図１１は第８の実施形態の圧
縮機用モータの制御装置のブロック図である。本実施形
態では、上記第１の実施形態（図１）に更に交流電源１
と整流回路２とを接続するライン２８に流れる交流電流
を検出する交流電流検出手段１５が設けられている。交
流電流検出手段１５で検出された交流電流値は制御部１
０に入力される。その他の部分については上記第１の実
施形態（図１）と同じ構成になっているので、同一部分
には同一符号を付して説明を省略する。
【０１２１】制御部１０は交流電流に基づいて減磁レベ
ルや過電流レベルに達したと判断したときには運転を停
止する。また、制御部１０は、上記第１の実施形態のよ
うに求められる補正量ΔＤｎに更に修正量γ（但し、γ
＞１）で割ったΔＤｎ’＝（１／γ）・ΔＤｎ’で平均
デューティＤａｖを補正するようにし、検出された交流
電流に基づいて交流電流が大きくなるに従って、修正量
γを大きくして補正量ΔＤｎを小さくする。補正量ΔＤ
ｎが小さくなると、ブラシレスモータ５の減磁レベルや
インバータ回路４の過電流レベルを超えにくくなるの
で、圧縮機の連続運転が可能となる。交流電流の検出に
はカレントトランス（変流器）等の安価でライン２８と
は絶縁された部品が使用できるので、本実施形態は上記
第７の実施形態（図９）より容易に実現できる。
ルや過電流レベルに達したと判断したときには運転を停
止する。また、制御部１０は、上記第１の実施形態のよ
うに求められる補正量ΔＤｎに更に修正量γ（但し、γ
＞１）で割ったΔＤｎ’＝（１／γ）・ΔＤｎ’で平均
デューティＤａｖを補正するようにし、検出された交流
電流に基づいて交流電流が大きくなるに従って、修正量
γを大きくして補正量ΔＤｎを小さくする。補正量ΔＤ
ｎが小さくなると、ブラシレスモータ５の減磁レベルや
インバータ回路４の過電流レベルを超えにくくなるの
で、圧縮機の連続運転が可能となる。交流電流の検出に
はカレントトランス（変流器）等の安価でライン２８と
は絶縁された部品が使用できるので、本実施形態は上記
第７の実施形態（図９）より容易に実現できる。
【０１２２】また、上記第２の実施形態のようにして位
置検出間隔差ΔＴnを求める場合にも、交流電流が大き
くなるに従って補正量ΔＤｎを小さくすることで、圧縮
機の連続運転が可能となる。上記第３の実施形態（図
５）と上記第４の実施形態（図６）においても、交流電
流が大きくなるにつれてＰＷＭデューティがＤｎが平均
デューティＤａｖ近づくようにα、βの値を１に近づけ
るように変更してもよい。
置検出間隔差ΔＴnを求める場合にも、交流電流が大き
くなるに従って補正量ΔＤｎを小さくすることで、圧縮
機の連続運転が可能となる。上記第３の実施形態（図
５）と上記第４の実施形態（図６）においても、交流電
流が大きくなるにつれてＰＷＭデューティがＤｎが平均
デューティＤａｖ近づくようにα、βの値を１に近づけ
るように変更してもよい。
【０１２３】＜第９の実施形態＞次に本発明の第９の実
施形態について説明する。図１２は第９の実施形態の圧
縮機用モータの制御装置のブロック図である。本実施形
態では、上記第１の実施形態（図１）に更にブラシレス
モータ５のＷ相の巻線Ｌｗに流れる電流を検出するモー
タ電流検出手段１６が設けられている。モータ電流検出
手段１６で検出されたモータ電流値は制御部１０に入力
される。その他の部分については上記第１の実施形態
（図１）と同じ構成となっているので、同一部分には同
一符号を付して説明を省略する。
施形態について説明する。図１２は第９の実施形態の圧
縮機用モータの制御装置のブロック図である。本実施形
態では、上記第１の実施形態（図１）に更にブラシレス
モータ５のＷ相の巻線Ｌｗに流れる電流を検出するモー
タ電流検出手段１６が設けられている。モータ電流検出
手段１６で検出されたモータ電流値は制御部１０に入力
される。その他の部分については上記第１の実施形態
（図１）と同じ構成となっているので、同一部分には同
一符号を付して説明を省略する。
【０１２４】制御部１０は、モータ電流に基づいて減磁
レベルや過電流レベルを超えたと判断したときには圧縮
機の運転を停止する。また、上記第１の実施形態のよう
に求められる補正量ΔＤｎに更に修正量γ（但し、γ＞
１）で割ったΔＤｎ’＝（１／γ）・ΔＤｎを計算し、
このΔＤｎ’で平均デューティＤａｖを補正する。そし
て、制御部１０は検出されたモータ電流に基づいてモー
タ電流が大きくなるに従って、トルク補正されたＰＷＭ
デューティ量を小さくなるように修正する。これによ
り、モータ電流が小さくなるので、モータ電流が減磁レ
ベルや過電流レベルを超えないようになり、圧縮機の連
続運転が可能となる。
レベルや過電流レベルを超えたと判断したときには圧縮
機の運転を停止する。また、上記第１の実施形態のよう
に求められる補正量ΔＤｎに更に修正量γ（但し、γ＞
１）で割ったΔＤｎ’＝（１／γ）・ΔＤｎを計算し、
このΔＤｎ’で平均デューティＤａｖを補正する。そし
て、制御部１０は検出されたモータ電流に基づいてモー
タ電流が大きくなるに従って、トルク補正されたＰＷＭ
デューティ量を小さくなるように修正する。これによ
り、モータ電流が小さくなるので、モータ電流が減磁レ
ベルや過電流レベルを超えないようになり、圧縮機の連
続運転が可能となる。
【０１２５】図１２ではＷ相のみに検出手段を設けてい
るが、各相にそれぞれモータ電流検出手段を設けても構
わない。各相にモータ電流検出手段を設けた場合にはコ
スト高になるが、モータ電流の検出精度は向上する。
るが、各相にそれぞれモータ電流検出手段を設けても構
わない。各相にモータ電流検出手段を設けた場合にはコ
スト高になるが、モータ電流の検出精度は向上する。
【０１２６】また、上記第２の実施形態のようにして位
置検出間隔差ΔＴnを求める場合にも、モータ電流が大
きくなるに従って補正量ΔＤｎを小さくすることで、圧
縮機の連続運転が可能となる。上記第３の実施形態（図
５）と上記第４の実施形態（図６）においても、モータ
電流が大きくなるにつれてＰＷＭデューティがＤｎが平
均デューティＤａｖ近づくようにα、βの値を１に近づ
けるように変更してもよい。
置検出間隔差ΔＴnを求める場合にも、モータ電流が大
きくなるに従って補正量ΔＤｎを小さくすることで、圧
縮機の連続運転が可能となる。上記第３の実施形態（図
５）と上記第４の実施形態（図６）においても、モータ
電流が大きくなるにつれてＰＷＭデューティがＤｎが平
均デューティＤａｖ近づくようにα、βの値を１に近づ
けるように変更してもよい。
【０１２７】＜第１０の実施形態＞次に本発明の第１０
の実施形態について説明する。図９は第１０の実施形態
の圧縮機用モータの制御装置のブロック図である。ブロ
ック各部について上記第７の実施形態のとおりであるの
で説明を省略する。本実施形態では上記第７の実施形態
に更に制御部１０で直流電流検出手段１４で検出された
直流電流値に基づいてロータ位置信号からロータ位置を
正確に検出する処理が追加されている。
の実施形態について説明する。図９は第１０の実施形態
の圧縮機用モータの制御装置のブロック図である。ブロ
ック各部について上記第７の実施形態のとおりであるの
で説明を省略する。本実施形態では上記第７の実施形態
に更に制御部１０で直流電流検出手段１４で検出された
直流電流値に基づいてロータ位置信号からロータ位置を
正確に検出する処理が追加されている。
【０１２８】図９に示すように圧縮機用モータの制御装
置は３相巻線の無通電巻線を利用して誘起電圧を検出
し、ロータ位置を検出している。そして、制御部１０で
その検出されたロータ位置に同期して駆動信号Ｄａ〜Ｄ
ｆを生成している。更に、制御部１０はブラシレスモー
タ５の回転速度を一定に保つために、大きなトルクが必
要な区間ではモータに流れる電流を大きくするように制
御する。
置は３相巻線の無通電巻線を利用して誘起電圧を検出
し、ロータ位置を検出している。そして、制御部１０で
その検出されたロータ位置に同期して駆動信号Ｄａ〜Ｄ
ｆを生成している。更に、制御部１０はブラシレスモー
タ５の回転速度を一定に保つために、大きなトルクが必
要な区間ではモータに流れる電流を大きくするように制
御する。
【０１２９】図１３はモータ電流の大きさによってロー
タ位置信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗの位相がずれることを示す
波形図である。回転により周期的に変動する負荷に対応
して制御装置がモータ電流を制御しているので、モータ
電流に周期的な変動が生じる。図１３に示すように、誘
起電圧に基づくロータ位置信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗは、モ
ータ電流及び回生電流の影響でモータ電流が大きいほど
位相が進んだ状態となる。
タ位置信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗの位相がずれることを示す
波形図である。回転により周期的に変動する負荷に対応
して制御装置がモータ電流を制御しているので、モータ
電流に周期的な変動が生じる。図１３に示すように、誘
起電圧に基づくロータ位置信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗは、モ
ータ電流及び回生電流の影響でモータ電流が大きいほど
位相が進んだ状態となる。
【０１３０】この問題に対処するため、直流電流検出手
段１４で検出された直流電流値に基づいてロータ位置信
号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗから得られるロータ位置検出間隔Δ
Ｔnを位相が遅れるように修正する。これにより、位相
の進みがキャンセルでき、正確な位置検出間隔ΔＴnが
検出できる。そのため、圧縮機の振動を抑制することが
できる。
段１４で検出された直流電流値に基づいてロータ位置信
号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗから得られるロータ位置検出間隔Δ
Ｔnを位相が遅れるように修正する。これにより、位相
の進みがキャンセルでき、正確な位置検出間隔ΔＴnが
検出できる。そのため、圧縮機の振動を抑制することが
できる。
【０１３１】また、上記第２の実施形態〜上記第６の実
施形態において、本実施形態のように直流電流検出手段
１４を設け、直流電流を検出し、直流電流に基づいて制
御部１０が位置検出間隔ΔＴnを本実施形態のように補
正することで正確な位置検出間隔が検出でき、振動が低
減される。
施形態において、本実施形態のように直流電流検出手段
１４を設け、直流電流を検出し、直流電流に基づいて制
御部１０が位置検出間隔ΔＴnを本実施形態のように補
正することで正確な位置検出間隔が検出でき、振動が低
減される。
【０１３２】第８の実施形態（図１１）の交流電流検出
手段１５や第９の実施形態（図１２）のモータ電流検出
手段１６で検出された電流に基づいてロータ位置検出間
隔の位相を修正することでも正確な位置検出間隔が検出
できるようになる。
手段１５や第９の実施形態（図１２）のモータ電流検出
手段１６で検出された電流に基づいてロータ位置検出間
隔の位相を修正することでも正確な位置検出間隔が検出
できるようになる。
【０１３３】＜第１１の実施形態＞次に本発明の第１１
の実施形態について説明する。図１は第１１の実施形態
の圧縮機用モータの制御装置のブロック図である。ブロ
ック各部については上記第１の実施形態のとおりである
ので説明を省略する。本実施形態では上記第１の実施形
態に更に制御部１０でブラシレスモータ５の回転数に基
づいてロータ位置信号からロータ位置を正確に検出する
処理が追加されている。制御部１０はブラシレスモータ
５の回転数をロータ位置信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗに基づい
て検出する。
の実施形態について説明する。図１は第１１の実施形態
の圧縮機用モータの制御装置のブロック図である。ブロ
ック各部については上記第１の実施形態のとおりである
ので説明を省略する。本実施形態では上記第１の実施形
態に更に制御部１０でブラシレスモータ５の回転数に基
づいてロータ位置信号からロータ位置を正確に検出する
処理が追加されている。制御部１０はブラシレスモータ
５の回転数をロータ位置信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗに基づい
て検出する。
【０１３４】誘起電圧検出回路７ａ〜７ｃに内蔵のＲＣ
フィルタは通過する信号の位相をずらし、そのずれは信
号の周波数に依存している。図１４はロータ位置信号Ｈ
ｕ、Ｈｖ、Ｈｗの回転数の依存性を示す図である。図１
４（ａ）はある標準的な回転数でのロータ位置検出回路
２０で検出されたロータ位置信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗであ
る。図１４（ｂ）はその標準的な回転数より低速回転し
ている場合のロータ位置信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗである。
フィルタは通過する信号の位相をずらし、そのずれは信
号の周波数に依存している。図１４はロータ位置信号Ｈ
ｕ、Ｈｖ、Ｈｗの回転数の依存性を示す図である。図１
４（ａ）はある標準的な回転数でのロータ位置検出回路
２０で検出されたロータ位置信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗであ
る。図１４（ｂ）はその標準的な回転数より低速回転し
ている場合のロータ位置信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗである。
【０１３５】ＲＣフィルタには通過する信号の周波数に
よって位相がずれるという特性がある。そのため、図１
４（ａ）に示す標準的は回転数でのロータ位置信号Ｈ
ｕ、Ｈｖ、Ｈｗが得られる同じロータ位置では図１４
（ｂ）に示すように位相Δｄｔ0だけ進んだロータ位置
信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗが得られる。なお、図１４におい
て横軸は時間でなく位相を示している。回転数に応じて
位相Δｄｔ0は予め把握することができるので、その位
相Δｄｔ0を制御部１０に記憶しておき、回転数に基づ
いてロータ位置信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗから位相Δｄｔ0
を遅らせてロータ位置に合致した信号に修正する。
よって位相がずれるという特性がある。そのため、図１
４（ａ）に示す標準的は回転数でのロータ位置信号Ｈ
ｕ、Ｈｖ、Ｈｗが得られる同じロータ位置では図１４
（ｂ）に示すように位相Δｄｔ0だけ進んだロータ位置
信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗが得られる。なお、図１４におい
て横軸は時間でなく位相を示している。回転数に応じて
位相Δｄｔ0は予め把握することができるので、その位
相Δｄｔ0を制御部１０に記憶しておき、回転数に基づ
いてロータ位置信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗから位相Δｄｔ0
を遅らせてロータ位置に合致した信号に修正する。
【０１３６】図１４（ｃ）は標準的な回転数より高速回
転している場合のロータ位置信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗであ
る。ＲＣフィルタによって、図１４（ａ）に示す標準的
な回転数でのロータ位置信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗが得られ
る同じロータ位置では図１４（ｃ）に示すように位相Δ
ｄｔ１だけ遅れたロータ位置信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗが得
られる。回転数に応じて位相Δｄｔ1は予め把握するこ
とができるので、回転数に基づいてロータ位置信号Ｈ
ｕ、Ｈｖ、Ｈｗから位相Δｄｔ1を進めてロータ位置に
合致した信号に修正する。
転している場合のロータ位置信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗであ
る。ＲＣフィルタによって、図１４（ａ）に示す標準的
な回転数でのロータ位置信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗが得られ
る同じロータ位置では図１４（ｃ）に示すように位相Δ
ｄｔ１だけ遅れたロータ位置信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗが得
られる。回転数に応じて位相Δｄｔ1は予め把握するこ
とができるので、回転数に基づいてロータ位置信号Ｈ
ｕ、Ｈｖ、Ｈｗから位相Δｄｔ1を進めてロータ位置に
合致した信号に修正する。
【０１３７】このように本実施形態では回転数によって
ロータ位置検出回路２０で生じるロータ位置信号Ｈｕ、
Ｈｖ、Ｈｗの位相ずれを修正できるので、ロータ位置を
正確に検出できるようになり、この修正されたロータ位
置で正しく駆動信号Ｄａ〜Ｄｆを生成することでブラシ
レスモータ５で生じる振動を抑えることができる。
ロータ位置検出回路２０で生じるロータ位置信号Ｈｕ、
Ｈｖ、Ｈｗの位相ずれを修正できるので、ロータ位置を
正確に検出できるようになり、この修正されたロータ位
置で正しく駆動信号Ｄａ〜Ｄｆを生成することでブラシ
レスモータ５で生じる振動を抑えることができる。
【０１３８】また、上記第２の実施形態〜上記第６の実
施形態において、本実施形態のように回転数を検出し、
回転数に応じてロータ位置信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗの位相
を修正することで正確なロータ位置の検出ができるよう
になり、振動が低減される。
施形態において、本実施形態のように回転数を検出し、
回転数に応じてロータ位置信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗの位相
を修正することで正確なロータ位置の検出ができるよう
になり、振動が低減される。
【０１３９】＜第１２の実施形態＞次に本発明の第１２
の実施形態について説明する。図１は第１２の実施形態
の圧縮機用モータの制御装置のブロック図である。ブロ
ック各部については上記第１の実施形態のとおりである
ので説明を省略する。上記第５の実施形態ではブラシレ
スモータ５の回転数に基づいてＰＷＭデューティの補正
量に修正を加えていたが、本実施形態では回転数に応じ
て転流タイミングを変えることでトルクを制御してい
る。
の実施形態について説明する。図１は第１２の実施形態
の圧縮機用モータの制御装置のブロック図である。ブロ
ック各部については上記第１の実施形態のとおりである
ので説明を省略する。上記第５の実施形態ではブラシレ
スモータ５の回転数に基づいてＰＷＭデューティの補正
量に修正を加えていたが、本実施形態では回転数に応じ
て転流タイミングを変えることでトルクを制御してい
る。
【０１４０】図１５はロータ位置信号Ｈｗ、Ｈｖ、Ｈｕ
に基づく転流タイミングを進み位相又は遅れ位相にした
ときのブラシレスモータ５の出力するトルクを示す特性
図である。図１５に示すように転流タイミングを進み位
相又は遅れ位相にすることによってブラシレスモータ５
で発生するトルクが異なっている。
に基づく転流タイミングを進み位相又は遅れ位相にした
ときのブラシレスモータ５の出力するトルクを示す特性
図である。図１５に示すように転流タイミングを進み位
相又は遅れ位相にすることによってブラシレスモータ５
で発生するトルクが異なっている。
【０１４１】そのため、制御部１０はロータ位置検出回
路２０から得られるロータ位置信号Ｈｗ、Ｈｖ、Ｈｕか
ら位相を制御して駆動信号Ｄａ〜Ｄｆを作成することに
よってブラシレスモータ５が出力するトルクを制御する
ことができる。
路２０から得られるロータ位置信号Ｈｗ、Ｈｖ、Ｈｕか
ら位相を制御して駆動信号Ｄａ〜Ｄｆを作成することに
よってブラシレスモータ５が出力するトルクを制御する
ことができる。
【０１４２】図１６はブラシレスモータ５の回転数と効
率が最大となる転流タイミングの位相を示す図である。
図１６に示すように回転数によって効率が最大となる位
相が変化している。制御部１０はこの回転数ごとに効率
が最大となる位相を記憶している。そして、制御部１０
はロータ位置信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗから得られるブラシ
レスモータ５の回転数に基づいて記憶している位相に転
流のタイミングの位相を制御する。
率が最大となる転流タイミングの位相を示す図である。
図１６に示すように回転数によって効率が最大となる位
相が変化している。制御部１０はこの回転数ごとに効率
が最大となる位相を記憶している。そして、制御部１０
はロータ位置信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗから得られるブラシ
レスモータ５の回転数に基づいて記憶している位相に転
流のタイミングの位相を制御する。
【０１４３】どの回転数でも効率が最大であるため、ブ
ラシレスモータ５に流れるモータ電流が最小値となる。
過負荷状態等でも制御部１０が過電流状態になりにくく
なっている。そのため、運転が過電流のために途中で停
止するのが防止され、継続運転が可能である。このと
き、上述のように位置検出間隔Ｔnから位置検出間隔差
ΔＴnを上記第１の実施形態又は上記第２の実施形態の
ように求め、ＰＷＭデューティを修正することでロータ
の１回転で周期的に変動する負荷に対して回転速度の変
動が小さくなり振動が低減される。
ラシレスモータ５に流れるモータ電流が最小値となる。
過負荷状態等でも制御部１０が過電流状態になりにくく
なっている。そのため、運転が過電流のために途中で停
止するのが防止され、継続運転が可能である。このと
き、上述のように位置検出間隔Ｔnから位置検出間隔差
ΔＴnを上記第１の実施形態又は上記第２の実施形態の
ように求め、ＰＷＭデューティを修正することでロータ
の１回転で周期的に変動する負荷に対して回転速度の変
動が小さくなり振動が低減される。
【０１４４】但し、このように転流タイミングを制御す
る場合は、上記第１の実施形態のようなＰＷＭデューテ
ィを変更する場合ほどトルクを大きく変更できない。位
相制御可能な位相の範囲に限度があり、この限度を超え
るとトルクの制御が困難になり、また振動や騒音が大き
くなってしまうからである。
る場合は、上記第１の実施形態のようなＰＷＭデューテ
ィを変更する場合ほどトルクを大きく変更できない。位
相制御可能な位相の範囲に限度があり、この限度を超え
るとトルクの制御が困難になり、また振動や騒音が大き
くなってしまうからである。
【０１４５】また、上記第２の実施形態〜上記第６の実
施形態において、本実施形態のように回転数を検出し、
回転数に応じて転流タイミングを調整することで、最大
効率で運転することができるようになる。
施形態において、本実施形態のように回転数を検出し、
回転数に応じて転流タイミングを調整することで、最大
効率で運転することができるようになる。
【０１４６】＜第１３の実施形態＞次に本発明の第１３
の実施形態について説明する。図９は第１３の実施形態
の圧縮機用モータの制御装置のブロック図である。ブロ
ック各部についてはすでに説明したとおりであるので説
明を省略する。上記第７の実施形態のように制御部１０
はロータ位置信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗからロータ位置検出
間隔差ΔＴnを求め、ＰＷＭデューティを補正し、１回
転中の負荷トルクの変動に対しても回転速度の変化が小
さくなるようにすることで、振動を抑制する。本実施形
態では更に直流電流検出手段１４でインバータ回路４に
流れる直流電流値を検出し、その直流電流値に基づいて
転流タイミングの位相制御を行う。
の実施形態について説明する。図９は第１３の実施形態
の圧縮機用モータの制御装置のブロック図である。ブロ
ック各部についてはすでに説明したとおりであるので説
明を省略する。上記第７の実施形態のように制御部１０
はロータ位置信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗからロータ位置検出
間隔差ΔＴnを求め、ＰＷＭデューティを補正し、１回
転中の負荷トルクの変動に対しても回転速度の変化が小
さくなるようにすることで、振動を抑制する。本実施形
態では更に直流電流検出手段１４でインバータ回路４に
流れる直流電流値を検出し、その直流電流値に基づいて
転流タイミングの位相制御を行う。
【０１４７】図１７はブラシレスモータ５の回転数とト
ルクが最大となる転流タイミングの位相と効率が最大と
なる転流タイミングの位相の関係を示す図である。図１
７に示すようにブラシレスモータ５の回転数に対してト
ルクが最大となる転流タイミングの位相を示す曲線Ｃ１
と、効率が最大となる位相を示す曲線Ｃ２は異なってい
る。
ルクが最大となる転流タイミングの位相と効率が最大と
なる転流タイミングの位相の関係を示す図である。図１
７に示すようにブラシレスモータ５の回転数に対してト
ルクが最大となる転流タイミングの位相を示す曲線Ｃ１
と、効率が最大となる位相を示す曲線Ｃ２は異なってい
る。
【０１４８】制御部１０は回転数ごとにトルクが最大と
なる位相と効率が最大となる位相を記憶している。制御
部１０は直流電流検出手段１４で検出された直流電流値
が過電流レベルになるまでの所定の値より小さいときに
は、トルクが最大となる位相の転流タイミングで駆動信
号Ｄａ〜Ｄｆを作成する。直流電流値がその所定の値を
超えたときには制御部１０は効率が最大となる位相の転
流タイミングで駆動信号Ｄａ〜Ｄｆを作成する。
なる位相と効率が最大となる位相を記憶している。制御
部１０は直流電流検出手段１４で検出された直流電流値
が過電流レベルになるまでの所定の値より小さいときに
は、トルクが最大となる位相の転流タイミングで駆動信
号Ｄａ〜Ｄｆを作成する。直流電流値がその所定の値を
超えたときには制御部１０は効率が最大となる位相の転
流タイミングで駆動信号Ｄａ〜Ｄｆを作成する。
【０１４９】図１８は本実施形態のモータの制御装置の
動作を示す波形図である。ロータの１回転において圧縮
機の負荷変動により直流電流も変動し、負荷が大きいと
きには大きく、負荷が小さいときには小さくなってい
る。期間Ｔ0とＴ1とＴ11では直流電流が最も小さいレベ
ルＩ1である。期間Ｔ2とＴ9とＴ10では直流電流がＩ1よ
りも大きいレベルＩ2である。
動作を示す波形図である。ロータの１回転において圧縮
機の負荷変動により直流電流も変動し、負荷が大きいと
きには大きく、負荷が小さいときには小さくなってい
る。期間Ｔ0とＴ1とＴ11では直流電流が最も小さいレベ
ルＩ1である。期間Ｔ2とＴ9とＴ10では直流電流がＩ1よ
りも大きいレベルＩ2である。
【０１５０】期間Ｔ3とＴ8では直流電流がＩ2よりも大
きいレベルＩ3である。期間Ｔ4とＴ7では直流電流がＩ3
よりも大きいレベルＩ4である。期間Ｔ5とＴ6では直流
電流が最も大きいレベルＩ5である。モータ駆動信号Ｖ
ｕ、Ｖｖ、Ｖｗは上記第７の実施形態と同じく直流電流
に基づく転流タイミングの位相制御を行っていない場合
のインバータ回路４からブラシレスモータ５の巻線Ｌ
ｕ、Ｌｖ、Ｌｗにそれぞれ印加される信号である。これ
は後述する本実施形態の動作と比較するために示したも
のである。
きいレベルＩ3である。期間Ｔ4とＴ7では直流電流がＩ3
よりも大きいレベルＩ4である。期間Ｔ5とＴ6では直流
電流が最も大きいレベルＩ5である。モータ駆動信号Ｖ
ｕ、Ｖｖ、Ｖｗは上記第７の実施形態と同じく直流電流
に基づく転流タイミングの位相制御を行っていない場合
のインバータ回路４からブラシレスモータ５の巻線Ｌ
ｕ、Ｌｖ、Ｌｗにそれぞれ印加される信号である。これ
は後述する本実施形態の動作と比較するために示したも
のである。
【０１５１】期間Ｔ0とＴ1ではモータ駆動信号ＶｕがＰ
ＷＭされた信号となり、モータ駆動信号Ｖｖ、Ｖｗがグ
ランドレベルとなる。期間Ｔ2とＴ3ではモータ駆動信号
ＶｖがＰＷＭされた信号となり、モータ駆動信号Ｖｕ、
Ｖｗがグランドレベルとなる。期間Ｔ4とＴ5ではモータ
駆動信号ＶｗがＰＷＭされた信号となりモータ駆動信号
Ｖｕ、Ｖｖがローレベルとなる。期間Ｔ6〜Ｔ11は期間
Ｔ0〜Ｔ5を繰り返している。
ＷＭされた信号となり、モータ駆動信号Ｖｖ、Ｖｗがグ
ランドレベルとなる。期間Ｔ2とＴ3ではモータ駆動信号
ＶｖがＰＷＭされた信号となり、モータ駆動信号Ｖｕ、
Ｖｗがグランドレベルとなる。期間Ｔ4とＴ5ではモータ
駆動信号ＶｗがＰＷＭされた信号となりモータ駆動信号
Ｖｕ、Ｖｖがローレベルとなる。期間Ｔ6〜Ｔ11は期間
Ｔ0〜Ｔ5を繰り返している。
【０１５２】モータ駆動信号Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’は
本実施形態の圧縮機用モータの制御装置において、イン
バータ回路４からブラシレスモータ５の巻線Ｌｕ、Ｌ
ｖ、Ｌｗに印加される信号である。ここでは直流電流Ｉ
1〜Ｉ5はすべて所定の値より小さいものとする。
本実施形態の圧縮機用モータの制御装置において、イン
バータ回路４からブラシレスモータ５の巻線Ｌｕ、Ｌ
ｖ、Ｌｗに印加される信号である。ここでは直流電流Ｉ
1〜Ｉ5はすべて所定の値より小さいものとする。
【０１５３】期間Ｔ0からモータ駆動信号Ｖｕ’はＰＷ
Ｍされた信号となっている。このとき、期間Ｔ0の開始
時の直流電流Ｉ1は所定の値より小さいので、その時の
回転数で最大トルクが得られるように転流のタイミング
を制御する。転流のタイミングはロータ位置信号Ｈｕ、
Ｈｖ、Ｈｗから得られるモータ駆動信号Ｖｕから得られ
るタイミングと等しく、その差Δｄｔ0はゼロである。
Ｍされた信号となっている。このとき、期間Ｔ0の開始
時の直流電流Ｉ1は所定の値より小さいので、その時の
回転数で最大トルクが得られるように転流のタイミング
を制御する。転流のタイミングはロータ位置信号Ｈｕ、
Ｈｖ、Ｈｗから得られるモータ駆動信号Ｖｕから得られ
るタイミングと等しく、その差Δｄｔ0はゼロである。
【０１５４】期間Ｔ2の開始時の直流電流Ｉ2は所定の値
より小さいので、その時の回転数で最大トルクが得られ
るように転流のタイミングは期間Ｔ2の開始からΔｄｔ1
遅れている。期間Ｔ2の開始からΔｄｔ1遅れた時にＰＷ
Ｍされた信号はモータ駆動信号Ｖｕ’からＶｖ’に切り
替わる。
より小さいので、その時の回転数で最大トルクが得られ
るように転流のタイミングは期間Ｔ2の開始からΔｄｔ1
遅れている。期間Ｔ2の開始からΔｄｔ1遅れた時にＰＷ
Ｍされた信号はモータ駆動信号Ｖｕ’からＶｖ’に切り
替わる。
【０１５５】期間Ｔ4の開始時の直流電流はＩ4は所定の
値より小さいので、その時の回転数で最大トルクが得ら
れるように転流のタイミングは期間Ｔ4の開始からΔｄ
ｔ2遅れている。期間Ｔ4の開始からΔｄｔ2遅れた時に
ＰＷＭされた信号はモータ駆動信号Ｖｖ’からＶｗ’に
切り替わる。
値より小さいので、その時の回転数で最大トルクが得ら
れるように転流のタイミングは期間Ｔ4の開始からΔｄ
ｔ2遅れている。期間Ｔ4の開始からΔｄｔ2遅れた時に
ＰＷＭされた信号はモータ駆動信号Ｖｖ’からＶｗ’に
切り替わる。
【０１５６】期間Ｔ6の開始時の直流電流Ｉ5は所定の値
より小さいので、その時の回転数で最大トルクが得られ
るように転流のタイミングは期間Ｔ6の開始からΔｄｔ3
遅れている。期間Ｔ6の開始からΔｄｔ3遅れた時にＰＷ
Ｍされた信号はモータ駆動信号Ｖｗ’からＶｕ’に切り
替わる。
より小さいので、その時の回転数で最大トルクが得られ
るように転流のタイミングは期間Ｔ6の開始からΔｄｔ3
遅れている。期間Ｔ6の開始からΔｄｔ3遅れた時にＰＷ
Ｍされた信号はモータ駆動信号Ｖｗ’からＶｕ’に切り
替わる。
【０１５７】期間Ｔ8の開始時の直流電流Ｉ3は所定の値
より小さいので、その時の回転数で最大トルクが得られ
るように転流のタイミングは期間Ｔ8の開始からΔｄｔ4
遅れている。期間Ｔ8の開始からΔｄｔ4遅れた時にＰＷ
Ｍされた信号はモータ駆動信号Ｖｕ’からＶｖ’に切り
替わる。
より小さいので、その時の回転数で最大トルクが得られ
るように転流のタイミングは期間Ｔ8の開始からΔｄｔ4
遅れている。期間Ｔ8の開始からΔｄｔ4遅れた時にＰＷ
Ｍされた信号はモータ駆動信号Ｖｕ’からＶｖ’に切り
替わる。
【０１５８】期間Ｔ10の開始時の直流電流Ｉ2は所定の
値より小さいので、その時の回転数で最大トルクが得ら
れるように転流のタイミングは期間Ｔ10の開始からΔｄ
ｔ5遅れている。期間Ｔ10の開始からΔｄｔ5遅れた時に
ＰＷＭされた信号はモータ駆動信号Ｖｖ’からＶｗ’に
切り替わる。
値より小さいので、その時の回転数で最大トルクが得ら
れるように転流のタイミングは期間Ｔ10の開始からΔｄ
ｔ5遅れている。期間Ｔ10の開始からΔｄｔ5遅れた時に
ＰＷＭされた信号はモータ駆動信号Ｖｖ’からＶｗ’に
切り替わる。
【０１５９】このように直流電流が所定の値より小さい
ときには、最大トルクが得られるように制御部１０が転
流のタイミングを制御するので、負荷変動に対する振動
抑制効果が更に向上する。逆に直流電流が所定の値より
大きいときには最大効率が得られるように制御部１０が
転流のタイミングを制御するので、直流電流の増加を抑
制し、過負荷状態等でも過電流からインバータ回路４を
保護するために圧縮機の動作が停止せず、運転が継続で
きる。
ときには、最大トルクが得られるように制御部１０が転
流のタイミングを制御するので、負荷変動に対する振動
抑制効果が更に向上する。逆に直流電流が所定の値より
大きいときには最大効率が得られるように制御部１０が
転流のタイミングを制御するので、直流電流の増加を抑
制し、過負荷状態等でも過電流からインバータ回路４を
保護するために圧縮機の動作が停止せず、運転が継続で
きる。
【０１６０】なお、図１８ではロータ位置信号Ｈｕ、Ｈ
ｖ、Ｈｗに対してモータ駆動信号Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖ
ｗ’が遅れ位相となるように制御していたが、１周期前
のデータを現在のブラシレスモータ５の回転状態である
とみなして制御部１０で処理しているので、ロータ位置
信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗに対してモータ駆動信号Ｖｕ’、
Ｖｖ’、Ｖｗ’が進み位相となるように制御することも
できる。
ｖ、Ｈｗに対してモータ駆動信号Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖ
ｗ’が遅れ位相となるように制御していたが、１周期前
のデータを現在のブラシレスモータ５の回転状態である
とみなして制御部１０で処理しているので、ロータ位置
信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗに対してモータ駆動信号Ｖｕ’、
Ｖｖ’、Ｖｗ’が進み位相となるように制御することも
できる。
【０１６１】また、直流電流検出手段１４を使用せず、
図１１に示すような交流電流検出手段１５を利用して、
交流電源１から圧縮機用モータの制御装置に流れる交流
電流を検出し、その交流電流値が所定の値より小さいと
きに、その時のブラシレスモータ５の回転数で最大のト
ルクが得られるように転流のタイミングを制御し、所定
の値より大きいときに、その時のブラシレスモータ５の
回転数で最大の効率が得られるように転流のタイミング
を制御するようにすることもできる。
図１１に示すような交流電流検出手段１５を利用して、
交流電源１から圧縮機用モータの制御装置に流れる交流
電流を検出し、その交流電流値が所定の値より小さいと
きに、その時のブラシレスモータ５の回転数で最大のト
ルクが得られるように転流のタイミングを制御し、所定
の値より大きいときに、その時のブラシレスモータ５の
回転数で最大の効率が得られるように転流のタイミング
を制御するようにすることもできる。
【０１６２】同様に、直流検出手段１４や交流電流検出
手段１５を使用せず、図１２に示すようにモータ電流検
出手段１６でブラシレスモータ５に流れる電流を検出
し、その検出された電流値が所定の値より小さいとき
に、その時のブラシレスモータ５の回転数で最大のトル
クが得られるように転流のタイミングを制御し、所定の
値より大きいときに、その時のブラシレスモータ５の回
転数で最大の効率が得られるように転流のタイミングを
制御するようにすることもできる。
手段１５を使用せず、図１２に示すようにモータ電流検
出手段１６でブラシレスモータ５に流れる電流を検出
し、その検出された電流値が所定の値より小さいとき
に、その時のブラシレスモータ５の回転数で最大のトル
クが得られるように転流のタイミングを制御し、所定の
値より大きいときに、その時のブラシレスモータ５の回
転数で最大の効率が得られるように転流のタイミングを
制御するようにすることもできる。
【０１６３】また、上記第２の実施形態〜上記第６の実
施形態においても、本実施形態のように直流電流検出手
段１４を設け、直流電流を検出し、直流電流に基づいて
転流のタイミングを制御することができる。
施形態においても、本実施形態のように直流電流検出手
段１４を設け、直流電流を検出し、直流電流に基づいて
転流のタイミングを制御することができる。
【０１６４】
【発明の効果】以上説明したように、第１の発明では、
ブラシレスモータの誘起電圧を誘起電圧検出回路で検出
し、この検出された誘起電圧を基準電圧生成回路から得
られる基準電圧と比較手段で比較することで、ロータ位
置を検出する。このように検出されたロータ位置信号に
基づいて制御部はモータの１周期を複数区間に分割する
とともに各区間の時間間隔を検出し、それぞれの区間に
ついて前後の対称な区間の時間間隔の差を求め、その差
に基づいて駆動信号を生成する。基準電圧に変動があっ
ても時間間隔の差では変動分がキャンセルされる。その
ため、１回転中の負荷変動によるロータ位置の変動を正
確に検出することができるので、その差に基づいて駆動
信号を生成することで振動を確実に抑制できる。また、
誘起電圧検出回路はロータ位置の検出を正確にするため
に特別な位相補償回路等を必要としないので、低コスト
で制御を行うことができる。
ブラシレスモータの誘起電圧を誘起電圧検出回路で検出
し、この検出された誘起電圧を基準電圧生成回路から得
られる基準電圧と比較手段で比較することで、ロータ位
置を検出する。このように検出されたロータ位置信号に
基づいて制御部はモータの１周期を複数区間に分割する
とともに各区間の時間間隔を検出し、それぞれの区間に
ついて前後の対称な区間の時間間隔の差を求め、その差
に基づいて駆動信号を生成する。基準電圧に変動があっ
ても時間間隔の差では変動分がキャンセルされる。その
ため、１回転中の負荷変動によるロータ位置の変動を正
確に検出することができるので、その差に基づいて駆動
信号を生成することで振動を確実に抑制できる。また、
誘起電圧検出回路はロータ位置の検出を正確にするため
に特別な位相補償回路等を必要としないので、低コスト
で制御を行うことができる。
【０１６５】また、第２の発明では、時間間隔の差は各
区間について１つ後の区間の時間間隔Ｔn+1から１つ前
の区間の時間間隔Ｔn-1を減算したＴn+1−Ｔn-1であ
る。各区間について直前と直後の区間の時間間隔から差
を求めているので正確に負荷の変動を検出できる。
区間について１つ後の区間の時間間隔Ｔn+1から１つ前
の区間の時間間隔Ｔn-1を減算したＴn+1−Ｔn-1であ
る。各区間について直前と直後の区間の時間間隔から差
を求めているので正確に負荷の変動を検出できる。
【０１６６】また、第３の発明では、各区間について前
後に２区間ずつの時間間隔を使って時間間隔を使って差
が求められているので、負荷トルクの変動を顕著にする
ことができる。これにより負荷の変動に対しての制御の
精度向上が可能である。
後に２区間ずつの時間間隔を使って時間間隔を使って差
が求められているので、負荷トルクの変動を顕著にする
ことができる。これにより負荷の変動に対しての制御の
精度向上が可能である。
【０１６７】また、第４の発明では、制御部は求めた時
間間隔の差の正負によって２値動作するので処理が簡単
になり、安価なＣＰＵ（中央演算装置）を使って制御で
きるようになる。また、ブラシレスモータに印加される
電圧が予め上限値及び下限値が設定されているので、制
御によって逆に振動が大きくなることや制御が発散する
などのおそれがなくなり、制御の安定性が増す。
間間隔の差の正負によって２値動作するので処理が簡単
になり、安価なＣＰＵ（中央演算装置）を使って制御で
きるようになる。また、ブラシレスモータに印加される
電圧が予め上限値及び下限値が設定されているので、制
御によって逆に振動が大きくなることや制御が発散する
などのおそれがなくなり、制御の安定性が増す。
【０１６８】また、第５の発明では、３値動作するの
で、処理が簡単になり、安価なＣＰＵを使って制御でき
るようになる。また、第４の発明のような２値動作に比
べて滑らかにトルクを変化させることができるので、振
動抑制効果が上がる。
で、処理が簡単になり、安価なＣＰＵを使って制御でき
るようになる。また、第４の発明のような２値動作に比
べて滑らかにトルクを変化させることができるので、振
動抑制効果が上がる。
【０１６９】また、第６の発明では、所定回転数以下の
範囲において、モータの回転数が大きいときにモータに
流れる電流の変化を小さくすることでモータ電流を抑制
しながらトルク制御を行うことができるので振動抑制で
きる回転数範囲が広がる。
範囲において、モータの回転数が大きいときにモータに
流れる電流の変化を小さくすることでモータ電流を抑制
しながらトルク制御を行うことができるので振動抑制で
きる回転数範囲が広がる。
【０１７０】また、第７の発明では、ブラシレスモータ
の各相巻線がスター結線された仮想中性点の電圧を基準
電圧としている。これにより、変動の小さい基準電圧を
得ることができる
の各相巻線がスター結線された仮想中性点の電圧を基準
電圧としている。これにより、変動の小さい基準電圧を
得ることができる
【０１７１】また、第８の発明では、インバータ回路に
入力される電圧を分圧することでも基準電圧とすること
ができる。この場合、基準電圧に変動が生じやすいが、
基準電圧の変動はキャンセルされて負荷変動が検出され
るので振動が増大することがない。
入力される電圧を分圧することでも基準電圧とすること
ができる。この場合、基準電圧に変動が生じやすいが、
基準電圧の変動はキャンセルされて負荷変動が検出され
るので振動が増大することがない。
【０１７２】また、第９の発明では、電流検出手段でイ
ンバータ回路に流れる電流が検出され、制御部がその検
出された電流が大きくなるに従って補正量を小さくする
ので、圧縮機が過負荷状態となり、インバータ回路に流
れる電流が増加してもモータの減磁やインバータ回路の
過電流の検出によって運転が停止してしまうことがなく
なる。つまり過負荷状態においてもトルク制御を行いな
がらモータ電流を低減し、連続運転を可能としている。
また素子の温度上昇や破壊も抑制される。
ンバータ回路に流れる電流が検出され、制御部がその検
出された電流が大きくなるに従って補正量を小さくする
ので、圧縮機が過負荷状態となり、インバータ回路に流
れる電流が増加してもモータの減磁やインバータ回路の
過電流の検出によって運転が停止してしまうことがなく
なる。つまり過負荷状態においてもトルク制御を行いな
がらモータ電流を低減し、連続運転を可能としている。
また素子の温度上昇や破壊も抑制される。
【０１７３】また、第１０の発明では、モータの制御装
置に入力される交流の電流を電流検出手段で検出し、制
御部がその検出された電流が大きくなるに従って補正量
を小さくするので、圧縮機の過負荷状態となり、インバ
ータ回路に流れる電流が増加してもモータの減磁やイン
バータ回路の過電流の検出によって運転が停止してしま
うことがなくなる。つまり過負荷状態においてもトルク
制御を行いながらモータ電流を低減し、連続運転を可能
としている。
置に入力される交流の電流を電流検出手段で検出し、制
御部がその検出された電流が大きくなるに従って補正量
を小さくするので、圧縮機の過負荷状態となり、インバ
ータ回路に流れる電流が増加してもモータの減磁やイン
バータ回路の過電流の検出によって運転が停止してしま
うことがなくなる。つまり過負荷状態においてもトルク
制御を行いながらモータ電流を低減し、連続運転を可能
としている。
【０１７４】また、第１１の発明では、ブラシレスモー
タに流れる電流が電流検出手段で検出され、制御部がそ
の検出された電流が大きくなるに従って補正量を小さく
するので、圧縮機の過負荷状態となり、インバータ回路
に流れる電流が増加してもモータの減磁やインバータ回
路の過電流の検出によって運転が停止してしまうことが
なくなる。つまり過負荷状態においてもトルク制御を行
いながらモータ電流を低減し、連続運転を可能としてい
る。
タに流れる電流が電流検出手段で検出され、制御部がそ
の検出された電流が大きくなるに従って補正量を小さく
するので、圧縮機の過負荷状態となり、インバータ回路
に流れる電流が増加してもモータの減磁やインバータ回
路の過電流の検出によって運転が停止してしまうことが
なくなる。つまり過負荷状態においてもトルク制御を行
いながらモータ電流を低減し、連続運転を可能としてい
る。
【０１７５】また、第１２の発明では、ロータ位置検出
回路はモータに流れる電流によって出力するロータ位置
信号に位相の遅れや進みが生じる場合があったとして
も、前記インバータ回路に流れる電流を検出する電流検
出手段を備え、前記電流検出手段で検出された電流が大
きくなるに従って前記時間間隔を小さくすることで、圧
縮機の振動が抑制される。
回路はモータに流れる電流によって出力するロータ位置
信号に位相の遅れや進みが生じる場合があったとして
も、前記インバータ回路に流れる電流を検出する電流検
出手段を備え、前記電流検出手段で検出された電流が大
きくなるに従って前記時間間隔を小さくすることで、圧
縮機の振動が抑制される。
【０１７６】また、第１３の発明では、前記ブラシレス
モータの回転数ごとに効率最大の転流タイミング位相を
記憶しているとともに、その検出回数に対応する効率最
大の転流タイミング位相を用いて前記ブラシレスモータ
に通電する転流タイミングを修正する。これにより、ブ
ラシレスモータに流れる電流を低減し、モータの減磁や
インバータ回路の過電流の検出等によって運転が停止し
てしまうことがないようにしている。
モータの回転数ごとに効率最大の転流タイミング位相を
記憶しているとともに、その検出回数に対応する効率最
大の転流タイミング位相を用いて前記ブラシレスモータ
に通電する転流タイミングを修正する。これにより、ブ
ラシレスモータに流れる電流を低減し、モータの減磁や
インバータ回路の過電流の検出等によって運転が停止し
てしまうことがないようにしている。
【０１７７】また、第１４の発明では、モータの制御装
置は電流検出手段で検出された電流に基づいて転流タイ
ミングを修正している。例えば電流が小さいときには振
動が小さくなるように転流タイミングを調整し、電流が
大きいときは効率が最大となるように転流タイミングを
調整すると過負荷状態でも過電流等を検出して運転が停
止してしまうことがないようになる。
置は電流検出手段で検出された電流に基づいて転流タイ
ミングを修正している。例えば電流が小さいときには振
動が小さくなるように転流タイミングを調整し、電流が
大きいときは効率が最大となるように転流タイミングを
調整すると過負荷状態でも過電流等を検出して運転が停
止してしまうことがないようになる。
【０１７８】
【図１】 本発明の第１、第２、第３、第４、第５、第
１１、第１２の実施形態の圧縮機用モータの制御装置の
ブロック図。
１１、第１２の実施形態の圧縮機用モータの制御装置の
ブロック図。
【図２】 その制御装置のロータ位置検出回路が誘起電
圧からロータ位置信号を検出する方法を示す図。
圧からロータ位置信号を検出する方法を示す図。
【図３】 第１の実施形態のロータの１回転中の負荷ト
ルクと位置検出間隔差との関係を示す図。
ルクと位置検出間隔差との関係を示す図。
【図４】 第２の実施形態の圧縮機用モータの制御装置
の位置検出間隔差の検出方法を示す図。
の位置検出間隔差の検出方法を示す図。
【図５】 第３の実施形態の圧縮機用モータの制御装置
の制御部でＰＷＭデューティの補正方法を示す図。
の制御部でＰＷＭデューティの補正方法を示す図。
【図６】 第４の実施形態の圧縮機用モータの制御装置
の制御部でＰＷＭデューティの補正方法を示す図。
の制御部でＰＷＭデューティの補正方法を示す図。
【図７】 第５の実施形態の圧縮機用モータの制御装置
の回転数とＰＷＭデューティの補正量の関係を示す図。
の回転数とＰＷＭデューティの補正量の関係を示す図。
【図８】 本発明の第６の実施形態の圧縮機用モータの
制御装置のブロック図。
制御装置のブロック図。
【図９】 本発明の第７、第１０、第１３の実施形態の
圧縮機用モータの制御装置のブロック図。
圧縮機用モータの制御装置のブロック図。
【図１０】 第７の実施形態の圧縮機用モータの制御装
置の直流電流によりＰＷＭデューティを補正する方法を
示す図。
置の直流電流によりＰＷＭデューティを補正する方法を
示す図。
【図１１】 本発明の第８の実施形態の圧縮機用モータ
の制御装置のブロック図。
の制御装置のブロック図。
【図１２】 本発明の第９の実施形態の圧縮機用モータ
の制御装置のブロック図。
の制御装置のブロック図。
【図１３】 第１０の実施形態の圧縮機用モータの制御
装置のモータ電流とロータ位置信号の位相の関係を示す
図。
装置のモータ電流とロータ位置信号の位相の関係を示す
図。
【図１４】 第１１の実施形態の圧縮機用モータの制御
装置のロータ位置信号の修正方法を示す図。
装置のロータ位置信号の修正方法を示す図。
【図１５】 ブラシレスモータに印加する電流の転流タ
イミングとトルクの関係を示す図。
イミングとトルクの関係を示す図。
【図１６】 第１２の実施形態の圧縮機用モータの制御
装置の回転数ごとの転流タイミングの位相の補正を示す
図。
装置の回転数ごとの転流タイミングの位相の補正を示す
図。
【図１７】 ブラシレスモータの回転数に対してトルク
が最大となる転流タイミングの位相と効率が最大となる
転流タイミングの位相の関係を示す図。
が最大となる転流タイミングの位相と効率が最大となる
転流タイミングの位相の関係を示す図。
【図１８】 第１３の実施形態の圧縮機用モータの制御
装置の動作を示す図。
装置の動作を示す図。
【図１９】 圧縮機用モータの制御装置の基準電圧の変
動とロータ位置検出間隔との関係を示す図。
動とロータ位置検出間隔との関係を示す図。
１ 交流電源
２ 整流回路
３ 平滑回路
４ インバータ回路
４ａ〜４ｆ ＮＰＮ型トランジスタ
４ｇ〜４ｌ ダイオード
５ ブラシレスモータ
６ 力率改善回路
７ａ、７ｂ、７ｃ 誘起電圧検出回路
８ 基準電圧検出回路
９ａ、９ｂ、９ｃ 比較検出回路
１０ 制御部
１１ ドライブ回路
１２ａ、１２ｂ 抵抗
１３ 基準電圧検出回路
１４ 直流電流検出手段
１５ 交流電流検出手段
１６ モータ電流検出手段
２０ ロータ位置検出回路
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02P 6/18
Claims (14)
- 【請求項１】 回転により負荷に周期的な変動が現れる
装置を駆動するブラシレスモータを駆動するインバータ
回路と、基準電圧を生成する基準電圧生成回路と、前記
ブラシレスモータの誘起電圧を検出する誘起電圧検出回
路と、前記基準電圧と前記誘起電圧を比較してロータ位
置信号を出力する比較手段と、相切換タイミングが前記
ロータ位置信号に同期した駆動信号を生成するとともに
該駆動信号におけるＰＷＭの平均デューティに補正量を
施す制御部とを備えたモータの制御装置において、 前記制御部は前記ロータ位置信号に基づいて前記変動の
周期を複数区間に分割するとともに前記各区間の時間間
隔を検出し、前記各区間について前後の対称な区間の時
間間隔の差を求め、一回転前における前後の対称な区間
の時間間隔の差が大きい場合には補正量を大きくし、差
が小さい場合には補正量を小さくするように前記各区間
の駆動信号を生成することを特徴とするモータの制御装
置。 - 【請求項２】 前記差は前記各区間について１つ後の区
間の時間間隔Ｔn+1から１つ前の区間の時間間隔Ｔn-1を
減算したＴn+1−Ｔn-1であることを特徴とする請求項１
に記載のモータの制御装置。 - 【請求項３】 前記差は前記各区間について１つ後の区
間の時間間隔Ｔn+1と２つ後の区間の時間間隔Ｔn+2をＫ
（但し、Ｋ≧１）で割ったものとの和から１つ前の区間
の時間間隔Ｔn-1と２つ前の区間の時間間隔Ｔn-2をＫで
割ったものとの和を減算した（（１／Ｋ）・Ｔn+2＋Ｔ
n+1）−（Ｔn-1＋（１／Ｋ）・Ｔn-2）であることを特
徴とする請求項１に記載のモータの制御装置。 - 【請求項４】 前記制御部は前記差が正であるときには
前記平均デューティをα倍（α〉１）し、前記差が負で
あるときには前記平均デューティを１／β倍（β〉１）
することを特徴とする請求項２又は請求項３に記載のモ
ータの制御装置。 - 【請求項５】 前記制御部は時間間隔の差による駆動信
号の補正を正の一定値補正、無補正、負の一定値補正の
３値化によって行い、その差の絶対値が補正を施す必要
がある閾値を超えるか否かによって補正状態を前記３つ
の状態に切り替えることを特徴とする請求項２又は請求
項３に記載のモータの制御装置。 - 【請求項６】 前記制御部は前記ロータ位置信号から前
記ブラシレスモータの回転数を検出し、前記回転数が３
５００ｒｐｍより小さいときには前記回転数に比例する
数値で前記補正量を除算することを特徴とする請求項１
に記載のモータの制御装置。 - 【請求項７】 前記基準電圧生成回路は前記ブラシレス
モータの各相巻線をスター結線した仮想中性点の電圧を
前記基準電圧とすることを特徴とする請求項１乃至請求
項６のいずれかに記載のモータの制御装置。 - 【請求項８】 前記基準電圧生成回路は前記インバータ
回路に入力される電圧を分圧して前記基準電圧とするこ
とを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれかに記載
のモータの制御装置。 - 【請求項９】 前記インバータ回路に流れる電流を検出
する電流検出手段を備え、前記制御部は前記電流検出手
段で検出された電流が大きくなるに従って前記補正量を
小さくすることを特徴とする請求項１乃至請求項３のい
ずれかに記載のモータの制御装置。 - 【請求項１０】 交流を直流に整流して前記インバータ
回路に供給する整流回路と、前記交流の電流を検出する
電流検出手段とを備え、前記制御部は前記電流検出手段
で検出された電流が大きくなるに従って前記補正量を小
さくすることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいず
れかに記載のモータの制御装置。 - 【請求項１１】 前記ブラシレスモータに流れる電流を
検出する電流検出手段を備え、前記制御部は前記電流検
出手段で検出された電流が大きくなるに従って前記補正
量を小さくすることを特徴とする請求項１乃至請求項３
のいずれかに記載のモータの制御装置。 - 【請求項１２】 前記インバータ回路に流れる電流を検
出する電流検出手段を備え、前記電流検出手段で検出さ
れた電流が大きくなるに従って前記制御部は前記時間間
隔を小さくすることを特徴とする請求項１乃至請求項８
のいずれかに記載のモータの制御装置。 - 【請求項１３】 前記制御部は前記ブラシレスモータの
回転数ごとに効率最大の転流タイミング位相を記憶して
いるとともに、その検出回数に対応する効率最大の転流
タイミング位相を用いて前記ブラシレスモータに通電す
る転流タイミングを修正することを特徴とする請求項１
乃至請求項５のいずれかに記載のモータの制御装置。 - 【請求項１４】 前記制御部は前記ブラシレスモータの
回転数ごとに効率最大の転流タイミング位相とトルク最
大の転流タイミング位相とを記憶しているとともに、前
記検出された電流の大きさで前記効率最大の転流タイミ
ング位相かトルク最大の転流タイミング位相かを選択し
て前記ブラシレスモータに通電する転流タイミングを修
正することを特徴とする請求項９乃至請求項１１のいず
れかに記載のモータの制御装置。
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| JP4541024B2 (ja) * | 2004-04-26 | 2010-09-08 | 株式会社リコー | 回転体駆動制御装置および画像形成装置 |
| JP5168925B2 (ja) * | 2007-02-13 | 2013-03-27 | パナソニック株式会社 | 電動機制御装置 |
| JP5168931B2 (ja) * | 2007-02-16 | 2013-03-27 | パナソニック株式会社 | 電動機制御装置 |
| JP5168955B2 (ja) * | 2007-03-14 | 2013-03-27 | パナソニック株式会社 | 電動機制御装置 |
| JP5166112B2 (ja) * | 2008-05-15 | 2013-03-21 | パナソニック株式会社 | モータ駆動用インバータ制御装置 |
| JP5845438B2 (ja) * | 2011-05-09 | 2016-01-20 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 冷蔵庫 |
| JP2012233658A (ja) * | 2011-05-09 | 2012-11-29 | Panasonic Corp | 冷蔵庫 |
| JP5628233B2 (ja) * | 2012-03-15 | 2014-11-19 | 日立アプライアンス株式会社 | モータ駆動装置、流体圧縮システム、及び空気調和機 |
| KR101532145B1 (ko) * | 2013-11-01 | 2015-06-26 | 삼성전기주식회사 | 모터 구동 제어 장치 및 방법, 그를 이용한 모터 시스템 |
| KR102362995B1 (ko) * | 2018-06-28 | 2022-02-16 | 한국전자기술연구원 | 모터 구동 장치 및 시스템 |
-
1999
- 1999-08-09 JP JP22505899A patent/JP3476067B2/ja not_active Expired - Fee Related
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|---|---|
| JP2001054296A (ja) | 2001-02-23 |
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