JP3463158B2 - 同期機用励磁装置 - Google Patents
同期機用励磁装置Info
- Publication number
- JP3463158B2 JP3463158B2 JP09173397A JP9173397A JP3463158B2 JP 3463158 B2 JP3463158 B2 JP 3463158B2 JP 09173397 A JP09173397 A JP 09173397A JP 9173397 A JP9173397 A JP 9173397A JP 3463158 B2 JP3463158 B2 JP 3463158B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- synchronous machine
- frequency
- active power
- proportional
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Control Of Eletrric Generators (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、同期機用励磁装置
に係り、特に、電力系統の安定度を向上させる技術に関
する。
に係り、特に、電力系統の安定度を向上させる技術に関
する。
【０００２】
【従来の技術】従来の同期機用励磁装置は、電力系統安
定度向上を目的として、特開昭６１−２８０７１５号公
報、特開昭５５−７４４００号公報に記載されているよ
うに、有効電力、発電機周波数などを入力信号として安
定化を行ってきた。しかしながら、従来の方式は、ある
固定した電力動揺周波数に対して最適化した設計しかで
きないため、系統構成、潮流条件が大きく変化した場合
には、十分なる安定度を確保することができなかった。
定度向上を目的として、特開昭６１−２８０７１５号公
報、特開昭５５−７４４００号公報に記載されているよ
うに、有効電力、発電機周波数などを入力信号として安
定化を行ってきた。しかしながら、従来の方式は、ある
固定した電力動揺周波数に対して最適化した設計しかで
きないため、系統構成、潮流条件が大きく変化した場合
には、十分なる安定度を確保することができなかった。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、電力
系統の動揺周波数及び減衰定数をリアルタイムに高速、
高精度に検出可能とすると共に、動態安定度向上に好適
な同期機用励磁装置を提供することにある。
系統の動揺周波数及び減衰定数をリアルタイムに高速、
高精度に検出可能とすると共に、動態安定度向上に好適
な同期機用励磁装置を提供することにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、同期機の電圧と設定値の偏差を求める手段と、同期
機の有効電力変化分（ΔＰ）及び周波数変化分（Δｆ）
に基づいて補償出力を演算する電力系統安定化手段を有
し、前記偏差に補償出力を加算した出力に応じて同期機
に励磁電流を供給する同期機用励磁装置において、有効
電力変化分（ΔＰ）をそれぞれ周波数変化分（Δｆ）と
その積分（∫Δｆｄｔ）に比例する成分に分離する第１
と第２の比例定数（Ｋ１、Ｋ２）を求める手段と、第１
と第２の比例定数を同定する手段を設け、同定した第１
と第２の比例定数に基づいて補償出力を自動調整する。
また、有効電力変化分（ΔＰ）をそれぞれ周波数変化分
（Δｆ）と内部相差角（Δδ）に比例する成分に分離す
る第１と第２の比例定数（Ｋ１、Ｋ２）を求める手段
と、第１と第２の比例定数を同定する手段を設け、同定
した第１と第２の比例定数に基づいて補償出力を自動調
整する。ここで、第１と第２の比例定数を同定する手段
は、有効電力変化分（ΔＰｉ）、発電機周波数の変化分
（Δｆｉ）、内部相差角（Δδｉ）から変数Ｋ１ｗ、Ｋ
２ｗ、Ｄｗを求め、変数Ｋ１ｗ、Ｋ２ｗ、Ｄｗをローパ
スフィルタを介して演算結果の変動成分を除去した後、
Ｋ１＝Ｋ１ｗ／Ｄｗ、Ｋ２＝Ｋ２ｗ／Ｄｗの演算により
第１と第２の比例定数（Ｋ１、Ｋ２）を求める。
に、同期機の電圧と設定値の偏差を求める手段と、同期
機の有効電力変化分（ΔＰ）及び周波数変化分（Δｆ）
に基づいて補償出力を演算する電力系統安定化手段を有
し、前記偏差に補償出力を加算した出力に応じて同期機
に励磁電流を供給する同期機用励磁装置において、有効
電力変化分（ΔＰ）をそれぞれ周波数変化分（Δｆ）と
その積分（∫Δｆｄｔ）に比例する成分に分離する第１
と第２の比例定数（Ｋ１、Ｋ２）を求める手段と、第１
と第２の比例定数を同定する手段を設け、同定した第１
と第２の比例定数に基づいて補償出力を自動調整する。
また、有効電力変化分（ΔＰ）をそれぞれ周波数変化分
（Δｆ）と内部相差角（Δδ）に比例する成分に分離す
る第１と第２の比例定数（Ｋ１、Ｋ２）を求める手段
と、第１と第２の比例定数を同定する手段を設け、同定
した第１と第２の比例定数に基づいて補償出力を自動調
整する。ここで、第１と第２の比例定数を同定する手段
は、有効電力変化分（ΔＰｉ）、発電機周波数の変化分
（Δｆｉ）、内部相差角（Δδｉ）から変数Ｋ１ｗ、Ｋ
２ｗ、Ｄｗを求め、変数Ｋ１ｗ、Ｋ２ｗ、Ｄｗをローパ
スフィルタを介して演算結果の変動成分を除去した後、
Ｋ１＝Ｋ１ｗ／Ｄｗ、Ｋ２＝Ｋ２ｗ／Ｄｗの演算により
第１と第２の比例定数（Ｋ１、Ｋ２）を求める。
【０００５】同期機の動態安定度を向上させるために
は、電力系統を含めた同期機の運転状態がどうなってい
るかを知る必要がある。動態安定度に直接関係している
のは同期機有効電力の変化分ΔＰであり、安定度の向上
を行うためには運転時におけるΔＰの動揺周波数及び減
衰定数及び各物理量間の位相関係をリアルタイムに知る
必要がある。そこで、本発明は、有効電力の変化分ΔＰ
の発電機周波数の変化分Δｆとその積分∫Δｆｄｔに比
例する成分である比例定数Ｋ１、Ｋ２に分離し、検出し
たＫ１、Ｋ２の値に基づいて電力安定化手段（ＰＳＳ）
のパラメータ（Ｐ）を自動調整し、同期機の安定度を向
上させる。Ｋ１、Ｋ２の検出を行う第一の手段として、
まず、有効電力Ｐｉ及び発電機周波数ｆｉを微分し、有
効電力の変化分ΔＰｉ、発電機周波数の変化分Δｆｉ、
更にその積分∫Δｆｄｔを求める（ここで、添え字ｉは
サンプリング時刻ｉにおける値を示す。）。次に、ΔＰ
ｉとＫ１*Δｆｉ＋Ｋ２*∫Δｆｉｄｔの偏差の二乗Ｊを
最小二乗法により求め、∂Ｊ／∂Ｋ１＝０、∂Ｊ／∂Ｋ
２＝０から誤差Ｊを最小とするＫ１、Ｋ２を求める。Ｋ
１、Ｋ２の検出を行う第二の手段として、まず、求めた
有効電力の変化分ΔＰｉ、発電機周波数の変化分Δｆ
ｉ、内部相差角Δδｉから係数Ａ１１、Ａ１２、Ａ２
１、Ａ２２、Ｂ１、Ｂ２を求め、これらの係数から中間
出力であるＤｗ、Ｋ１ｗ、Ｋ２ｗを求める。次に、Ｋ１
＝Ｋ１ｗ／Ｄｗ、Ｋ２＝Ｋ２ｗ／Ｄｗの演算によりＫ
１、Ｋ２を検出する。このように、ΔＰｉをΔＰｉ≒Ｋ
１Δｆｉ＋Ｋ２∫Δｆｉｄｔ、または、ΔＰｉ≒Ｋ１Δ
ｆｉ＋Ｋ２Δδｉに分離することで、ΔＰｉの状態を同
定し、これらから同期機の電力動揺周波数、減衰時定
数、各制御信号間の位相差などの電力系統安定化手段
（ＰＳＳ）の適応制御に必要な情報をリアルタイムに同
定することができる。
は、電力系統を含めた同期機の運転状態がどうなってい
るかを知る必要がある。動態安定度に直接関係している
のは同期機有効電力の変化分ΔＰであり、安定度の向上
を行うためには運転時におけるΔＰの動揺周波数及び減
衰定数及び各物理量間の位相関係をリアルタイムに知る
必要がある。そこで、本発明は、有効電力の変化分ΔＰ
の発電機周波数の変化分Δｆとその積分∫Δｆｄｔに比
例する成分である比例定数Ｋ１、Ｋ２に分離し、検出し
たＫ１、Ｋ２の値に基づいて電力安定化手段（ＰＳＳ）
のパラメータ（Ｐ）を自動調整し、同期機の安定度を向
上させる。Ｋ１、Ｋ２の検出を行う第一の手段として、
まず、有効電力Ｐｉ及び発電機周波数ｆｉを微分し、有
効電力の変化分ΔＰｉ、発電機周波数の変化分Δｆｉ、
更にその積分∫Δｆｄｔを求める（ここで、添え字ｉは
サンプリング時刻ｉにおける値を示す。）。次に、ΔＰ
ｉとＫ１*Δｆｉ＋Ｋ２*∫Δｆｉｄｔの偏差の二乗Ｊを
最小二乗法により求め、∂Ｊ／∂Ｋ１＝０、∂Ｊ／∂Ｋ
２＝０から誤差Ｊを最小とするＫ１、Ｋ２を求める。Ｋ
１、Ｋ２の検出を行う第二の手段として、まず、求めた
有効電力の変化分ΔＰｉ、発電機周波数の変化分Δｆ
ｉ、内部相差角Δδｉから係数Ａ１１、Ａ１２、Ａ２
１、Ａ２２、Ｂ１、Ｂ２を求め、これらの係数から中間
出力であるＤｗ、Ｋ１ｗ、Ｋ２ｗを求める。次に、Ｋ１
＝Ｋ１ｗ／Ｄｗ、Ｋ２＝Ｋ２ｗ／Ｄｗの演算によりＫ
１、Ｋ２を検出する。このように、ΔＰｉをΔＰｉ≒Ｋ
１Δｆｉ＋Ｋ２∫Δｆｉｄｔ、または、ΔＰｉ≒Ｋ１Δ
ｆｉ＋Ｋ２Δδｉに分離することで、ΔＰｉの状態を同
定し、これらから同期機の電力動揺周波数、減衰時定
数、各制御信号間の位相差などの電力系統安定化手段
（ＰＳＳ）の適応制御に必要な情報をリアルタイムに同
定することができる。
【０００６】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面を
用いて説明する。図１は、本発明の一実施形態を示す同
期機用励磁装置である。図１において、１は同期機、２
は計器用変成器（ＰＴ）、３は計器用変流器（ＣＴ）、
４は信号検出回路、５はＡＶＲ電圧設定値、６は減算回
路、７は加算回路、８はゲートパルス発生装置（ＧＰ
Ｇ）、９は積分回路、１０はＫ１、Ｋ２検出回路、１１
はＫ１設定値、１２は電力系統安定化装置（ＰＳＳ
（Ｐ））、１３は励磁用変圧器（ＥＸＴＲ）、１４はサ
イリスタ回路（ＴＨＹ）、１５は界磁遮断器（ＦＣＢ）
を表す。本実施形態は、発電機１の端子電圧を計器用変
成器２及び電機子電流を計器用変成器３を介して信号検
出器４に与える。信号検出器４は励磁制御に必要な発電
機電圧Ｖｇ、有効電力変化分ΔＰ、周波数変化分Δｆを
出力する。減算回路６によりＶｇとＡＶＲ電圧設定値Ｖ
ｋｇの偏差をとり、この偏差を加算回路７に出力する。
また、積分器９によりΔｆの時間積分値∫Δｆｄｔを出
力する。次に、Ｋ１、Ｋ２検出回路にΔＰ、Δｆ、∫Δ
ｆｄｔを入力し、Ｋ１、Ｋ２検出回路によりΔＰをΔｆ
と∫Δｆｄｔで線形近似した時の比例係数Ｋ１、Ｋ２を
求める。Ｋ１をＫ１設定値Ｋ１ｒｅｆ１１と比較し、こ
の値が一定値以上になるように電力系統安定化装置（Ｐ
ＳＳ）１２のパラメータＰを制御する。比例係数Ｋ２に
ついても同様である。パラメータＰに基づいて求めた電
力系統安定化装置（ＰＳＳ）１２の補償出力を加算回路
７に出力する。ＶｇとＶｋｇの偏差に電力系統安定化装
置（ＰＳＳ）１２の補償出力を加算し、ゲートパルス発
生装置８よりゲートパルスを発生し、サイリスタ回路１
４をオン、オフする。このサイリスタ回路１４のオン、
オフにより、励磁用変圧器１３から界磁遮断器１５を介
して発電機１の界磁巻線に励磁電流を供給する。このよ
うに、本実施形態では、ΔＰをΔｆ及び∫Δｆｄｔに比
例する成分即ち比例係数Ｋ１、Ｋ２を求め、それぞれ設
定値と比較し、これらの偏差に応じて電力安定化装置
（ＰＳＳ）１２のパラメータ（Ｐ）を自動調整すること
により同期機の安定度を向上させる。
用いて説明する。図１は、本発明の一実施形態を示す同
期機用励磁装置である。図１において、１は同期機、２
は計器用変成器（ＰＴ）、３は計器用変流器（ＣＴ）、
４は信号検出回路、５はＡＶＲ電圧設定値、６は減算回
路、７は加算回路、８はゲートパルス発生装置（ＧＰ
Ｇ）、９は積分回路、１０はＫ１、Ｋ２検出回路、１１
はＫ１設定値、１２は電力系統安定化装置（ＰＳＳ
（Ｐ））、１３は励磁用変圧器（ＥＸＴＲ）、１４はサ
イリスタ回路（ＴＨＹ）、１５は界磁遮断器（ＦＣＢ）
を表す。本実施形態は、発電機１の端子電圧を計器用変
成器２及び電機子電流を計器用変成器３を介して信号検
出器４に与える。信号検出器４は励磁制御に必要な発電
機電圧Ｖｇ、有効電力変化分ΔＰ、周波数変化分Δｆを
出力する。減算回路６によりＶｇとＡＶＲ電圧設定値Ｖ
ｋｇの偏差をとり、この偏差を加算回路７に出力する。
また、積分器９によりΔｆの時間積分値∫Δｆｄｔを出
力する。次に、Ｋ１、Ｋ２検出回路にΔＰ、Δｆ、∫Δ
ｆｄｔを入力し、Ｋ１、Ｋ２検出回路によりΔＰをΔｆ
と∫Δｆｄｔで線形近似した時の比例係数Ｋ１、Ｋ２を
求める。Ｋ１をＫ１設定値Ｋ１ｒｅｆ１１と比較し、こ
の値が一定値以上になるように電力系統安定化装置（Ｐ
ＳＳ）１２のパラメータＰを制御する。比例係数Ｋ２に
ついても同様である。パラメータＰに基づいて求めた電
力系統安定化装置（ＰＳＳ）１２の補償出力を加算回路
７に出力する。ＶｇとＶｋｇの偏差に電力系統安定化装
置（ＰＳＳ）１２の補償出力を加算し、ゲートパルス発
生装置８よりゲートパルスを発生し、サイリスタ回路１
４をオン、オフする。このサイリスタ回路１４のオン、
オフにより、励磁用変圧器１３から界磁遮断器１５を介
して発電機１の界磁巻線に励磁電流を供給する。このよ
うに、本実施形態では、ΔＰをΔｆ及び∫Δｆｄｔに比
例する成分即ち比例係数Ｋ１、Ｋ２を求め、それぞれ設
定値と比較し、これらの偏差に応じて電力安定化装置
（ＰＳＳ）１２のパラメータ（Ｐ）を自動調整すること
により同期機の安定度を向上させる。
【０００７】図２に、Ｋ１、Ｋ２検出回路の詳細を示
す。ＰＴ２、ＣＴ３で検出した発電機電圧、電機子電流
を用いて有効電力Ｐｉ、発電機周波数ｆｉを検出し、更
に、これらの信号を不完全微分回路１６により、それぞ
れの時間的変化分ΔＰｉ、Δｆｉを求める。次に、積分
器９によりΔｆｉの時間積分値∫Δｆｉｄｔを検出す
る。これらの信号を用いてＪ検出回路１７により、ΔＰ
ｉをΔｆｉと∫Δｆｉｄｔで線形近似した時の誤差Ｊを
（１）式の最小二乗法により求める。
す。ＰＴ２、ＣＴ３で検出した発電機電圧、電機子電流
を用いて有効電力Ｐｉ、発電機周波数ｆｉを検出し、更
に、これらの信号を不完全微分回路１６により、それぞ
れの時間的変化分ΔＰｉ、Δｆｉを求める。次に、積分
器９によりΔｆｉの時間積分値∫Δｆｉｄｔを検出す
る。これらの信号を用いてＪ検出回路１７により、ΔＰ
ｉをΔｆｉと∫Δｆｉｄｔで線形近似した時の誤差Ｊを
（１）式の最小二乗法により求める。
【数１】
続いて、Ｊ最小化回路１８により、∂Ｊ／∂Ｋ１＝０、
∂Ｊ／∂Ｋ２＝０から誤差Ｊを最小とするＫ１、Ｋ２を
求める。なお、ΔＰｉ、Δｆｉの添え字は、時刻ｉサン
プリングにおける値を示す。具体的な演算方法を（２）
〜（７）式に示す。
∂Ｊ／∂Ｋ２＝０から誤差Ｊを最小とするＫ１、Ｋ２を
求める。なお、ΔＰｉ、Δｆｉの添え字は、時刻ｉサン
プリングにおける値を示す。具体的な演算方法を（２）
〜（７）式に示す。
【数２】
【数３】
Ｊを最小とする条件を求める。
【数４】
【数５】
Ｋ１、Ｋ２を変数とみて、整理すると、
【数６】
ここで、
【数７】
とおく。
【０００８】図３に、図２に示したＫ１、Ｋ２検出回路
の詳細を示す。図３は、ΔＰｉ、Δｆｉ、∫Δｆｉｄｔ
の検出信号に同一周波数特性を有するローパスフィルタ
２１を追加し、検出回路ノイズ及び系統擾乱などの波形
歪の影響を除去した後、Ｊ検出回路に入力する構成とし
たものである。図３のＫ１、Ｋ２検出回路では、ローパ
スフィルタ２１を追加したため、ΔＰｉ、Δｆｉなどの
信号は遅れることになるが、ローパスフィルタ２１は同
一周波数特性としているため、ΔＰｉ、Δｆｉ、∫Δｆ
ｉｄｔ相互の関係は一定比率を保ち、Ｊを最小化する比
例係数Ｋ１、Ｋ２はローパスフィルタ２１の影響をあま
り受けない。従って、ローパスフィルタ２１を追加する
ことにより、Ｋ１、Ｋ２の信号検出を遅らせることな
く、ノイズ及び波形歪の影響を除去可能とすることがで
きる。なお、∫Δｆｉｄｔに代えて内部相差角Δδｉを
用いてもよい。
の詳細を示す。図３は、ΔＰｉ、Δｆｉ、∫Δｆｉｄｔ
の検出信号に同一周波数特性を有するローパスフィルタ
２１を追加し、検出回路ノイズ及び系統擾乱などの波形
歪の影響を除去した後、Ｊ検出回路に入力する構成とし
たものである。図３のＫ１、Ｋ２検出回路では、ローパ
スフィルタ２１を追加したため、ΔＰｉ、Δｆｉなどの
信号は遅れることになるが、ローパスフィルタ２１は同
一周波数特性としているため、ΔＰｉ、Δｆｉ、∫Δｆ
ｉｄｔ相互の関係は一定比率を保ち、Ｊを最小化する比
例係数Ｋ１、Ｋ２はローパスフィルタ２１の影響をあま
り受けない。従って、ローパスフィルタ２１を追加する
ことにより、Ｋ１、Ｋ２の信号検出を遅らせることな
く、ノイズ及び波形歪の影響を除去可能とすることがで
きる。なお、∫Δｆｉｄｔに代えて内部相差角Δδｉを
用いてもよい。
【０００９】図４は、図３に示したＫ１、Ｋ２検出回路
と略同等の応答性を持ち、かつ、ノイズ及び波形歪の影
響に対してより強いＫ１、Ｋ２検出回路を示す。図４の
Ｋ１、Ｋ２検出回路は、演算回路２０及びローパスフィ
ルタ回路２１を有する係数Ａ１１、Ａ１２、Ａ２１、Ａ
２２、Ｂ１、Ｂ２検出回路１９と、Ｄｗ、Ｋ１ｗ、Ｋ２
ｗ演算回路２２と、ローパスフィルタ回路２３及び除算
回路２４を有するＫ１、Ｋ２演算回路からなる。まず、
簡単のため、Δδｉ＝∫Δｆｉｄとおく。演算回路２０
においてΔｆｉ、Δδｉからこれらの積和である係数Ａ
１１、Ａ１２、Ａ２１、Ａ２２、Ｂ１、Ｂ２（（７）
式）を求める。これらを同一周波数特性を持つローパス
フィルタ２１に入力し、入力信号のノイズ及び波形歪の
影響を除去する。ここまでは図２と同様な方式である。
ローパスフィルタ２１の出力Ａ１１、Ａ１２、…、Ｂ
１、Ｂ２を用いて直接Ｋ１、Ｋ２を検出するのではな
く、一旦中間出力であるＤｗ、Ｋ１ｗ、Ｋ２ｗを演算す
る。
と略同等の応答性を持ち、かつ、ノイズ及び波形歪の影
響に対してより強いＫ１、Ｋ２検出回路を示す。図４の
Ｋ１、Ｋ２検出回路は、演算回路２０及びローパスフィ
ルタ回路２１を有する係数Ａ１１、Ａ１２、Ａ２１、Ａ
２２、Ｂ１、Ｂ２検出回路１９と、Ｄｗ、Ｋ１ｗ、Ｋ２
ｗ演算回路２２と、ローパスフィルタ回路２３及び除算
回路２４を有するＫ１、Ｋ２演算回路からなる。まず、
簡単のため、Δδｉ＝∫Δｆｉｄとおく。演算回路２０
においてΔｆｉ、Δδｉからこれらの積和である係数Ａ
１１、Ａ１２、Ａ２１、Ａ２２、Ｂ１、Ｂ２（（７）
式）を求める。これらを同一周波数特性を持つローパス
フィルタ２１に入力し、入力信号のノイズ及び波形歪の
影響を除去する。ここまでは図２と同様な方式である。
ローパスフィルタ２１の出力Ａ１１、Ａ１２、…、Ｂ
１、Ｂ２を用いて直接Ｋ１、Ｋ２を検出するのではな
く、一旦中間出力であるＤｗ、Ｋ１ｗ、Ｋ２ｗを演算す
る。
【数８】
Ｄｗ＝Ａ１１・Ａ２２−Ａ１２・Ａ２１
Ｋ１ｗ＝Ａ２２・Ｂ１−Ａ１２・Ｂ２ （８）
Ｋ２ｗ＝−Ａ２１・Ｂ１＋Ａ１１・Ｂ２
このＤｗ、Ｋ１ｗ、Ｋ２ｗをローパスフィルタ２３を介
して演算結果の変動成分を更に除去した後、Ｋ１＝Ｋ１
ｗ／Ｄｗ、Ｋ２＝Ｋ２ｗ／ＤｗによりＫ１、Ｋ２を検出
する。ここで、分母の検出値としてＡ１１、Ａ１２、Ａ
２１、Ａ２２を成分とする行列と見たときの行列式を用
いたが、分母と分子が同じく変動するように分離できる
変数であれば、何でもよい。数値シミュレーションによ
ると、Ｄｗ、Ｋ１ｗ、Ｋ２ｗは略同じ比率で応答するた
め、ローパスフィルタ２３を使用してもＫ１、Ｋ２の検
出遅れは殆どない。
して演算結果の変動成分を更に除去した後、Ｋ１＝Ｋ１
ｗ／Ｄｗ、Ｋ２＝Ｋ２ｗ／ＤｗによりＫ１、Ｋ２を検出
する。ここで、分母の検出値としてＡ１１、Ａ１２、Ａ
２１、Ａ２２を成分とする行列と見たときの行列式を用
いたが、分母と分子が同じく変動するように分離できる
変数であれば、何でもよい。数値シミュレーションによ
ると、Ｄｗ、Ｋ１ｗ、Ｋ２ｗは略同じ比率で応答するた
め、ローパスフィルタ２３を使用してもＫ１、Ｋ２の検
出遅れは殆どない。
【００１０】以上説明した図２、図３、図４のＫ１、Ｋ
２検出回路により、電力系統の安定化に必要なＫ１、Ｋ
２を同定することが可能であるが、Ｋ１、Ｋ２を同定す
るために使用するΔＰｉ、Δｆｉ、Δδｉの信号の変化
量が小さい時は、数値演算が不安定になる。このため、
Ｋ１、Ｋ２を演算するための係数Ａ１１、Ａ１２、…、
Ｂ１、Ｂ２の絶対値を監視する必要がある。
２検出回路により、電力系統の安定化に必要なＫ１、Ｋ
２を同定することが可能であるが、Ｋ１、Ｋ２を同定す
るために使用するΔＰｉ、Δｆｉ、Δδｉの信号の変化
量が小さい時は、数値演算が不安定になる。このため、
Ｋ１、Ｋ２を演算するための係数Ａ１１、Ａ１２、…、
Ｂ１、Ｂ２の絶対値を監視する必要がある。
【００１１】まず、図５に、係数Ａ１１、Ａ１２、…、
Ｂ１、Ｂ２の絶対値の監視回路を示す。図５は、係数Ａ
１１、Ａ１２、…、Ｂ１、Ｂ２の絶対値がすべて一定値
ε以上のＡＮＤ条件を検出し、この条件が成立した時の
み、即ち、ＩＤＥＮＴＯＮ＝１の時Ｋ１、Ｋ２の更新演
算を行うこととする。この手段により数値的に不安定と
なることなく、Ｋ１、Ｋ２を同定することができる。
Ｂ１、Ｂ２の絶対値の監視回路を示す。図５は、係数Ａ
１１、Ａ１２、…、Ｂ１、Ｂ２の絶対値がすべて一定値
ε以上のＡＮＤ条件を検出し、この条件が成立した時の
み、即ち、ＩＤＥＮＴＯＮ＝１の時Ｋ１、Ｋ２の更新演
算を行うこととする。この手段により数値的に不安定と
なることなく、Ｋ１、Ｋ２を同定することができる。
【００１２】図６に、係数Ａ１１、Ａ１２、Ａ１３、Ａ
２２の行列式Ｄｗの絶対値の監視回路を示す。図６は、
除算演算の分母になるＤｗの絶対値が一定値ε以上の時
のみ（図４において、Ｄｗは分母になるため、Ｄｗ＝０
を避けるため、）、Ｋ１、Ｋ２の更新演算を行うことと
する。この手段により、図４の回路においても数値的に
不安定となることなく、Ｋ１、Ｋ２を同定することがで
きる。
２２の行列式Ｄｗの絶対値の監視回路を示す。図６は、
除算演算の分母になるＤｗの絶対値が一定値ε以上の時
のみ（図４において、Ｄｗは分母になるため、Ｄｗ＝０
を避けるため、）、Ｋ１、Ｋ２の更新演算を行うことと
する。この手段により、図４の回路においても数値的に
不安定となることなく、Ｋ１、Ｋ２を同定することがで
きる。
【００１３】次に、このようにして求めたＫ１、Ｋ２を
用いて、同期機の有効電力の動揺周波数を求める方法を
図７に示す。同期機の運動は、２次振動系で近似するこ
とができる。ここで、同期機の軸速度の変化分Δωは発
電機周波数の変化分Δｆに等しく、また、内部相差角Δ
δはΔｆの積分∫Δｆｄｔに等しい。したがって、
用いて、同期機の有効電力の動揺周波数を求める方法を
図７に示す。同期機の運動は、２次振動系で近似するこ
とができる。ここで、同期機の軸速度の変化分Δωは発
電機周波数の変化分Δｆに等しく、また、内部相差角Δ
δはΔｆの積分∫Δｆｄｔに等しい。したがって、
【数９】
ΔＰ≒Ｋ１Δｆ＋Ｋ２∫Δｆｄｔ
即ち、ΔＰ≒Ｋ１Δω＋Ｋ２Δδ （９）
から図７の二次振動系を得る。図７から電力動揺周波数
ωｓ及び減衰時定数α、α１、α２を（１０）〜（１
５）式を用いて同定することができる。
ωｓ及び減衰時定数α、α１、α２を（１０）〜（１
５）式を用いて同定することができる。
【数１０】
【数１１】
【数１２】
【数１３】
【数１４】
【数１５】
【００１４】以上の実施形態では、
【数１６】
ΔＰｉ＝Ｋ１Δｆｉ＋Ｋ２∫Δｆｉｄｔ （１６）
で近似しているが、電力系統を図９に示した発電機一機
無限大系と表わせる時、内部相差角Δδは図８のベクト
ル図から求めることができる。図９において、Ｅｑは同
期機のｑ軸背後電圧、ＶＧは同期機の端子電圧、ＶＢは
無限大母線電圧、Ｘｑは同期機のｑ軸同期リアクタン
ス、Ｘｅは系統リアクタンス、Ｐは有効電力、Ｑは無効
電力を表し、図８において、δはＶＢとＥｑの相差角、
δｑはＶＧとＥｑの相差角、δBはＶＧとＶＢの相差角
を表す。ベクトル関係式は、
無限大系と表わせる時、内部相差角Δδは図８のベクト
ル図から求めることができる。図９において、Ｅｑは同
期機のｑ軸背後電圧、ＶＧは同期機の端子電圧、ＶＢは
無限大母線電圧、Ｘｑは同期機のｑ軸同期リアクタン
ス、Ｘｅは系統リアクタンス、Ｐは有効電力、Ｑは無効
電力を表し、図８において、δはＶＢとＥｑの相差角、
δｑはＶＧとＥｑの相差角、δBはＶＧとＶＢの相差角
を表す。ベクトル関係式は、
【数１７】
【数１８】
これから、
【数１９】
【数２０】
従って、
【数２１】
δ＝δｑ−δB （２１）
として求めることができる。このδを用いて、
【数２２】
ΔＰ≒Ｋ１Δｆｉ＋Ｋ２Δδｉ （２２）
と近似することにより、Ｋ１、Ｋ２を求めることができ
る。ここで、Δδｉの添字ｉは、Δδのｉ番目のデータ
を示す。
る。ここで、Δδｉの添字ｉは、Δδのｉ番目のデータ
を示す。
【００１５】図７に示した理想的二次振動系において
は、
は、
【数２３】
ΔＰ＝Ｋ１Δｆ＋Ｋ２Δδ （２３）
と表わすことができる。但し、図７でΔＰｍ（機械的ト
ルク変化）は電気的トルク変化ΔＰに比べて応答が遅い
ので、ΔＰｍ＝０とみなせる。一般の電力系統と連けい
運転する同期機の運動方程式は、図７のように理想二次
振動系と厳密には一致しないが、近似的には図７のモデ
ルが適用できる。従って、有効電力ΔＰを
ルク変化）は電気的トルク変化ΔＰに比べて応答が遅い
ので、ΔＰｍ＝０とみなせる。一般の電力系統と連けい
運転する同期機の運動方程式は、図７のように理想二次
振動系と厳密には一致しないが、近似的には図７のモデ
ルが適用できる。従って、有効電力ΔＰを
【数２４】
ΔＰ≒Ｋ１Δｆ＋Ｋ２Δδ （２４）
として、実測データΔＰ、Δｆ、ΔδからＫ１、Ｋ２を
同定することにより、電力系統安定度の指標である電力
動揺周波数ωｓ及び減衰時定数α、α１、α２の安定度
向上制御に必要な情報を検出可能となる。
同定することにより、電力系統安定度の指標である電力
動揺周波数ωｓ及び減衰時定数α、α１、α２の安定度
向上制御に必要な情報を検出可能となる。
【００１６】本発明は、電力動揺情報であるΔＰ、Δ
ｆ、Δδなどを用いてＫ１、Ｋ２をオンラインで同定す
るものである。図１０に、Δδｉを用いたＫ１、Ｋ２検
出回路を示す。図１０においては、Ｐｉ、ｆｉ、δｉが
全て電気的に検出可能であるため、微分回路１６は１段
（図２、図３では２段）でよく、また、積分回路９も不
要（図２、図３の∫Δｆｄｔに替えてδｉを用いる。）
となり、回路構成が簡単化できる。
ｆ、Δδなどを用いてＫ１、Ｋ２をオンラインで同定す
るものである。図１０に、Δδｉを用いたＫ１、Ｋ２検
出回路を示す。図１０においては、Ｐｉ、ｆｉ、δｉが
全て電気的に検出可能であるため、微分回路１６は１段
（図２、図３では２段）でよく、また、積分回路９も不
要（図２、図３の∫Δｆｄｔに替えてδｉを用いる。）
となり、回路構成が簡単化できる。
【００１７】次に、系統間の電力動揺が問題となる場合
には、同期機の電力動揺周波数は複数モードになる。こ
の場合、
には、同期機の電力動揺周波数は複数モードになる。こ
の場合、
【数２５】
ΔＰ≒Ｋ１Δｆ＋Ｋ２Δδ （２５）
と近似した場合、Ｋ１、Ｋ２にはこれらのモードが平均
化された値となり、実際の動揺を正しく表現できなくな
る。実際的には近くの同期機間で発生する約１．０Ｈｚ
（０．５〜１．５Ｈｚ）のローカル動揺及び約０．３Ｈ
ｚ（０．１〜０．３Ｈｚ）の系統間動揺を考えればよ
い。この信号分離としては、ローカル動揺及び系統間動
揺にバンドパスフィルタを用意し、この通過周波数をロ
ーカル及び系統間動揺周波数に分けた回路（図１１）を
２組用意しておけばよい。図１１において、Ｐｉ、ｆｉ
はそれぞれバンドパスフィルタ２６に入力され、ΔＰ
ｉ、Δｆｉ、積分器９を通してΔδｉがＪ、Ｋ１、Ｋ２
検出回路１０に入力される。検出したＫ１、Ｋ２に基づ
いて電力動揺周波数検出回路２７から動揺周波数ｆｓを
検出する。バンドパスフィルタ２６の中心周波数ｆｏを
検出した動揺周波数ｆｓに一致させるように一次遅れ回
路時定数Ｔ１、Ｔ２をチューニングする。即ち、例え
ば、図１１の一次遅れ回路時定数Ｔ１、Ｔ２をローカル
動揺１Ｈｚにチューニングしてあったとする（Ｔ１＝２
π×２．０、Ｔ２＝２π×０．６６７）。この場合、図
１１の回路に系統間周波数０．１〜０．３Ｈｚが印加さ
れても、これらの信号はバンドパスフィルタ２６により
減衰してしまうので、求めたＫ１、Ｋ２は、ローカル動
揺０．５〜１．５Ｈｚを反映した値とすることができ
る。更に、図１１のバンドパスフィルタ２６の中心周波
数ｆｏを検出した動揺周波数ｆｓに一致させるように一
次遅れ回路時定数Ｔ１、Ｔ２をチューニングすることに
より、より正確にローカル動揺周波数を検出することが
できる。図１１のバンドパスフィルタ２６の中心周波数
ｆｏは、
化された値となり、実際の動揺を正しく表現できなくな
る。実際的には近くの同期機間で発生する約１．０Ｈｚ
（０．５〜１．５Ｈｚ）のローカル動揺及び約０．３Ｈ
ｚ（０．１〜０．３Ｈｚ）の系統間動揺を考えればよ
い。この信号分離としては、ローカル動揺及び系統間動
揺にバンドパスフィルタを用意し、この通過周波数をロ
ーカル及び系統間動揺周波数に分けた回路（図１１）を
２組用意しておけばよい。図１１において、Ｐｉ、ｆｉ
はそれぞれバンドパスフィルタ２６に入力され、ΔＰ
ｉ、Δｆｉ、積分器９を通してΔδｉがＪ、Ｋ１、Ｋ２
検出回路１０に入力される。検出したＫ１、Ｋ２に基づ
いて電力動揺周波数検出回路２７から動揺周波数ｆｓを
検出する。バンドパスフィルタ２６の中心周波数ｆｏを
検出した動揺周波数ｆｓに一致させるように一次遅れ回
路時定数Ｔ１、Ｔ２をチューニングする。即ち、例え
ば、図１１の一次遅れ回路時定数Ｔ１、Ｔ２をローカル
動揺１Ｈｚにチューニングしてあったとする（Ｔ１＝２
π×２．０、Ｔ２＝２π×０．６６７）。この場合、図
１１の回路に系統間周波数０．１〜０．３Ｈｚが印加さ
れても、これらの信号はバンドパスフィルタ２６により
減衰してしまうので、求めたＫ１、Ｋ２は、ローカル動
揺０．５〜１．５Ｈｚを反映した値とすることができ
る。更に、図１１のバンドパスフィルタ２６の中心周波
数ｆｏを検出した動揺周波数ｆｓに一致させるように一
次遅れ回路時定数Ｔ１、Ｔ２をチューニングすることに
より、より正確にローカル動揺周波数を検出することが
できる。図１１のバンドパスフィルタ２６の中心周波数
ｆｏは、
【数２６】
ｆｏ＝（１／２π）（１／√Ｔ１Ｔ２） （２６）
となるため、Ｔ１とＴ２のバンド幅、例えば、
Ｔ１＝Ｋ2Ｔ２ （Ｋ≧１）
とすれば、
【数２７】
ｆｏ＝（１／２π）（１／Ｔ１）（１／Ｋ） （２７）
となり、ｆｏがｆｓと一致するようにＴ１を調整する。
従って、ｆｏをｆｓに一致させるように自動チューニン
グすることにより、ローカル動揺と系統間動揺が含まれ
る場合でも、目的とする領域のＫ１、Ｋ２を正確に求め
ることができる。
従って、ｆｏをｆｓに一致させるように自動チューニン
グすることにより、ローカル動揺と系統間動揺が含まれ
る場合でも、目的とする領域のＫ１、Ｋ２を正確に求め
ることができる。
【００１８】図１２は、図１１で用いたバンドパスフィ
ルタ１段分の周波数特性を示す。１／Ｔ１、１／Ｔ２が
低周波数及び高周波数側の折れ線周波数となり、ωｏ＝
１／√Ｔ１Ｔ２またはｆｏ＝（１／２π）ωｏにおい
て、ゲインが最大かつ位相変化が零となる。
ルタ１段分の周波数特性を示す。１／Ｔ１、１／Ｔ２が
低周波数及び高周波数側の折れ線周波数となり、ωｏ＝
１／√Ｔ１Ｔ２またはｆｏ＝（１／２π）ωｏにおい
て、ゲインが最大かつ位相変化が零となる。
【００１９】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
有効電力、発電機周波数などの電力系統動揺情報を入力
信号とし、有効電力を発電機周波数及び発電機周波数の
時間積分値の比例成分に分解し、同定した比例係数Ｋ
１、Ｋ２から電力系統の動揺周波数及び減衰定数をリア
ルタイムに高速、高精度に検出することができ、電力系
統の運用状態に拘らず、系統安定度を著しく向上させる
ことができる。また、有効電力変化分及び前記周波数変
化分の絶対値が小さい時、有効電力変化分及び周波数変
化分が一定値以上の時のみ、比例定数Ｋ１、Ｋ２を更新
するので、数値的に不安定となることなく、Ｋ１、Ｋ２
を同定することができる。また、Ｋ１、Ｋ２検出回路に
ローパスフィルタを追加することにより、ノイズ及び波
形歪の影響を除去することができる。また、複数の電力
モードがある場合に、これらのモードを分離するための
バンドパスフィルタを設け、バンドパスフィルタの中心
周波数を電力動揺周波数に一致するように自動チューニ
ングすることにより、目的とする電力動揺周波数の比例
定数（Ｋ１、Ｋ２）を正確に求めることができる。
有効電力、発電機周波数などの電力系統動揺情報を入力
信号とし、有効電力を発電機周波数及び発電機周波数の
時間積分値の比例成分に分解し、同定した比例係数Ｋ
１、Ｋ２から電力系統の動揺周波数及び減衰定数をリア
ルタイムに高速、高精度に検出することができ、電力系
統の運用状態に拘らず、系統安定度を著しく向上させる
ことができる。また、有効電力変化分及び前記周波数変
化分の絶対値が小さい時、有効電力変化分及び周波数変
化分が一定値以上の時のみ、比例定数Ｋ１、Ｋ２を更新
するので、数値的に不安定となることなく、Ｋ１、Ｋ２
を同定することができる。また、Ｋ１、Ｋ２検出回路に
ローパスフィルタを追加することにより、ノイズ及び波
形歪の影響を除去することができる。また、複数の電力
モードがある場合に、これらのモードを分離するための
バンドパスフィルタを設け、バンドパスフィルタの中心
周波数を電力動揺周波数に一致するように自動チューニ
ングすることにより、目的とする電力動揺周波数の比例
定数（Ｋ１、Ｋ２）を正確に求めることができる。
【図１】本発明の一実施形態を示す同期機用励磁装置
【図２】本発明のＫ１、Ｋ２検出回路の詳細図
【図３】本発明のＫ１、Ｋ２検出回路の詳細図
【図４】本発明のＫ１、Ｋ２検出回路の詳細図
【図５】本発明の係数Ａ１１、Ａ１２、…、Ｂ１、Ｂ２
の絶対値の監視回路
の絶対値の監視回路
【図６】図６に、係数Ａ１１、Ａ１２、Ａ１３、Ａ２２
の行列式Ｄｗの絶対値の監視回路
の行列式Ｄｗの絶対値の監視回路
【図７】理想的二次振動系
【図８】同期機のベクトル図
【図９】一機無限大系統図
【図１０】本発明によるΔδを入力とするＫ１、Ｋ２検
出回路
出回路
【図１１】本発明による電力動揺周波数に自動チューニ
ングするＫ１、Ｋ２同定回路
ングするＫ１、Ｋ２同定回路
【図１２】バンドパスフィルタ周波数特性図
１…同期機、２…計器用変成器、３…計器用変流器、４
…信号検出回路、５…ＡＶＲ電圧設定器、６…減算回
路、７…加算回路、８…ゲートパルス発生装置、９…積
分回路、１０…Ｋ１、Ｋ２検出回路、１１…Ｋ１設定値
回路、１２…電力系統安定化装置、１３…励磁用変圧
器、１４…サイリスタ回路、１５…界磁遮断（ＦＣＢ：
Field Circuit Breaker)、１６…不完全微分回路、１７
…Ｊ検出回路、１８…Ｋ１、Ｋ２検出回路、１９…Ａ１
１、〜、Ｂ１、Ｂ２検出回路、２０…Ａ１１Ｆ、〜、Ｂ
１、Ｂ２演算回路、２１…ローパスフィルタ回路、２２
…Ｄω、Ｋ１ω、Ｋ２ω演算回路、２３…ローパスフィ
ルタ回路、２４…除算回路、２５…Ｋ１、Ｋ２演算回
路、２６…バンドパスフィルタ、２７…電力動揺周波数
検出回路
…信号検出回路、５…ＡＶＲ電圧設定器、６…減算回
路、７…加算回路、８…ゲートパルス発生装置、９…積
分回路、１０…Ｋ１、Ｋ２検出回路、１１…Ｋ１設定値
回路、１２…電力系統安定化装置、１３…励磁用変圧
器、１４…サイリスタ回路、１５…界磁遮断（ＦＣＢ：
Field Circuit Breaker)、１６…不完全微分回路、１７
…Ｊ検出回路、１８…Ｋ１、Ｋ２検出回路、１９…Ａ１
１、〜、Ｂ１、Ｂ２検出回路、２０…Ａ１１Ｆ、〜、Ｂ
１、Ｂ２演算回路、２１…ローパスフィルタ回路、２２
…Ｄω、Ｋ１ω、Ｋ２ω演算回路、２３…ローパスフィ
ルタ回路、２４…除算回路、２５…Ｋ１、Ｋ２演算回
路、２６…バンドパスフィルタ、２７…電力動揺周波数
検出回路
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02J 3/00 - 5/00
H02P 9/14
Claims (6)
- 【請求項１】 同期機の電圧と設定値の偏差を求める手
段と、同期機の有効電力変化分（ΔＰ）及び周波数変化
分（Δｆ）に基づいて補償出力を演算する電力系統安定
化手段を有し、前記偏差に補償出力を加算した出力に応
じて同期機に励磁電流を供給する同期機用励磁装置にお
いて、前記有効電力変化分（ΔＰ）をそれぞれ前記周波
数変化分（Δｆ）とその積分（∫Δｆｄｔ）に比例する
成分に分離する第１と第２の比例定数（Ｋ１、Ｋ２）を
求める手段と、前記第１と第２の比例定数を同定する手
段を設け、前記同定した第１と第２の比例定数に基づい
て前記補償出力を自動調整することを特徴とする同期機
用励磁装置。 - 【請求項２】 同期機の電圧と設定値の偏差を求める手
段と、同期機の有効電力変化分（ΔＰ）及び周波数変化
分（Δｆ）に基づいて補償出力を演算する電力系統安定
化手段を有し、前記偏差に補償出力を加算した出力に応
じて同期機に励磁電流を供給する同期機用励磁装置にお
いて、前記有効電力変化分（ΔＰ）をそれぞれ前記周波
数変化分（Δｆ）と内部相差角（Δδ）に比例する成分
に分離する第１と第２の比例定数（Ｋ１、Ｋ２）を求め
る手段と、前記第１と第２の比例定数を同定する手段を
設け、前記同定した第１と第２の比例定数に基づいて前
記補償出力を自動調整することを特徴とする同期機用励
磁装置。 - 【請求項３】 請求項２において、前記第１と第２の比
例定数を同定する手段は、前記有効電力変化分（ΔＰ
ｉ）、前記周波数変化分（Δｆｉ）、前記内部相差角
（Δδｉ）から変数Ｋ１ｗ、Ｋ２ｗ、Ｄｗを求め、前記
変数Ｋ１ｗ、Ｋ２ｗ、Ｄｗをローパスフィルタを介して
演算結果の変動成分を除去した後、Ｋ１＝Ｋ１ｗ／Ｄ
ｗ、Ｋ２＝Ｋ２ｗ／Ｄｗの演算により前記第１と第２の
比例定数（Ｋ１、Ｋ２）を求めることを特徴とする同期
機用励磁装置。 - 【請求項４】 請求項３において、前記有効電力変化分
（ΔＰ）及び前記周波数変化分（Δｆ）の絶対値が前記
第１と第２の比例定数（Ｋ１、Ｋ２）を演算する際の数
値演算の不安定を招くほど小さい時、この不安定を避け
るため、前記変数Ｄｗの絶対値が一定値以上の時のみ、
前記第１と第２の比例定数（Ｋ１、Ｋ２）を更新するこ
とを特徴とする同期機用励磁装置。 - 【請求項５】 請求項１から請求項４のいずれかにおい
て、前記求めた第１ と第２の比例定数（Ｋ１、Ｋ２）を
用いて同期機の有効電力の動揺周波数及び減衰定数を同
定する手段を有することを特徴とする同期機用励磁装
置。 - 【請求項６】 請求項１から請求項５のいずれかにおい
て、複数の電力モードがある場合に、これらのモードを
分離するためのバンドパスフィルタを設け、モード分離
後の信号を有効電力変化分（ΔＰ）及び周波数変化分
（Δｆ）とするとともに、前記バンドパスフィルタの中
心周波数を同期機の有効電力の動揺周波数に一致するよ
うに自動追従させる手段を設け、目的とする電力動揺周
波数の第１と第２の比例定数（Ｋ１、Ｋ２）を同定する
ことを特徴とする同期機用励磁装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09173397A JP3463158B2 (ja) | 1997-03-26 | 1997-03-26 | 同期機用励磁装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09173397A JP3463158B2 (ja) | 1997-03-26 | 1997-03-26 | 同期機用励磁装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10271685A JPH10271685A (ja) | 1998-10-09 |
| JP3463158B2 true JP3463158B2 (ja) | 2003-11-05 |
Family
ID=14034726
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP09173397A Expired - Fee Related JP3463158B2 (ja) | 1997-03-26 | 1997-03-26 | 同期機用励磁装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3463158B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2016224014A (ja) * | 2015-06-04 | 2016-12-28 | 株式会社ダイヘン | 周波数検出装置、周波数検出方法、および、検出された周波数を用いるインバータ装置 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5330082B2 (ja) * | 2009-05-11 | 2013-10-30 | 株式会社東芝 | 同期発電機の励磁制御装置 |
| CN105356486A (zh) * | 2015-11-27 | 2016-02-24 | 华北电力科学研究院有限责任公司 | 一种电力系统稳定器的参数整定方法及装置 |
-
1997
- 1997-03-26 JP JP09173397A patent/JP3463158B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2016224014A (ja) * | 2015-06-04 | 2016-12-28 | 株式会社ダイヘン | 周波数検出装置、周波数検出方法、および、検出された周波数を用いるインバータ装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH10271685A (ja) | 1998-10-09 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5977731A (en) | Power system stabilizer and power system stabilization method | |
| EP0308621B1 (en) | Power system stabilizer | |
| Lorenz | A simplified approach to continuous on-line tuning of field-oriented induction machine drives | |
| CA2152028C (en) | Variable speed generator-motor apparatus capable of improving accuracy of power system | |
| US8115441B2 (en) | On-line measurement of an induction machine's rotor time constant by small signal d-axis current injection | |
| KR960000800B1 (ko) | 인버터 시스템 | |
| JP2846261B2 (ja) | 電力系統安定化装置 | |
| US5448167A (en) | Power system control apparatus for reducing power fluctuations | |
| US6870348B2 (en) | Rotor resistance adaptation for indirect field oriented control of induction machine | |
| US5162727A (en) | Method and apparatus of determining the stator flux estimate of an electric machine | |
| EP0535280B1 (en) | Flux feedback system | |
| US5371458A (en) | Method for determining the stator flux of an asynchronous machine | |
| US5256944A (en) | Motor speed control method and apparatus with drooping compensation independent of acceleration or deceleration current and time constant of motor | |
| JP3463158B2 (ja) | 同期機用励磁装置 | |
| JPH01137305A (ja) | フィードバック制御装置 | |
| JPH0410319B2 (ja) | ||
| US5172041A (en) | Method and device for asynchronous electric motor control by magnetic flux regulation | |
| Bayer et al. | Stability problems with the control of induction machines using the method of field orientation | |
| US5150029A (en) | Method and apparatus for controlling the magnetic flux of an induction motor | |
| JPH0998600A (ja) | 発電機励磁制御装置 | |
| JPH0697880B2 (ja) | 同期機の励磁制御装置 | |
| JPH06315300A (ja) | 電力系統安定化装置 | |
| JPH1080198A (ja) | 発電機励磁制御装置 | |
| JP3862889B2 (ja) | 同期発電機制御装置および同期発電機制御方法 | |
| JP3234729B2 (ja) | 電力系統安定化装置とそれによる制御方法 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |