JP3460199B2 - 放射線センサ等の直流高電圧供給システム - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、放射線あるいは中性子
を測定する装置の放射線センサあるいは中性子センサに
直流電圧を供給システムに関する。

【０００２】例えば、原子力分野において、放射線セン
サに直流電圧を供給して、当該放射線センサが出力する
微小のパルス信号を前置増幅器で増幅し、放射線信号パ
ルスと雑音を弁別すると共に、信号パルスの数を計数す
ることにより放射線の強さを計測する方法が用いられて
いる。また、商業用原子力発電炉や研究用原子力炉を運
転制御するため原子炉出力の測定が必要であるが、これ
には、放射線センサの一種である中性子センサ（核分裂
計数管電離箱、等）を原子炉内またはその近傍に設置し
て、中性子センサに直流電圧を供給し、当該中性子セン
サからの信号パルスを計数するか、もしくは、極めて多
数のパルスの重なりによって生じる信号のゆらぎの実効
電力を計測することにより行う方法が用いられている。

【０００３】本発明は、詳細には、かかる分野に対して
好適である前置増幅器付きの放射線あるいは中性子測定
装置の放射線センサあるいは中性子センサに直流電圧を
供給するシステムに関する。

【０００４】

【従来の技術】図１３は、従来の直流電圧供給システム
１２０を一体的に含む前置増幅器１０１を信号伝送同軸
ケーブル１１１を介してガス電離型放射線センサ１１２
に接続した例を示す図である。放射線センサ１１２に放
射線が入射するとセンサ内の電離ガスが電離され、多数
のイオンと電子が発生する。これらのイオンと電子がセ
ンサ電極間に印加されている高電圧によってそれぞれの
電極に収集される過程でセンサの電極に電流パルスが誘
起される。この電流パルスを前置増幅器１０１で増幅し
た後、図示されていないパルス整形増幅器、波高弁別器
を介してパルス計数回路で信号パルスの数を計数するこ
とにより入射した放射線の数を知ることができる。

【０００５】前置増幅器１０１は、信号入力部１０２、
カップリングコンデンサ１０３、パルス増幅部１０８、
信号出力部１０９、パルス増幅部１０８に含まれるパル
ス増幅部入力インピーダンス要素１０４、及び同じくパ
ルス増幅部１０８に含まれる抵抗とコンデンサからなる
パルス増幅部高周波遮断時定数回路１１０と、直流電圧
供給システム１２０とから構成されている。直流電圧供
給システム１２０は、直流高電圧電源（図示せず）に接
続される高圧電源接続用端子１０５と、一端を当該高圧
電源接続用端子１０５に接続され他端を信号入力部１０
２とカップリングコンデンサ１０３の一方の端子との接
続点に接続されたセンサ高圧電源用負荷抵抗１０６とか
ら構成されている。なお、高周波遮断時定数回路１１０
の時定数をＲ_f・Ｃ_fとすると、パルス増幅部１０８の高
域遮断周波数ｆは１／２πＲ_fＣ_fである。

【０００６】従来型の直流電圧供給システム１２０で
は、高圧電源（図示せず）から高圧電源接続用端子１０
５及びセンサ高圧電源用負荷抵抗１０６を介して放射線
センサ１１２のセンサ電極間に高電圧を印加する。この
負荷抵抗１０６は、放射線センサ１１２の電極に誘起さ
れるパルス状の信号が高圧電源に流れるのを阻止し、パ
ルス信号電流を前置増幅器１０１のパルス増幅部１０８
の入力側に流入させるための役割をもっている。カップ
リングコンデンサ１０３は高圧電源の直流電圧がパルス
増幅部１０８にかからないようにし、且つ電流パルス信
号のみが入力するようにするための役割をもっている。

【０００７】図１３に示されるガス電離型放射線センサ
１１２、信号伝送同軸ケーブル１１１、及び従来型の直
流電圧供給システム１２０を含む前置増幅器１０１まで
の作動原理を説明する。ガス電離型放射線センサ１１２
の作動原理は、センサ電極間に高圧電源により直流の高
電圧（センサ用高圧）を印加しておき、電極間に放射線
が入射した時に放射線自身の電離作用によるか、また
は、放射線がセンサ内の反応物質と作用して発生された
粒子の電離作用によって、センサ内の電離ガスを電離
し、これによって生じた電子及び陽イオンが電極に電荷
を誘導し電流を発生させることを用いている。放射線の
数が少ない領域では、信号の直流電流成分が無視できる
ほど小さく、電流パルス信号は信号伝送同軸ケーブル１
１１、カップリングコンデンサ１０３及びパルス増幅部
入力インピーダンス要素１０４を通してパルス増幅部１
０８に流入する。放射線センサ１１２から出力される電
流パルスは、パルス幅が数ナノ秒（〜１０^-9秒）から数
マイクロ秒（〜１０^-6秒）で極めて高速の電流パルスで
あること、更に、その波高が１〜数マイクロアンペア
（〜１０^-6Ａ）程度で極めて小さいため、前置増幅器１
０１によって増幅及び電流電圧変換される。前置増幅器
の出力部１０９から出力された電圧パルスは、図示され
ていない主増幅器によってもう一度増幅されるとともに
パルス整形された上で計測される。また、放射線センサ
１１２から出力される信号パルスは極めて高速及び微小
であるため、同軸ケーブル１１１を用いてセンサから前
置増幅器１０１まで伝送されるが、信号パルスの減衰や
反射をできる限り小さくする必要があり、信号伝送経路
及び前置増幅器のインピーダンスを整合させることが重
要である。

【０００８】放射線センサを用いた計測で特徴的なこと
は、信号の計測範囲が極めて広いことであり、これが一
般の計測系と異なる点である。例えば、原子炉の出力制
御に用いられる計測系では、１０桁の原子炉出力変化を
一本の放射線センサで計測する計測回路もある。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】図１３に示すように、
放射線センサ１１２に高い直流電圧を供給するための従
来の直流電圧供給システム１２０では、放射線センサ１
１２と高圧電源１０５の間に必要な高圧電源用負荷とし
て例えば５×１０⁴Ωの高電気抵抗Ｒ_Lを有する抵抗１０
６を用い、放射線センサ１１２からの高速電流パルス信
号が高圧電源１０５に流れ込むのを阻止し、電流パルス
が、カップリングコンデンサ１０３を通して、放射線セ
ンサ１１２の信号増幅用として用いられている前置増幅
器１０１のパルス増幅部１０８に流入するような構造と
していた。このように、センサ高圧電源用負荷として高
抵抗１０６を用いた電子回路では、センサの信号パルス
数が多くなり、電流パルス信号の重畳により直流電流が
流れるようになると高抵抗によって電圧降下が生じ、結
果的にセンサ電極にかかる直流電圧が低下することにな
った。

【００１０】また、高い温度環境で使用される放射線セ
ンサでは、センサに用いられている絶縁体及び耐熱型信
号伝送用同軸ケーブルの絶縁抵抗が低下するため、漏れ
電流が増加する。漏れ電流が高圧電源用負荷の高抵抗を
通して流れることによっても、センサ電極間電圧が低下
する。

【００１１】なお、図１３に示されるＩ_Lは高圧電源か
ら供給されセンサ高圧電源用負荷抵抗１０６を介して流
れる全直流電流を、Ｉ_Cは信号伝送同軸ケーブル１１１
の絶縁抵抗の低下による漏れ電流を、Ｉ_dは放射線セン
サ１１２の絶縁体の絶縁抵抗の低下による漏れ電流を、
ｉ_sは信号の直流成分をそれぞれ示す。また、ｒ_Cは信号
伝送同軸ケーブル１１１の分布絶縁抵抗を、Ｒ_Cは当該
分布絶縁抵抗を集中定数で表した等価抵抗を、Ｒ_dは放
射線センサ１１２の絶縁体の絶縁抵抗をそれぞれ示す。

【００１２】上述のようにセンサ電極間電圧が低下する
と、センサから出力される電流パルス信号が小さくなっ
て測定する放射線々量とセンサ出力との比例性が失わ
れ、計測範囲が大幅に制限されるなど放射線センサの性
能が低下する。また、直流電流によるセンサ電極間電圧
の降下が大きい場合には信号パルスの計測が不可能にな
る。従来の直流電圧供給システムでは上記のような問題
点を有していた。

【００１３】本発明の目的は、上記の問題点を克服して
放射線センサあるいは中性子センサの感度に悪影響を及
ぼさない直流電圧供給システムを提供することにある。

【００１４】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、直流高電圧を供給されて動作するタイプの放射線セ
ンサあるいは中性子センサと、前記センサに結合され前
記センサからの信号を増幅する増幅部とを含む放射線あ
るいは中性子の測定装置に用いられ、直流高電圧電源か
ら前記センサに直流高電圧を供給する本発明の直流高電
圧供給システムは、前記直流高電圧電源と前記センサと
の間に接続されたチョーク手段を備えることを特徴とす
る。

【００１５】

【作用】上記のように構成された本発明の直流高電圧供
給システムにおいて、直流高電圧電源からの高電圧がチ
ョーク手段を介して放射線センサあるいは中性子センサ
に供給されることになる。チョーク手段は実質的に抵抗
分がないので、直流高電圧供給システムにおいて、電圧
降下が発生することがない。また、センサから生じる信
号の交流成分が占める周波数帯域においてチョーク手段
のインピーダンスを前置増幅器の入力インピーダンスよ
り十分大きく取れ、それにより当該信号が直流高電圧供
給システムへ分流することがない。

【００１６】

【実施例】以下、図面を参照して本発明の一実施例を説
明する。

【００１７】図１は、本発明による一実施例の直流高電
圧供給システム２０を一体的に含む前置増幅器１の回路
構成を示す。図１においては、前置増幅器１は放射線セ
ンサ１１２に信号伝送同軸ケーブル１１１を介して接続
された状態で示されている。なお、図１に示される構成
要素で図１３の参照番号と同一のものは図１３に示され
る同一又は類似のものを示し、説明を繰り返さない。本
実施例においては、前置増幅器１は、前述のように直流
高電圧供給システム２０を一体的に含み、かつ、信号入
力部２、カップリングコンデンサ３、パルス増幅部８、
及び信号出力部９とから構成されている。なお、カップ
リングコンデンサ３は高圧電源の直流電圧がパルス増幅
部８にかからないようにし、且つ電流パルス信号のみが
入力するようにするための役割をもっている。

【００１８】前置増幅器１の信号入力部２の一方の端子
は接地され、他方の端子は信号伝送同軸ケーブル１１１
の芯線側に接続され、かつカップリングコンデンサ３を
介してパルス増幅部８の入力に接続されている。

【００１９】本発明による直流高電圧供給システム２０
は、直流高圧電源接続用端子５、センサ高圧電源用負荷
チョーク６、及び小抵抗７ａ及び７ｂとから構成されて
いる。直流高圧電源接続用端子５は図示されてない直流
高圧電源と接続されている。小抵抗７ａ、センサ高圧電
源用負荷チョーク６、及び小抵抗７ｂとがこの順で直列
に直流高圧電源接続用端子５と、前置増幅器１の信号入
力部２の上記他方の端子とカップリングコンデンサ３と
の接続点との間で接続されている。小抵抗７ａの両端
は、後述する直流電流方式による計測の場合に直流信号
計測用端子１１と引き出しラインを介して接続され得
る。

【００２０】パルス増幅部８は、パルス増幅部入力イン
ピーダンス要素４、差動演算増幅器１２、及びパルス増
幅部高周波遮断時定数回路１０とから構成されている。
差動演算増幅器１２の＋入力は接地され、その−入力は
パルス増幅部入力インピーダンス要素４を介してカップ
リングコンデンサ３に接続され、その出力は信号出力部
９に接続されている。パルス増幅部高周波遮断時定数回
路１０は並列接続された抵抗Ｒ_fとコンデンサＣ_fとから
なり、差動演算増幅器１２の出力と−入力との間に接続
されている。

【００２１】従来型ではセンサ高圧電源用負荷として高
抵抗素子を用いていたが、本発明の直流高電圧供給シス
テムでは、センサ高圧電源用負荷として、チョーク（ま
たはコイル）を用いるか、あるいは、チョークに少なく
とも一個以上の小さな電気抵抗を直列に接続した回路構
成としていることに特徴を有する。かかる回路構成で
は、チョークが高周波成分で構成される信号パルスに対
して大きな負荷となることを利用し、電流パルス信号が
高圧電源方向には流れず、全電流がカップリングコンデ
ンサ３及びパルス増幅部入力インピーダンス要素４を通
してパルス増幅部８に流入する原理を用いている。一
方、放射線センサ１１２において誘起された電流パルス
信号の直流電流成分はチョーク抵抗分及び直列抵抗から
なる小さな抵抗を通して高圧電源に流入する。

【００２２】図１に示される実施例においては、チョー
ク（またはコイル）をセンサ高圧電源用負荷チョーク６
により、またチョークに直列接続された少なくとも一個
以上の小さな電気抵抗を２つの小抵抗７ａ及び７ｂによ
り構成している。

【００２３】なお、パルス増幅部８の低域遮断周波数は
充分低いように構成する。そのように構成されている場
合には、センサ高圧電源用負荷チョーク６のインダクタ
ンスＬ及びセンサ高圧電源用負荷チョーク６に含まれる
チョーク抵抗分ｒ_Lそれに直列接続された小抵抗７ａの
抵抗値ｒ_a及び小抵抗７ｂの抵抗値ｒ_bとの和の抵抗値ｒ
_Tとカップリングコンデンサ３のキャパシタンスＣ_i及び
パルス増幅部入力インピーダンス要素４の抵抗値Ｒ_iと
の組み合わせにより、増幅される信号の低域遮断周波数
が決定される。また、増幅される信号の高域遮断周波数
はパルス増幅部８の高周波遮断時定数回路１０で決定さ
れる。即ち、高周波遮断時定数回路１０の抵抗の値をＲ
_f、コンデンサのキャパシタンスをＣ_fとすると、パルス
増幅部８の高域遮断周波数ｆは１／２πＲ_fＣ_fである。

【００２４】高圧電源用負荷にチョークを用いた場合、
チョーク６とカップリングコンデンサ３の共振により、
前置増幅器１の周波数特性（周波数に対する増幅率の変
化を表した特性）に共振ピークを生じることが予想され
る。共振ピークは周波数により増幅率の大幅な変動を生
じさせるため、パルス信号増幅には障害となる。しか
し、本発明では、チョークのインダクタンスＬとカップ
リングコンデンサのキャパシタンスＣ_iの組み合わせを
適切に選定することで共振ピークを生じないようにして
いる。

【００２５】また、前置増幅器１の信号入力部２におけ
る入力インピーダンスＺ_inを信号伝送同軸ケーブル１１
１の特性インピーダンスＺ_c と整合させることは、パル
スの反射を防ぐことからも重要である。高圧電源用負荷
にチョークを用いた場合、前置増幅器１の信号入力部２
から見た入力インピーダンスＺ_inは、入力信号の周波数
の変化によって変動することが予想される。

【００２６】しかし、本発明においては、直流高電圧供
給システム２０のインダクタンスＬと前置増幅器１のカ
ップリングコンデンサ３のキャパシタンスＣ_iを適切に
設計することにより、前置増幅器１の信号入力部２にお
ける信号伝送同軸ケーブル１１１側から見た入力インピ
ーダンス、即ち、直流高電圧供給システム２０を含めた
前置増幅器１の入力インピーダンスＺ_inを必要な全周波
数帯域において一定になるようにしてある。

【００２７】以下に、チョーク６のインダクタンスＬ、
カップリングコンデンサ３のキャパシタンスＣ_i及び入
力インピーダンスＺ_inを決定するために用いる計算式を
示す。

【００２８】パルス増幅部８の入力インピーダンス要素
４の抵抗値をＲ_iとすると、差動演算増幅器１２の−入
力の入力インピーダンスは極めて小さいので、パルス増
幅部８の入力インピーダンスは実質的にＲ_iであるとい
える。

【００２９】低域遮断周波数をｆ_L［Ｈｚ］に設定し、
チョークの直流抵抗分ｒ_Lとチョークに直列接続された
小抵抗７ａ及び７ｂのそれぞれの抵抗ｒ_a及びｒ_bとの和
をｒ_T、及びパルス増幅部８の入力インピーダンスをＲ_i
とすると、チョーク６に必要なインダクタンスＬ［Ｈ］
は次式で与えられる。

【００３０】

【数１】 前置増幅器に必要な全周波数帯域において、入力電流信
号が共振によって変動しないようなカップリングコンデ
ンサ３のキャパシタンスＣ_i［Ｆ］は次式で与えられ
る。

【００３１】

【数２】 チョーク６のインダクタンスＬ及びカップリングコンデ
ンサ３のキャパシタンスＣ_iが決定されると、前置増幅
器１の入力インピーダンスＺ_inは次式で与えられる。

【００３２】

【数３】 ただし、上式のＸ_L及びＸ_Cは下式で表されるリアクタン
スである。ただしｆは信号周波数である。

【００３３】

【数４】Ｘ_L＝２πｆＬ （４）

【数５】Ｘ_c＝１／２πｆＣ_i （５） チョークのインダクタンスＬ及びカップリングコンデン
サのキャパシタンスＣ_iは上記に示した計算式（１）及
び（２）で与えられるが、それには先ず、前置増幅器入
力に必要な低域遮断周波数を決める必要がある。本発明
の直流高電圧供給システムを含む前置増幅器では、放射
線センサ１１２からの信号が有する周波数成分の下限周
波数を充分カバーする周波数、即ち前置増幅器入力の低
域遮断周波数を信号下限周波数（信号大きさが３ｄＢ下
がった周波数）の１／５０〜１／５００となるように決
定する。

【００３４】例として、実際の電流パルス型、ＡＣ型及
び広領域型前置増幅器について、それぞれのチョークの
インダクタンスＬ、カップリングコンデンサのキャパシ
タンスＣ_i及び入力インピーダンスＺ_inを求めてみる。

【００３５】なお、上記それぞれの型の前置増幅器のパ
ルス計数率（単位：カウント／秒）に換算した計測範囲
はそれぞれ、電流パルス型では１〜１０⁶、ＡＣ型（キ
ャンベル系）では１０⁵〜１０¹⁰、広領域型（電流パル
ス型とキャンベル系との結合タイプ）では１〜１０¹⁰で
あり、後述する直流電流方式では１０⁷〜１０¹²であ
る。

【００３６】信号伝送同軸ケーブル１１１の特性インピ
ーダンスを５０Ωとし、それに対応してＲ_iも５０Ωと
し、また、ｒ_Tを後述するように５０Ωにする。

【００３７】放射線センサからの電流パルスのみを計測
する電流パルス型前置増幅器に必要な低域遮断周波数は
５ｋＨｚ程度である。この場合、Ｒ_i＝５０Ω、ｒ_T＝５
０Ω、ｆ_L＝５ｋＨｚを式（１）に入れてセンサ高圧電
源用負荷チョーク６のインダクタンスを求めると１．６
×１０^-3Ｈとなる。次に、これらの値を式（２）に入れ
てカップリングコンデンサ３のキャパシタンスを求める
と６．５×１０^-7Ｆとなる。

【００３８】電流パルス波形は立ち上がり時間が１０×
１０^-9秒、立ち下がり時間が１００×１０^-9〜２５０×
１０^-9秒程度の鋸波である。これを周波数帯域に換算す
ると、おおよそ１．４×１０⁶〜３．５×１０⁷Ｈｚ程度
になる。

【００３９】交流信号の分岐比は、放射線センサ１１２
からの全交流信号電流をＩ_S、前置増幅器１のパルス増
幅部８に入力する交流信号電流をＩ_iとすると次式で表
される。

【００４０】

【数６】 式（６）に、Ｒ_i＝５０Ω、ｒ_T＝５０Ω、Ｌ＝１．６×
１０^-3Ｈ、Ｃ_i＝６．５×１０^-7Ｆを、そして、周波数
ｆには上記周波数帯域のうちで最も条件の悪くなる低周
波数１．４×１０⁶Ｈｚを代入してＩ_S／Ｉ_iを求める
と、 Ｉ_S／Ｉ_i＝０．９９９９９３≒１．０ となる。

【００４１】上記の計算結果から明らかなように放射線
センサ１１２からの交流信号はほぼ１００％前置増幅器
１のパルス増幅部８に入力され、直流高電圧供給システ
ム２０には分岐しないことが分かる。即ち、電流信号パ
ルスに対する充分大きな分岐比が得られる。

【００４２】また、センサ高圧電源用負荷チョーク６の
インダクタンスＬ及びカップリングコンデンサ３のキャ
パシタンスＣ_iをそれぞれ１．６×１０^-3Ｈ及び６．５
×１０^-7Ｆにすることにより、共振周波数での信号の変
動をほぼなくすことができる。そして、入力インピーダ
ンスＺ_inはＲ_i[Ω］一定となり、この場合は５０［Ω］
となる。

【００４３】放射線センサの出力パルス数が多くなり、
重畳した出力信号のゆらぎの実効値から放射線量を計測
するような領域で用いられるＡＣ型前置増幅器では、そ
の低域遮断周波数は１７０Ｈｚ程度必要となる。これは
次の理由による。

【００４４】ゆらぎ信号計測では、信号パルス（立ち下
がり時間が１００×１０^-9秒程度の場合）が有する周波
数成分０〜５×１０⁶Ｈｚのうち、バンドパスフィルタ
を使って、低周波仕様のものは１０〜３０ｋＨｚ、比較
的高周波仕様のものは１００〜３００ｋＨｚの範囲の信
号成分を取り出して使用している。バンドパスフィルタ
は通常前置増幅器１の後段に設けられている。

【００４５】前置増幅器１の周波数帯域は、後段に設け
られるバンドパスフィルタの帯域を十分カバーすること
が要求される。このため、前置増幅器１の低域遮断周波
数をバンドパスフィルタの低域遮断周波数のおおよそ１
／５０に設定した。バンドパスフィルタのうち、低周波
仕様のものの低域遮断周波数は１０ｋＨｚであるから、
前置増幅器１の低域遮断周波数の下限は２００Ｈｚであ
れば条件を満たすことになるが、余裕をとって１７０Ｈ
ｚとした。

【００４６】電流パルス型の場合と同様にして、Ｒ_i＝
５０Ω、ｒ_T＝５０Ω、ｆ_L＝１７０Ｈｚを式（１）に入
れてセンサ高圧電源用負荷チョーク６のインダクタンス
を求めると０．０４７Ｈとなる。次に、これらの値を式
（２）に入れてカップリングコンデンサ３のキャパシタ
ンスＣ_iを求めると１８×１０^-6Ｆとなる。

【００４７】式（６）に、Ｒ_i＝５０Ω、ｒ_T＝５０Ω、
Ｌ＝０．０４７Ｈ、Ｃ_i＝１８×１０^-6Ｆを、そして、
周波数ｆには上記周波数帯域のうちで最も条件の悪くな
る低周波数１０ｋＨｚを代入してＩ_S／Ｉ_iを求めると、 Ｉ_S／Ｉ_i＝０．９９９８７≒１．０ となる。

【００４８】上記の計算結果から明らかなように放射線
センサ１１２からの交流信号はほぼ１００％前置増幅器
１のパルス増幅部８に入力され、直流高電圧供給システ
ム２０には分岐しないことが分かる。即ち、電流信号パ
ルスに対する充分大きな分岐比が得られる。

【００４９】また、センサ高圧電源用負荷チョーク６の
インダクタンスＬ及びカップリングコンデンサ３のキャ
パシタンスＣ_iをそれぞれ０．０４７Ｈ及び１８×１０
^-6Ｆにすることにより、共振周波数での信号の変動をほ
ぼなくすことができる。そして、入力インピーダンスＺ
_inはＲ_i[Ω］一定となり、この場合は５０［Ω］とな
る。

【００５０】広領域型前置増幅器では、電流パルスから
ゆらぎ信号までの増幅を必要とするから、低域遮断周波
数はゆらぎ信号の低い方の周波数で決まる。従って、低
域遮断周波数を１７０Ｈｚ程度とすると、インダクタン
スが０．０４７Ｈのチョーク６を用いればよい。カップ
リングコンデンサ３のキャパシタンスＣ_iは１８×１０
^-6Ｆとなる。

【００５１】ここで、ｒ_Tの取り得る範囲について考察
する。Ｌ及びＣ_iを決定する式（１）及び（５）から明
らかなように、ｒ_Tがゼロ（実際にはチョーク自体の抵
抗があるためゼロにはならない。）であっても、Ｌ及び
Ｃ_iを適切に選べば、所望の性能は満足させ得る。

【００５２】ＡＣ型あるいは広領域型前置増幅器の場合
の諸元Ｒ_i＝５０Ω、Ｌ＝０．０４７Ｈ、Ｃ_i＝１８×１
０^-6Ｆにおいて、式（６）を用いて、ｒ_Tが０、１０、
２０、５０及び１００Ωの場合の周波数特性を計算した
結果を図２に示す。

【００５３】図２に示される計算結果から分かるよう
に、ｒ_Tが０Ωの時は共振によるピークが生じる。さら
に、ｒ_Tが１０及び２０Ωでは若干減衰が小さく、１０
０Ωでは少し大きすぎる。５０Ωでは高周波遮断周波数
における減衰カーブに近いカーブが得られる。

【００５４】上記の結果では５０Ωが最善であるが、Ｃ
_iを例えば１０倍大きい１８０×１０^-6Ｆ程度まで大き
くすればｒ_T＝０でもｒ_T＝５０Ωの時と同等のカーブ
が、図３に示されるように得られる。このようにｒ_Tを
適当な値にすることにより、Ｃ_iを小さくすることが可
能である。

【００５５】従って、ｒ_Tは、測定範囲、Ｌ及びＣ_iの大
きさとの兼ね合いを考慮し、０Ωからｒ_Tによる電圧降
下が測定誤差とならない範囲の値を取り得る。

【００５６】ここで、本発明による直流高電圧供給シス
テムを含む図１に示される前置増幅器１を核分裂計数管
電離箱のための広領域型前置増幅器に適用した場合の具
体的諸元の例を示す。高圧電源用負荷としてのチョーク
６のインダクタンスＬを０．０４７Ｈ、チョーク６に直
列に接続された全抵抗ｒ_T（前述のようにチョーク６の
抵抗分を含む）を５０Ω、カップリングコンデンサ３の
キャパシタンスＣ_iを１８μＦ、パルス増幅部の入力イ
ンピーダンスＺ_inを５０Ωとした。

【００５７】次に、本発明の直流高電圧供給システムを
用いることにより放射線センサの大信号電流における計
測誤差が改善されることを示す。

【００５８】核分裂計数管電離箱のようなガス電離型放
射線センサでは、その電極に直流の高電圧を印加し、一
定に保持することが要求される。もし、核分裂計数管電
離箱の出力電流の増加に伴ってセンサ電極間電圧が低下
すると、核分裂計数管電離箱の出力電流パルスの波高が
低下し、計測する放射線々量と核分裂計数管電離箱出力
の比例性が失われ、計測誤差を生じる。核分裂計数管電
離箱の出力電流が増加した時に生じる計測誤差を、本発
明の直流高電圧供給システムと従来のものを用いた場合
で比較した。

【００５９】初めに比較の方法について説明する。放射
線センサが放射線を検出するに必要な直流印加電圧、即
ち放射線センサの電極間にかかる直流印加電圧Ｖ_dは、
信号パルス数が多くなりパルスの重なりによって直流電
流が流れるようになると、従来の直流高電圧供給システ
ム１２０（図１３参照）ではＲ_L、本発明による直流高
電圧供給システム２０ではｒ_T（＝ｒ_a＋ｒ_b＋ｒ_L）によ
って電圧降下が生じるため、低下する。無信号における
放射線センサの電極間電圧をＶ_d0とし、信号電流の直流
分をｉ_sDとする。従来及び本発明の直流高電圧供給シス
テムにより直流電圧を印加した場合の電極間電圧をそれ
ぞれＶ_dR及びＶ_dCとすると、それぞれ式（７）及び式
（８）で表される。但し、この場合では漏洩電流は無視
できるほど小さいとした。

【００６０】従来の直流高電圧供給システムの場合

【数７】 Ｖ_dR＝Ｖ_d0−Ｒ_L・ｉ_sD （７） 本発明の直流高電圧供給システムの場合

【数８】 Ｖ_dC＝Ｖ_d0−ｒ_T・ｉ_sD （８） 上記の式（７）及び（８）が示すように、直流信号電流
が増加するに従い、放射線センサの電極間電圧Ｖ_dは低
下することが理解される。Ｖ_dの低下により計測誤差が
以下のようにして生じる。

【００６１】図４は、放射線センサ（この場合、核分裂
計数管、放射線電離箱あるいは比例計数管）の印加電圧
に対する出力電流特性（一般にプラトー特性と呼ばれ
る。）を示す。図４において、実線の丸で囲った領域は
プラトー領域と呼ばれ、放射線の数と放射線センサから
の出力電流、即ち出力信号が比例する領域で、実際にこ
の領域が使われる。Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３の順に放射線の数
が多くなったことを示す。点線の丸で囲った領域は電極
間電圧が高くなるに従って出力電流が増加する領域で、
不飽和領域と呼ばれ、誤差が生じるため放射線の検出に
は適さない領域である。

【００６２】放射線センサの直流信号電流が増加するに
伴い、放射線センサの電極間電圧が低下すると、放射線
センサの作動が図４で示すプラトー領域から不飽和領域
にずれ、出力信号が低下するため誤差が生じることにな
る。即ち、計測誤差は電極間電圧の低下によりプラトー
領域の信号値がどの程度減少したかを調べることにより
評価できる。

【００６３】誤差評価のためのプラトー特性には、実際
に核分裂計数管を原子炉内で試験した結果を用いた。図
５は、揺らぎ信号計測の時のプラトー特性を示す。信号
計測領域における信号出力は放射線センサの電極間電圧
の定格値１５０Ｖにおける値を１．０に正規化して示し
た。図５において、「・」印が測定データで、曲線はフ
ィッティングにより得られた曲線である。フィッティン
グにより得られた式を以下に示す。

【００６４】

【数９】 但し、ｋ０＝１．１９６８４、ｋ１＝−１．４０２０
５、ｋ２＝−５２．１９６５、ｋ３＝１４４．５であ
る。

【００６５】放射線センサとしての核分裂計数管のプラ
トー特性として式（９）を用いた。Ｓが出力信号の減少
割合を、Ｖ_dが放射線センサの電極間電圧を表してい
る。

【００６６】この式（９）を用いて、従来及び本発明の
直流高電圧供給システムを用いた場合のそれぞれの計測
誤差Ｅ_rR及びＥ_rC［％］は次式で表される。

【００６７】従来の直流高電圧供給システムの場合

【数１０】 本発明の直流高電圧供給システムの場合

【数１１】 図６は、上記の計測誤差を用いて、本発明の直流高電圧
供給システムと前置増幅器との組合せが従来の直流高電
圧供給システムと前置増幅器との組合せよりも計測範囲
を大幅に拡大できることを示した図である。図６は、本
発明の直流高電圧供給システムと組合された前置増幅器
を核分裂計数管電離箱のゆらぎ信号から中性子束を計測
（二乗平均モードあるいはキャンベルモードと言う）す
るための信号増幅に用いた場合と、従来の直流高電圧供
給システムと組合された前置増幅器を用いた場合の計測
誤差を比較したものである。計測誤差は信号電流の増加
に伴ってどのように変化するかで比較した。比較のため
の諸元は、本発明、従来とも信号伝送同軸ケーブルの特
性インピーダンスが５０Ω、カップリングコンデンサの
Ｃ_iは同一の１８μＦ、及びパルス増幅部は同一の特
性、即ち、Ｒ_i＝５０Ω、同一のＲ_f及びＣ_fとし、本発
明においては全抵抗ｒ_Tを５０Ω、Ｌを４７ｍＨとし、
従来のものにおいてはＲ_Lを５０ｋΩとした。曲線が
本発明の直流高電圧供給システムを組合せた前置増幅器
を用いた場合の計測誤差を示したものである。曲線が
従来の直流高電圧供給システムを組合せた前置増幅器を
用いた場合の結果である。曲線から、信号電流が２×
１０^-2［Ａ］程度までほとんど計測誤差がないことを示
している。従って、本発明の直流高電圧供給システムを
用いることにより、センサ信号に大きい直流電流成分が
含まれる領域における入出力直線性を大幅に拡大もしく
は改善が可能になる。

【００６８】従来の直流高電圧供給システムを用いた場
合には、曲線からわかるように、２×１０^-5［Ａ］程
度から計測誤差が増加し始め、１×１０^-3［Ａ]では、
おおよそ３０％の計測誤差が生じることを示しており、
１×１０^-3［Ａ]の電流レベルでは実用に供しえないこ
とがわかる。以上のことから、本発明の直流高電圧供給
システムを用いることによって、従来のものよりも１０
００倍以上、計測範囲を大きくできることがわかる。

【００６９】また、図１に示される実施例においては、
小抵抗として２本の抵抗素子（７ａ及び７ｂ）を用い、
１つの抵抗、例えば小抵抗７ａの両端に生じる直流電圧
を当該両端に接続された直流信号計測用端子１１に電圧
計を接続して計測することにより、放射線センサの直流
電流領域での計測をも可能にした。この結果、パルス計
測、ゆらぎ信号計測に加え直流電流計測と３方式の計測
方法をつなぐことによって極めて広い計測範囲の有する
放射線計測システムの実現を可能にした。

【００７０】絶縁抵抗が低い放射線センサにおける計測
誤差の改善について以下に説明する。

【００７１】核分裂計数管電離箱では高温ガス炉のよう
な８００℃以上の高温の原子炉内で用いられるものもあ
る。このような放射線センサでは、高温によりセンサ内
絶縁体及び信号伝送同軸ケーブル内絶縁物の電気抵抗が
低下するため、図１に示されるように信号ラインに漏れ
電流Ｉ_d及びＩ_Cが流れる。この漏れ電流によりセンサ電
極間電圧が低下し、計測誤差を生じる。また、図１に示
されるように直流信号電流ｉ_sDから放射線々量を計測す
る方式では、漏れ電流Ｉ_d及びＩ_Cが直流信号電流ｉ_sDに
加算されるため大きな計測誤差となる。

【００７２】信号の直流成分をｉ_sD、放射線センサの絶
縁体の絶縁抵抗Ｒ_dを介しての漏洩電流をＩ_d、信号伝送
同軸ケーブルの絶縁抵抗Ｒ_Cを介しての漏洩電流をＩ_Cと
すると、従来の直流高電圧供給システムのセンサ高圧電
源用負荷抵抗１０６のＲ_L及び本発明の直流高電圧供給
システムの直列の全抵抗ｒ_Tに流れる直流電流は、
ｉ_sD、Ｉ_d及びＩ_Cを合計したＩ_Lになる。従って、放射
線センサの電極間電圧はそれぞれの場合下式で表され
る。

【００７３】従来の直流高電圧供給システムの場合

【数１２】 Ｖ_dR＝Ｖ_d0−Ｒ_L（ｉ_sD＋Ｉ_d＋Ｉ_C）＝Ｖ_d0−Ｒ_L・Ｉ_L （１２） 本発明の直流高電圧供給システムの場合

【数１３】 Ｖ_dC＝Ｖ_d0−ｒ_T（ｉ_sD＋Ｉ_d＋Ｉ_C）＝Ｖ_d0−ｒ_T・Ｉ_L （１３） 計測誤差を表す式は、先に説明した式（１０）及び式
（１１）における直流電流ｉ_sDがＩ_Lに変わるだけであ
るから、それぞれの場合、下式のようになる。

【００７４】従来の直流高電圧供給システムの場合

【数１４】 本発明の直流高電圧供給システムの場合

【数１５】 図７は、上記の計測誤差による比較を示し、高温環境下
で作動させる核分裂計数管電離箱のように絶縁抵抗が低
い放射線センサの直流高電圧供給システムとして、本発
明のものを用いた場合に、従来のものよりも計測範囲を
大幅に拡大できることを示した図である。本図は絶縁抵
抗の低下に伴って計測誤差がどのように変化するかを比
較したものである。横軸は絶縁体の抵抗値の逆数で目盛
られている。曲線は本発明の直流高電圧供給システム
を用いた場合のゆらぎ計測方式による計測誤差を、曲線
は従来のものを用いた場合のゆらぎ計測方式による計
測誤差を示したものである。曲線は以下に簡単に説明
する従来のＤＣチャンバの直流電流信号から放射線々量
を計測する方式における計測誤差を示したものである。

【００７５】中性子の検出方式として、高温（６００〜
８００°Ｃ）原子炉内の高い中性子束を測定するには、
中性子センサとしての核分裂計数管の出力のゆらぎ信号
（交流信号）を計測する方法と、中性子センサとしての
核分裂電離箱（ＤＣチャンバ）の直流電流信号を計測す
る方法とがある。ＤＣチャンバでは直流信号を直接計測
するため、電流計測器はグラウンドから浮かせて使用さ
れる例が多い。従って、ＤＣ直接計測の高圧電源には負
荷用抵抗はない。かかるＤＣチャンバ方式による計測に
おける計測誤差Ｅ_rDC［％］は次式により表される。

【００７６】

【数１６】 ここで、Ｉ_fuはフルパワーにおける電流値を、Ｉ_leは絶
縁物の漏洩電流を、Ｖａはセンサ高圧電圧を、Ｒ_insは
高温における絶縁物の抵抗を示す。

【００７７】図７において、曲線から、本発明の直流
高電圧供給システム用いた場合の計測誤差は、５×１０
³Ω（２×１０^-4Ω^-1)位までは、ほとんどないことがわ
かる。曲線から、従来の直流高電圧供給システムを用
いた場合の計測誤差は、約３．３×１０⁵Ω（３×１０
^-6Ω^-1）程度から計測誤差が増加し始め、１×１０⁵Ω
（１×１０^-5Ω^-1)では計測誤差がおおよそ３０％にも
なることがわかる。曲線は直流電流でセンサ信号を計
測した場合の計測誤差を示したものであるが、約２×１
０^７Ω（５×１０^-8Ω^-1）程度から計測誤差が増加し始
め、約５×１０⁵Ω（２×１０^-6Ω^-1）では計測誤差が
おおよそ３０％にもなることがわかる。このように、漏
れ電流が大きくなる高温環境下では、高圧電源から流れ
る直流信号電流から中性子束等の放射線々量を計測する
ことは事実上不可能であった。つまり、従来のゆらぎ信
号計測方式及びＤＣチャンバ方式では、高温環境下での
計測が困難であった。

【００７８】以上のことから、本発明の直流高電圧供給
システムを採用して核分裂計数管電離箱のゆらぎ信号か
ら中性子束を計測する方法を用いることにより、従来の
計測系に比べて１／１０００低下した絶縁抵抗の条件に
おいても、充分少ない計測誤差で測定が可能になること
がわかる。従って、従来の方式では測定できなかった非
常に高い温度環境下（例えば、上記の８００°Ｃ以上の
高温の原子炉内）においても、本発明の直流高電圧供給
システムを用いて電流ゆらぎ信号から放射線々量を計測
することにより、放射線測定が可能になった。即ち、本
発明の直流高電圧供給システムを用いることにより、セ
ンサ絶縁体あるいは信号伝送同軸ケーブルによる漏れ電
流が大きい領域において、入出力直線性を大幅に拡大も
しくは改善することが可能になった。

【００７９】次に、信号周波数の違いによって前置増幅
器に入力する電流が変わる様子を表す周波数特性が本発
明により改善されることを以下に示す。

【００８０】図８は、本発明の直流高電圧供給システム
２０と組合わされた前置増幅器と従来の直流電圧供給シ
ステム１２０と組合わされた前置増幅器との周波数特性
（信号周波数に対する入力電流の変化）を比較して示し
たものである。なお、一例として、核分裂計数管電離箱
を１０桁以上の中性子束計測に必要な信号の周波数帯域
を曲線により合わせて示してある。なお、比較のため
の諸元は、本発明、従来とも信号伝送同軸ケーブルの特
性インピーダンスが５０Ω、カップリングコンデンサの
Ｃ_iは同一の１８μＦ、及びパルス増幅部は同一の特
性、即ち、Ｒ_i＝５０Ω、同一のＲ_f及びＣ_fとし、本発
明においては全抵抗ｒ_Tを５０Ω、Ｌを４７ｍＨとし、
従来のものにおいてはＲ_Lを５０ｋΩとした。

【００８１】入力電流の変化は、核分裂計数管電離箱の
信号ラインから前置増幅器１又は１０１の信号入力部２
又は１０２に流入する信号の交流成分Ｉ_Sとカップリン
グコンデンサ３又は１０３を通してパルス増幅部８又は
１０８に入力される電流Ｉ_iの比をデシベル（ｄＢ）、
即ち２０Ｌｏｇ（Ｉ_i／Ｉ_S)で示している。なお、比較
のための諸元は、本発明、従来とも信号伝送同軸ケーブ
ルの特性インピーダンスが５０Ω、カップリングコンデ
ンサのＣ_iは同一の１８μＦ、及びパルス増幅部は同一
の特性、即ち、Ｒ_i＝５０Ω、高域遮断周波数を決定す
る時定数はＲ_f・Ｃ_f＝２．３×１０^-9秒とし、本発明に
おいては全抵抗ｒ_Tを５０Ω、Ｌを４７ｍＨとし、従来
のものにおいてはＲ_Lを５０ｋΩとした。

【００８２】図中の曲線は本発明の直流高電圧供給シ
ステム２０を含めた前置増幅器の周波数帯域（低周波数
側で電流比が−３ｄＢになる周波数から高周波数側で電
流比が−３ｄＢになる周波数の幅）を示したものであ
る。曲線は従来の直流電圧供給システム１２０を含め
た前置増幅器の周波数帯域を示したものである。曲線
は核分裂計数管電離箱の電流パルスとゆらぎ電流信号を
計測するに必要な周波数帯域である。曲線及びの比
較から明らかなように、両方の周波数帯域には大きな違
いがないこと、更に１０³〜１０⁷Ｈｚの４桁の周波数帯
域において、増幅率は一定であることを示しており、即
ち、周波数帯域の全域にわたって信号電流と入力電流の
比（Ｉ_i/Ｉ_S）が０ｄＢで一定であることがわかる。Ｉ_i
／Ｉ_Sが０ｄＢであるということはＩ_i＝Ｉ_Sであり、信
号電流が変化なくパルス増幅部に流入することを表して
いる。

【００８３】これを核分裂計数管電離箱の出力信号の周
波数帯域と比較してみると、出力信号の周波数帯域は直
流高電圧供給システム２０を含めた前置増幅器の増幅率
が一定な範囲に充分余裕をもって入っており、本発明の
直流高電圧供給システムと組合わされた前置増幅器が低
周波から高周波までの信号増幅を充分カバーしているこ
とを示している。即ち、曲線は曲線に比べて周波数
帯域が充分狭く、完全に曲線の内側に位置している。
これは、核分裂計数管電離箱信号を計測するに必要な全
周波数成分が Ｉ_i／Ｉ_Sが０ｄＢの領域に入っており、
信号が変動なく増幅されることを示している。

【００８４】図９は、チョークを放射線センサの高圧電
源用負荷とした本発明の直流高電圧供給システムと前置
増幅器との組合わせにおいて、チョーク６のインダクタ
ンスＬとカップリングコンデンサ３のキャパシタンスＣ
_iの組み合わせの違いによる直流高電圧供給システムを
含めた前置増幅器の周波数特性を比較したものである。
詳細には、図９は、カップリングコンデンサ３のキャパ
シタンスＣ_iの値を、本発明の上述の計算式（２）によ
って決定した場合と、チョーク６のインダクタンスＬを
固定して、カップリングコンデンサ３のキャパシタンス
Ｃ_iを入力信号が充分通過するいろいろな値に選んだ場
合の周波数特性を比較したものである。曲線は、本発
明の直流高電圧供給システムを含めた前置増幅器の好適
な周波数特性である。この場合は、チョーク６のインダ
クタンスＬを０．０４７Ｈ、カップリングコンデンサ３
のキャパシタンスＣ_iの値を１８μＦにした。曲線、
及びは、カップリングコンデンサのキャパシタンス
Ｃ_iの値をそれぞれ４．５μＦ、１．８μＦ及び０．５
μＦにした場合の周波数特性である。本発明の直流高電
圧供給システムと前置増幅器との組合せは、適正なイン
ダクタンスとキャパシタンスの組み合わせにより設計さ
れているため、周波数特性曲線では１０³〜１０⁷Ｈｚ
の周波数帯域にわたって、増幅率は一定である、即ち、
信号電流と入力電流の比（I_i/Ｉ_S）が一定である。

【００８５】これに対して、インダクタンスとキャパシ
タンスの他の組合せでは、特性曲線、及びに示さ
れるように、低周波領域において、チョーク６とカップ
リングコンデンサ３の共振により、約２、５及び１０ｄ
Ｂもの増幅率の鋭いピークが生じていることがわかる。
このような増幅率の鋭いピークは、信号ラインから前置
増幅器に入る低周波雑音を極度に大きくすることにな
り、放射線センサ信号を計測する際のＳ／Ｎ比（信号対
雑音比）を低下させる原因になる。

【００８６】このように、本発明の直流高電圧供給シス
テムを含めた前置増幅器では、チョーク６のインダクタ
ンスとカップリングコンデンサ３のキャパシタンスを適
性な大きさに設計している結果、極めて良好な周波数特
性、即ちフラットな周波数特性が得られた。

【００８７】次に、入力インピーダンスの改善について
以下に説明する。

【００８８】放射線センサの信号は高速かつ微小である
ため、放射線センサから前置増幅器までの信号伝送には
高周波信号伝送に優れた性能を有する同軸ケーブルが用
いられる。同軸ケーブルを用いた高周波信号伝送におい
ては、直流高電圧供給システムを含めた前置増幅器入力
でのパルスの反射を防ぐため、同軸ケーブルと、直流高
電圧供給システムを含めた前置増幅器の入力インピーダ
ンスを整合させることが重要であり、更に、入力インピ
ーダンスが信号周波数帯域において変動のないことが要
求される。

【００８９】図１０は本発明及び従来の直流高電圧供給
システムと組合わされた前置増幅器の入力インピーダン
スが入力信号周波数の変化でどのように変動するかを比
較したものである。具体的には、当該入力インピーダン
スは、図１及び図１３に示される構成において、前置増
幅器１及び１０１の信号入力部２及び１０２からみた入
力インピーダンスである。なお、比較のための諸元は、
本発明及び従来とも信号伝送同軸ケーブルの特性インピ
ーダンスは高周波伝送に最適な５０Ω、カップリングコ
ンデンサ３，１０３のＣ_iは同一の１８μＦ、及びパル
ス増幅部８，１０８は同一の特性、即ち、Ｒ_i＝５０
Ω、同一のＲ_f及びＣ_fとし、本発明においては全抵抗ｒ
_Tを５０Ω、Ｌを４７ｍＨとし、従来のものにおいては
Ｒ_Lを５０ｋΩとした。

【００９０】図１０において、曲線は本発明の直流高
電圧供給システム２０を含めた前置増幅器１の入力イン
ピーダンスを、また曲線は従来の直流高電圧供給シス
テム１２０を含めた前置増幅器１０１の入力インピーダ
ンスを示している。本発明の場合には、入力インピーダ
ンスは、１０²〜１０³Ｈｚの低周波数領域で少しの変化
が見られるが、１０³Ｈｚ以上の周波数で全域において
５０Ω一定であることがわかる。従来の場合では周波数
が １０³Ｈｚ以下で入力インピーダンスが増大すること
を表している。ただし、これらの低い周波数領域での入
力インピーダンスの変化は、検出信号の周波数帯域以下
で生じているもので、実用上では問題ない。

【００９１】従って、本発明によれば、前置増幅器１の
入力インピーダンスが信号伝送同軸ケーブル１１１の特
性インピーダンスに実質的に等しい場合には、直流高電
圧供給システムを含む前置増幅器１の信号入力部２から
見た入力インピーダンスが放射線センサ１１２の信号の
交流成分を通すのに要する周波数帯域において実質的に
変動しないように、信号入力部２から直流高圧電源側を
見た当該直流高電圧供給システムのインピーダンスが、
前置増幅器１の入力インピーダンスより十分高ければよ
い。更に、直流高電圧供給システムのセンサ高圧電源用
負荷チョーク６と前置増幅器１のカップリングコンデン
サ３との共振作用を積極的に用いて、センサ高圧電源用
負荷チョーク６のインダクタンスＬとカップリングコン
デンサ３のキャパシタンスＣ_iとを適切な値にすること
により、信号入力部２から見た上記入力インピーダンス
が変動しない範囲は上記周波数帯域の低域側に広げるこ
とができる。

【００９２】図１１は、チョークを放射線センサの高圧
電源用負荷とした本発明の直流高電圧供給システム２０
と前置増幅器１との組合せにおいて、チョーク６のイン
ダクタンスとカップリングコンデンサ３のキャパシタン
スの組み合わせの違いによる直流高電圧供給システムを
含めた前置増幅器の入力インピーダンスの変化を比較し
たものである。詳細には、図１１は、上述した実施例の
ようにカップリングコンデンサ３のキャパシタンスＣ_i
を適性に設計した場合と、入力パルス信号の通過条件か
ら適当に決めた場合とで比較したものである。曲線は
上述の実施例の入力インピーダンスであり、全周波数領
域において一定していて、設計した値５０Ωが得られる
ことがわかる。曲線、及びはキャパシタンスを小
さくしていった場合の入力インピーダンスの変化を示し
たものである。これらの曲線から、低周波領域において
入力インピーダンスが急激に増大し、しかもキャパシタ
ンスを小さくすればするほど高い周波数から入力インピ
ーダンスが増加し、５０Ωが得られる周波数帯域が狭ま
ることを示している。

【００９３】図１２に、参考として、高抵抗１０６を放
射線センサの高電圧用負荷とした従来型の直流高電圧供
給システム１２０と前置増幅器１０１との組合せにおい
て、カップリングコンデンサ１０３のキャパシタンスＣ
_i を入力パルス信号の通過条件から適当な大きさに選ん
だ時、入力インピーダンスが入力信号の周波数によって
どのように変動するかを示す。なお、負荷抵抗は５０ｋ
Ωである。曲線がキャパシタンスを１８μＦにした時
の入力インピーダンスである。曲線、及びはキャ
パシタンスを小さくしていった場合の入力インピーダン
スの変化を示したものである。従来の直流高電圧供給シ
ステム１２０を含めた前置増幅器１０１ではどのような
キャパシタンスを選んでも、低周波領域において入力イ
ンピーダンスは急激に増大することがわかる。なお、従
来型の直流高電圧供給システム１２０を含めた前置増幅
器１０１においても、キャパシタンスを小さくすればす
るほど、高い周波数から入力インピーダンスが増加し、
５０Ωが得られる周波数帯域が狭まることを示してい
る。

【００９４】最後に、本発明の直流高電圧供給システム
を実際の放射線センサあるいは中性子センサに適用した
場合、当該システムのセンサ高圧電源用負荷チョークの
インダクタンス、それに直列接続される抵抗、及びカッ
プリングコンデンサのキャパシタンスの実際的な範囲に
ついて説明する。

【００９５】センサ高圧電源用負荷チョークに抵抗を直
列接続状態に付加する目的は以下の理由による。チョー
クとカップリングコンデンサによる共振を生じさせない
ためには、チョークのインダクタンスの値に応じてカッ
プリングコンデンサのキャパシタンスを大きくする必要
があるが、この時、チョークに直列に接続された小抵抗
は、キャパシタンスが極度に大きくなるのを防ぐ働きを
するため、比較的小さなキャパシタンスで共振をなくす
ことができるようになる。一方、この抵抗を大きくする
と、信号の直流電流成分が大きくなった時に電圧降下が
生じ、放射線センサあるいは中性子センサの直流印加電
圧が低下して誤差を生じさせ、従来の高抵抗負荷型の直
流高電圧供給システムに近づくことになる。従って、こ
の抵抗の大きさを決定する条件は、信号の直流電流成分
が大きくなった時のセンサへの印加電圧の降下をどの程
度許容するかとなる。即ち、最大の直流電流をどのよう
な値にとるか、センサ印加電圧降下（計測誤差）をどの
程度にするかによって決まるため、相互に関連する。電
圧降下Ｖ_d［Ｖ］を表す式は、抵抗の値をｒ_T［Ω］、信
号の直流電流成分をｉ_sD［Ａ］、センサ漏洩電流をＩ_d
［Ａ］、及び信号伝送同軸ケーブルの漏洩電流をＩ
_C［Ａ］、これら電流の和をＩ_L［Ａ］とすると次式で表
される。

【００９６】

【数１７】 Ｖ_d＝ｒ_T・Ｉ_L＝ｒ_T（ｉ_sD＋Ｉ_d＋Ｉ_C） ［Ｖ］ （１７） 例えば、センサの印加電圧Ｖ_aを２００［Ｖ］、直流信
号電流と漏洩電流の合計の最大電流Ｉ_Lを２０［ｍ
Ａ］、電圧降下の許容パーセントＰ_aを０．５％とする
と、

【数１８】 従って、電圧降下許容値を０．５％として、直列の抵抗
ｒ_Tを１０［Ω］とすれば、最大直流電流は１００［ｍ
Ａ］まで許容されることになる。一方、直列抵抗を１×
１０³［Ω］とすれば最大直流電流は１［ｍＡ］とな
る。但し、電圧降下許容値が５％までの場合には１０
［ｍＡ］となる。このセンサ印加電圧及び電圧降下許容
値はセンサの特性仕様により決まる値である。センサの
仕様は本発明とは別の事項である。例えば、この仕様と
して、センサ印加電圧を２００［Ｖ］、電圧降下許容値
を０．５％、最大直流電流を１００〜１［ｍＡ］の範囲
とすると、直列の抵抗は１０〜１×１０³［Ω］とな
る。

【００９７】センサ高圧電源用負荷チョーク６のインダ
クタンスは、主として信号増幅系の低域遮断周波数をど
のような値にするかに依存する。信号伝送同軸ケーブル
の特性インピーダンスを５０［Ω］とした場合、直列の
抵抗ｒ_Tを上記の値の範囲の１つ、５０Ω、パルス増幅
部８の入力インピーダンス要素４の抵抗Ｒ_iを５０
［Ω］に選定し、一方、低域遮断周波数ｆ_Lはおよそ１
７Ｈｚからその１０００倍程度、即ち、１７ｋＨｚ程度
が考えられるので、式（１）により、チョークのインダ
クタンスの値は０．４７〜４．７×１０^-4Ｈとなる。

【００９８】カップリングコンデンサ３のキャパシタン
スは、式（２）に上記チョークのインダクタンスの値を
入れることにより求まり、２×１０^-4〜２×１０
^-7［Ｆ］となる。

【００９９】センサ高圧電源用負荷チョーク６のインダ
クタンス及びカップリングコンデンサ３のキャパシタン
スを上記した範囲にすると、チョーク６とカップリング
コンデンサ３との共振によって生じる信号振幅の変動は
前置増幅器の周波数特性において３０％以下に押さえら
れ得る。

【０１００】本発明の直流高電圧供給システム２０を含
めた前置増幅器１の総合入力インピーダンスの実際の範
囲は、以下の考え方から１００〜３００×１０⁶［Ｈ
ｚ］の周波数帯域において３０〜１００［Ω］の範囲を
取り得る。パルス計測系ではセンサの出力電流パルス
（立ち上がり時間１．０×１０^-8秒程度）をパルス波形
を変えずに増幅するためには、これより速いパルス増幅
器が必要である。そこで、パルス増幅器の立ち上がり時
間を信号パルスのそれの約１／１０とする。３００×１
０⁶［Ｈｚ］を立ち上がり時間に換算すると約１．２×
１０^-9秒である。この３００×１０⁶［Ｈｚ］が周波数
帯域の上限となる。

【０１０１】次に、センサのゆらぎで計測する回路系
（通称ＭＳＶ系又はキャンベル系と呼ばれる。）では、
センサからの検出信号のゆらぎ成分の内、数ｋＨｚから
数百ｋＨｚの周波数成分を選択して計測される。ゆらぎ
信号を増幅する前置増幅器（ＡＣ型）では、その周波数
帯域は上記の周波数成分を充分カバーしていることが要
求される。高域帯域遮断周波数である上記の上限３００
×１０⁶［Ｈｚ］は、この要求を充分満たしている。低
域遮断周波数は、余裕を与えるため、ゆらぎの低周波帯
域である数ｋＨｚの１／５０〜１／５００程度にする。
従って、低域遮断周波数は１００［Ｈｚ］あれば充分要
求を満たすことができる。

【０１０２】次に、中性子検出器等に使用されている信
号伝送ケーブルのインピーダンスが３０、５０、７５及
び９３Ωであるため、総合入力インピーダンスは３０〜
１００Ωの範囲が適する。

【０１０３】以上、本発明を実施例に基づいて詳述した
が、本発明は、上記実施例における信号伝送同軸ケーブ
ル１１１がなく放射線センサ１１２が直流高電圧供給シ
ステム２０を含む前置増幅器１が直結されている場合に
も適用可能であることは明らかである。

【０１０４】また、実施例においては、直流高電圧供給
システム２０を前置増幅器１の中に一体的に組み込んだ
構造について説明したが、本発明は直流高電圧供給シス
テム２０を前置増幅器１から独立させて信号伝送同軸ケ
ーブル１１１に接続させてもよい。

【０１０５】

【発明の効果】本発明は、以上説明したように構成され
ているので、以下に記載されるような効果を奏する。

【０１０６】直流高電圧電源からの高電圧がチョーク手
段を介して放射線センサあるいは中性子センサに供給さ
れることになり、チョーク手段は実質的に抵抗分がない
ので、直流高電圧供給システムにおいて、電圧降下が発
生することがない。また、センサから生じる信号の交流
成分が占める周波数帯域においてチョーク手段のインピ
ーダンスを前置増幅器の入力インピーダンスより十分大
きく取れ、それにより当該信号が直流高電圧供給システ
ムへ分流することがない。

【０１０７】直流高電圧供給システムにおいて、電圧降
下が発生しないので、測定する放射線々量とセンサ出力
との比例性が失われることなく、計測範囲が制限されな
いため放射線センサの性能を低下させることがない。

【０１０８】また、従来の方式では測定できなかった非
常に高い温度環境下（例えば、８００°Ｃ以上の高温の
原子炉内）において、放射線センサあるいは中性子セン
サの絶縁体や信号伝送同軸ケーブルの絶縁抵抗が低下し
てもチョーク手段の抵抗が実質的にないので電圧降下が
実質的に生じないため、本発明の直流高電圧供給システ
ムを用いることにより放射線測定が可能になった。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による一実施例の直流高電圧供給システ
ム２０を一体的に含む前置増幅器１の回路構成を示し、
放射線センサ１１２に信号伝送同軸ケーブル１１１を介
して接続された状態を示した図である。

【図２】図１に示される直流高電圧供給システムをＡＣ
型あるいは広領域型前置増幅器と組み合わせた場合にお
いて、当該システムの直列の全抵抗ｒ_Tをパラメータに
取ったときの全体の周波数特性の変化を示す図である。

【図３】図１に示される直流高電圧供給システムをＡＣ
型あるいは広領域型前置増幅器と組み合わせた場合にお
いて、カップリングコンデンサ及び全抵抗の大きさの組
合せにより同様の全体の周波数特性が得られることを示
す図である。

【図４】放射線センサの印加電圧に対する出力電流特性
を示す図である。

【図５】誤差評価のため、核分裂計数管を原子炉内で試
験した結果得られた揺らぎ信号計測の時のプラトー特性
を示す図である。

【図６】本発明の直流高電圧供給システムと前置増幅器
との組合せと従来の直流高電圧供給システムと前置増幅
器との組合せとにおける信号電流が増加したときの計測
誤差の比較を示す図である。

【図７】本発明の直流高電圧供給システムと従来のもの
とにおける放射線センサの絶縁物や信号伝送同軸ケーブ
ルの絶縁抵抗が低下したときの計測誤差の比較を示す図
である。

【図８】本発明の直流高電圧供給システムと組合わされ
た前置増幅器と従来の直流電圧供給システムと組合わさ
れた前置増幅器との周波数特性（信号周波数に対する入
力電流の変化）の比較を示す図である。

【図９】チョークを放射線センサの高圧電源用負荷とし
た本発明の直流高電圧供給システムと前置増幅器との組
合わせにおいて、チョークのインダクタンスＬと組合わ
されるカップリングコンデンサのキャパシタンスＣ_iの
違いによる直流高電圧供給システムを含めた前置増幅器
の周波数特性を比較した図である。

【図１０】本発明及び従来の直流高電圧供給システムと
組合わされた前置増幅器の入力インピーダンスが入力信
号周波数の変化でどのように変動するかを比較した図で
ある。

【図１１】チョークを放射線センサの高圧電源用負荷と
した本発明の直流高電圧供給システムと前置増幅器との
組合せにおいて、カップリングコンデンサのキャパシタ
ンスをパラメータにしたときの総合の入力インピーダン
スの周波数特性を示す図である。

【図１２】高抵抗を放射線センサの高電圧用負荷とした
従来型の直流高電圧供給システムと前置増幅器との組合
せにおいて、カップリングコンデンサのキャパシタンス
Ｃ_i をパラメータにしたときの総合の入力インピーダン
スの周波数特性を示す図である。

【図１３】従来の直流電圧供給システムを一体的に含む
前置増幅器を信号伝送同軸ケーブルを介してガス電離型
放射線センサに接続した例を示す図である。

【符号の説明】

１：前置増幅器 ２：信号入力部 ３：カップリングコンデンサ ４：パルス増幅部入力インピーダンス要素 ５：直流高圧電源接続用端子 ６：センサ高圧電源用負荷チョーク ７ａ，７ｂ：小抵抗 ８：パルス増幅部 ９：信号出力部 １０：パルス増幅部高周波遮断時定数回路 １１：直流信号計測用端子 ２０：直流高電圧供給システム １１１：信号伝送同軸ケーブル １１２：放射線センサ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平４−31787（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−138241（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−2682（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−187885（ＪＰ，Ａ) 特開 昭55−26484（ＪＰ，Ａ) 特開 昭51−67177（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−236988（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−17587（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−36980（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−50500（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−111979（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−250396（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−171070（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−199745（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−236741（ＪＰ，Ａ) 実開 平２−35431（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) G01T 1/175 H01F 37/00

Claims (6)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流高電圧を供給されて動作するタイプ
   の放射線センサあるいは中性子センサと、前記センサに
   結合され前記センサからの信号を増幅する増幅部とを含
   む放射線あるいは中性子の測定装置に用いられ、直流高
   電圧電源から前記センサに直流高電圧を供給するシステ
   ムにおいて、 前記直流高電圧電源と前記センサとの間に接続されたチ
   ョーク手段を備えることを特徴とする直流高電圧供給シ
   ステム。
2. 【請求項２】 請求項１記載の直流高電圧供給システム
   において、前記チョーク手段に直列接続された少なくと
   も１つ以上の抵抗を更に備えることを特徴とする直流高
   電圧供給システム。
3. 【請求項３】 請求項２記載の直流高電圧供給システム
   において、前記少なくとも１つ以上の抵抗の両端電圧を
   計測するための端子手段を更に備えることを特徴とする
   直流高電圧供給システム。
4. 【請求項４】 請求項３記載の直流高電圧供給システム
   において、両端電圧を計測される抵抗が、前記直流高電
   圧電源と前記チョーク手段との間に介挿されていること
   を特徴とする直流高電圧供給システム。
5. 【請求項５】 請求項２記載の直流高電圧供給システム
   において、前記抵抗の１つが前記センサ及び前記増幅部
   の結合点と前記チョーク手段との間に介挿されているこ
   とを特徴とする直流高電圧供給システム。
6. 【請求項６】 請求項１乃至５のいずれか一項に記載の
   直流高電圧供給システムにおいて、 前記センサは、前記センサの信号の交流成分を通すのに
   要する周波数帯域において所定の特性インピーダンスを
   有する信号伝送線路を介して、前記周波数帯域において
   前記所定の特性インピーダンスと実質的に同じ入力イン
   ピーダンスを有する前記前置増幅器に接続され、 前記直流高電圧供給システムが前記信号伝送線路及び前
   記増幅部の接続点に接続され、 前記信号伝送線路及び前記前置増幅器の接続点から前記
   直流高電圧電源側を見た前記直流高電圧供給システムの
   インピーダンスは、前記直流高電圧供給システムを含む
   前記増幅部の前記信号伝送線路及び前記増幅部の接続点
   から見た入力インピーダンスが前記周波数帯域において
   実質的に変動しないように前記増幅部の入力インピーダ
   ンスより十分高いことを特徴とする直流高電圧供給シス
   テム。