JP3445497B2 - ダイオードレス多重出力コンバータ用の方法および装置 - Google Patents

ダイオードレス多重出力コンバータ用の方法および装置

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JP3445497B2 JP20614398A JP20614398A JP3445497B2 JP 3445497 B2 JP3445497 B2 JP 3445497B2 JP 20614398 A JP20614398 A JP 20614398A JP 20614398 A JP20614398 A JP 20614398A JP 3445497 B2 JP3445497 B2 JP 3445497B2
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transistor
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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は一般的に電力コンバ
ータに関し、特に多重出力コンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】多重出力コンバータは、最新の電子工学
で多重電圧レベルに対する需要が増加するにしたがって
ますます人気がでてきた。伝統的に、コンバータの一次
出力は一次パルス幅変調（PWM ）制御回路にフィードバ
ックされるエラー電圧信号により調整され、二次出力は
線形レギュレータまたは磁気増幅器のいずれかにより調
整されている。
【０００３】コンバータ回路において線形レギュレータ
を使用したものを図１に示す。出力端子＃１に電力を発
生させる一次出力補助回路には二次コイル１０が含まれ
ている。この二次コイル１０は一次コイル２１に応答し
て、ダイオード１２とコンデンサ１４を通る電圧／電流
を発生させる。出力端子＃１からのフィードバック線１
６は、絶縁ユニット１９を通して一次PMW 制御回路１８
に接続されている。一次PMW 制御回路１８はフィードバ
ック信号のレベルを検出し、これに対応して、トランジ
スタ１７の制御ゲートに対する電圧すなわちトランジス
タをターンオンおよびターンオフさせる電圧の変動を調
整し、これにより一次コイル２１を通る電流の変動を調
整する。一次コイル２１を通る電流の変動は、電流変動
の周波数に対応する強さを持つ磁界を一次コイル２１に
発生させる。磁界は次に二次コイル１０に影響を与え、
二次コイル１０により（ダイオードを通して）一次出力
補助回路の出力端子＃１に電圧／電流を発生させる。
【０００４】出力端子＃２に電圧／電流を発生させる二
次補助回路には二次コイル２２が含まれており、この二
次コイル２２は一次コイル２１に応答してダイオード２
４とコンデンサ２６を通る電圧／電流を発生させる。二
次補助回路では、出力端子＃２における出力が線形降下
レギュレータ１６により調整される。線形レギュレータ
を使用するのはかなり簡単であるが、線形レギュレータ
の効率が比較的低いことからその使用は低い電流出力に
制限される。異なる電圧を発生させるためには２つ以上
の二次補助回路が必要となることに留意しなければなら
ない。
【０００５】磁気増幅器を用いる図２を参照すると、一
次出力補助回路は同じであってもよいが、二次補助回路
には一般的に、磁気増幅器３２、ダイオード３４、およ
びコンデンサ３６を通る電圧／電流を発生させる二次コ
イル３１が含まれている。磁気増幅器制御回路３８は出
力端子＃２の電圧レベルを感知してノード３７に対する
制御信号を発生させ、この制御信号は補助回路全体に所
要の出力を生成させる。このタイプの回路は高電流出力
には適しているが、負荷電流が低い場合に出力を制御す
ることが難しい。また、半導体スイッチと比較すると、
このタイプの回路は比較的複雑な回路である。
【０００６】最近、特定用途向け集積回路（ASIC）の形
態とできる二次側後置レギュレータ（SSPR）制御回路の
導入により第３の選択が可能となった。図３を参照する
と、二次コンバータ補助回路には、ダイオード４４、ト
ランジスタＭ１、およびコンデンサ４８を通る電圧／電
流を発生させる二次コイル４２が含まれている。２点
（出力端子＃２と同期ノード）間の電圧／電流レベルを
感知するSSPR PWM ASIC５０は、トランジスタＭ１のゲ
ート端子に対する制御信号を発生させ、出力端子＃２に
発生させる電圧を制御する。SSPR制御回路は磁気増幅器
よりも設計が簡単であり、線形レギュレータよりも効率
がよい。SSPR PWM ASIC を使用するとコンバータの効率
をかなり改善することができ、またコンバータの設計プ
ロセスを簡単にすることができる。一方、SSPR／MOSFET
の組み合わせを使用するコンバータは、磁気増幅器を使
用するコンバータよりも効率的であるわけではない。実
際には、磁気増幅器はSSPR／MOSFETスイッチよりも効率
的なスイッチであると示すことができる。
【０００７】しかしながら、３つのタイプの回路はすべ
て二次側の二次補助回路に対してダイオードを利用して
おり、これは特に低電圧高電流出力の応用に対してコン
バータ効率を減少させる。これら従来のフライバックコ
ンバータは、一次スイッチがターンオンした時にコンデ
ンサが放電するのを防ぐために、図１ないし図３に示す
ように補助回路にダイオードを必要とする。回路パスに
ダイオードを使用すると、約０．６ボルトの電圧降下が
生じる。よって、コンバータ回路で電圧降下がないよう
に、ダイオードのような部品を利用しないコンバータ回
路を提供することが好ましい。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】したがって、ダイオー
ドを必要としないコンバータ補助回路を提供することが
本発明の目的である。順導通をもたらしつつ逆導通を防
ぐためにトランジスタを使用するダイオードレスコンバ
ータ補助回路を提供することが本発明の他の目的であ
る。トランジスタを流れる任意の電流の存在を検出する
のにトランジスタのボディダイオードを用いる、トラン
ジスタを使用したダイオードレスコンバータを提供する
ことが本発明のさらに他の目的である。
【０００９】
【課題を解決するための手段】簡単に説明すると、本発
明の現在好ましい実施形態は、トランジスタを使用して
これを動作させて、コンバータ回路の二次補助回路にお
ける電流の逆導通を防ぐ。従来技術の二次補助回路にお
けるダイオードはトランジスタに置き換えられ、このト
ランジスタを制御する回路は制御回路（ASIC）の一部を
構成する。二次補助回路には、第１のトランジスタＭ
１、コンデンサ６２、および第２のトランジスタＭ２を
通る電圧／電流を発生させるために二次コイル６０が含
まれており、二次補助回路の出力は出力端子＃２に発生
する。制御回路６４の現在好ましい実施形態は、同期ノ
ードおよび出力端子＃２における補助回路出力レベルを
検出し、それにしたがってトランジスタＭ１およびＭ２
を制御して出力端子＃２に所要の出力を発生させる。
【００１０】本発明のこれらならびに他の特徴および効
果は、図面を参照して本発明の以下の詳細な説明を読む
と理解できるであろう。
【００１１】
【発明の実施の形態】本発明の現在好ましい実施形態
は、ダイオードレス二次側後置レギュレーション（DL-S
SPR ）用の新しい回路を提供する。図４を参照して概し
て説明すると、一次出力を発生させるための一次補助回
路は同じにすることができるが、従来技術の二次補助回
路におけるダイオードはMOSFETに置き換えられ、このMO
SFETを制御するための回路は制御回路（ASIC）の一部を
構成する。同時に、二次側後置レギュレーションは別の
MOSFETの使用により維持される。二次補助回路には、第
１のトランジスタＭ１、コンデンサ６２、および第２の
トランジスタＭ２を通る電圧／電流を発生させる二次コ
イル６０が含まれており、二次補助回路の出力は出力端
子＃２に発生する。制御回路６４の現在好ましい実施形
態は、同期ノードおよび出力端子＃２における補助回路
出力レベルを検出し、それにしたがってトランジスタＭ
１およびＭ２を制御して出力端子＃２に所要の出力を発
生させる。
【００１２】図５（ａ）〜（ｇ）には、本発明の好まし
い実施形態の方法をより理解するために、関連する電圧
レベルおよび電流レベルのタイミング図が示されてい
る。図５（ａ）は一次スイッチに対する理想的な電圧波
形Vgs （ゲート−ソース間電圧）を図示しており、これ
は一次側の一次PWM 制御回路により発生される方形波形
である。図５（ｂ）は、一つの理想的な論理同期電圧波
形を図示しており、このケースでは一次スイッチにより
発生された方形波と相補形の方形波形である。ダイオー
ドが使用される従来技術の二次補助回路におけるダイオ
ードを通る電流のタイミング図は図５（ｃ）に示されて
いる。従来技術の二次補助回路のダイオードをトランジ
スタで置換するために、図４に示されているような位置
にトランジスタＭ２が配置されており、このトランジス
タＭ２は一次スイッチがターンオンされる前にターンオ
フさせなければならない。このようにしなければ逆導通
が生じる。図５（ｄ）は従来の制御方法を使用した場合
の電圧波形を図示している。従来の制御方法では、順電
流（または正電圧）がなく、電流の流れる方向が反転し
たこと（または負電圧）を検出した後にのみ、トランジ
スタＭ２がターンオフされる。したがって、トランジス
タＭ２をターンオフさせる際に時間的な遅延があるとコ
ンデンサから電流が放電する。この放電は、図５（ｅ）
において下方向の電流スパイクとして示されている。
【００１３】二次補助回路は一次レギュレーション回路
に対して直接的なリンクを持たないことから、逆導通電
流（下方向の電流スパイク）の発生を避けるために、ト
ランジスタＭ２はちょうどよい時にまたはちょうどよい
時よりわずかに早くターンオフさせなければならない。
図５（ｆ）は、トランジスタＭ２に対する望ましいVgs
タイミング図を示している（これは現在の好ましい実施
形態により発生されるVgs タイミングでもある）。この
ようなタイミングを発生させるために、好ましい実施形
態の回路は、一次スイッチのタイミングを予測して、一
次スイッチがターンオンする前にトランジスタＭ２をタ
ーンオフさせることができなければならない。適切な時
間にトランジスタＭ２がターンオフすると、図５（ｇ）
に示されているように、トランジスタＭ２を流れる電流
がすべての時間期間に対して正のままであり逆導通が避
けられる。
【００１４】一次スイッチのタイミングを予測するため
に、トランジスタＭ２のボディダイオード（またはトラ
ンジスタＭ２のドレイン−ソース間に接続した外部ダイ
オード）とともに、最後の時間期間に対する一次スイッ
チのタイミングを使用する。コイルエネルギが負荷に対
して放電されている状況に対応した上向きのスロープを
有するランプ電圧Vramp が発生され、Vramp はまたVsyn
c の関数として生成される。Vsync は一次スイッチに対
するVgs と相補形である。ランプ電圧の発生は一次スイ
ッチのオンオフタイミングと関係しており、特定の形状
または形態に制限されるものではない。図６は、トラン
ジスタＭ２に対するタイミング制御を決定するためのフ
ローチャートを図示している。トランジスタＭ２は、Vr
amp が基準電圧（Vref）よりも大きい場合にターンオフ
する（７０）。基準電圧は最初０ボルトに設定され、基
準電圧点として使用される。最初の数サイクルの間、ト
ランジスタＭ２はターンオンしたすぐ後にターンオフす
るようにプログラムすることができ、または、最初の数
サイクルの間、単にオフのままにすることができる。次
のステップにおいて、トランジスタＭ２のボディダイオ
ードの両端にかかる電圧が検出される。トランジスタＭ
２がオフの時、トランジスタＭ２のボディダイオードは
導通し、Vds （ドレイン−ソース間電圧）はデバイスに
よって−０．６ボルトまたは他の状態である順方向ボデ
ィダイオード電圧となる。このボディダイオード電圧が
検出され、Vrefがそれにしたがって上方向に調整され
る。第１の予め定められた時間期間よりも長い時間期間
の間、Vds が順方向ボディダイオード電圧と等しい場合
には、Vrefは第１の予め定められた量だけステップ増加
される（７６）。現在の好ましい実施形態では、予め定
められた時間期間は１００nsに設定される。第２の予め
定められた時間期間よりも短い時間期間の間、Vdsが順
方向ボディダイオード電圧と等しい場合には、Vrefは第
２の予め定められた量だけステップ減少される（７
４）。次のサイクルでは、Vsync が０ボルトよりも低い
時にトランジスタＭ２をターンオンさせる。この検出調
整プロセスは連続ループで繰り返される。
【００１５】図７（ａ）〜（ｃ）は、トランジスタＭ２
のボディダイオードの検出電圧レベルとこのような電圧
レベルの期間に相当するVrefとVramp を図示している。
さらに詳細に説明すると、図７（ａ）はトランジスタＭ
２に対するVgs を図示しており、図７（ｂ）はトランジ
スタＭ２に対するVds を図示しており、図７（ｃ）はラ
ンプ電圧Vramp および基準電圧Vrefを図示している。図
７（ｃ）に図示されているように、Vrefが交点８２にお
いてVramp と交差する時、逆導通を防ぐためにトランジ
スタＭ２をターンオフさせる。予め定められた時間期間
（１００ns）よりも長い時間においてトランジスタＭ２
がターンオフすることによりボディダイオード導通が生
じた時には、ボディダイオード導通を最小にするためま
たは防ぐために、Vrefが時間的に後の点においてVramp
と交差して、トランジスタＭ２が時間的に後の点におい
てターンオフするようにVrefは上方向に調整される。一
方、時間期間が予め定められた時間期間よりも短い場
合、例えば時間期間が２０nsよりも短い場合には、逆導
通を防ぐために、トランジスタＭ２が時間的に早くター
ンオフするようにVrefが下方向に調整される。トランジ
スタＭ２は、Vsync が０ボルトより低い時にターンオン
する。
【００１６】トランジスタＭ１の動作に関して図８を参
照すると、トランジスタＭ１は二次補助回路用のPWM ス
イッチとして動作し、コンバータ出力電圧を調整するた
めにDL-SSPR 制御回路６４（図４）により制御される。
一次スイッチがターンオフした後に、相互インダクタン
スがそのエネルギをコンバータ出力（負荷）に放電す
る。DL-SSPR 制御回路６４は、トランジスタＭ１のオン
タイム／オフタイム比を使用して出力電圧を調整する。
一次スイッチのオンタイムは９０で示されており、トラ
ンジスタＭ１のオンタイムは９２で示されている。トラ
ンジスタＭ１のオンタイムの後縁９４を左に調整するこ
とによりトランジスタＭ１のオンタイムを減少させる
と、同様に出力電圧も減少する。トランジスタＭ１のオ
ンタイムの後縁９４を右に調整することによりトランジ
スタＭ１のオンタイムを増加させると、同様に出力電圧
も増加する。
【００１７】これは技術的に普通のことであるが、一次
スイッチがオン（９０）した後でトランジスタＭ１がタ
ーンオン（９２）する前の時間期間である９６で示され
た時間期間の間、同期ノードにおける電圧はコンバータ
の共通ノードに関してフローティングしている。同期ノ
ードにおける電圧は一次スイッチに対してDL-SSPR 制御
回路のタイミングを同期させるために使用されることか
ら、フローティング同期電圧は同期化を困難にする。図
９を参照すると、本発明の好ましい実施形態では、一次
スイッチがオンした時にDL-SSPR 制御回路により（９８
で示されているように）トランジスタＭ１がターンオン
される。
【００１８】本発明は特定のタイプのトランジスタまた
はコンバータ回路に制限されるものではない。NMOS、PM
OSや、他のタイプのトランジスタを使用してここで説明
した方法を達成することができる。本発明を利用するた
めに、他のコンバータ回路配置も適応させることができ
る。図１０（ａ）〜（ｃ）は回路部品の配置における二
次補助回路の代わりの変形例を図示している。さらに詳
細に説明すると、図１０（ａ）は、電圧と、コンデン
サ、トランジスタＭ２およびＭ１を通ってコイルに戻る
対応した電流とを発生させるコイルを図示している。図
１０（ｂ）は、電圧と、トランジスタＭ１およびＭ２、
ならびにコンデンサを通ってコイルに戻る対応した電流
とを発生させるコイルを図示している。図１０（ｃ）
は、電圧と、トランジスタＭ１、インダクタ、コンデン
サ、およびトランジスタＭ２を通ってコイルに戻る対応
した電流を発生させるコイルを図示しており、トランジ
スタＭ１とインダクタとの間に一方の端子、トランジス
タＭ２とコンデンサとの間に他方の端子が接続されるよ
うにダイオードが配置されている。
【００１９】本発明はある好ましい実施形態を参照して
説明したが、本発明はこのような特定の実施形態に制限
されるものでないことを理解すべきである。本発明は特
許請求の範囲を反映したその最も広い意味で理解し、解
釈すべきであるであることが発明者の意図するところで
ある。したがって、特許請求の範囲は、ここに説明した
好ましい実施形態のみならず、この技術分野の通常の知
識を有する者に明らかな他のおよびさらに置換し修正し
たすべてのものを含んでいると理解すべきである。
【００２０】
【発明の効果】本発明の効果は、ダイオードを必要とし
ないコンバータ補助回路を提供できることである。本発
明の他の効果は、順導通をもたらしつつ逆導通を防ぐた
めにトランジスタを使用するダイオードレスコンバータ
補助回路を提供できることである。本発明のさらに他の
効果は、トランジスタを通る任意の電流の存在を検出す
るのにトランジスタのボディダイオードを用いる、トラ
ンジスタを使用するダイオードレスコンバータを提供で
きることである。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、一次補助回路と、線形降下レギュレー
タを使用して出力端子＃２に発生する電圧レベルを調整
する二次補助回路とを有する従来技術のフライバックコ
ンバータを図示したものである。
【図２】図２は、一次補助回路と、磁気増幅器および磁
気増幅器制御回路を使用して出力端子＃２に発生する電
圧レベルを調整する二次補助回路とを有する従来技術の
フライバックコンバータを図示したものである。
【図３】図３は、一次補助回路と、二次側後置レギュレ
ータにより制御されるトランジスタを使用して出力端子
＃２に発生する電圧レベルを調整する二次補助回路とを
有する従来技術のフライバックコンバータを図示したも
のである。
【図４】図４は、一次補助回路と、ダイオードレス二次
側後置レギュレータにより制御されるトランジスタを使
用して出力端子＃２に発生する電圧レベルを調整する二
次補助回路とを有するコンバータ回路を図示したもので
ある。
【図５】図５（ａ）〜（ｇ）は、さまざまな電圧に対す
るタイミング関係を図示している一連のタイミング図を
並置したものである。
【図６】図６は、逆導通を防ぐためにトランジスタのタ
ーンオンおよびターンオフを予測して制御する論理を図
示しているフローチャートである。
【図７】図７（ａ）〜（ｃ）は、ダイオードレス予測回
路に対するタイミング図である。
【図８】図８は、出力電圧の調整状況を図示している。
【図９】図９は、一次スイッチとトランジスタＭ１に対
するVgs との間の電圧タイミング関係を示している。
【図１０】図１０（ａ）〜（ｃ）は、別のコンバータ回
路を図示している。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 シアン・ペイ・イー アメリカ合衆国、ワシントン州 98115、 シアトル、サーティーフィフス・アベニ ュー・エヌ・イー 7030、セミ・テクノ ロジー・デザイン・インコーポレーテッ ド内 (72)発明者 沢幡 悟 埼玉県飯能市南町10番13号 新電元工業 株式会社工場内 (72)発明者 若田部 勝 埼玉県飯能市南町10番13号 新電元工業 株式会社工場内 (56)参考文献 特開 平９−131074（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−33328（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−19260（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−82114（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 3/28

Claims (21)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 磁界を発生させる一次スイッチを有する
    一次コイルと、前記一次コイルに応答して第１の電圧を
    発生させる二次コイルと、前記二次コイルと直列に接続
    され、前記第１の電圧を調整して第２の電圧を発生させ
    る第１のトランジスタと、前記第１のトランジスタと直
    列に接続されたコンデンサと、一方の端子において前記
    コンデンサと他方の端子において前記二次コイルと直列
    に接続された第２のトランジスタとを少なくとも含むエ
    ネルギ源から電圧を発生させる方法において、 前記第１の電圧を調整して、前記一次スイッチがターン
    オフする前の時点に前記第１のトランジスタをターンオ
    ンさせることにより前記第２の電圧を発生させ、 前記第２の電圧の発生に対応する時点に前記第１のトラ
    ンジスタをターンオフさせる時に、前記第２のトランジ
    スタを使用して前記第２の電圧により発生する電流を整
    流し、前記第２のトランジスタの電圧Ｖｄｓの関数とし
    て前記第２のトランジスタを動作させるステップを含
    み、 前記整流ステップが、 前記第１の電圧の関数として周期的なランプ電圧を発生
    させ、 前記ランプ電圧と同じ範囲の電圧を有する基準電圧を発
    生させ、 前記基準電圧が前記ランプ電圧と同じレベルである時
    に、前記第２のトランジスタをターンオフさせるステッ
    プを含む方法。
  2. 【請求項２】 前記第２のトランジスタの電圧Ｖｄｓが
    当該トランジスタのボディダイオードの順方向電圧であ
    る時には前記第２のトランジスタはターンオフし、前記
    Ｖｄｓが前記順方向電圧より小さい時には前記第２のト
    ランジスタはオン状態を維持するように動作するステッ
    プを含む請求項１記載の方法。
  3. 【請求項３】 前記第２のトランジスタの両端にかかる
    電圧Ｖｄｓを感知するステップをさらに含む請求項１又
    は２記載の方法。
  4. 【請求項４】 前記第２のトランジスタ両端の感知され
    た電圧Ｖｄｓの関数として前記第２のトランジスタをタ
    ーンオフさせる時間を決定するステップをさらに含む請
    求項１乃至３のいずれか１記載の方法。
  5. 【請求項５】 前記第２のトランジスタの電圧Ｖｄｓが
    特定のダイオード電圧である期間が第１の予め定められ
    た期間よりも長い時に、前記基準電圧を上側に調整して
    時間的により遅い時点に前記第２のトランジスタをター
    ンオフさせるステップをさらに含む請求項１乃至４のい
    ずれか１記載の方法。
  6. 【請求項６】 前記第２のトランジスタの電圧Ｖｄｓが
    特定のダイオード電圧である期間が第２の予め定められ
    た期間よりも短い時に、前記基準電圧を下側に調整して
    時間的により早い時点に前記第２のトランジスタをター
    ンオフさせるステップをさらに含む請求項１乃至４のい
    ずれか１記載の方法。
  7. 【請求項７】 前記特定のダイオード電圧は、前記第２
    のトランジスタのドレイン端子とソース端子との間に接
    続された外部ダイオードの順方向ダイオード電圧である
    請求項５又は６記載の方法。
  8. 【請求項８】 前記特定のダイオード電圧は、前記第２
    のトランジスタの順方向ボディダイオード電圧である請
    求項５又は６記載の方法。
  9. 【請求項９】 磁界を発生させる一次スイッチを有する
    一次コイルと、 前記一次コイルに応答して第１の電圧を発生させる二次
    コイルと、 前記二次コイルと直列に接続され、前記第１の電圧を調
    整して第２の電圧を発生させる第１のトランジスタと、 前記第１のトランジスタと直列に接続されたコンデンサ
    と、 一方の端子において前記コンデンサと他方の端子におい
    て前記二次コイルと直列に接続された第２のトランジス
    タと、 前記第２の電圧を出力する前記コンデンサ両端の出力端
    子と、 前記第２の電圧に応答して前記第１のトランジスタと前
    記第２のトランジスタを動作させ、ランプ電圧と同じ範
    囲に電圧を有する調整可能な基準電圧を発生するように
    動作して、前記基準電圧が前記ランプ電圧と同じレベル
    である時に前記第２のトランジスタをターンオフさせる
    制御回路とを具備するコンバータ回路。
  10. 【請求項１０】 前記第２のトランジスタは、前記第２
    の電圧による電流の逆導通を阻止し、電圧Ｖｄｓの関数
    として動作する請求項９記載のコンバータ回路。
  11. 【請求項１１】 前記第２のトランジスタの電圧Ｖｄｓ
    が特定のダイオード電圧と等しい期間が第１の予め定め
    られた期間よりも長い時に、時間的により遅い時点に前
    記第２のトランジスタをターンオフさせる請求項９又は
    １０記載のコンバータ回路。
  12. 【請求項１２】 前記第２のトランジスタの電圧Ｖｄｓ
    が特定のダイオード電圧と等しい期間が第２の予め定め
    られた期間よりも短い時に、時間的により早い時点に前
    記第２のトランジスタをターンオフさせる請求項９乃至
    １１のいずれか１記載のコンバータ回路。
  13. 【請求項１３】 前記特定のダイオード電圧は、前記第
    ２のトランジスタの順方向ボディダイオード電圧である
    請求項１１又は１２記載のコンバータ回路。
  14. 【請求項１４】 前記特定のダイオード電圧は、前記第
    ２のトランジスタにおけるドレイン・ソース端子間に接
    続された外部ダイオードの順方向ダイオード電圧である
    請求項１１又は１２記載のコンバータ回路。
  15. 【請求項１５】 前記制御回路は前記磁界を発生させる
    電圧の関数として前記ランプ電圧を発生させる請求項９
    記載のコンバータ回路。
  16. 【請求項１６】 前記一次スイッチが前記一次コイルを
    動作させて前記磁界を発生させ、前記制御回路が前記第
    １の電圧を調整して前記第２の電圧を発生させる際に前
    記第１のトランジスタを動作させると共に、前記一次ス
    イッチがターンオフする前の時点に前記第１のトランジ
    スタをターンオンさせる請求項９記載のコンバータ回
    路。
  17. 【請求項１７】 前記制御回路が、前記第２の電圧を発
    生させる際に前記第１のトランジスタを動作させると共
    に、前記一次スイッチがターンオンする前の時点に前記
    第１のトランジスタをターンオフさせる請求項９記載の
    コンバータ回路。
  18. 【請求項１８】 前記第２のトランジスタの電圧Ｖｄｓ
    が特定のダイオード電圧である期間が第１の予め定めら
    れた期間よりも長い時に、前記制御回路が前記基準電圧
    をより高い電圧方向に調整して時間的により遅い時点に
    前記第２のトランジスタをターンオフさせる請求項９乃
    至１１のいずれか１記載のコンバータ回路。
  19. 【請求項１９】 前記第２のトランジスタの電圧Ｖｄｓ
    が特定のダイオード電圧である期間が第２の予め定めら
    れた期間よりも短い時に、前記制御回路が前記基準電圧
    をより低い電圧方向に調整して時間的により早い時点に
    前記第２のトランジスタをターンオフさせる請求項９乃
    至１１のいずれか１記載のコンバータ回路。
  20. 【請求項２０】 前記第１の予め定められた期間が１０
    ０ｎｓである請求項１１記載のコンバータ回路。
  21. 【請求項２１】 前記第２の予め定められた期間が２０
    ｎｓである請求項１２記載のコンバータ回路。
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