JP3442834B2 - 周波数変換装置 - Google Patents
周波数変換装置Info
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- JP3442834B2 JP3442834B2 JP26835593A JP26835593A JP3442834B2 JP 3442834 B2 JP3442834 B2 JP 3442834B2 JP 26835593 A JP26835593 A JP 26835593A JP 26835593 A JP26835593 A JP 26835593A JP 3442834 B2 JP3442834 B2 JP 3442834B2
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/12—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing by means of semiconductor devices having more than two electrodes
- H03D7/125—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing by means of semiconductor devices having more than two electrodes with field effect transistors
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、周波数ｆ1 の入力信号
を周波数ｆ2 の発振器信号を用いて中間周波数信号ｆ3
へ変換する周波数変換装置に関する。
を周波数ｆ2 の発振器信号を用いて中間周波数信号ｆ3
へ変換する周波数変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】この種の周波数変換装置においては、一
般に入力信号は発振器信号を用いて非直線特性を持つ回
路を介して、混合した結果として特に所望の中間周波数
信号が得られるように制御される。
般に入力信号は発振器信号を用いて非直線特性を持つ回
路を介して、混合した結果として特に所望の中間周波数
信号が得られるように制御される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、相互
変調強度が高くしかも電力消費量が低い冒頭で述べた種
類の周波数変換装置を提供することにある。
変調強度が高くしかも電力消費量が低い冒頭で述べた種
類の周波数変換装置を提供することにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】上述の課題を解決するた
め、本発明によれば、周波数f 1 の入力信号を周波数f 2 の
発振器信号を用いて中間周波数信号f 3 へ変換する周波数
変換装置であって、信号案内路へ並列にスイッチ素子が
接続され、このスイッチ素子は発振器周波数ｆ2の制御
源により高抵抗状態および低抵抗状態に切換えられ、信
号案内路の信号供給路には周波数ｆ1を通過させて周波
数ｆ3を阻止する特性を有する周波数選択回路が配置さ
れ、信号案内路の信号送出路には周波数ｆ3を通過させ
て周波数ｆ1を阻止する特性を有する別の周波数選択回
路が配置されている周波数変換装置において、制御源は
局部発振器駆動増幅器と制限・調節回路とを含み、ダイ
オード装置と抵抗とからなる制限・調節回路は局部発振
器駆動増幅器により増幅された局部発振器信号を制限
し、その際抵抗に生じた電圧が別の抵抗を介して局部発
振器駆動増幅器の入力を調整し、局部発振器信号の広い
レベル範囲にわたってスイッチ素子の入力が最適に駆動
され、同時に周波数変換装置の電流消費量が最小とな
る。
め、本発明によれば、周波数f 1 の入力信号を周波数f 2 の
発振器信号を用いて中間周波数信号f 3 へ変換する周波数
変換装置であって、信号案内路へ並列にスイッチ素子が
接続され、このスイッチ素子は発振器周波数ｆ2の制御
源により高抵抗状態および低抵抗状態に切換えられ、信
号案内路の信号供給路には周波数ｆ1を通過させて周波
数ｆ3を阻止する特性を有する周波数選択回路が配置さ
れ、信号案内路の信号送出路には周波数ｆ3を通過させ
て周波数ｆ1を阻止する特性を有する別の周波数選択回
路が配置されている周波数変換装置において、制御源は
局部発振器駆動増幅器と制限・調節回路とを含み、ダイ
オード装置と抵抗とからなる制限・調節回路は局部発振
器駆動増幅器により増幅された局部発振器信号を制限
し、その際抵抗に生じた電圧が別の抵抗を介して局部発
振器駆動増幅器の入力を調整し、局部発振器信号の広い
レベル範囲にわたってスイッチ素子の入力が最適に駆動
され、同時に周波数変換装置の電流消費量が最小とな
る。
【０００５】本発明の有利な構成は請求項２以降に記載
されている。
されている。
【０００６】
【効果】本発明によって得られる利点は、特に、装置全
体の非常に大きな相互変調強度が得られる点にある。入
力信号端子および中間周波数信号端子は低抵抗（５０Ω
〜１００Ω）で非対称である。他の利点は例えば３００
ｍＷと言うように装置の電力消費量が低い点である。さ
らに、約２．５Ｖ〜７Ｖの許容し得る大きな駆動電圧範
囲が得られ、しかも最適な駆動のために許容し得る大き
なＬ．Ｏ．（Ｌｏｃａｌ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ＝局部
発振器）レベル範囲が得られる。別の利点は装置の高い
安定性が得られる点、すなわち振動が生じない点であ
る。受動形スイッチ混合段は混合損失が少ない点で好適
である。装置は非常に高い混合効率を有する。その混合
原理は低周波数範囲から高ＧＨｚ範囲までの周波数に適
用可能である。混合器は低ノイズである。混合器は入力
端及び／又は出力端に増幅器、伝送インピーダンス増幅
器を問題なくしかも反作用少なく接続することができ
る。
体の非常に大きな相互変調強度が得られる点にある。入
力信号端子および中間周波数信号端子は低抵抗（５０Ω
〜１００Ω）で非対称である。他の利点は例えば３００
ｍＷと言うように装置の電力消費量が低い点である。さ
らに、約２．５Ｖ〜７Ｖの許容し得る大きな駆動電圧範
囲が得られ、しかも最適な駆動のために許容し得る大き
なＬ．Ｏ．（Ｌｏｃａｌ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ＝局部
発振器）レベル範囲が得られる。別の利点は装置の高い
安定性が得られる点、すなわち振動が生じない点であ
る。受動形スイッチ混合段は混合損失が少ない点で好適
である。装置は非常に高い混合効率を有する。その混合
原理は低周波数範囲から高ＧＨｚ範囲までの周波数に適
用可能である。混合器は低ノイズである。混合器は入力
端及び／又は出力端に増幅器、伝送インピーダンス増幅
器を問題なくしかも反作用少なく接続することができ
る。
【０００７】
【実施例】次に本発明の一実施例を図面に基づいて詳細
に説明する。
に説明する。
【０００８】図１には周波数変換装置の混合器の機能が
示されている。この図１においては、入力信号つまり周
波数ｆ1の供給された有効信号に周波数ｆ2の発振器信号
が混合されて、中間周波数と称される所望の周波数ｆ3
＝|ｆ1＋ｆ2|またはｆ3＝|ｆ1−ｆ2|が生成される。周
波数は周波数帯であってもよい。スイッチ素子Ｓ（特に
電界効果トランジスタ、しかしながら例えばダイオード
等でもよい）は信号案内路へ並列に、発振器周波数ｆ2
の制御源と高抵抗状態および低抵抗状態に切り換えられ
る。信号案内路の信号供給部および信号送出部にはそれ
ぞれ以下の特性を有する周波数選択回路Ｆ1およびＦ2が
配置されている。即ち信号供給路においては周波数ｆ1
を通過させ、周波数ｆ3を阻止し、信号送出路において
は周波数ｆ3を通過させ周波数ｆ1を阻止する特性を有す
る。目的に適うようにフィルタとして形成された周波数
選択回路Ｆ1、Ｆ2における周波数阻止は、スイッチ素子
Ｓに対する方向へ高抵抗状態で反射することにより行わ
れ、図１には反転矢印で示されている。
示されている。この図１においては、入力信号つまり周
波数ｆ1の供給された有効信号に周波数ｆ2の発振器信号
が混合されて、中間周波数と称される所望の周波数ｆ3
＝|ｆ1＋ｆ2|またはｆ3＝|ｆ1−ｆ2|が生成される。周
波数は周波数帯であってもよい。スイッチ素子Ｓ（特に
電界効果トランジスタ、しかしながら例えばダイオード
等でもよい）は信号案内路へ並列に、発振器周波数ｆ2
の制御源と高抵抗状態および低抵抗状態に切り換えられ
る。信号案内路の信号供給部および信号送出部にはそれ
ぞれ以下の特性を有する周波数選択回路Ｆ1およびＦ2が
配置されている。即ち信号供給路においては周波数ｆ1
を通過させ、周波数ｆ3を阻止し、信号送出路において
は周波数ｆ3を通過させ周波数ｆ1を阻止する特性を有す
る。目的に適うようにフィルタとして形成された周波数
選択回路Ｆ1、Ｆ2における周波数阻止は、スイッチ素子
Ｓに対する方向へ高抵抗状態で反射することにより行わ
れ、図１には反転矢印で示されている。
【０００９】図２に示された周波数変換装置の全体回路
は、混合器と、制御形Ｌ．Ｏ．駆動増幅器と、中間周波
数増幅器とを含んでおり、これらは特に半導体基板内に
モノリシックに集積されている。回路は例えば約１．２
ＧＨｚの高周波信号ＲＦを混合増幅率Ｇ＞１０ｄｂ、混
合ノイズＦ（ＳＳＢ）＜８ｄｂおよびＰｉｎ＝２×（−
１５）ｄＢｍで相互変調強度ｄＩＭ＞６０ｄＢｃにて２
００ＭＨｚ以下のＩＦつまり中間周波数状態へ周波数変
換するために設計されている。供給されたＬ．Ｏ．レベ
ルはこの回路の場合には機能が著しく妨害されないよう
に−１０ｄＢｍ〜＋１３ｄＢｍである（２００倍）。電
力消費量はＵB ＝５Ｖの供給電圧の場合約３００ｍＷで
ある。駆動電圧ＵB はこの回路の場合には２．５Ｖ〜７
Ｖの大きな範囲で変動することが出来る。この混合器の
達成可能な相互変調間隔は消費形電子製品用の従来公知
のＭＭＩＣ混合器の場合よりも１００〜１０００倍改善
される。
は、混合器と、制御形Ｌ．Ｏ．駆動増幅器と、中間周波
数増幅器とを含んでおり、これらは特に半導体基板内に
モノリシックに集積されている。回路は例えば約１．２
ＧＨｚの高周波信号ＲＦを混合増幅率Ｇ＞１０ｄｂ、混
合ノイズＦ（ＳＳＢ）＜８ｄｂおよびＰｉｎ＝２×（−
１５）ｄＢｍで相互変調強度ｄＩＭ＞６０ｄＢｃにて２
００ＭＨｚ以下のＩＦつまり中間周波数状態へ周波数変
換するために設計されている。供給されたＬ．Ｏ．レベ
ルはこの回路の場合には機能が著しく妨害されないよう
に−１０ｄＢｍ〜＋１３ｄＢｍである（２００倍）。電
力消費量はＵB ＝５Ｖの供給電圧の場合約３００ｍＷで
ある。駆動電圧ＵB はこの回路の場合には２．５Ｖ〜７
Ｖの大きな範囲で変動することが出来る。この混合器の
達成可能な相互変調間隔は消費形電子製品用の従来公知
のＭＭＩＣ混合器の場合よりも１００〜１０００倍改善
される。
【００１０】混合器は受動形（駆動電流なしで動作す
る）混合器トランジスタＱ２と周波数フィルタとから構
成されている。信号供給路としてのＲＦ路には高域フィ
ルタＣ３が配置され、帯域消去フィルタとしての信号送
出路つまりＩＦ路にはインダクタンスＬ１とコンデンサ
Ｃ４とが配置されている。ダイオードＤ１は流れ方向へ
の極めて大きい電流密度から電界効果トランジスタ（混
合器トランジスタＱ２）のゲートを保護する。
る）混合器トランジスタＱ２と周波数フィルタとから構
成されている。信号供給路としてのＲＦ路には高域フィ
ルタＣ３が配置され、帯域消去フィルタとしての信号送
出路つまりＩＦ路にはインダクタンスＬ１とコンデンサ
Ｃ４とが配置されている。ダイオードＤ１は流れ方向へ
の極めて大きい電流密度から電界効果トランジスタ（混
合器トランジスタＱ２）のゲートを保護する。
【００１１】Ｌ．Ｏ．駆動増幅器は大きい勾配の高増幅
率を大きなゲート幅によって達成しているトランジスタ
Ｑ１から構成されている。増幅されたＬ．Ｏ．信号はコ
ンデンサＣ２を介して混合器トランジスタＱ２のゲート
を制御する（スイッチ駆動）。
率を大きなゲート幅によって達成しているトランジスタ
Ｑ１から構成されている。増幅されたＬ．Ｏ．信号はコ
ンデンサＣ２を介して混合器トランジスタＱ２のゲート
を制御する（スイッチ駆動）。
【００１２】混合器トランジスタＱ２のドレインにおけ
る容量性負荷の総和は、ケース端子のインダクタンスを
考慮した外部インダクタンスＬによって補償される。ア
ースＭに任意に接続可能なコンデンサＣ１は外部インダ
クタンスＬを小さくするために使われている。
る容量性負荷の総和は、ケース端子のインダクタンスを
考慮した外部インダクタンスＬによって補償される。ア
ースＭに任意に接続可能なコンデンサＣ１は外部インダ
クタンスＬを小さくするために使われている。
【００１３】ダイオードＤ２、Ｄ３、Ｄ４および抵抗Ｒ
２、Ｒ１から構成されている制限・調節回路は、一方で
はトランジスタＱ１によって増幅されたＬ．Ｏ．信号を
制限する。つまりそれにより抵抗Ｒ２に生じた負の電圧
が抵抗Ｒ１を介してトランジスタＱ１のゲートを制御
し、広いＬ．Ｏ．レベル範囲にわたって混合器トランジ
スタＱ２のゲートが最適に駆動されかつ同時に回路全体
の電流消費量が最小になる。
２、Ｒ１から構成されている制限・調節回路は、一方で
はトランジスタＱ１によって増幅されたＬ．Ｏ．信号を
制限する。つまりそれにより抵抗Ｒ２に生じた負の電圧
が抵抗Ｒ１を介してトランジスタＱ１のゲートを制御
し、広いＬ．Ｏ．レベル範囲にわたって混合器トランジ
スタＱ２のゲートが最適に駆動されかつ同時に回路全体
の電流消費量が最小になる。
【００１４】ＩＦつまり中間周波数増幅器は、入力端お
よび出力端を低抵抗に保つ（７５Ω〜１００Ω）ため
に、抵抗Ｒ３によって抵抗負帰還結合されたトランジス
タＱ３から構成されている。集積形ＤＣ個別コンデンサ
Ｃ５は任意の外部コンデンサによって拡大することがで
き、これによってＩＦ増幅器の低抵抗入力端を低周波数
へ拡張することができる。
よび出力端を低抵抗に保つ（７５Ω〜１００Ω）ため
に、抵抗Ｒ３によって抵抗負帰還結合されたトランジス
タＱ３から構成されている。集積形ＤＣ個別コンデンサ
Ｃ５は任意の外部コンデンサによって拡大することがで
き、これによってＩＦ増幅器の低抵抗入力端を低周波数
へ拡張することができる。
【図１】本発明による周波数変換装置の原理を示す回路
図である。
図である。
【図２】本発明による周波数変換装置の一実施例を示す
回路図である。
回路図である。
Ｓ スイッチ素子
Ｆ1 、Ｆ2 周波数選択回路
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ４、Ｃ５ コンデンサ
Ｃ３ 高域フィルタ
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４ ダイオード
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３ 抵抗
Ｑ１、Ｑ３ トランジスタ
Ｑ２ 混合器トランジスタ
Ｌ１ インダクタンス
ＵB 駆動電圧
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 昭58−139505（ＪＰ，Ａ)
特開 昭59−207709（ＪＰ，Ａ)
特開 平３−41806（ＪＰ，Ａ)
特開 平４−265002（ＪＰ，Ａ)
特開 平３−65808（ＪＰ，Ａ)
特開 昭53−67307（ＪＰ，Ａ)
特開 昭54−12208（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H03D 7/00
H03D 7/12
H04B 1/26
Claims (7)
- 【請求項１】 周波数f1の入力信号を周波数f2の発振器
信号を用いて中間周波数信号f3へ変換する周波数変換装
置であって、信号案内路へ並列にスイッチ素子（Ｓ）が
接続され、このスイッチ素子（Ｓ）は発振器周波数ｆ2
の制御源により高抵抗状態および低抵抗状態に切換えら
れ、信号案内路の信号供給路には周波数ｆ1を通過させ
て周波数ｆ3を阻止する特性を有する周波数選択回路
（Ｆ1）が配置され、信号案内路の信号送出路には周波
数ｆ3を通過させて周波数ｆ1を阻止する特性を有する別
の周波数選択回路（Ｆ2）が配置されている周波数変換
装置において、制御源は局部発振器駆動増幅器（Ｑ１）
と制限・調節回路（Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｒ１、Ｒ２）と
を含み、ダイオード装置（Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４）と抵抗
（Ｒ１、Ｒ２）とからなる制限・調節回路は局部発振器
駆動増幅器（Ｑ１）により増幅された局部発振器信号を
制限し、その際抵抗（Ｒ２）に生じた電圧が抵抗（Ｒ
１）を介して局部発振器駆動増幅器（Ｑ１）の入力を調
整し、局部発振器信号の広いレベル範囲にわたってスイ
ッチ素子（Ｓ）の入力が最適に駆動され、同時に周波数
変換装置の電流消費量が最小となることを特徴とする周
波数変換装置。 - 【請求項２】 スイッチ素子（Ｓ）は電界効果トランジ
スタであることを特徴とする請求項１記載の周波数変換
装置。 - 【請求項３】 混合器および中間周波数増幅器を含むこ
とを特徴とする請求項１又は２記載の周波数変換装置。 - 【請求項４】 混合器は受動形混合器トランジスタ（Ｑ
２）と周波数フィルタ（Ｆ1、Ｆ2）とから構成されるこ
とを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１つに記載
の周波数変換装置。 - 【請求項５】 信号供給路に配置された周波数フィルタ
（Ｆ1）は高域フィルタ（Ｃ３）であり、信号送出路に
配置された周波数フィルタ（Ｆ2）は周波数ｆ1用の帯域
消去フィルタ（Ｌ１、Ｃ４）であることを特徴とする請
求項４記載の周波数変換装置。 - 【請求項６】 中間周波数増幅器は抵抗負帰還結合され
たトランジスタ（Ｑ３）から構成されることを特徴とす
る請求項１ないし３のいずれか１つに記載の周波数変換
装置。 - 【請求項７】 少なくとも一部分が半導体基板上にモノ
リシックに集積されていることを特徴とする請求項１な
いし６のいずれか１つに記載の周波数変換装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP92116745A EP0590191B1 (de) | 1992-09-30 | 1992-09-30 | Anordnung zur Frequenzumsetzung |
| AT92116745.8 | 1992-09-30 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06204751A JPH06204751A (ja) | 1994-07-22 |
| JP3442834B2 true JP3442834B2 (ja) | 2003-09-02 |
Family
ID=8210086
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26835593A Expired - Lifetime JP3442834B2 (ja) | 1992-09-30 | 1993-09-29 | 周波数変換装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5465419A (ja) |
| EP (1) | EP0590191B1 (ja) |
| JP (1) | JP3442834B2 (ja) |
| DE (1) | DE59209454D1 (ja) |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0716500B1 (en) * | 1994-10-28 | 2000-07-05 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Mixer and frequency conversion process using the same |
| JP3227641B2 (ja) * | 1994-10-28 | 2001-11-12 | 株式会社村田製作所 | ミキサ回路および周波数変換方法 |
| US5678226A (en) * | 1994-11-03 | 1997-10-14 | Watkins Johnson Company | Unbalanced FET mixer |
| US5732345A (en) * | 1995-12-20 | 1998-03-24 | Watkins-Johnson Company | Quasi-double balanced dual-transformer dual FET mixer, which achieves better isolation by using a first and second diplexer, and a transmission line RF balun |
| US5697091A (en) * | 1996-02-07 | 1997-12-09 | Ford Motor Company | Distortion-free chopper-based signal mixer |
| JP3395704B2 (ja) | 1999-04-06 | 2003-04-14 | 松下電器産業株式会社 | 周波数変換装置 |
| US6665528B2 (en) * | 2000-06-07 | 2003-12-16 | Infineon Technologies North America Corp. | Dual band fet mixer |
| JP3853604B2 (ja) | 2001-04-04 | 2006-12-06 | 松下電器産業株式会社 | 周波数変換回路 |
| DE102004005031B4 (de) * | 2004-01-30 | 2020-09-03 | Sennheiser Electronic Gmbh & Co. Kg | Mikrofon-Empfänger |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5513512A (en) * | 1978-07-14 | 1980-01-30 | Hitachi Denshi Ltd | Frequency converter |
| FR2521784B1 (fr) * | 1982-02-12 | 1985-09-20 | Thomson Csf | Melangeur a transistor pour hyperfrequences |
| IT1183692B (it) * | 1985-05-24 | 1987-10-22 | Face Standard Ind | Miscelatore di segnali per apparati radio a micro-onde |
| BE902515A (fr) * | 1985-05-28 | 1985-11-28 | Saint Roch Glaceries | Ensemble a depression pour le maintien du verre notamment dans des machines de faconnage. |
| US5001776A (en) * | 1988-10-27 | 1991-03-19 | Motorola Inc. | Communication system with adaptive transceivers to control intermodulation distortion |
| US5083050A (en) * | 1990-11-30 | 1992-01-21 | Grumman Aerospace Corporation | Modified cascode mixer circuit |
-
1992
- 1992-09-30 DE DE59209454T patent/DE59209454D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1992-09-30 EP EP92116745A patent/EP0590191B1/de not_active Expired - Lifetime
-
1993
- 1993-09-09 US US08/118,225 patent/US5465419A/en not_active Expired - Lifetime
- 1993-09-29 JP JP26835593A patent/JP3442834B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06204751A (ja) | 1994-07-22 |
| US5465419A (en) | 1995-11-07 |
| DE59209454D1 (de) | 1998-09-17 |
| EP0590191B1 (de) | 1998-08-12 |
| EP0590191A1 (de) | 1994-04-06 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
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