JP3438126B2 - Ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ／ｄｃコンバータInfo
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- JP3438126B2 JP3438126B2 JP29977997A JP29977997A JP3438126B2 JP 3438126 B2 JP3438126 B2 JP 3438126B2 JP 29977997 A JP29977997 A JP 29977997A JP 29977997 A JP29977997 A JP 29977997A JP 3438126 B2 JP3438126 B2 JP 3438126B2
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直流の出力電圧を
安定化する為のＤＣ／ＤＣコンバータに関する。直流の
入力電圧をスイッチング制御によって安定化した直流の
出力電圧とするＤＣ／ＤＣコンバータは、既に各種の構
成が提案され、且つ各種の電子機器の安定化電源として
実用化されている。このようなＤＣ／ＤＣコンバータ
は、一般的には、出力電圧を検出してフィールドバック
制御する構成が適用されている。このようなフィードバ
ック制御系の安定化が問題となっている。
安定化する為のＤＣ／ＤＣコンバータに関する。直流の
入力電圧をスイッチング制御によって安定化した直流の
出力電圧とするＤＣ／ＤＣコンバータは、既に各種の構
成が提案され、且つ各種の電子機器の安定化電源として
実用化されている。このようなＤＣ／ＤＣコンバータ
は、一般的には、出力電圧を検出してフィールドバック
制御する構成が適用されている。このようなフィードバ
ック制御系の安定化が問題となっている。
【０００２】
【従来の技術】図１１は従来例のフライバックコンバー
タ構成の説明図であり、図示の極性の入力電圧Ｖｉｎ
を、トランスＴの一次巻線Ｎ１に電界効果トランジスタ
（ＦＥＴ）等によるメインスイッチＳＷによってオン，
オフして印加し、二次巻線Ｎ２に誘起した電圧を整流用
のダイオードＤによって整流し、平滑用コンデンサＣ２
によって平滑化し、図示の極性の出力電圧Ｖｏｕｔを検
出して設定基準電圧と比較し、誤差分が零に近づくよう
に、制御回路（ＣＯＮＴ）によりメインスイッチＳＷの
オン期間を駆動信号Ｐ１によって制御するものである。
タ構成の説明図であり、図示の極性の入力電圧Ｖｉｎ
を、トランスＴの一次巻線Ｎ１に電界効果トランジスタ
（ＦＥＴ）等によるメインスイッチＳＷによってオン，
オフして印加し、二次巻線Ｎ２に誘起した電圧を整流用
のダイオードＤによって整流し、平滑用コンデンサＣ２
によって平滑化し、図示の極性の出力電圧Ｖｏｕｔを検
出して設定基準電圧と比較し、誤差分が零に近づくよう
に、制御回路（ＣＯＮＴ）によりメインスイッチＳＷの
オン期間を駆動信号Ｐ１によって制御するものである。
【０００３】即ち、出力電圧Ｖｏｕｔを検出し、設定基
準電圧より高い場合は、メインスイッチＳＷのオン期間
を短くし、反対に、設定基準電圧より低い場合は、メイ
ンスイッチＳＷのオン期間を長くするように制御して、
出力電圧Ｖｏｕｔを設定基準電圧に対応した値となるよ
うに安定化するものである。
準電圧より高い場合は、メインスイッチＳＷのオン期間
を短くし、反対に、設定基準電圧より低い場合は、メイ
ンスイッチＳＷのオン期間を長くするように制御して、
出力電圧Ｖｏｕｔを設定基準電圧に対応した値となるよ
うに安定化するものである。
【０００４】又出力電流を検出する電流検出部を設け、
負荷短絡等の過負荷状態の出力電流の時に、出力電圧Ｖ
ｏｕｔを垂下させてＤＣ／ＤＣコンバータを保護する構
成も知られている。
負荷短絡等の過負荷状態の出力電流の時に、出力電圧Ｖ
ｏｕｔを垂下させてＤＣ／ＤＣコンバータを保護する構
成も知られている。
【０００５】図１２は従来例のブーストコンバータ構成
及びバックブーストコンバータ構成の説明図であり、
（Ａ）はブーストコンバータ構成の要部を示し、Ｃ１は
入力側のコンデンサ、Ｌはリアクトル、ＳＷはメインス
イッチ、Ｄはダイオード、Ｃ２は平滑用コンデンサ、Ｃ
ＯＮＴは制御回路、Ｖｉｎは入力電圧、Ｖｏｕｔは出力
電圧である。
及びバックブーストコンバータ構成の説明図であり、
（Ａ）はブーストコンバータ構成の要部を示し、Ｃ１は
入力側のコンデンサ、Ｌはリアクトル、ＳＷはメインス
イッチ、Ｄはダイオード、Ｃ２は平滑用コンデンサ、Ｃ
ＯＮＴは制御回路、Ｖｉｎは入力電圧、Ｖｏｕｔは出力
電圧である。
【０００６】リアクトルＬとダイオードＤとを入力端子
と出力端子との間に直列的に接続し、その接続点にメイ
ンスイッチＳＷを接続した構成であり、制御回路ＣＯＮ
ＴによりメインスイッチＳＷをオンとすると、図示の極
性の入力電圧Ｖｉｎは、リアクトルＬに直接的に印加さ
れて電流が流れ、励磁エネルギーがリアクトルＬに蓄積
される。又平滑用コンデンサＣ２の充電電圧は、ダイオ
ードＤに対して逆方向電圧として印加されるから、オン
状態のメインスイッチＳＷを介して放電することを阻止
している。
と出力端子との間に直列的に接続し、その接続点にメイ
ンスイッチＳＷを接続した構成であり、制御回路ＣＯＮ
ＴによりメインスイッチＳＷをオンとすると、図示の極
性の入力電圧Ｖｉｎは、リアクトルＬに直接的に印加さ
れて電流が流れ、励磁エネルギーがリアクトルＬに蓄積
される。又平滑用コンデンサＣ２の充電電圧は、ダイオ
ードＤに対して逆方向電圧として印加されるから、オン
状態のメインスイッチＳＷを介して放電することを阻止
している。
【０００７】次に、メインスイッチＳＷをオフとする
と、リアクトルＬに蓄積された励磁エネルギーによっ
て、電流の連続性を維持する方向の電圧が発生し、この
電圧は入力電圧Ｖｉｎに加算され、ダイオードＤを介し
て平滑用コンデンサＣ２に印加されて充電される。従っ
て、図示の極性の出力電圧Ｖｏｕｔは、入力電圧Ｖｉｎ
にリアクトルＬによる電圧を加算した値となる。この出
力電圧Ｖｏｕｔを制御回路ＣＯＮＴによって検出し、設
定した一定の出力電圧Ｖｏｕｔとなるように、メインス
イッチＳＷのオン期間を制御することになる。
と、リアクトルＬに蓄積された励磁エネルギーによっ
て、電流の連続性を維持する方向の電圧が発生し、この
電圧は入力電圧Ｖｉｎに加算され、ダイオードＤを介し
て平滑用コンデンサＣ２に印加されて充電される。従っ
て、図示の極性の出力電圧Ｖｏｕｔは、入力電圧Ｖｉｎ
にリアクトルＬによる電圧を加算した値となる。この出
力電圧Ｖｏｕｔを制御回路ＣＯＮＴによって検出し、設
定した一定の出力電圧Ｖｏｕｔとなるように、メインス
イッチＳＷのオン期間を制御することになる。
【０００８】又図１２の（Ｂ）は、バックブーストコン
バータ構成の要部を示し、（Ａ）と同一符号は同一の名
称部分を示し、入力端子と出力端子との間に、メインス
イッチＳＷとダイオードＤとを直列的に接続し、その接
続点にリアクトルＬを接続した構成であり、制御回路Ｃ
ＯＮＴは、図示の極性の出力電圧Ｖｏｕｔを検出して、
設定した電圧となるように、メインスイッチＳＷのオ
ン，オフを制御する。このメインスイッチＳＷをオンと
すると、図示の極性の入力電圧ＶｉｎはリアクトルＬに
印加されて電流が流れ、励磁エネルギーが蓄積される。
その時、ダイオードＤには逆方向電圧が印加される。
バータ構成の要部を示し、（Ａ）と同一符号は同一の名
称部分を示し、入力端子と出力端子との間に、メインス
イッチＳＷとダイオードＤとを直列的に接続し、その接
続点にリアクトルＬを接続した構成であり、制御回路Ｃ
ＯＮＴは、図示の極性の出力電圧Ｖｏｕｔを検出して、
設定した電圧となるように、メインスイッチＳＷのオ
ン，オフを制御する。このメインスイッチＳＷをオンと
すると、図示の極性の入力電圧ＶｉｎはリアクトルＬに
印加されて電流が流れ、励磁エネルギーが蓄積される。
その時、ダイオードＤには逆方向電圧が印加される。
【０００９】そして、メインスイッチＳＷをオフとする
と、リアクトルＬに流れる電流の連続性を維持する為に
電圧が誘起し、ダイオードＤに順方向電圧が印加される
ことになる。このダイオードＤを介してリアクトルＬを
流れる電流により平滑用コンデンサＣ２が図示の極性
（図９の（Ａ）の場合と反対極性）に充電されて、その
両端の電圧が出力電圧Ｖｏｕｔとなる。この構成のスイ
ッチング電源装置は、昇圧型又は降圧型の何れの構成と
することも可能である。
と、リアクトルＬに流れる電流の連続性を維持する為に
電圧が誘起し、ダイオードＤに順方向電圧が印加される
ことになる。このダイオードＤを介してリアクトルＬを
流れる電流により平滑用コンデンサＣ２が図示の極性
（図９の（Ａ）の場合と反対極性）に充電されて、その
両端の電圧が出力電圧Ｖｏｕｔとなる。この構成のスイ
ッチング電源装置は、昇圧型又は降圧型の何れの構成と
することも可能である。
【００１０】図１３は従来例のバックコンバータ構成及
びフォワードコンバータ構成の説明図であり、（Ａ）は
バックコンバータ構成の要部を示し、入力端子間にはコ
ンデンサＣ１を接続し、出力端子間には平滑用コンデン
サＣ２を接続し、入力端子と出力端子との間にメインス
イッチＳＷとリアクトルＬとを直列的に接続し、その接
続点にダイオードＤを接続した構成であり、このダイオ
ードＤは、メインスイッチＳＷをオンとした時に、図示
の極性の入力電圧Ｖｉｎが逆方向電圧として印加される
極性となるように接続する。
びフォワードコンバータ構成の説明図であり、（Ａ）は
バックコンバータ構成の要部を示し、入力端子間にはコ
ンデンサＣ１を接続し、出力端子間には平滑用コンデン
サＣ２を接続し、入力端子と出力端子との間にメインス
イッチＳＷとリアクトルＬとを直列的に接続し、その接
続点にダイオードＤを接続した構成であり、このダイオ
ードＤは、メインスイッチＳＷをオンとした時に、図示
の極性の入力電圧Ｖｉｎが逆方向電圧として印加される
極性となるように接続する。
【００１１】制御回路ＣＯＮＴは、図示の極性の出力電
圧Ｖｏｕｔを検出して、設定した電圧となるように、メ
インスイッチＳＷのオン，オフを制御する。このメイン
スイッチＳＷをオンとすると、入力電圧Ｖｉｎはリアク
トルＬを介して出力端子に接続した平滑用コンデンサＣ
２及び負荷に印加される。この時、リアクトルＬに印加
される電圧ＶＬは、ＶＬ＝Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔとなり、リ
アクトルＬはこの電圧ＶＬに従って励磁され、又平滑用
コンデンサＣ２が充電される。
圧Ｖｏｕｔを検出して、設定した電圧となるように、メ
インスイッチＳＷのオン，オフを制御する。このメイン
スイッチＳＷをオンとすると、入力電圧Ｖｉｎはリアク
トルＬを介して出力端子に接続した平滑用コンデンサＣ
２及び負荷に印加される。この時、リアクトルＬに印加
される電圧ＶＬは、ＶＬ＝Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔとなり、リ
アクトルＬはこの電圧ＶＬに従って励磁され、又平滑用
コンデンサＣ２が充電される。
【００１２】そして、メインスイッチＳＷをオフとする
と、リアクトルＬに流れる電流の連続性維持の特性によ
り誘起された電圧は、ダイオードＤに対して順方向の極
性となる。従って、平滑用コンデンサＣ２の充電及び負
荷電流の供給が継続される。この構成に於いては、リア
クトルＬに蓄積される励磁エネルギーが、入力電圧Ｖｉ
ｎと出力電圧Ｖｏｕｔとの差分に従ったものとなり、降
圧型のスイッチング電源装置を構成することになる。
と、リアクトルＬに流れる電流の連続性維持の特性によ
り誘起された電圧は、ダイオードＤに対して順方向の極
性となる。従って、平滑用コンデンサＣ２の充電及び負
荷電流の供給が継続される。この構成に於いては、リア
クトルＬに蓄積される励磁エネルギーが、入力電圧Ｖｉ
ｎと出力電圧Ｖｏｕｔとの差分に従ったものとなり、降
圧型のスイッチング電源装置を構成することになる。
【００１３】又図１３の（Ｂ）はフォワードコンバータ
構成の要部を示し、トランスＴの一次巻線Ｎ１にメイン
スイッチＳＷを接続し、入力端子にコンデンサＣ１を接
続し、制御回路ＣＯＮＴによりメインスイッチＳＷをオ
ン，オフ制御し、トランスＴの一次巻線Ｎ１に印加する
図示の極性の入力電圧Ｖｉｎをオン，オフする。
構成の要部を示し、トランスＴの一次巻線Ｎ１にメイン
スイッチＳＷを接続し、入力端子にコンデンサＣ１を接
続し、制御回路ＣＯＮＴによりメインスイッチＳＷをオ
ン，オフ制御し、トランスＴの一次巻線Ｎ１に印加する
図示の極性の入力電圧Ｖｉｎをオン，オフする。
【００１４】メインスイッチＳＷをオンとしたことによ
る二次巻線Ｎ２の誘起電圧は、ダイオードＤａには順方
向、ダイオードＤｂには逆方向の極性となり、二次巻線
Ｎ２に流れる電流は、ダイオードＤａとリアクトルＬと
を介して平滑用コンデンサＣ２の充電電流及び負荷電流
となって、リアクトルＬには励磁エネルギーが蓄積され
る。又平滑用コンデンサＣ２の両端の図示の極性の電圧
が出力電圧Ｖｏｕｔとなる。制御回路ＣＯＮＴは、この
出力電圧Ｖｏｕｔを検出し、設定した基準電圧と比較
し、誤差分を零とするように、パルス幅制御等によって
メインスイッチＳＷのオン期間を制御する。
る二次巻線Ｎ２の誘起電圧は、ダイオードＤａには順方
向、ダイオードＤｂには逆方向の極性となり、二次巻線
Ｎ２に流れる電流は、ダイオードＤａとリアクトルＬと
を介して平滑用コンデンサＣ２の充電電流及び負荷電流
となって、リアクトルＬには励磁エネルギーが蓄積され
る。又平滑用コンデンサＣ２の両端の図示の極性の電圧
が出力電圧Ｖｏｕｔとなる。制御回路ＣＯＮＴは、この
出力電圧Ｖｏｕｔを検出し、設定した基準電圧と比較
し、誤差分を零とするように、パルス幅制御等によって
メインスイッチＳＷのオン期間を制御する。
【００１５】又メインスイッチＳＷをオフとすると、ト
ランスＴの二次巻線Ｎ２の誘起電圧の極性は反転するか
ら、ダイオードＤａには逆方向、ダイオードＤｂには順
方向と電圧となる。しかし、ダイオードＤｂに対する印
加電圧は、ダイオードＤａによって阻止される。又リア
クトルＬは、電流の連続性を維持する為に、蓄積された
励磁エネルギーによりダイオードＤｂには順方向となる
電圧が誘起される。従って、平滑用コンデンサＣ２の充
電電流及び負荷電流が供給される。
ランスＴの二次巻線Ｎ２の誘起電圧の極性は反転するか
ら、ダイオードＤａには逆方向、ダイオードＤｂには順
方向と電圧となる。しかし、ダイオードＤｂに対する印
加電圧は、ダイオードＤａによって阻止される。又リア
クトルＬは、電流の連続性を維持する為に、蓄積された
励磁エネルギーによりダイオードＤｂには順方向となる
電圧が誘起される。従って、平滑用コンデンサＣ２の充
電電流及び負荷電流が供給される。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】従来例のＤＣ／ＤＣコ
ンバータは、前述のように、出力電圧を検出してフィー
ドバック制御を行う構成を有するもので、このフィード
バック制御系は、温度，負荷条件，入力電圧条件等によ
って，ゲイン−位相特性が変化し、安定性に問題があ
る。即ち、フィードバック制御系は、出力電圧と設定基
準電圧との差分を差動増幅器等によって増幅し、その差
分が零となるように、メインスイッチのオン期間を制御
するものであり、出力電圧の安定性を確保する為には比
較的大きなゲインの増幅器を含むことになる。それによ
って、位相遅れ等の関係を含めて持続振動状態となる場
合がある。又このような状態を回避する為には、ゲイン
を低くすることになるが、応答特性が劣化し、出力電圧
の安定性が充分でなくなる問題が生じる。本発明は、安
定な制御系により出力電圧を安定化するＤＣ／ＤＣコン
バータを提供することを目的とする。
ンバータは、前述のように、出力電圧を検出してフィー
ドバック制御を行う構成を有するもので、このフィード
バック制御系は、温度，負荷条件，入力電圧条件等によ
って，ゲイン−位相特性が変化し、安定性に問題があ
る。即ち、フィードバック制御系は、出力電圧と設定基
準電圧との差分を差動増幅器等によって増幅し、その差
分が零となるように、メインスイッチのオン期間を制御
するものであり、出力電圧の安定性を確保する為には比
較的大きなゲインの増幅器を含むことになる。それによ
って、位相遅れ等の関係を含めて持続振動状態となる場
合がある。又このような状態を回避する為には、ゲイン
を低くすることになるが、応答特性が劣化し、出力電圧
の安定性が充分でなくなる問題が生じる。本発明は、安
定な制御系により出力電圧を安定化するＤＣ／ＤＣコン
バータを提供することを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】本発明のＤＣ／ＤＣコン
バータは、（１）メインスイッチ１のオン，オフ制御に
より出力電圧を安定化するＤＣ／ＤＣコンバータに於い
て、電圧検出部３による入力電圧検出信号と、電流検出
部４による出力電流検出信号とを入力し、入力電圧上昇
によりオン期間を短く、下降によりオン期間を長くし、
出力電流増加によりオン期間を長く、減少によりオン期
間を短くして、前記出力電圧を安定化するように、前記
メインスイッチのオン期間を制御するディジタル制御部
２を備えている。
バータは、（１）メインスイッチ１のオン，オフ制御に
より出力電圧を安定化するＤＣ／ＤＣコンバータに於い
て、電圧検出部３による入力電圧検出信号と、電流検出
部４による出力電流検出信号とを入力し、入力電圧上昇
によりオン期間を短く、下降によりオン期間を長くし、
出力電流増加によりオン期間を長く、減少によりオン期
間を短くして、前記出力電圧を安定化するように、前記
メインスイッチのオン期間を制御するディジタル制御部
２を備えている。
【００１８】又（２）ディジタル制御部２は、電圧検出
部３の入力電圧検出信号と、電流検出部４の出力電流検
出信号とを基に、メインスイッチ１のオン期間の制御信
号を読出す制御テーブルと、この制御テーブルの読出制
御を行う制御処理部と、制御テーブルから読出した制御
信号に従ってメインスイッチ１のオン，オフ制御を行う
駆動回路９とを備えている。
部３の入力電圧検出信号と、電流検出部４の出力電流検
出信号とを基に、メインスイッチ１のオン期間の制御信
号を読出す制御テーブルと、この制御テーブルの読出制
御を行う制御処理部と、制御テーブルから読出した制御
信号に従ってメインスイッチ１のオン，オフ制御を行う
駆動回路９とを備えている。
【００１９】又（３）ディジタル制御部２の制御テーブ
ルは、複数種類の出力電圧の安定化特性を、外部制御信
号に応じて前記制御処理部によりテーブル内容の書換え
又はテーブルの切替えを行う構成を備えることができ
る。
ルは、複数種類の出力電圧の安定化特性を、外部制御信
号に応じて前記制御処理部によりテーブル内容の書換え
又はテーブルの切替えを行う構成を備えることができ
る。
【００２０】又（４）ディジタル制御部２は、入力電圧
検出信号と出力電流検出信号とを基に前記制御テーブル
を参照してメインスイッチ１のオン期間を制御すると共
に、サンプリング周期毎の電圧検出部３の入力電圧検出
信号の変化分が閾値を超えた時、及び電流検出部４の出
力電流検出信号の変化分が閾値を超えた時に、出力電圧
の過渡応答を抑制するようにメインスイッチ１のオン期
間を補正する構成を備えることができる。
検出信号と出力電流検出信号とを基に前記制御テーブル
を参照してメインスイッチ１のオン期間を制御すると共
に、サンプリング周期毎の電圧検出部３の入力電圧検出
信号の変化分が閾値を超えた時、及び電流検出部４の出
力電流検出信号の変化分が閾値を超えた時に、出力電圧
の過渡応答を抑制するようにメインスイッチ１のオン期
間を補正する構成を備えることができる。
【００２１】又（５）ディジタル制御部２の制御テーブ
ルは、チョークコイルに流れる電流の不連続領域に於け
る前記出力電流に対するメインスイッチ１のオン期間の
制御信号に対して、連続領域に於ける出力電流に対する
メインスイッチ１のオン期間の制御信号を粗くして格納
することができる。
ルは、チョークコイルに流れる電流の不連続領域に於け
る前記出力電流に対するメインスイッチ１のオン期間の
制御信号に対して、連続領域に於ける出力電流に対する
メインスイッチ１のオン期間の制御信号を粗くして格納
することができる。
【００２２】又（６）ディジタル制御部２の制御テーブ
ルは、電圧検出部３の入力電圧検出信号と、電流検出部
４の出力電流検出信号と、温度検出部１０の温度検出信
号とをアドレス信号としてアクセスする領域に、メイン
スイッチ１のオン期間の制御信号を格納した構成とする
ことができる。
ルは、電圧検出部３の入力電圧検出信号と、電流検出部
４の出力電流検出信号と、温度検出部１０の温度検出信
号とをアドレス信号としてアクセスする領域に、メイン
スイッチ１のオン期間の制御信号を格納した構成とする
ことができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】図１は本発明の第１の実施の形態
の説明図であり、フライバックコンバータ構成に適用し
た場合を示し、１はメインスイッチ、２はディジタル制
御部、３は電圧検出部、４は電流検出部、５はトラン
ス、６は入力側コンデンサ、７はダイオード、８は平滑
用コンデンサ、９は駆動回路、１０は温度検出部であ
る。
の説明図であり、フライバックコンバータ構成に適用し
た場合を示し、１はメインスイッチ、２はディジタル制
御部、３は電圧検出部、４は電流検出部、５はトラン
ス、６は入力側コンデンサ、７はダイオード、８は平滑
用コンデンサ、９は駆動回路、１０は温度検出部であ
る。
【００２４】メインスイッチ１のオン，オフによるトラ
ンス５の二次巻線の誘起電圧をダイオード７により整流
し、平滑用コンデンサ８により平滑化した直流の出力電
圧Ｖｏｕｔを負荷に印加するフライバックコンバータの
基本的な動作は従来例と同様である。
ンス５の二次巻線の誘起電圧をダイオード７により整流
し、平滑用コンデンサ８により平滑化した直流の出力電
圧Ｖｏｕｔを負荷に印加するフライバックコンバータの
基本的な動作は従来例と同様である。
【００２５】この実施の形態に於いては、電圧検出部３
により入力電圧Ｖｉｎを検出してＡＤ変換した入力電圧
検出信号ＶＳと、電流検出部４により出力電流Ｉｏｕｔ
を検出してＡＤ変換した出力電流検出信号ＩＳとを、デ
ィジタル制御部２に入力する。ディジタル制御部２は、
プロセッサ等により構成するか又は制御テーブル構成と
することができるものであり、メインスイッチ１のオン
期間を、基本的には、入力電圧Ｖｉｎの上昇によって短
くし、下降によって長くし、又出力電流Ｉｏｕｔの増加
によって長くし、減少によって短くするように制御す
る。
により入力電圧Ｖｉｎを検出してＡＤ変換した入力電圧
検出信号ＶＳと、電流検出部４により出力電流Ｉｏｕｔ
を検出してＡＤ変換した出力電流検出信号ＩＳとを、デ
ィジタル制御部２に入力する。ディジタル制御部２は、
プロセッサ等により構成するか又は制御テーブル構成と
することができるものであり、メインスイッチ１のオン
期間を、基本的には、入力電圧Ｖｉｎの上昇によって短
くし、下降によって長くし、又出力電流Ｉｏｕｔの増加
によって長くし、減少によって短くするように制御す
る。
【００２６】即ち、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔ
との関係は、メインスイッチ１，トランス５，ダイオー
ド７，平滑用コンデンサ８等の構成に対応して予め調査
することができる。同様に、出力電流Ｉｏｕｔと出力電
圧Ｖｏｕｔとの関係についても予め調査することができ
る。従って、このような入力電圧Ｖｉｎと出力電流Ｉｏ
ｕｔと出力電圧Ｖｏｕｔとの関連特性に従ってメインス
イッチ１のオン期間を制御することにより、出力電圧Ｖ
ｏｕｔを安定化することができる。又従来例のような誤
差分を増幅してフィードバックする構成を含まないか
ら、安定な制御系を構成することができる。
との関係は、メインスイッチ１，トランス５，ダイオー
ド７，平滑用コンデンサ８等の構成に対応して予め調査
することができる。同様に、出力電流Ｉｏｕｔと出力電
圧Ｖｏｕｔとの関係についても予め調査することができ
る。従って、このような入力電圧Ｖｉｎと出力電流Ｉｏ
ｕｔと出力電圧Ｖｏｕｔとの関連特性に従ってメインス
イッチ１のオン期間を制御することにより、出力電圧Ｖ
ｏｕｔを安定化することができる。又従来例のような誤
差分を増幅してフィードバックする構成を含まないか
ら、安定な制御系を構成することができる。
【００２７】又電圧検出部３は、入力電圧Ｖｉｎに対応
して抵抗分圧器と、ＡＤ変換器とを含めた構成とし、ア
ナログ検出信号をディジタル検出信号に変換して、入力
電圧検出信号ＶＳとすることができる。又電流検出部４
は、抵抗による電圧降下により検出する構成、又は脈流
電流の検出やコアの磁気飽和現象等を利用したカレント
トランスにより検出する構成、又は電流電圧変換器の構
成等を適用すると共にＡＤ変換器を含めた構成とし、ア
ナログ検出信号をディジタル検出信号に変換して、出力
電流検出信号ＩＳとすることができる。又温度によって
出力電圧Ｖｏｕｔが変化する場合に、サーミスタ等の温
度検出素子と、ＡＤ変換器とを含む温度検出部１０を設
け、温度検出信号ＴＳに従ってメインスイッチ１のオン
期間を制御する構成とすることができる。
して抵抗分圧器と、ＡＤ変換器とを含めた構成とし、ア
ナログ検出信号をディジタル検出信号に変換して、入力
電圧検出信号ＶＳとすることができる。又電流検出部４
は、抵抗による電圧降下により検出する構成、又は脈流
電流の検出やコアの磁気飽和現象等を利用したカレント
トランスにより検出する構成、又は電流電圧変換器の構
成等を適用すると共にＡＤ変換器を含めた構成とし、ア
ナログ検出信号をディジタル検出信号に変換して、出力
電流検出信号ＩＳとすることができる。又温度によって
出力電圧Ｖｏｕｔが変化する場合に、サーミスタ等の温
度検出素子と、ＡＤ変換器とを含む温度検出部１０を設
け、温度検出信号ＴＳに従ってメインスイッチ１のオン
期間を制御する構成とすることができる。
【００２８】図２は入力電圧及び出力電流とデューティ
との関係説明図であり、（Ａ）は、横軸を入力電圧Ｖｉ
ｎ、縦軸をデューティＤＵ〔オン期間／（オン期間＋オ
フ期間）〕として示し、入力電圧Ｖｉｎを上昇するに従
ってデューティＤＵを小さくすることにより、出力電圧
Ｖｏｕｔを一定化することができる。
との関係説明図であり、（Ａ）は、横軸を入力電圧Ｖｉ
ｎ、縦軸をデューティＤＵ〔オン期間／（オン期間＋オ
フ期間）〕として示し、入力電圧Ｖｉｎを上昇するに従
ってデューティＤＵを小さくすることにより、出力電圧
Ｖｏｕｔを一定化することができる。
【００２９】又（Ｂ）は、横軸を出力電流Ｉｏｕｔ、縦
軸をデューティＤＵ〔オン期間／（オン期間＋オフ期
間）〕として示し、出力電流Ｉｏｕｔの増加によりデュ
ーティＤＵを大きくし、減少によりデューティＤＵ（オ
ン期間）を小さくすることにより、出力電流Ｉｏｕｔの
変化に対しても出力電圧Ｖｏｕｔを一定化することがで
きる。この場合、出力電流Ｉｏｕｔの変化に対するデュ
ーティＤＵの制御の感度は低くても良いことが判る。
軸をデューティＤＵ〔オン期間／（オン期間＋オフ期
間）〕として示し、出力電流Ｉｏｕｔの増加によりデュ
ーティＤＵを大きくし、減少によりデューティＤＵ（オ
ン期間）を小さくすることにより、出力電流Ｉｏｕｔの
変化に対しても出力電圧Ｖｏｕｔを一定化することがで
きる。この場合、出力電流Ｉｏｕｔの変化に対するデュ
ーティＤＵの制御の感度は低くても良いことが判る。
【００３０】図３は本発明の実施の形態のディジタル制
御部の要部説明図であり、制御テーブル１１を設けた場
合の要部を示し、１２は制御処理部である。この制御処
理部１２に、電圧検出部３の入力電圧検出信号ＶＳと、
電流検出部４の出力電流検出信号ＩＳとを入力するもの
で、温度検出部１０の温度検出信号ＴＳを入力すること
もできる。
御部の要部説明図であり、制御テーブル１１を設けた場
合の要部を示し、１２は制御処理部である。この制御処
理部１２に、電圧検出部３の入力電圧検出信号ＶＳと、
電流検出部４の出力電流検出信号ＩＳとを入力するもの
で、温度検出部１０の温度検出信号ＴＳを入力すること
もできる。
【００３１】又制御テーブル１１は、アドレス信号ＡＤ
対応の領域に、メインスイッチ１のオン期間を制御する
制御信号ＤＲを格納したもので、制御処理部１２は、入
力電圧検出信号ＶＳと出力電流検出信号ＩＳとを基に、
又は温度検出信号ＴＳを含めて、制御テーブル１１のア
ドレス信号ＡＤを形成するものであり、前述のように、
図２の（Ａ）に示す特性に従って、入力電圧Ｖｉｎが上
昇すると、オン期間を短くする制御信号ＤＲを読出し、
入力電圧Ｖｉｎが下降すると、オン期間を長くする制御
信号ＤＲを読出し、又図２の（Ｂ）に示す特性に従っ
て、出力電流Ｉｏｕｔが増加すると、オン期間を長くす
る制御信号ＤＲを読出し、出力電流Ｉｏｕｔが減少する
と、オン期間を短くする制御信号ＤＲを読出す構成とす
る。
対応の領域に、メインスイッチ１のオン期間を制御する
制御信号ＤＲを格納したもので、制御処理部１２は、入
力電圧検出信号ＶＳと出力電流検出信号ＩＳとを基に、
又は温度検出信号ＴＳを含めて、制御テーブル１１のア
ドレス信号ＡＤを形成するものであり、前述のように、
図２の（Ａ）に示す特性に従って、入力電圧Ｖｉｎが上
昇すると、オン期間を短くする制御信号ＤＲを読出し、
入力電圧Ｖｉｎが下降すると、オン期間を長くする制御
信号ＤＲを読出し、又図２の（Ｂ）に示す特性に従っ
て、出力電流Ｉｏｕｔが増加すると、オン期間を長くす
る制御信号ＤＲを読出し、出力電流Ｉｏｕｔが減少する
と、オン期間を短くする制御信号ＤＲを読出す構成とす
る。
【００３２】又複数種類の出力電圧を選択する場合、制
御テーブル１１を外部制御信号ＥＸＣによって領域を切
替えることにより対処することができる。或いは、この
外部制御信号ＥＸＣによって、制御処理部１２から制御
テーブル１１を書換えることによって対処することもで
きる。従って、同一の構成で要求される任意の出力電圧
Ｖｏｕｔの設定が可能である。
御テーブル１１を外部制御信号ＥＸＣによって領域を切
替えることにより対処することができる。或いは、この
外部制御信号ＥＸＣによって、制御処理部１２から制御
テーブル１１を書換えることによって対処することもで
きる。従って、同一の構成で要求される任意の出力電圧
Ｖｏｕｔの設定が可能である。
【００３３】図４は入力電圧と出力電流とデューティと
の関係説明図であり、入力電圧Ｖｉｎが曲線のｃ＜ｂ＜
ａの関係で上昇すると、デューティＤＵは順次小さくな
る。又出力電流ＩｏｕｔがＩａを超えて増加した場合
は、デューティＤＵを次第に大きくするとしても、その
変化は僅かで済み、出力電流ＩｏｕｔがＩａ以下の場合
は、出力電流Ｉｏｕｔの変化に対応してデューティＤＵ
の変化を大きくする必要がある。そこで、出力電流Ｉｏ
ｕｔがＩａを超えた範囲のデューティＤＵ（制御テーブ
ル１１に格納する制御信号ＤＲ）を比較的粗いステップ
で格納し、Ｉａ以下の範囲のデューティＤＵを細かいス
テップで格納することにより、メインスイッチ１のデュ
ーティＤＵ（オン期間）制御を正確に行わせると共に、
制御テーブル１１の必要記憶容量を削減することができ
る。
の関係説明図であり、入力電圧Ｖｉｎが曲線のｃ＜ｂ＜
ａの関係で上昇すると、デューティＤＵは順次小さくな
る。又出力電流ＩｏｕｔがＩａを超えて増加した場合
は、デューティＤＵを次第に大きくするとしても、その
変化は僅かで済み、出力電流ＩｏｕｔがＩａ以下の場合
は、出力電流Ｉｏｕｔの変化に対応してデューティＤＵ
の変化を大きくする必要がある。そこで、出力電流Ｉｏ
ｕｔがＩａを超えた範囲のデューティＤＵ（制御テーブ
ル１１に格納する制御信号ＤＲ）を比較的粗いステップ
で格納し、Ｉａ以下の範囲のデューティＤＵを細かいス
テップで格納することにより、メインスイッチ１のデュ
ーティＤＵ（オン期間）制御を正確に行わせると共に、
制御テーブル１１の必要記憶容量を削減することができ
る。
【００３４】図５は出力電流検出による出力電圧制御の
説明図であり、２０は直流電源、２１はメインスイッチ
を含むスイッチング部、２２はメインスイッチの駆動回
路、２３はパルス幅変調信号を出力する比較器、２４は
鋸歯状波発生器、２５は出力電流Ｉｏｕｔを検出する演
算増幅器、２６は出力電流Ｉｏｕｔを検出する抵抗、２
７は負荷を示す。
説明図であり、２０は直流電源、２１はメインスイッチ
を含むスイッチング部、２２はメインスイッチの駆動回
路、２３はパルス幅変調信号を出力する比較器、２４は
鋸歯状波発生器、２５は出力電流Ｉｏｕｔを検出する演
算増幅器、２６は出力電流Ｉｏｕｔを検出する抵抗、２
７は負荷を示す。
【００３５】スイッチング部２１の出力電圧Ｖｏｕｔが
負荷２７に印加され、この負荷２７に供給する出力電流
Ｉｏｕｔは直流電源２０のアース側に流れることにな
り、従って、抵抗２６と演算増幅器２５とにより出力電
流Ｉｏｕｔを検出することができる。この出力電流Ｉｏ
ｕｔの検出信号を比較電圧Ｖｒとして比較器２３に入力
し、鋸歯状波発生器２４からの鋸歯状波電圧と比較し、
比較出力電圧を駆動回路２２を介してスイッチング部２
１のメインスイッチのオン期間を制御することになる。
その場合、単純に出力電流Ｉｏｕｔの検出信号のみで出
力電圧Ｖｏｕｔを一定化することは不可能に近いものと
なるから、出力電圧Ｖｏｕｔを一定化する為の簡単な制
御を行うことになる。
負荷２７に印加され、この負荷２７に供給する出力電流
Ｉｏｕｔは直流電源２０のアース側に流れることにな
り、従って、抵抗２６と演算増幅器２５とにより出力電
流Ｉｏｕｔを検出することができる。この出力電流Ｉｏ
ｕｔの検出信号を比較電圧Ｖｒとして比較器２３に入力
し、鋸歯状波発生器２４からの鋸歯状波電圧と比較し、
比較出力電圧を駆動回路２２を介してスイッチング部２
１のメインスイッチのオン期間を制御することになる。
その場合、単純に出力電流Ｉｏｕｔの検出信号のみで出
力電圧Ｖｏｕｔを一定化することは不可能に近いものと
なるから、出力電圧Ｖｏｕｔを一定化する為の簡単な制
御を行うことになる。
【００３６】図６は入力電圧と出力電流と比較電圧との
関係説明図であり、（Ａ）は鋸歯状波電圧と比較電圧Ｖ
ｒとの関係を示し、（Ｂ）は縦軸を比較電圧Ｖｒ
〔Ｖ〕、横軸を出力電流Ｉｏｕｔ〔ｍＡ〕とし、入力電
圧Ｖｉｎ〔Ｖ〕をパラメータとして、図５に於ける出力
電圧Ｖｏｕｔを一定化した場合の関係曲線を示す。この
場合、０〜２００ｍＡの出力電流Ｉｏｕｔと、１０〜２
０Ｖの入力電圧Ｖｉｎとの場合の比較電圧Ｖｒを示す。
この比較電圧Ｖｒは、鋸歯状波電圧が２〜４Ｖの間の振
幅を有する場合について示すもので、この比較電圧Ｖｒ
が大きいことは、パルス幅変調信号のパルス幅を狭くす
ることに相当し、メインスイッチのオン期間は短くな
る。反対に、比較電圧Ｖｒが小さいことは、パルス幅変
調信号のパルス幅を広くすることに相当し、メインスイ
ッチのオン期間は長くなる。又入力電圧Ｖｉｎを一定と
すると、出力電流Ｉｏｕｔが或る値、例えば、１００ｍ
Ａ以上の時の出力電圧Ｖｏｕｔ一定の為の比較電圧Ｖｒ
はほぼ一定とする傾向を有するものである。
関係説明図であり、（Ａ）は鋸歯状波電圧と比較電圧Ｖ
ｒとの関係を示し、（Ｂ）は縦軸を比較電圧Ｖｒ
〔Ｖ〕、横軸を出力電流Ｉｏｕｔ〔ｍＡ〕とし、入力電
圧Ｖｉｎ〔Ｖ〕をパラメータとして、図５に於ける出力
電圧Ｖｏｕｔを一定化した場合の関係曲線を示す。この
場合、０〜２００ｍＡの出力電流Ｉｏｕｔと、１０〜２
０Ｖの入力電圧Ｖｉｎとの場合の比較電圧Ｖｒを示す。
この比較電圧Ｖｒは、鋸歯状波電圧が２〜４Ｖの間の振
幅を有する場合について示すもので、この比較電圧Ｖｒ
が大きいことは、パルス幅変調信号のパルス幅を狭くす
ることに相当し、メインスイッチのオン期間は短くな
る。反対に、比較電圧Ｖｒが小さいことは、パルス幅変
調信号のパルス幅を広くすることに相当し、メインスイ
ッチのオン期間は長くなる。又入力電圧Ｖｉｎを一定と
すると、出力電流Ｉｏｕｔが或る値、例えば、１００ｍ
Ａ以上の時の出力電圧Ｖｏｕｔ一定の為の比較電圧Ｖｒ
はほぼ一定とする傾向を有するものである。
【００３７】従って、入力電圧Ｖｉｎと出力電流Ｉｏｕ
ｔとが変化しても、出力電圧Ｖｏｕｔを一定化する為に
は、比較電圧Ｖｒを（Ｂ）に示すように制御すれば良い
ことになる。即ち、入力電圧Ｖｉｎと出力電流Ｉｏｕｔ
とに対応したパルス幅変調信号が得られるように制御す
れば良いことになる。出力電圧Ｖｏｕｔを一定化する為
の前述の入力電圧Ｖｉｎと出力電流Ｉｏｕｔとに対応し
たパルス幅制御信号を制御テーブルに格納することにな
る。
ｔとが変化しても、出力電圧Ｖｏｕｔを一定化する為に
は、比較電圧Ｖｒを（Ｂ）に示すように制御すれば良い
ことになる。即ち、入力電圧Ｖｉｎと出力電流Ｉｏｕｔ
とに対応したパルス幅変調信号が得られるように制御す
れば良いことになる。出力電圧Ｖｏｕｔを一定化する為
の前述の入力電圧Ｖｉｎと出力電流Ｉｏｕｔとに対応し
たパルス幅制御信号を制御テーブルに格納することにな
る。
【００３８】図７は本発明の実施の形態のディジタル制
御部の説明図であり、３０は直流電源、３１はメインス
イッチＳＷを含むスイッチング部、３２は駆動回路、３
３はプロセッサ（ＣＰＵ）、３４は制御テーブル、３
５，３６はＡＤ変換器（Ａ／Ｄ）、３７は演算増幅器、
３８は負荷、Ｒｉは電流検出用の抵抗、Ｒ１〜Ｒ４は抵
抗である。
御部の説明図であり、３０は直流電源、３１はメインス
イッチＳＷを含むスイッチング部、３２は駆動回路、３
３はプロセッサ（ＣＰＵ）、３４は制御テーブル、３
５，３６はＡＤ変換器（Ａ／Ｄ）、３７は演算増幅器、
３８は負荷、Ｒｉは電流検出用の抵抗、Ｒ１〜Ｒ４は抵
抗である。
【００３９】直流電源３０からの入力電圧Ｖｉｎを抵抗
Ｒ１，Ｒ２により分圧し、ＡＤ変換器３５によりディジ
タル信号に変換してプロセッサ３３に入力する。又負荷
３８に供給するスイッチング部３１から供給する出力電
流Ｉｏｕｔは、直流電源３０のアース側に流れるから、
抵抗Ｒｉ，Ｒ３，Ｒ４と演算増幅器３７とによる構成に
よって検出することができる。この検出信号をＡＤ変換
器３６によりディジタル信号に変換してプロセッサ３３
に入力する。
Ｒ１，Ｒ２により分圧し、ＡＤ変換器３５によりディジ
タル信号に変換してプロセッサ３３に入力する。又負荷
３８に供給するスイッチング部３１から供給する出力電
流Ｉｏｕｔは、直流電源３０のアース側に流れるから、
抵抗Ｒｉ，Ｒ３，Ｒ４と演算増幅器３７とによる構成に
よって検出することができる。この検出信号をＡＤ変換
器３６によりディジタル信号に変換してプロセッサ３３
に入力する。
【００４０】又制御テーブル３４は、例えば、入力電圧
Ｖｉｎの検出信号を上位アドレス、出力電流Ｉｏｕｔの
検出信号を下位アドレスとして、前述の図６の（Ｂ）に
示す関係から得られるパルス幅変調信号、即ち、前述の
制御信号ＤＲを格納するものである。例えば、入力電圧
Ｖｉｎが１７Ｖで、出力電流Ｉｏｕｔが１００ｍＡの時
のデューティを５０％とすると、制御テーブル３４のＶ
ｉｎ＝１７，Ｉｏｕｔ＝１００のアドレスに、デューテ
ィ５０％を示す制御信号ＤＲが格納される。
Ｖｉｎの検出信号を上位アドレス、出力電流Ｉｏｕｔの
検出信号を下位アドレスとして、前述の図６の（Ｂ）に
示す関係から得られるパルス幅変調信号、即ち、前述の
制御信号ＤＲを格納するものである。例えば、入力電圧
Ｖｉｎが１７Ｖで、出力電流Ｉｏｕｔが１００ｍＡの時
のデューティを５０％とすると、制御テーブル３４のＶ
ｉｎ＝１７，Ｉｏｕｔ＝１００のアドレスに、デューテ
ィ５０％を示す制御信号ＤＲが格納される。
【００４１】プロセッサ３３は、制御テーブル３４から
読出した制御信号ＤＲに従って駆動回路３２を介してス
イッチング部３１のメインスイッチＳＷのオン期間を制
御することにより、出力電圧Ｖｏｕｔを、出力電流Ｉｏ
ｕｔが変化した場合でも、又入力電圧Ｖｉｎが変化した
場合でも一定化することができる。
読出した制御信号ＤＲに従って駆動回路３２を介してス
イッチング部３１のメインスイッチＳＷのオン期間を制
御することにより、出力電圧Ｖｏｕｔを、出力電流Ｉｏ
ｕｔが変化した場合でも、又入力電圧Ｖｉｎが変化した
場合でも一定化することができる。
【００４２】図８は本発明の実施の第２及び第３の実施
の形態の説明図であり、図１２と同一符号は同一部分を
示し、ＤＣＴはディジタル制御部（図１の符号２に相
当）、ＣＤＴは出力電流Ｉｏｕｔを検出する電流検出部
（図１の符号４に相当）を示す。なお、入力電圧Ｖｉｎ
を検出する電圧検出部の機能は、ディジタル制御部ＤＣ
Ｔに含まれるものとして、入力電圧Ｖｉｎを直接的にデ
ィジタル制御部ＤＣＴに入力する構成を示している。又
（Ａ）はブーストコンバータ構成に適用した実施の形態
を示し、（Ｂ）はバックブーストコンバータ構成に適用
した実施の形態を示す。
の形態の説明図であり、図１２と同一符号は同一部分を
示し、ＤＣＴはディジタル制御部（図１の符号２に相
当）、ＣＤＴは出力電流Ｉｏｕｔを検出する電流検出部
（図１の符号４に相当）を示す。なお、入力電圧Ｖｉｎ
を検出する電圧検出部の機能は、ディジタル制御部ＤＣ
Ｔに含まれるものとして、入力電圧Ｖｉｎを直接的にデ
ィジタル制御部ＤＣＴに入力する構成を示している。又
（Ａ）はブーストコンバータ構成に適用した実施の形態
を示し、（Ｂ）はバックブーストコンバータ構成に適用
した実施の形態を示す。
【００４３】図８の（Ａ）のブーストコンバータ構成に
於いては、図示の極性の入力電圧Ｖｉｎと、電流検出部
ＣＤＴによる出力電流Ｉｏｕｔの検出信号とがディジタ
ル制御部ＤＣＴに入力されて、メインスイッチＳＷのオ
ン期間を制御するもので、このメインスイッチＳＷのオ
ン期間にリアクトルＬに蓄積された励磁エネルギーによ
る電圧が、メインスイッチＳＷをオフとした時に、入力
電圧Ｖｉｎに加算され、ダイオードＤを介してコンデン
サＣ２に印加されて充電される。
於いては、図示の極性の入力電圧Ｖｉｎと、電流検出部
ＣＤＴによる出力電流Ｉｏｕｔの検出信号とがディジタ
ル制御部ＤＣＴに入力されて、メインスイッチＳＷのオ
ン期間を制御するもので、このメインスイッチＳＷのオ
ン期間にリアクトルＬに蓄積された励磁エネルギーによ
る電圧が、メインスイッチＳＷをオフとした時に、入力
電圧Ｖｉｎに加算され、ダイオードＤを介してコンデン
サＣ２に印加されて充電される。
【００４４】このコンデンサＣ２の端子電圧が図示の極
性の出力電圧Ｖｏｕｔとなり、図示を省略した負荷に印
加される。又前述の実施の形態と同様に、出力電流Ｉｏ
ｕｔと入力電圧Ｖｉｎとの変動に対応して、ディジタル
制御部ＤＣＴによりメインスイッチＳＷのオン期間が制
御されて、出力電圧Ｖｏｕｔは一定に維持される。
性の出力電圧Ｖｏｕｔとなり、図示を省略した負荷に印
加される。又前述の実施の形態と同様に、出力電流Ｉｏ
ｕｔと入力電圧Ｖｉｎとの変動に対応して、ディジタル
制御部ＤＣＴによりメインスイッチＳＷのオン期間が制
御されて、出力電圧Ｖｏｕｔは一定に維持される。
【００４５】又図８の（Ｂ）のバックブーストコンバー
タ構成に於いても、図示の極性の入力電圧Ｖｉｎと、電
流検出部ＣＤＴによる出力電流Ｉｏｕｔの検出信号とが
ディジタル制御部ＤＣＴに入力されて、メインスイッチ
ＳＷのオン期間が制御される。このメインスイッチＳＷ
のオン期間にリアクトルＬに入力電圧Ｖｉｎによる電流
が流れて励磁エネルギーが蓄積され、メインスイッチＳ
Ｗをオフとした時に、この励磁エネルギーによってリア
クトルＬに継続して電流が流れ、その電流がダイオード
Ｄを介してコンデンサＣ２の充電電流となり、コンデン
サＣ２の端子電圧の出力電圧Ｖｏｕｔは、図示の極性と
なる。
タ構成に於いても、図示の極性の入力電圧Ｖｉｎと、電
流検出部ＣＤＴによる出力電流Ｉｏｕｔの検出信号とが
ディジタル制御部ＤＣＴに入力されて、メインスイッチ
ＳＷのオン期間が制御される。このメインスイッチＳＷ
のオン期間にリアクトルＬに入力電圧Ｖｉｎによる電流
が流れて励磁エネルギーが蓄積され、メインスイッチＳ
Ｗをオフとした時に、この励磁エネルギーによってリア
クトルＬに継続して電流が流れ、その電流がダイオード
Ｄを介してコンデンサＣ２の充電電流となり、コンデン
サＣ２の端子電圧の出力電圧Ｖｏｕｔは、図示の極性と
なる。
【００４６】この実施の形態に於いても、入力電圧Ｖｉ
ｎと出力電流Ｉｏｕｔとに対応して、ディジタル制御部
ＤＣＴによってメインスイッチＳＷのオン期間が制御さ
れ、出力電圧Ｖｏｕｔは一定に維持される。
ｎと出力電流Ｉｏｕｔとに対応して、ディジタル制御部
ＤＣＴによってメインスイッチＳＷのオン期間が制御さ
れ、出力電圧Ｖｏｕｔは一定に維持される。
【００４７】図９は本発明の第４及び第５の実施の形態
の説明図であり、図１３と同一符号は同一部分を示し、
ＤＣＴはディジタル制御部（図１の符号２に相当）、Ｃ
ＤＴは出力電流Ｉｏｕｔを検出する電流検出部（図１の
符号４に相当）を示す。なお、図８に示す実施の形態と
同様に、入力電圧Ｖｉｎを検出する電圧検出部の機能
は、ディジタル制御部ＤＣＴに含まれるものとして、入
力電圧Ｖｉｎを直接的にディジタル制御部ＤＣＴに入力
する構成を示している。（Ａ）はバックコンバータ構成
の実施の形態を示し、（Ｂ）はフォワードコンバータ構
成の実施の形態を示す。
の説明図であり、図１３と同一符号は同一部分を示し、
ＤＣＴはディジタル制御部（図１の符号２に相当）、Ｃ
ＤＴは出力電流Ｉｏｕｔを検出する電流検出部（図１の
符号４に相当）を示す。なお、図８に示す実施の形態と
同様に、入力電圧Ｖｉｎを検出する電圧検出部の機能
は、ディジタル制御部ＤＣＴに含まれるものとして、入
力電圧Ｖｉｎを直接的にディジタル制御部ＤＣＴに入力
する構成を示している。（Ａ）はバックコンバータ構成
の実施の形態を示し、（Ｂ）はフォワードコンバータ構
成の実施の形態を示す。
【００４８】図９の（Ａ）のバックコンバータ構成に於
いて、図示の極性の入力電圧Ｖｉｎと、電流検出部ＣＤ
Ｔによる出力電流Ｉｏｕｔの検出信号とをディジタル制
御部ＤＣＴに入力して、メインスイッチＳＷのオン期間
を制御するもので、メインスイッチＳＷのオン期間に、
入力電圧ＶｉｎによりリアクトルＬを介してコンデンサ
Ｃ２が充電され、メインスイッチＳＷをオフとした時
に、リアクトルＬに継続して流れる電流によってダイオ
ードＤを介してコンデンサＣ２が充電される。このコン
デンサＣ２の端子電圧が出力電圧Ｖｏｕｔとなり、入力
電圧Ｖｉｎと出力電流Ｉｏｕｔとに対応して、ディジタ
ル制御部ＤＣＴによりメインスイッチＳＷのオン期間を
制御して、図示の極性の出力電圧Ｖｏｕｔを一定に維持
するものである。
いて、図示の極性の入力電圧Ｖｉｎと、電流検出部ＣＤ
Ｔによる出力電流Ｉｏｕｔの検出信号とをディジタル制
御部ＤＣＴに入力して、メインスイッチＳＷのオン期間
を制御するもので、メインスイッチＳＷのオン期間に、
入力電圧ＶｉｎによりリアクトルＬを介してコンデンサ
Ｃ２が充電され、メインスイッチＳＷをオフとした時
に、リアクトルＬに継続して流れる電流によってダイオ
ードＤを介してコンデンサＣ２が充電される。このコン
デンサＣ２の端子電圧が出力電圧Ｖｏｕｔとなり、入力
電圧Ｖｉｎと出力電流Ｉｏｕｔとに対応して、ディジタ
ル制御部ＤＣＴによりメインスイッチＳＷのオン期間を
制御して、図示の極性の出力電圧Ｖｏｕｔを一定に維持
するものである。
【００４９】又図９の（Ｂ）のフォワードコンバータ構
成に於いて、図示の極性の入力電圧Ｖｉｎと、電流検出
部ＣＤＴによる出力電流Ｉｏｕｔの検出信号とを、ディ
ジタル制御部ＤＣＴに入力して、メインスイッチＳＷの
オン期間を制御する。このメインスイッチＳＷのオン期
間に、トランスＴの二次巻線Ｎ２の誘起電圧によってダ
イオードＤａとリアクトルＬとを介してコンデンサＣ２
に充電され、メインスイッチＳＷをオフとすると、リア
クトルＬに継続して流れる電流によってダイオードＤｂ
を介してコンデンサＣ２の充電電流となる。そして、コ
ンデンサＣ２の端子電圧が出力電圧Ｖｏｕｔとなり、こ
の出力電圧Ｖｏｕｔは、入力電圧Ｖｉｎと出力電流Ｉｏ
ｕｔとに対応してメインスイッチＳＷのオン期間を制御
するディジタル制御部ＤＣＴによって一定化される。
成に於いて、図示の極性の入力電圧Ｖｉｎと、電流検出
部ＣＤＴによる出力電流Ｉｏｕｔの検出信号とを、ディ
ジタル制御部ＤＣＴに入力して、メインスイッチＳＷの
オン期間を制御する。このメインスイッチＳＷのオン期
間に、トランスＴの二次巻線Ｎ２の誘起電圧によってダ
イオードＤａとリアクトルＬとを介してコンデンサＣ２
に充電され、メインスイッチＳＷをオフとすると、リア
クトルＬに継続して流れる電流によってダイオードＤｂ
を介してコンデンサＣ２の充電電流となる。そして、コ
ンデンサＣ２の端子電圧が出力電圧Ｖｏｕｔとなり、こ
の出力電圧Ｖｏｕｔは、入力電圧Ｖｉｎと出力電流Ｉｏ
ｕｔとに対応してメインスイッチＳＷのオン期間を制御
するディジタル制御部ＤＣＴによって一定化される。
【００５０】前述の各実施の形態に於いて、ディジタル
制御部ＤＣＴは、図３に示すように、制御テーブル１１
と制御処理部１２とを含む構成とすることができる。又
温度検出部を設けて、コンバータ内の温度を検出し、温
度による出力電圧Ｖｏｕｔの変動を、メインスイッチＳ
Ｗのオン期間の制御によって抑圧することも可能であ
る。
制御部ＤＣＴは、図３に示すように、制御テーブル１１
と制御処理部１２とを含む構成とすることができる。又
温度検出部を設けて、コンバータ内の温度を検出し、温
度による出力電圧Ｖｏｕｔの変動を、メインスイッチＳ
Ｗのオン期間の制御によって抑圧することも可能であ
る。
【００５１】図１０は過渡状態の動作説明図であり、
（Ａ）は図９の（Ａ）のバックコンバータ構成に於ける
出力電流Ｉｏｕｔとリアクトル電流ＩＬとの変化状態を
示し、出力電流がＩ１からＩ２に変化した場合を示す。
又（ｂ）は過渡状態に於けるデューティΔＤを示し、
（ｃ）は出力電圧Ｖｏｕｔの変化を示す。又Ｔｃは制御
周期を示す。
（Ａ）は図９の（Ａ）のバックコンバータ構成に於ける
出力電流Ｉｏｕｔとリアクトル電流ＩＬとの変化状態を
示し、出力電流がＩ１からＩ２に変化した場合を示す。
又（ｂ）は過渡状態に於けるデューティΔＤを示し、
（ｃ）は出力電圧Ｖｏｕｔの変化を示す。又Ｔｃは制御
周期を示す。
【００５２】出力電流ＩｏｕｔがＩ１又はＩ２の定常状
態の場合は、出力電流とリアクトルＬに流れる電流の平
均値とは等しくなる。従って、出力電流ＩｏｕｔがＩ１
からＩ２に変化した時、リアクトルＬに流れる電流も追
従して変化しようとするが、インダクタンスによる応答
遅れにより、リアクトルＬに流れる電流ＩＬは、Ｔｄの
時間遅れで、一転鎖線で示すように変化する。それによ
って、出力電圧Ｖｏｕｔが低下するように変動する。
態の場合は、出力電流とリアクトルＬに流れる電流の平
均値とは等しくなる。従って、出力電流ＩｏｕｔがＩ１
からＩ２に変化した時、リアクトルＬに流れる電流も追
従して変化しようとするが、インダクタンスによる応答
遅れにより、リアクトルＬに流れる電流ＩＬは、Ｔｄの
時間遅れで、一転鎖線で示すように変化する。それによ
って、出力電圧Ｖｏｕｔが低下するように変動する。
【００５３】そこで、出力電流Ｉｏｕｔが大きく変化し
た時の出力電圧Ｖｏｕｔの変動を抑制するように、メイ
ンスイッチのオン期間を補正値によって制御するもので
あり、メインスイッチのオン期間を制御する為のデュー
ティをΔＤ変化させた時、制御周期Ｔｃに於けるリアク
トルＬの電流ＩＬの変化量ΔＩは、出力電圧Ｖｏｕｔを
一定と見做し、且つリアクトルのインダクタンスをＬと
して、 ΔＩ＝ΔＤ・Ｖｉｎ・Ｔｃ／Ｌ …（１） で表される。
た時の出力電圧Ｖｏｕｔの変動を抑制するように、メイ
ンスイッチのオン期間を補正値によって制御するもので
あり、メインスイッチのオン期間を制御する為のデュー
ティをΔＤ変化させた時、制御周期Ｔｃに於けるリアク
トルＬの電流ＩＬの変化量ΔＩは、出力電圧Ｖｏｕｔを
一定と見做し、且つリアクトルのインダクタンスをＬと
して、 ΔＩ＝ΔＤ・Ｖｉｎ・Ｔｃ／Ｌ …（１） で表される。
【００５４】従って、出力電流ＩｏｕｔがＩ１からＩ２
に変化した過渡状態に於けるデューティの変化量ΔＤ
は、 ΔＤ＝Ｌ（Ｉ２−Ｉ１）／（Ｖｉｎ・Ｔｃ） …（２） で表される。即ち、出力電流ＩｏｕｔがＩ１又はＩ２の
定常状態に於けるデューティＤ１又はＤ２に対して、出
力電流Ｉｏｕｔが変化した時の過渡状態に於いて、前述
の変化量ΔＤを補正値として、メインスイッチのオン期
間を制御するものである。
に変化した過渡状態に於けるデューティの変化量ΔＤ
は、 ΔＤ＝Ｌ（Ｉ２−Ｉ１）／（Ｖｉｎ・Ｔｃ） …（２） で表される。即ち、出力電流ＩｏｕｔがＩ１又はＩ２の
定常状態に於けるデューティＤ１又はＤ２に対して、出
力電流Ｉｏｕｔが変化した時の過渡状態に於いて、前述
の変化量ΔＤを補正値として、メインスイッチのオン期
間を制御するものである。
【００５５】その場合、ディジタル制御部２に於いて、
制御周期Ｔｃ毎にＩ１−Ｉ２を求め、出力電流Ｉｏｕｔ
の変化分が閾値ＩTHを超えた時に、次の制御周期Ｔｃに
於いて、前述のように、Ｉ１＞Ｉ２の条件の場合は、そ
の時のデューティＤ１を変化量ΔＤだけ大きくするよう
に制御し、反対にＩ１＜Ｉ２の条件の場合は、その時の
デューティＤ１を変化量ΔＤだけ小さくするように制御
して、出力電圧Ｖｏｕｔの変動を抑制する。
制御周期Ｔｃ毎にＩ１−Ｉ２を求め、出力電流Ｉｏｕｔ
の変化分が閾値ＩTHを超えた時に、次の制御周期Ｔｃに
於いて、前述のように、Ｉ１＞Ｉ２の条件の場合は、そ
の時のデューティＤ１を変化量ΔＤだけ大きくするよう
に制御し、反対にＩ１＜Ｉ２の条件の場合は、その時の
デューティＤ１を変化量ΔＤだけ小さくするように制御
して、出力電圧Ｖｏｕｔの変動を抑制する。
【００５６】又ディジタル制御部２に制御テーブルを設
けてデューティを示す制御信号を格納した場合は、出力
電流Ｉｏｕｔの変化分が閾値ＩTHを超えた時に、Ｉ１＞
Ｉ２か、又はＩ１＜Ｉ２かの条件に対応して、変化量Δ
Ｄを補正値とした制御信号を読出すようにアドレス制御
を行うことになる。
けてデューティを示す制御信号を格納した場合は、出力
電流Ｉｏｕｔの変化分が閾値ＩTHを超えた時に、Ｉ１＞
Ｉ２か、又はＩ１＜Ｉ２かの条件に対応して、変化量Δ
Ｄを補正値とした制御信号を読出すようにアドレス制御
を行うことになる。
【００５７】又（Ｂ）は入力電圧Ｖｉｎの変化の場合を
示し、入力電圧Ｖｉｎが（ａ）に示すように、Ｖ１から
Ｖ２に変化した場合、デューティを（ｂ）に示すよう
に、Ｄ１からＤ２に変化させることになるが、制御遅れ
Ｔｄにより、リアクトルＬの電流ＩＬは（ｃ）に示すよ
うに、入力電圧Ｖｉｎの上昇に従って上昇し、出力電圧
Ｖｏｕｔも（ｄ）に示すように上昇する。
示し、入力電圧Ｖｉｎが（ａ）に示すように、Ｖ１から
Ｖ２に変化した場合、デューティを（ｂ）に示すよう
に、Ｄ１からＤ２に変化させることになるが、制御遅れ
Ｔｄにより、リアクトルＬの電流ＩＬは（ｃ）に示すよ
うに、入力電圧Ｖｉｎの上昇に従って上昇し、出力電圧
Ｖｏｕｔも（ｄ）に示すように上昇する。
【００５８】入力電圧ＶｉｎがＶ１からＶ２に変化した
ことによるリアクトルＬの電流ＩＬの変化量ΔＩ’は、 ΔＩ’＝Ｄ１（Ｖ２−Ｖ１）・Ｔｄ／Ｌ …（３） で表される。出力電圧Ｖｏｕｔの変動を抑制する為に
は、次の制御周期Ｔｃに於いてリアクトルＬの電流ＩＬ
を元の値に戻すように制御すれば良いことになる。そこ
で、デューティの変化量をΔＤ’とすると、 ΔＤ’・Ｖ２・Ｔｃ／Ｌ＝Ｄ１（Ｖ２−Ｖ１）・Ｔｄ／Ｌ …（４） となるから、その変化量ΔＤ’は、 ΔＤ’＝Ｄ１（Ｖ２−Ｖ１）・Ｔｄ／（Ｖ２・Ｔｃ） …（５） となる。即ち、ディジタル制御部２に於いて（５）式に
従った演算により、デューティの変化量ΔＤ’を補正値
として、メインスイッチ１のオン期間を制御することに
なる。
ことによるリアクトルＬの電流ＩＬの変化量ΔＩ’は、 ΔＩ’＝Ｄ１（Ｖ２−Ｖ１）・Ｔｄ／Ｌ …（３） で表される。出力電圧Ｖｏｕｔの変動を抑制する為に
は、次の制御周期Ｔｃに於いてリアクトルＬの電流ＩＬ
を元の値に戻すように制御すれば良いことになる。そこ
で、デューティの変化量をΔＤ’とすると、 ΔＤ’・Ｖ２・Ｔｃ／Ｌ＝Ｄ１（Ｖ２−Ｖ１）・Ｔｄ／Ｌ …（４） となるから、その変化量ΔＤ’は、 ΔＤ’＝Ｄ１（Ｖ２−Ｖ１）・Ｔｄ／（Ｖ２・Ｔｃ） …（５） となる。即ち、ディジタル制御部２に於いて（５）式に
従った演算により、デューティの変化量ΔＤ’を補正値
として、メインスイッチ１のオン期間を制御することに
なる。
【００５９】又ディジタル制御部２に制御テーブルを設
けてデューティを示す制御信号を格納した場合は、入力
電圧Ｖｉｎの変化分が閾値ＶTHを超えた時に、Ｖ１＞Ｖ
２の条件の場合は、その時のデューティＤ１に、＋Δ
Ｄ’を補正値として付加し、又Ｖ１＜Ｖ２の条件の場合
は、その時のデューティＤ１に、−ΔＤ’を補正値とし
て付加した制御信号を読出すようにアドレス制御を行う
ことになる。
けてデューティを示す制御信号を格納した場合は、入力
電圧Ｖｉｎの変化分が閾値ＶTHを超えた時に、Ｖ１＞Ｖ
２の条件の場合は、その時のデューティＤ１に、＋Δ
Ｄ’を補正値として付加し、又Ｖ１＜Ｖ２の条件の場合
は、その時のデューティＤ１に、−ΔＤ’を補正値とし
て付加した制御信号を読出すようにアドレス制御を行う
ことになる。
【００６０】各種の構成に於いて、入力電圧Ｖｉｎの変
動及び出力電流Ｉｏｕｔの変動による過渡状態に於ける
出力電圧Ｖｏｕｔの変動を抑制するように、メインスイ
ッチ１を制御する為のデューティに補正値を付加して制
御することができる。又第１乃至第５の実施の形態のみ
に限定されるものではなく、他の構成のＤＣ／ＤＣコン
バータに対しても本発明を適用することができる。
動及び出力電流Ｉｏｕｔの変動による過渡状態に於ける
出力電圧Ｖｏｕｔの変動を抑制するように、メインスイ
ッチ１を制御する為のデューティに補正値を付加して制
御することができる。又第１乃至第５の実施の形態のみ
に限定されるものではなく、他の構成のＤＣ／ＤＣコン
バータに対しても本発明を適用することができる。
【００６１】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、入力電
圧を検出する電圧検出部３と、出力電流を検出する電流
検出部４と、メインスイッチ１のオン，オフ制御を行う
ディジタル制御部２とを有し、このディジタル制御部２
は、電圧検出部３による入力電圧検出信号と、電流検出
部４による出力電流検出信号とを基に、メインスイッチ
１のオン期間の制御信号を読出す制御テーブルと、この
制御テーブルの読出制御を行う制御処理部と、制御テー
ブルから読出した制御信号に従ってメインスイッチ１の
オン，オフ駆動を行う駆動回路９とを含み、且つ入力電
圧検出信号及び出力電流検出信号のサンプリング周期毎
の変化分が閾値を超えた時に、出力電圧の過渡応答を抑
制するように、メインスイッチ１のオン期間を補正する
構成を備えて、出力電圧Ｖｏｕｔを安定化するもので、
誤差分を増幅してフィードバックする制御系を含まない
ので、出力電圧Ｖｏｕｔの安定な制御系を構成すること
ができる利点がある。又温度検出部による温度検出信号
も制御テーブルのアドレス信号の一部とすることによ
り、温度変化に伴う出力電圧の変動を抑制して安定化を
図ることができる利点がある。
圧を検出する電圧検出部３と、出力電流を検出する電流
検出部４と、メインスイッチ１のオン，オフ制御を行う
ディジタル制御部２とを有し、このディジタル制御部２
は、電圧検出部３による入力電圧検出信号と、電流検出
部４による出力電流検出信号とを基に、メインスイッチ
１のオン期間の制御信号を読出す制御テーブルと、この
制御テーブルの読出制御を行う制御処理部と、制御テー
ブルから読出した制御信号に従ってメインスイッチ１の
オン，オフ駆動を行う駆動回路９とを含み、且つ入力電
圧検出信号及び出力電流検出信号のサンプリング周期毎
の変化分が閾値を超えた時に、出力電圧の過渡応答を抑
制するように、メインスイッチ１のオン期間を補正する
構成を備えて、出力電圧Ｖｏｕｔを安定化するもので、
誤差分を増幅してフィードバックする制御系を含まない
ので、出力電圧Ｖｏｕｔの安定な制御系を構成すること
ができる利点がある。又温度検出部による温度検出信号
も制御テーブルのアドレス信号の一部とすることによ
り、温度変化に伴う出力電圧の変動を抑制して安定化を
図ることができる利点がある。
【００６２】又メインスイッチ１のオン，オフを制御す
る制御信号を格納した制御テーブルを設けることによ
り、ディジタル制御部２の構成を更に簡単化することが
でき、且つ出力電圧Ｖｏｕｔの設定を、制御テーブルの
制御信号の書換え、又は複数種類の制御信号が格納され
た領域の切替えによって行うことも可能となり、同一の
ハード構成により各種の出力電圧Ｖｏｕｔに対応するこ
とができるから、コストダウンを図ることができる利点
がある。
る制御信号を格納した制御テーブルを設けることによ
り、ディジタル制御部２の構成を更に簡単化することが
でき、且つ出力電圧Ｖｏｕｔの設定を、制御テーブルの
制御信号の書換え、又は複数種類の制御信号が格納され
た領域の切替えによって行うことも可能となり、同一の
ハード構成により各種の出力電圧Ｖｏｕｔに対応するこ
とができるから、コストダウンを図ることができる利点
がある。
【００６３】又入力電圧Ｖｉｎ又は出力電流Ｉｏｕｔの
急変時等に於ける出力電圧Ｖｏｕｔの変動を抑圧するよ
うに、補正値を演算により、或いは制御テーブルにより
求めて制御することができる。従って、出力電圧Ｖｏｕ
ｔを検出しなくても、出力電圧Ｖｏｕｔを安定化するこ
とができる。
急変時等に於ける出力電圧Ｖｏｕｔの変動を抑圧するよ
うに、補正値を演算により、或いは制御テーブルにより
求めて制御することができる。従って、出力電圧Ｖｏｕ
ｔを検出しなくても、出力電圧Ｖｏｕｔを安定化するこ
とができる。
【図１】本発明の第１の実施の形態の説明図である。
【図２】入力電圧及び出力電流とデューティとの関係説
明図である。
明図である。
【図３】本発明の実施の形態のディジタル制御部の要部
説明図である。
説明図である。
【図４】入力電圧と出力電流とデューティとの関係説明
図である。
図である。
【図５】出力電流検出による出力電圧制御の説明図であ
る。
る。
【図６】入力電圧と出力電流と比較電圧との関係説明図
である。
である。
【図７】本発明の実施の形態のディジタル制御部の説明
図である。
図である。
【図８】本発明の第２及び第３の実施の形態の説明図で
ある。
ある。
【図９】本発明の第４及び第５の実施の形態の説明図で
ある。
ある。
【図１０】過渡状態の動作説明図である。
【図１１】従来例のフライバックコンバータ構成の説明
図である。
図である。
【図１２】従来例のブーストコンバータ構成及びバック
ブーストコンバータ構成の説明図である。
ブーストコンバータ構成の説明図である。
【図１３】従来例のバックコンバータ構成及びフォワー
ドコンバータ構成の説明図である。
ドコンバータ構成の説明図である。
【符号の説明】
１ メインスイッチ
２ ディジタル制御部
３ 電圧検出部
４ 電流検出部
５ トランス
６ 入力側コンデンサ
７ ダイオード
８ 平滑用コンデンサ
９ 駆動回路
１０ 温度検出部
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 清水 久雄
神奈川県川崎市高津区坂戸１丁目17番３
号 富士通電装株式会社内
(72)発明者 大熊 徹
神奈川県川崎市高津区坂戸１丁目17番３
号 富士通電装株式会社内
(56)参考文献 特開 平４−29563（ＪＰ，Ａ)
特開 平９−93921（ＪＰ，Ａ)
特開 平９−9610（ＪＰ，Ａ)
特開 平５−49252（ＪＰ，Ａ)
特開 昭54−144922（ＪＰ，Ａ)
特開 平９−149637（ＪＰ，Ａ)
特開 昭62−178171（ＪＰ，Ａ)
特開 昭58−63077（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 3/00 - 3/44
Claims (2)
- 【請求項１】 メインスイッチのオン，オフ制御により
出力電圧を安定化するＤＣ／ＤＣコンバータに於いて、入力電圧を検出する電圧検出部と、出力電流を検出する
電流検出部と、前記メインスイッチのオン，オフ制御を
行うディジタル制御部とを有し、 前記ディジタル制御部は、前記電圧検出部による入力電
圧検出信号と前記電流検出部による出力電流検出信号と
を基に、前記メインスイッチのオン期間の制御信号を読
出す制御テーブルと、該制御テーブルの読出制御を行う
制御処理部と、前記制御テーブルから読出した前記制御
信号に従って前記メインスイッチのオン，オフ駆動を行
う駆動回路とを含み、且つ前記入力電圧検出信号及び前
記出力電流検出信号のサンプリング周期毎の変化分が閾
値を超えた時に、出力電圧の過渡応答を抑制するように
前記メインスイッチのオン期間を補正する構成を備えた
ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】 前記ディジタル制御部の前記制御テーブ
ルは、前記電圧検出部による入力電圧検出信号と、前記
電流検出部による出力電流検出信号と、温度検出部によ
る温度検出信号とをアドレス信号としてアクセスする領
域に、前記メインスイッチのオン期間の制御信号を格納
した構成を有することを特徴とする請求項１記載のＤＣ
／ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29977997A JP3438126B2 (ja) | 1997-10-31 | 1997-10-31 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29977997A JP3438126B2 (ja) | 1997-10-31 | 1997-10-31 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11136938A JPH11136938A (ja) | 1999-05-21 |
| JP3438126B2 true JP3438126B2 (ja) | 2003-08-18 |
Family
ID=17876862
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29977997A Expired - Fee Related JP3438126B2 (ja) | 1997-10-31 | 1997-10-31 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3438126B2 (ja) |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4320695B2 (ja) * | 2001-07-05 | 2009-08-26 | 菊水電子工業株式会社 | 耐電圧試験装置 |
| CN101015112B (zh) * | 2004-08-13 | 2011-01-12 | Nxp股份有限公司 | 具有自适应切换参数调整的dc-dc转换器 |
| US7567066B2 (en) * | 2006-10-04 | 2009-07-28 | Power Integrations, Inc. | Integrated switch with internally adjusted conduction time |
| JP2008130950A (ja) * | 2006-11-24 | 2008-06-05 | Denso Corp | 半導体装置 |
| JP2009291006A (ja) * | 2008-05-29 | 2009-12-10 | Fujitsu Ltd | 電圧変換装置、電圧変換方法、およびデューティ比決定プログラム |
| US7872527B2 (en) * | 2009-03-31 | 2011-01-18 | Qualcomm, Incorporated | Power supply control system and method with variable post-regulation |
| JP5378048B2 (ja) * | 2009-04-16 | 2013-12-25 | 株式会社ジャパンディスプレイ | 電源回路及びそれを用いた表示装置 |
| CN102571131B (zh) * | 2012-01-12 | 2017-02-15 | 中兴通讯股份有限公司 | 电源装置及其管理电源的方法和无线通信终端 |
| DE102013206567A1 (de) * | 2013-04-12 | 2014-10-16 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren und Vorrichtung zur Leistungssteuerung oder Spannungssteuerung |
| CN104660044B (zh) * | 2014-12-26 | 2018-07-03 | 西安华为技术有限公司 | 一种开关电路、控制开关电路的方法及装置 |
| JP2016158406A (ja) * | 2015-02-25 | 2016-09-01 | 新日本無線株式会社 | 絶縁型スイッチング電源装置およびその制御方法 |
| CN112088481A (zh) * | 2018-05-15 | 2020-12-15 | 三菱电机株式会社 | 功率器件驱动装置及其制造方法 |
-
1997
- 1997-10-31 JP JP29977997A patent/JP3438126B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH11136938A (ja) | 1999-05-21 |
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