JP3427647B2 - 音質調整回路 - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、オーディオ信号帯
域の周波数特性を調整する音質調整回路に関する。 【０００２】 【従来の技術】オーディオ信号の音質を、音源や再生音
場の状況、あるいは聴取者の聴力や好み等に応じて調整
するために、特定の周波数帯域の利得を連続的に変化さ
せるトーンコントロール回路や、周波数帯域を複数に分
割して、分割された各帯域内で利得を変化させるグラフ
ィックイコライザ回路が一般に用いられている。 【０００３】図７は、上記のトーンコントロール回路に
よる音質調整の様子を模式的に示したものである。この
例では、オーディオ信号の音質を調整する帯域の中心周
波数は１ｋＨｚに固定されており、低域側ではターンオ
ーバ周波数ｆL1からｆL2までの帯域内で、高域側ではタ
ーンオーバ周波数ｆH1からｆH2までの帯域内で、それぞ
れ利得を連続的に変化させることができる。このよう
に、トーンコントロール回路は、予め決められた周波数
特性に従って音質調整を行うものであり、所望の周波数
帯域の利得だけを任意に増強または減衰させることはで
きない。 【０００４】これに対して、グラフィックイコライザ回
路は、オーディオ信号を複数の周波数帯域に分割して、
分割された各帯域内で利得を増強または減衰させること
ができるものである。図８は、このグラフィックイコラ
イザ回路による音質調整の様子を模式的に示している。
この例では、周波数を５つの帯域に分割した場合を示し
ている。 【０００５】しかし、グラフィックイコライザ回路の各
周波数帯域の中心周波数ｆ1，ｆ2，ｆ3，ｆ4，ｆ5 は、
予め決められた値に固定されているのが通常であり、こ
れらを自由に変化させることはできない。このため、所
望の周波数の信号を増強または減衰させることができな
いことがある。 【０００６】なお、図７および図８において、縦軸のレ
スポンスは、入力信号に対する出力信号の強度比（利
得）を表し、０ｄＢより上の部分は信号が増強されてい
ることを、また０ｄＢより下の部分は信号が減衰されて
いることを表している。 【０００７】図９は、このようなグラフィックイコライ
ザ回路の一構成例を示す図である。 【０００８】このグラフィックイコライザ回路は、入力
信号Ｖi が印加される入力端子１、非反転入力端子と反
転入力端子とを有する演算増幅器２、出力信号ＶO が出
力される出力端子３を備えている。演算増幅器２の反転
入力端子には、出力信号ＶOが負帰還抵抗ＲO を介して
入力される。 【０００９】３１Ａは、通過帯域の中心周波数ω0 ，伝
達関数Ｈ（ｓ）をもつバンドパスフィルタであり、３２
Ａ，３３Ａは、バンドパスフィルタ３１Ａの出力信号を
電圧−電流変換する１対の電圧−電流変換器である。こ
の電圧−電流変換器は、後述するように電流ミラーによ
り構成される。ここで、上記の一対をなす第１の電圧−
電流変換器３２Ａの変換コンダクタンスを（１−ａ）ｇ
m 、第２の電圧−電流変換器３２Ａの変換コンダクタン
スを（１＋ａ）ｇm （−１＜ａ＜１）とする。 【００１０】 【課題を解決するための手段】上述の課題を解決するた
めに提案する本発明の音質調整回路は、増幅器と積分器
とを有して構成される状態変数型能動バンドパスフィル
タの通過中心周波数を変化させて音質調整を行う音質調
整回路において、入力信号が印加される非反転入力端子
を備える第１の演算増幅器と、上記第１の演算増幅器の
出力端子からの出力電圧を電流に変換する第１の電圧−
電流変換手段と、上記第１の電圧−電流変換手段の出力
電流を積分する第１の積分手段と、上記第１の積分手段
の出力が印加される非反転入力端子を備える第２の演算
増幅器と、上記第２の演算増幅器の出力端子からの出力
電圧を電流に変換する第２の電圧−電流変換手段と、上
記第２の電圧−電流変換手段の出力電流を積分する第２
の積分手段と、上記第１の電圧−電流変換手段及び上記
第２の電圧−電流変換手段のそれぞれの変換コンダクタ
ンスの値を上記第１の電圧−電流変換手段及び第２の電
圧−電流変換手段にそれぞれ接続された電流源の電流値
によって制御する制御手段とを備え、上記制御手段に接
続された一つの可変抵抗によって、上記第１の電圧−電
流変換手段及び上記第２の電圧−電流変換手段の各々の
変換コンダクタンスの値を互いに等しくかつ連続的に可
変することによって、上記状態変数型能動バンドパスフ
ィルタの通過中心周波数の共振鋭度を変えずに通過中心
周波数を連続的に変化させるようにしたことを特徴とす
るものである。 【００１１】前述の図８に示す周波数特性は、入力信号
が、５分割された周波数帯域の各帯域を受け持つ５個の
バンドパスフィルタ３１Ａ，３１Ｂ，３１Ｃ，３１Ｄ，
３１Ｅにより各々利得が変化され、それらが演算増幅器
２で加算されて出力端子３から出力された出力信号Ｖo
の周波数特性に相当する。 【００１２】 【発明が解決しようとする課題】前述したように、グラ
フィックイコライザ回路を用いることにより、オーディ
オ信号を複数の周波数帯域に分割して、分割された各帯
域内で利得を任意に増強または減衰させることができ
る。しかし、分割された各帯域の中心周波数は固定され
ているため、帯域の分割数が少ない場合には所望の周波
数の信号を増強または減衰させることができないことが
ある。 【００１３】もちろん、周波数の分割数を多くして、そ
の各々の帯域について利得を変化させるように構成すれ
ば、所望の周波数の信号の利得のみを任意に変化させる
ことができる。しかし、この方法では、回路規模が大き
くなりコストも上昇してしまうために、小型安価に構成
することが要求される実際の回路に適用するには好まし
くない。 【００１４】本発明が解決しようとする課題は、このよ
うな状況をふまえ、簡易な方法により所望の周波数にお
ける利得を連続的に変化させることができる音質調整回
路を提供することである。 【００１５】 【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
めに提案する、本発明の音質調整回路は、増幅器と積分
手段とを有して構成される状態変数型能動バンドパスフ
ィルタと、上記増幅器の変換コンダクタンスを制御する
制御手段とを備えてなることを特徴とするものである。
上記の状態変数型能動バンドパスフィルタは、入力信号
が印加される非反転入力端子と、負帰還抵抗を介して出
力端子と接続された反転入力端子を備える第１の演算増
幅器と、上記第１の演算増幅器の出力端子からの出力電
圧を電流に変換する第１の電圧−電流変換手段と、上記
第１の電圧−電流変換手段の出力電流を積分する第１の
積分手段とから構成される第１の増幅器と、上記第１の
積分手段の出力が印加される非反転入力端子と、負帰還
抵抗を介して出力端子と接続された反転入力端子を備え
る第２の演算増幅器と、上記第２の演算増幅器の出力端
子からの出力電圧を電流に変換する第２の電圧−電流変
換手段と、上記第２の電圧−電流変換手段の出力電流を
積分する第２の積分手段とから構成される第２の増幅器
とを有しており、上記第１および第２の増幅器の変換コ
ンダクタンスが互いに等しく構成されている。 【００１６】上記の音質調整回路によれば、上記変換コ
ンダクタンスに比例してバンドパスフィルタの中心周波
数を変化させることができるため、可変抵抗により制御
電流を変化させる等の簡易な方法により、利得を変化さ
せる周波数帯域を連続的に変化させることができる音質
調整回路を提供できる。 【００１７】 【発明の実施の形態】まず、本発明の音質調整回路につ
いての説明に先立って、図９に示したＮ分割グラフィッ
クイコライザ回路を構成するバンドパスフィルタについ
て、図１および図２を参照しながら説明する。 【００１８】図１に示すバンドパスフィルタ回路は、状
態変数型（バイクワッド型）と称する能動フィルタであ
り、加算器と積分器から構成される。この図１では、４
１が入力端子であり、演算増幅器４２，４３が加算器に
相当し、電圧−電流変換器４４と容量Ｃ11および電圧−
電流変換器４５と容量Ｃ12が各々積分器に相当する。ま
た、４７，４８はバッファである。 【００１９】演算増幅器４２と電圧−電流変換器４４か
らなる部分、および演算増幅器４３と電圧−電流変換器
４５からなる部分は、各々、いわゆるトランスコンダク
タ増幅器を構成している。この２つのトランスコンダク
タ増幅器の変換コンダクタンスｇm1およびｇm2は、制御
回路１０１からの制御信号により変化させることができ
る。 【００２０】ここで、入力端子４１に加えられる入力信
号電圧をＶ1 ，出力端子４６から出力される出力信号電
圧をＶ2 とし、積分器に相当する上記の２つの回路の伝
達関数が、各々Ｑ・ω0／Ｓおよびω0／（Ｓ・Ｑ）であ
るとすると、このバンドパスフィルタ回路全体の伝達関
数Ｈ（ｓ）は、次式のように表される。 【００２１】 【数１】 【００２２】いま、図９のグラフィックイコライザ回路
を構成するバンドパスフィルタが、上式で与えられる伝
達関数をもつとし、また演算増幅器２の入力端子の電圧
をＶ1 とすると、 Ｖ1 ＝ Ｖi − Ｒi・Ｉi （２） Ｉi ＝ Ｖi（１−ａ）ｇm・Ｈ（ｓ） （３） Ｖ0 ＝ Ｖi ＋ Ｒ0・Ｉ0 （４） が成立する。上式を整理すると、（５）〜（７）式を得
る。 【００２３】 【数２】 【００２４】さらに、信号の減衰特性と強調特性が対称
になるためには、Ｒi＝Ｒ0＝Ｒが成り立たなければなら
ないことを考慮してＶ0 を求めると（８）式を得る。そ
して、この（８）式から伝達関数Ｔ（ｓ）＝Ｖ0 ／ Ｖi
を求めると（９）式を得る。 【００２５】 【数３】 【００２６】この（９）式において、ａ＝１とすると
（１０）式となる。従って、振幅特性は、中心（中心）
共振周波数ω0＝２πｆ0で強調されたものとなり、この
ときの利得は、（１+２Ｒｇm）となる。 【００２７】また、（９）式において、ａ＝−１とする
と（１１）式となる。このときには、振幅特性は、中心
（共振）周波数ω0 において利得が１／（１+２Ｒｇm）
となる減衰特性を示す。 【００２８】 【数４】 【００２９】このように、図９に示すグラフィックイコ
ライザ回路は、バンドパスフィルタと、係数ａによって
差動的にｇm が変化する２つの電圧−電流変換器から構
成されている。 【００３０】次に、上記のバンドパスフィルタにおい
て、電圧−電流変換器４４の変換コンダクタンスｇ
m1と、電圧−電流変換器４５の変換コンダクタンスｇm2
とが互いに等しい場合について考える。 【００３１】ｇm1＝ｇm2＝ｇm とすると、通過帯域の中
心（共振）周波数ω0 および共振の鋭度Ｑは、次式で与
えられる。 【００３２】 ω0 ＝ ｇm・｛１／（Ｃ1・Ｃ2）｝1/2 （１２） Ｑ ＝ （Ｃ2／Ｃ1）1/2 （１３） すなわち、バンドパスフィルタ回路を構成する２つの電
圧−電流変換器増幅器の変換コンダクタンスが互いに等
しいときには、共振の鋭度Ｑを変化させることなく、バ
ンドパスフィルタの中心周波数ω0を変えることができ
る。 【００３３】図２は、図１のバンドパスフィルタ回路に
おいて、演算増幅器と電圧−電流変換器から構成される
トランスコンダクタ増幅器の１段分の回路例を示してい
る。 【００３４】このトランスコンダクタ増幅器は、入力電
圧ΔＶinが入力されるトランジスタＱ1，Ｑ2からなる演
算増幅器５１、ダイオードＤ1，Ｄ2からなるダイオード
対５２および１対の電流源Ｉ0／２ により構成される部
分は、図１の演算増幅器４２に相当する。また、１対の
電流−電圧変換器５４およびトランジスタＱ3，Ｑ4から
なる差動増幅器５３により構成される部分は、図１の電
圧−電流変換器４３に相当する。そして、出力電流ΔＩ
out が出力される出力端子５５は、図１の端子４９に相
当する。また、制御回路１０１は、このトランスコンダ
クタ増幅器の電流源Ｉc の電流を制御するための手段で
ある。この制御回路１０１については後述する。 【００３５】図１のバンドパスフィルタ回路の後段を構
成する演算増幅器４３および電圧−電流変換器４５も同
様に構成される。なお、図１では、１段目のトランスコ
ンダクタ増幅器と、２段目のトランスコンダクタ増幅器
の間から、出力を取り出すようにされているが、この出
力は２段目のトランスコンダクタ増幅器の出力として取
り出すようにしても等価である。 【００３６】ここで、トランジスタ対Ｑ1，Ｑ2に流れる
全電流をＩ0 とすると、入力電圧ΔＶinは、次式で表さ
れる。 【００３７】 ΔＶin ＝ ΔＩout・（１／Ｒ）・（Ｉc／Ｉ0） ＝ ΔＩout・（１／ｇm） （１４） この式から分かるように、電圧−電流変換器に接続され
る電流源Ｉc の電流を、制御回路１０１からの制御信号
により変化させることにより、このトランスコンダクタ
増幅器の変換コンダクタンスｇm が変化する。そして、
このトランスコンダクタ増幅器を含んで構成されるバン
ドパスフィルタの中心周波数ω0 が、（１２）式に示す
ように、変換コンダクタンスｇm の変化に比例して変化
する。 【００３８】図３は、図１および図２で説明したバンド
パスフィルタ回路の具体的な構成を示している。以下で
は、この構成に基づいて、本発明の音質調整回路の動作
について説明する。 【００３９】入力端子４１に加えられた入力信号は、差
動増幅器６１により電流に変換される。その電流は、ト
ランジスタＱ17，Ｑ18のベース・コレクタ間を短絡して
構成されたダイオード対６２に流れ込む。ダイオード対
６２の両端の電圧は、差動増幅器６３のベース間に加え
られ、さらに電流ミラー６４により出力電流Ｉ11として
取り出される。なお、前述の図２の５１〜５４の各部
は、図３の６１〜６４の各部にそれぞれ相当する。 【００４０】電流ミラー６４により取り出された出力電
流Ｉ11は、容量Ｃ11により積分され、次段の差動増幅器
６５により電流に変換される。その変換された電流は、
トランジスタＱ28，Ｑ29のベース・コレクタ間を短絡し
て構成されたダイオード対６６に流れ込む。ダイオード
対６６の両端の電圧は、差動増幅器６７のベース間に加
えられ、電流ミラー６８により出力電流Ｉ12として取り
出される。 【００４１】電流ミラー６８により取り出された電流Ｉ
12は、容量Ｃ12により積分され、差動増幅器６１および
６５に帰還される。また、ダイオード対６６の両端の電
圧は、差動増幅器６９および７０のベース間にも加えら
れている。さらに、差動増幅器６９および７０のコレク
タには、電流ミラー７１，７２がそれぞ接続され、出力
電流Ｉ13，Ｉ14が取り出されている。 【００４２】また、差動増幅器６９，７０の共通エミッ
タには、電流ミラー７３，７４が接続され、この回路の
利得を変えるための制御電流ＩＣＸ，ＩＣが端子７５，
７６より供給される。端子７７，７８は、各々正負の電
源端子である。 【００４３】電圧源７９は、バイアス電流を与えるため
のバイアス電圧源である。このバイアス電圧源７９は、
まずＲ11を介して電流ミラー８０にバイアス電流を供給
する。その電流は、トランジスタＱ13，Ｑ14，Ｑ25を介
して差動増幅器６１，６５にバイアス電流を供給する。 【００４４】また、バイアス電圧源７９は、端子８１に
取り出され、可変抵抗ＶＲ11を介して端子８２よりトラ
ンジスタＱ19に流れ込む。さらに、トランジスタＱ24，
Ｑ34を介して差動増幅器６３，６７にバイアス電流を供
給する。これにより、可変抵抗ＶＲ11を変化させること
によりｇmが変化する。 【００４５】このバンドパスフィルタ回路は、図１およ
び図２に示した方式を忠実に具現化したものであり、Ｉ
Ｃ化に適した構成である。この回路をＩＣとして構成す
る場合には、容量Ｃ11，Ｃ12は、ＩＣ内部に配置しても
よく、外付けしてもよい。一般的には、中高域の帯域に
用いる場合には容量を内蔵とし、低域に用いる場合には
容量値が大きくなるので外付とすることが望ましい。ま
た、このような音質調整回路は、上記以外の状態変数型
バンドパスフィルタを用いて構成することも可能である
が、この方式によると、容量Ｃ11，Ｃ12の一端を接地し
て使用されるため、ＩＣ化して容量を外付する回路構成
時には好適である。 【００４６】図４は、前述した状態変数型の能動フィル
タであるバンドパスフィルタを用いて構成した音質調整
回路を示す図である。ここで、Ｈ（ｓ）は、上記バンド
パスフィルタの伝達関数を示している。 【００４７】この音質調整回路は、入力端子４１から入
力される入力信号Ｖinが、演算増幅器で増幅されて、出
力端子９６から出力されるように構成されている。この
とき、演算増幅器の周波数特性は、伝達関数Ｈ（ｓ）の
上記バンドパスフィルタ回路の周波数特性に基づいて制
御されるというものである。 【００４８】入力端子４１から入力される入力信号Ｖin
は、バンドパスフィルタ９１と演算増幅器９３の非反転
入力端子９３ａとに入力される。演算増幅器９３は、負
帰還抵抗Ｒを介して出力端子９６と接続された反転入力
端子９３ｂをさらに備え、反転入力端子９３ｂと接地と
の間には電圧−電流変換器９４が設けられている。 【００４９】電圧−電流変換器９４の変換コンダクタン
スｇm は、例えば、電圧−電流変換器９４に接続される
電流源の電流を可変抵抗ＶＲ13で変化させることにより
変化される。この可変抵抗ＶＲ13は、図３中では、電圧
源７９から供給されるバイアス電流を制御する制御手段
である可変抵抗ＶＲ11に相当する。 【００５０】なお、この音質調整回路では、利得を一定
にして、中心周波数ω0 を変化させるようにしている
が、中心周波数ω0 と利得を共に可変にすることもでき
る。この場合の構成については後述する。 【００５１】図５は、図４の音質調整回路の動作を示す
図である。この音質調整回路によれば、可変抵抗ＶＲの
値を変化させることにより中心周波数ω0 を任意に変化
させることができる。すなわち、信号に所定の利得を与
える実線で示す周波数特性を、図中の矢印により示すよ
うに周波数軸上で移動させることができる。 【００５２】このため、図９に示したグラフィックイコ
ライザ回路のように、任意の周波数の信号成分の利得を
変化させるために複数段の回路を並列に配置する必要が
ないことが分かる。なお、図５は、任意の周波数の信号
成分を一定の利得で増強させる場合の動作を例示してい
るが、任意の利得で増強も減衰させることができるよう
にも構成できる。 【００５３】図６は、図４の音質調整回路において、中
心周波数ω0 と利得を共に可変にする場合の構成を示し
ている。この構成は、利得のみを可変にした図４の構成
と同様の構成であり、電圧−電流変換器の変換コンダク
タンスｇm を変えることにより中心周波数ω0 を変える
ための可変抵抗ＶＲ14と、利得を変えるための可変抵抗
ＶＲ15とが設けられている点が異なっている。中心周波
数ω0 を変えるための可変抵抗ＶＲ14は、図４では可変
抵抗ＶＲ13に相当するものであり、利得を変えるための
可変抵抗ＶＲ15と独立に制御されても、また、所定の関
係を満たすように連動制御されてもよい。 【００５４】利得を変えるための可変抵抗ＶＲ2 は、具
体的には、図３の端子７５から入力される制御電流ＩＣ
Ｘおよび端子７６から入力される制御電流ＩＣを変化さ
せるための制御手段に相当し、例えば、可変抵抗等が用
いられる。 【００５５】そして、この音質調整回路は、上記の２つ
の制御電流がＩＣ＞ＩＣＸであるときには信号を増強す
るように動作し、ＩＣＸ＞ＩＣであるときには信号を減
衰するように動作する。 【００５６】以上説明した本発明の音質調整回路は、オ
ーディオ機器等の音響機器の音質調整に用いられること
を想定しているが、もちろん他の音響回路の音質調整回
路に適用することが可能なものである。 【００５７】特に、本発明の音質調整回路は、ＩＣ化に
適した回路であるため小型に構成できるという特徴を有
しており、例えば、高齢者や聴覚障害者用の音響機器に
用いて、きめ細かな周波数特性の補正を行う場合等に効
果的である。 【００５８】 【発明の効果】以上説明したように、本発明の音質調整
回路は、状態変数型の能動バンドパスフィルタを用い、
電流を変化させて変換コンダクタンスｇm を制御するよ
うに構成したため、例えば、可変抵抗により上記バンド
パスフィルタの中心周波数ω0を任意に変化させること
ができる。また、制御電流により、利得も独立に変化さ
せることができるため、グラフィックイコライザ回路の
ように複数段の回路構成を用いることなく、任意の周波
数特性が得られる音質調整回路を構成できる。
域の周波数特性を調整する音質調整回路に関する。 【０００２】 【従来の技術】オーディオ信号の音質を、音源や再生音
場の状況、あるいは聴取者の聴力や好み等に応じて調整
するために、特定の周波数帯域の利得を連続的に変化さ
せるトーンコントロール回路や、周波数帯域を複数に分
割して、分割された各帯域内で利得を変化させるグラフ
ィックイコライザ回路が一般に用いられている。 【０００３】図７は、上記のトーンコントロール回路に
よる音質調整の様子を模式的に示したものである。この
例では、オーディオ信号の音質を調整する帯域の中心周
波数は１ｋＨｚに固定されており、低域側ではターンオ
ーバ周波数ｆL1からｆL2までの帯域内で、高域側ではタ
ーンオーバ周波数ｆH1からｆH2までの帯域内で、それぞ
れ利得を連続的に変化させることができる。このよう
に、トーンコントロール回路は、予め決められた周波数
特性に従って音質調整を行うものであり、所望の周波数
帯域の利得だけを任意に増強または減衰させることはで
きない。 【０００４】これに対して、グラフィックイコライザ回
路は、オーディオ信号を複数の周波数帯域に分割して、
分割された各帯域内で利得を増強または減衰させること
ができるものである。図８は、このグラフィックイコラ
イザ回路による音質調整の様子を模式的に示している。
この例では、周波数を５つの帯域に分割した場合を示し
ている。 【０００５】しかし、グラフィックイコライザ回路の各
周波数帯域の中心周波数ｆ1，ｆ2，ｆ3，ｆ4，ｆ5 は、
予め決められた値に固定されているのが通常であり、こ
れらを自由に変化させることはできない。このため、所
望の周波数の信号を増強または減衰させることができな
いことがある。 【０００６】なお、図７および図８において、縦軸のレ
スポンスは、入力信号に対する出力信号の強度比（利
得）を表し、０ｄＢより上の部分は信号が増強されてい
ることを、また０ｄＢより下の部分は信号が減衰されて
いることを表している。 【０００７】図９は、このようなグラフィックイコライ
ザ回路の一構成例を示す図である。 【０００８】このグラフィックイコライザ回路は、入力
信号Ｖi が印加される入力端子１、非反転入力端子と反
転入力端子とを有する演算増幅器２、出力信号ＶO が出
力される出力端子３を備えている。演算増幅器２の反転
入力端子には、出力信号ＶOが負帰還抵抗ＲO を介して
入力される。 【０００９】３１Ａは、通過帯域の中心周波数ω0 ，伝
達関数Ｈ（ｓ）をもつバンドパスフィルタであり、３２
Ａ，３３Ａは、バンドパスフィルタ３１Ａの出力信号を
電圧−電流変換する１対の電圧−電流変換器である。こ
の電圧−電流変換器は、後述するように電流ミラーによ
り構成される。ここで、上記の一対をなす第１の電圧−
電流変換器３２Ａの変換コンダクタンスを（１−ａ）ｇ
m 、第２の電圧−電流変換器３２Ａの変換コンダクタン
スを（１＋ａ）ｇm （−１＜ａ＜１）とする。 【００１０】 【課題を解決するための手段】上述の課題を解決するた
めに提案する本発明の音質調整回路は、増幅器と積分器
とを有して構成される状態変数型能動バンドパスフィル
タの通過中心周波数を変化させて音質調整を行う音質調
整回路において、入力信号が印加される非反転入力端子
を備える第１の演算増幅器と、上記第１の演算増幅器の
出力端子からの出力電圧を電流に変換する第１の電圧−
電流変換手段と、上記第１の電圧−電流変換手段の出力
電流を積分する第１の積分手段と、上記第１の積分手段
の出力が印加される非反転入力端子を備える第２の演算
増幅器と、上記第２の演算増幅器の出力端子からの出力
電圧を電流に変換する第２の電圧−電流変換手段と、上
記第２の電圧−電流変換手段の出力電流を積分する第２
の積分手段と、上記第１の電圧−電流変換手段及び上記
第２の電圧−電流変換手段のそれぞれの変換コンダクタ
ンスの値を上記第１の電圧−電流変換手段及び第２の電
圧−電流変換手段にそれぞれ接続された電流源の電流値
によって制御する制御手段とを備え、上記制御手段に接
続された一つの可変抵抗によって、上記第１の電圧−電
流変換手段及び上記第２の電圧−電流変換手段の各々の
変換コンダクタンスの値を互いに等しくかつ連続的に可
変することによって、上記状態変数型能動バンドパスフ
ィルタの通過中心周波数の共振鋭度を変えずに通過中心
周波数を連続的に変化させるようにしたことを特徴とす
るものである。 【００１１】前述の図８に示す周波数特性は、入力信号
が、５分割された周波数帯域の各帯域を受け持つ５個の
バンドパスフィルタ３１Ａ，３１Ｂ，３１Ｃ，３１Ｄ，
３１Ｅにより各々利得が変化され、それらが演算増幅器
２で加算されて出力端子３から出力された出力信号Ｖo
の周波数特性に相当する。 【００１２】 【発明が解決しようとする課題】前述したように、グラ
フィックイコライザ回路を用いることにより、オーディ
オ信号を複数の周波数帯域に分割して、分割された各帯
域内で利得を任意に増強または減衰させることができ
る。しかし、分割された各帯域の中心周波数は固定され
ているため、帯域の分割数が少ない場合には所望の周波
数の信号を増強または減衰させることができないことが
ある。 【００１３】もちろん、周波数の分割数を多くして、そ
の各々の帯域について利得を変化させるように構成すれ
ば、所望の周波数の信号の利得のみを任意に変化させる
ことができる。しかし、この方法では、回路規模が大き
くなりコストも上昇してしまうために、小型安価に構成
することが要求される実際の回路に適用するには好まし
くない。 【００１４】本発明が解決しようとする課題は、このよ
うな状況をふまえ、簡易な方法により所望の周波数にお
ける利得を連続的に変化させることができる音質調整回
路を提供することである。 【００１５】 【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
めに提案する、本発明の音質調整回路は、増幅器と積分
手段とを有して構成される状態変数型能動バンドパスフ
ィルタと、上記増幅器の変換コンダクタンスを制御する
制御手段とを備えてなることを特徴とするものである。
上記の状態変数型能動バンドパスフィルタは、入力信号
が印加される非反転入力端子と、負帰還抵抗を介して出
力端子と接続された反転入力端子を備える第１の演算増
幅器と、上記第１の演算増幅器の出力端子からの出力電
圧を電流に変換する第１の電圧−電流変換手段と、上記
第１の電圧−電流変換手段の出力電流を積分する第１の
積分手段とから構成される第１の増幅器と、上記第１の
積分手段の出力が印加される非反転入力端子と、負帰還
抵抗を介して出力端子と接続された反転入力端子を備え
る第２の演算増幅器と、上記第２の演算増幅器の出力端
子からの出力電圧を電流に変換する第２の電圧−電流変
換手段と、上記第２の電圧−電流変換手段の出力電流を
積分する第２の積分手段とから構成される第２の増幅器
とを有しており、上記第１および第２の増幅器の変換コ
ンダクタンスが互いに等しく構成されている。 【００１６】上記の音質調整回路によれば、上記変換コ
ンダクタンスに比例してバンドパスフィルタの中心周波
数を変化させることができるため、可変抵抗により制御
電流を変化させる等の簡易な方法により、利得を変化さ
せる周波数帯域を連続的に変化させることができる音質
調整回路を提供できる。 【００１７】 【発明の実施の形態】まず、本発明の音質調整回路につ
いての説明に先立って、図９に示したＮ分割グラフィッ
クイコライザ回路を構成するバンドパスフィルタについ
て、図１および図２を参照しながら説明する。 【００１８】図１に示すバンドパスフィルタ回路は、状
態変数型（バイクワッド型）と称する能動フィルタであ
り、加算器と積分器から構成される。この図１では、４
１が入力端子であり、演算増幅器４２，４３が加算器に
相当し、電圧−電流変換器４４と容量Ｃ11および電圧−
電流変換器４５と容量Ｃ12が各々積分器に相当する。ま
た、４７，４８はバッファである。 【００１９】演算増幅器４２と電圧−電流変換器４４か
らなる部分、および演算増幅器４３と電圧−電流変換器
４５からなる部分は、各々、いわゆるトランスコンダク
タ増幅器を構成している。この２つのトランスコンダク
タ増幅器の変換コンダクタンスｇm1およびｇm2は、制御
回路１０１からの制御信号により変化させることができ
る。 【００２０】ここで、入力端子４１に加えられる入力信
号電圧をＶ1 ，出力端子４６から出力される出力信号電
圧をＶ2 とし、積分器に相当する上記の２つの回路の伝
達関数が、各々Ｑ・ω0／Ｓおよびω0／（Ｓ・Ｑ）であ
るとすると、このバンドパスフィルタ回路全体の伝達関
数Ｈ（ｓ）は、次式のように表される。 【００２１】 【数１】 【００２２】いま、図９のグラフィックイコライザ回路
を構成するバンドパスフィルタが、上式で与えられる伝
達関数をもつとし、また演算増幅器２の入力端子の電圧
をＶ1 とすると、 Ｖ1 ＝ Ｖi − Ｒi・Ｉi （２） Ｉi ＝ Ｖi（１−ａ）ｇm・Ｈ（ｓ） （３） Ｖ0 ＝ Ｖi ＋ Ｒ0・Ｉ0 （４） が成立する。上式を整理すると、（５）〜（７）式を得
る。 【００２３】 【数２】 【００２４】さらに、信号の減衰特性と強調特性が対称
になるためには、Ｒi＝Ｒ0＝Ｒが成り立たなければなら
ないことを考慮してＶ0 を求めると（８）式を得る。そ
して、この（８）式から伝達関数Ｔ（ｓ）＝Ｖ0 ／ Ｖi
を求めると（９）式を得る。 【００２５】 【数３】 【００２６】この（９）式において、ａ＝１とすると
（１０）式となる。従って、振幅特性は、中心（中心）
共振周波数ω0＝２πｆ0で強調されたものとなり、この
ときの利得は、（１+２Ｒｇm）となる。 【００２７】また、（９）式において、ａ＝−１とする
と（１１）式となる。このときには、振幅特性は、中心
（共振）周波数ω0 において利得が１／（１+２Ｒｇm）
となる減衰特性を示す。 【００２８】 【数４】 【００２９】このように、図９に示すグラフィックイコ
ライザ回路は、バンドパスフィルタと、係数ａによって
差動的にｇm が変化する２つの電圧−電流変換器から構
成されている。 【００３０】次に、上記のバンドパスフィルタにおい
て、電圧−電流変換器４４の変換コンダクタンスｇ
m1と、電圧−電流変換器４５の変換コンダクタンスｇm2
とが互いに等しい場合について考える。 【００３１】ｇm1＝ｇm2＝ｇm とすると、通過帯域の中
心（共振）周波数ω0 および共振の鋭度Ｑは、次式で与
えられる。 【００３２】 ω0 ＝ ｇm・｛１／（Ｃ1・Ｃ2）｝1/2 （１２） Ｑ ＝ （Ｃ2／Ｃ1）1/2 （１３） すなわち、バンドパスフィルタ回路を構成する２つの電
圧−電流変換器増幅器の変換コンダクタンスが互いに等
しいときには、共振の鋭度Ｑを変化させることなく、バ
ンドパスフィルタの中心周波数ω0を変えることができ
る。 【００３３】図２は、図１のバンドパスフィルタ回路に
おいて、演算増幅器と電圧−電流変換器から構成される
トランスコンダクタ増幅器の１段分の回路例を示してい
る。 【００３４】このトランスコンダクタ増幅器は、入力電
圧ΔＶinが入力されるトランジスタＱ1，Ｑ2からなる演
算増幅器５１、ダイオードＤ1，Ｄ2からなるダイオード
対５２および１対の電流源Ｉ0／２ により構成される部
分は、図１の演算増幅器４２に相当する。また、１対の
電流−電圧変換器５４およびトランジスタＱ3，Ｑ4から
なる差動増幅器５３により構成される部分は、図１の電
圧−電流変換器４３に相当する。そして、出力電流ΔＩ
out が出力される出力端子５５は、図１の端子４９に相
当する。また、制御回路１０１は、このトランスコンダ
クタ増幅器の電流源Ｉc の電流を制御するための手段で
ある。この制御回路１０１については後述する。 【００３５】図１のバンドパスフィルタ回路の後段を構
成する演算増幅器４３および電圧−電流変換器４５も同
様に構成される。なお、図１では、１段目のトランスコ
ンダクタ増幅器と、２段目のトランスコンダクタ増幅器
の間から、出力を取り出すようにされているが、この出
力は２段目のトランスコンダクタ増幅器の出力として取
り出すようにしても等価である。 【００３６】ここで、トランジスタ対Ｑ1，Ｑ2に流れる
全電流をＩ0 とすると、入力電圧ΔＶinは、次式で表さ
れる。 【００３７】 ΔＶin ＝ ΔＩout・（１／Ｒ）・（Ｉc／Ｉ0） ＝ ΔＩout・（１／ｇm） （１４） この式から分かるように、電圧−電流変換器に接続され
る電流源Ｉc の電流を、制御回路１０１からの制御信号
により変化させることにより、このトランスコンダクタ
増幅器の変換コンダクタンスｇm が変化する。そして、
このトランスコンダクタ増幅器を含んで構成されるバン
ドパスフィルタの中心周波数ω0 が、（１２）式に示す
ように、変換コンダクタンスｇm の変化に比例して変化
する。 【００３８】図３は、図１および図２で説明したバンド
パスフィルタ回路の具体的な構成を示している。以下で
は、この構成に基づいて、本発明の音質調整回路の動作
について説明する。 【００３９】入力端子４１に加えられた入力信号は、差
動増幅器６１により電流に変換される。その電流は、ト
ランジスタＱ17，Ｑ18のベース・コレクタ間を短絡して
構成されたダイオード対６２に流れ込む。ダイオード対
６２の両端の電圧は、差動増幅器６３のベース間に加え
られ、さらに電流ミラー６４により出力電流Ｉ11として
取り出される。なお、前述の図２の５１〜５４の各部
は、図３の６１〜６４の各部にそれぞれ相当する。 【００４０】電流ミラー６４により取り出された出力電
流Ｉ11は、容量Ｃ11により積分され、次段の差動増幅器
６５により電流に変換される。その変換された電流は、
トランジスタＱ28，Ｑ29のベース・コレクタ間を短絡し
て構成されたダイオード対６６に流れ込む。ダイオード
対６６の両端の電圧は、差動増幅器６７のベース間に加
えられ、電流ミラー６８により出力電流Ｉ12として取り
出される。 【００４１】電流ミラー６８により取り出された電流Ｉ
12は、容量Ｃ12により積分され、差動増幅器６１および
６５に帰還される。また、ダイオード対６６の両端の電
圧は、差動増幅器６９および７０のベース間にも加えら
れている。さらに、差動増幅器６９および７０のコレク
タには、電流ミラー７１，７２がそれぞ接続され、出力
電流Ｉ13，Ｉ14が取り出されている。 【００４２】また、差動増幅器６９，７０の共通エミッ
タには、電流ミラー７３，７４が接続され、この回路の
利得を変えるための制御電流ＩＣＸ，ＩＣが端子７５，
７６より供給される。端子７７，７８は、各々正負の電
源端子である。 【００４３】電圧源７９は、バイアス電流を与えるため
のバイアス電圧源である。このバイアス電圧源７９は、
まずＲ11を介して電流ミラー８０にバイアス電流を供給
する。その電流は、トランジスタＱ13，Ｑ14，Ｑ25を介
して差動増幅器６１，６５にバイアス電流を供給する。 【００４４】また、バイアス電圧源７９は、端子８１に
取り出され、可変抵抗ＶＲ11を介して端子８２よりトラ
ンジスタＱ19に流れ込む。さらに、トランジスタＱ24，
Ｑ34を介して差動増幅器６３，６７にバイアス電流を供
給する。これにより、可変抵抗ＶＲ11を変化させること
によりｇmが変化する。 【００４５】このバンドパスフィルタ回路は、図１およ
び図２に示した方式を忠実に具現化したものであり、Ｉ
Ｃ化に適した構成である。この回路をＩＣとして構成す
る場合には、容量Ｃ11，Ｃ12は、ＩＣ内部に配置しても
よく、外付けしてもよい。一般的には、中高域の帯域に
用いる場合には容量を内蔵とし、低域に用いる場合には
容量値が大きくなるので外付とすることが望ましい。ま
た、このような音質調整回路は、上記以外の状態変数型
バンドパスフィルタを用いて構成することも可能である
が、この方式によると、容量Ｃ11，Ｃ12の一端を接地し
て使用されるため、ＩＣ化して容量を外付する回路構成
時には好適である。 【００４６】図４は、前述した状態変数型の能動フィル
タであるバンドパスフィルタを用いて構成した音質調整
回路を示す図である。ここで、Ｈ（ｓ）は、上記バンド
パスフィルタの伝達関数を示している。 【００４７】この音質調整回路は、入力端子４１から入
力される入力信号Ｖinが、演算増幅器で増幅されて、出
力端子９６から出力されるように構成されている。この
とき、演算増幅器の周波数特性は、伝達関数Ｈ（ｓ）の
上記バンドパスフィルタ回路の周波数特性に基づいて制
御されるというものである。 【００４８】入力端子４１から入力される入力信号Ｖin
は、バンドパスフィルタ９１と演算増幅器９３の非反転
入力端子９３ａとに入力される。演算増幅器９３は、負
帰還抵抗Ｒを介して出力端子９６と接続された反転入力
端子９３ｂをさらに備え、反転入力端子９３ｂと接地と
の間には電圧−電流変換器９４が設けられている。 【００４９】電圧−電流変換器９４の変換コンダクタン
スｇm は、例えば、電圧−電流変換器９４に接続される
電流源の電流を可変抵抗ＶＲ13で変化させることにより
変化される。この可変抵抗ＶＲ13は、図３中では、電圧
源７９から供給されるバイアス電流を制御する制御手段
である可変抵抗ＶＲ11に相当する。 【００５０】なお、この音質調整回路では、利得を一定
にして、中心周波数ω0 を変化させるようにしている
が、中心周波数ω0 と利得を共に可変にすることもでき
る。この場合の構成については後述する。 【００５１】図５は、図４の音質調整回路の動作を示す
図である。この音質調整回路によれば、可変抵抗ＶＲの
値を変化させることにより中心周波数ω0 を任意に変化
させることができる。すなわち、信号に所定の利得を与
える実線で示す周波数特性を、図中の矢印により示すよ
うに周波数軸上で移動させることができる。 【００５２】このため、図９に示したグラフィックイコ
ライザ回路のように、任意の周波数の信号成分の利得を
変化させるために複数段の回路を並列に配置する必要が
ないことが分かる。なお、図５は、任意の周波数の信号
成分を一定の利得で増強させる場合の動作を例示してい
るが、任意の利得で増強も減衰させることができるよう
にも構成できる。 【００５３】図６は、図４の音質調整回路において、中
心周波数ω0 と利得を共に可変にする場合の構成を示し
ている。この構成は、利得のみを可変にした図４の構成
と同様の構成であり、電圧−電流変換器の変換コンダク
タンスｇm を変えることにより中心周波数ω0 を変える
ための可変抵抗ＶＲ14と、利得を変えるための可変抵抗
ＶＲ15とが設けられている点が異なっている。中心周波
数ω0 を変えるための可変抵抗ＶＲ14は、図４では可変
抵抗ＶＲ13に相当するものであり、利得を変えるための
可変抵抗ＶＲ15と独立に制御されても、また、所定の関
係を満たすように連動制御されてもよい。 【００５４】利得を変えるための可変抵抗ＶＲ2 は、具
体的には、図３の端子７５から入力される制御電流ＩＣ
Ｘおよび端子７６から入力される制御電流ＩＣを変化さ
せるための制御手段に相当し、例えば、可変抵抗等が用
いられる。 【００５５】そして、この音質調整回路は、上記の２つ
の制御電流がＩＣ＞ＩＣＸであるときには信号を増強す
るように動作し、ＩＣＸ＞ＩＣであるときには信号を減
衰するように動作する。 【００５６】以上説明した本発明の音質調整回路は、オ
ーディオ機器等の音響機器の音質調整に用いられること
を想定しているが、もちろん他の音響回路の音質調整回
路に適用することが可能なものである。 【００５７】特に、本発明の音質調整回路は、ＩＣ化に
適した回路であるため小型に構成できるという特徴を有
しており、例えば、高齢者や聴覚障害者用の音響機器に
用いて、きめ細かな周波数特性の補正を行う場合等に効
果的である。 【００５８】 【発明の効果】以上説明したように、本発明の音質調整
回路は、状態変数型の能動バンドパスフィルタを用い、
電流を変化させて変換コンダクタンスｇm を制御するよ
うに構成したため、例えば、可変抵抗により上記バンド
パスフィルタの中心周波数ω0を任意に変化させること
ができる。また、制御電流により、利得も独立に変化さ
せることができるため、グラフィックイコライザ回路の
ように複数段の回路構成を用いることなく、任意の周波
数特性が得られる音質調整回路を構成できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】状態変数型能動バンドパスフィルタの基本構成
を示す図である。 【図２】上記のバンドパスフィルタの基本構成を示す回
路図である。 【図３】本発明の音質調整回路の構成を示す図である。 【図４】本発明の音質調整回路の具体的な構成例を示す
回路図である。 【図５】上記音質調整回路の動作を説明するための図で
ある。 【図６】本発明の音質調整回路の動作を説明するための
図である。 【図７】トーンコントロール回路による音質調整を説明
するための図である。 【図８】グラフィックイコライザ回路による音質調整を
説明するための図である。 【図９】グラフィックイコライザ回路の一構成例を示す
図である。 【符号の説明】 ４１ 入力端子、 ５１，５３ 差動増幅器、 ５２
ダイオード対、 ５４電圧−電流変換器、 １０１ 制
御回路、 Ｉc 電流源
を示す図である。 【図２】上記のバンドパスフィルタの基本構成を示す回
路図である。 【図３】本発明の音質調整回路の構成を示す図である。 【図４】本発明の音質調整回路の具体的な構成例を示す
回路図である。 【図５】上記音質調整回路の動作を説明するための図で
ある。 【図６】本発明の音質調整回路の動作を説明するための
図である。 【図７】トーンコントロール回路による音質調整を説明
するための図である。 【図８】グラフィックイコライザ回路による音質調整を
説明するための図である。 【図９】グラフィックイコライザ回路の一構成例を示す
図である。 【符号の説明】 ４１ 入力端子、 ５１，５３ 差動増幅器、 ５２
ダイオード対、 ５４電圧−電流変換器、 １０１ 制
御回路、 Ｉc 電流源
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平５−267964（ＪＰ，Ａ)
特開 平５−268497（ＪＰ，Ａ)
特開 平８−228126（ＪＰ，Ａ)
特開 平５−63505（ＪＰ，Ａ)
特開 平３−145309（ＪＰ，Ａ)
特開 平１−136406（ＪＰ，Ａ)
特開 昭63−276312（ＪＰ，Ａ)
特開 昭63−63211（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H03G 5/00 - 5/28
H03F 3/45
H03H 11/12
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】 増幅器と積分器とを有して構成される状
態変数型能動バンドパスフィルタの通過中心周波数を変
化させて音質調整を行う音質調整回路において、 入力信号が印加される非反転入力端子を備える第１の演
算増幅器と、 上記第１の演算増幅器の出力端子からの出力電圧を電流
に変換する第１の電圧−電流変換手段と、 上記第１の電圧−電流変換手段の出力電流を積分する第
１の積分手段と、 上記第１の積分手段の出力が印加される非反転入力端子
を備える第２の演算増幅器と、 上記第２の演算増幅器の出力端子からの出力電圧を電流
に変換する第２の電圧−電流変換手段と、 上記第２の電圧−電流変換手段の出力電流を積分する第
２の積分手段と、 上記第１の電圧−電流変換手段及び上記第２の電圧−電
流変換手段のそれぞれの変換コンダクタンスの値を上記
第１の電圧−電流変換手段及び第２の電圧−電流変換手
段にそれぞれ接続された電流源の電流値によって制御す
る制御手段とを備え、 上記制御手段に接続された一つの可変抵抗によって、上
記第１の電圧−電流変換手段及び上記第２の電圧−電流
変換手段の各々の変換コンダクタンスの値を互いに等し
くかつ連続的に可変することによって、上記状態変数型
能動バンドパスフィルタの通過中心周波数の共振鋭度を
変えずに通過中心周波数を連続的に変化させるようにし
た ことを特徴とする音質調整回路。
Priority Applications (4)
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|---|---|---|---|
| JP31672396A JP3427647B2 (ja) | 1996-11-27 | 1996-11-27 | 音質調整回路 |
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| IDP973294A ID18556A (id) | 1996-09-30 | 1997-09-25 | Sirkuit penyetel mutu suara |
| CN97121112.4A CN1118929C (zh) | 1996-09-30 | 1997-09-30 | 音质调节电路 |
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|---|---|---|---|
| JP31672396A JP3427647B2 (ja) | 1996-11-27 | 1996-11-27 | 音質調整回路 |
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ID=18080194
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31672396A Expired - Fee Related JP3427647B2 (ja) | 1996-09-30 | 1996-11-27 | 音質調整回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3427647B2 (ja) |
-
1996
- 1996-11-27 JP JP31672396A patent/JP3427647B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
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| JPH10163777A (ja) | 1998-06-19 |
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