JP3415513B2 - 拡張されたダイナミックレンジを有する低電圧バイポーラ相互コンダクタンス回路 - Google Patents
拡張されたダイナミックレンジを有する低電圧バイポーラ相互コンダクタンス回路Info
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Description
拡張されたダイナミックレンジを有する低電圧バイポー
ラ相互コンダクタンス回路が開示される。
る回路である。相互コンダクタンス回路の出力はその利
得次第でありコンダクタンスの単位で測定される。相互
コンダクタンス回路の利得は入力電圧VINに対する出
力電流IOの比率によって決定される。比率IO/V
INは相互コンダクタンスとして定義付けられ、一般に
「gm」として表現されている。
回路は電圧V1およびV2による二つの入力を有してい
る。正常モードのオペレーションで、これらの入力電圧
は互に無関係に別々に変化する。共通モードのオペレー
ションで二つの入力電圧は一緒にレベルを変化させる。
相互コンダクタンス回路はしばしばリニア増幅器として
用いられる。相互コンダクタンス回路動作におけるリニ
ア増幅器としての性能測定は取り扱い得る入力電圧およ
びそのダイナミックレンジである。
は、この全体がここに参照されるが、エミッタ結合ペ
ア、直列ダイオード線形化、トランジスタ比率線形化、
並列での比率を有する二つの差動ペア、およびレベルシ
フトテクニックを用いた増幅器のような相互コンダクタ
ンスベース増幅器のいくつかの例を検討している。
作の典型的な周波数レンジは、技術の進歩につれて増加
を続けている。現在、リニア回路動作の典型的な周波数
レンジは、数百メガヘルツ(MHz)に、またあるケー
スではギガヘルツ(GHz)まで拡張している。リニア
回路動作における高周波数でのレンジは、動作させる供
給電圧の低減に必要な、集積されたチップの微小化を可
能としている。
スタがリニア回路に有利である。しかしながら、供給電
圧の低減はこのようなバイポーラトランジスタによるリ
ニア回路の設計にいくつかの難問を発生させている。
圧によるバイポーラ相互コンダクタンス回路であり、こ
の回路は供給電圧に対する頭上の問題を解決する拡張さ
れたダイナミックレンジを有するものである。望むらく
は、バイポーラによる相互コンダクタンス回路は低い供
給電圧で稼動できると共に取り扱う信号の能力および性
能を損なうことなく拡張されたダイナミックレンジを供
給できることである。このような拡張されたダイナミッ
クレンジを有する低い供給電圧のバイポーラによる相互
コンダクタンス回路は、特に、高い性能で高い周波数の
アナログ回路に有用であろう。このような高い性能で高
い周波数のアナログ回路の例としては、差動増幅器、コ
ンパレータ、およびフィルタのための相互コンダクタン
ス素子がある。
動用の低供給電圧に適合しておりかつ拡張されたダイナ
ミックレンジを供給するということが開示されている。
本発明は、例えばプロセス、アパラタス、システム、デ
バイス、またはメソッドを含んで、多様な方面で実施さ
れ得るということは評価されるべきである。本発明によ
るいくつかの工夫に富んだ実施形態を以下に記載する。
ンス回路は一般にそれぞれが1対rおよびr対1のトラ
ンジスタエリア比率を有する第1および第2の差動ペア
トランジスタを備えている。差動ペアを形成するトラン
ジスタのベースおよびコレクタそれぞれは差動入力信号
および負荷それぞれに対で接続されている。相互コンダ
クタンス回路は更に、第1のペアダイオードを備えてい
る。この第1のペアダイオードは、相互に接続されそし
て負荷に接続する正電位電極と第1差動ペアトランジス
タのエミッタに対に接続する負電位電極とを有すると共
にr対1のダイオードエリア比率を有している。更に、
相互コンダクタンス回路は、第2のペアダイオードを備
えている。この第2のペアダイオードは、相互に接続さ
れそして負荷に接続する正電位電極と第2差動ペアトラ
ンジスタのエミッタに対に接続する負電位電極とを有す
ると共に1対rのダイオードエリア比率を有している。
とも一つの追加第1ペアダイオードおよび少なくとも一
つの追加第2ペアダイオードを備えてもよい。少なくと
も一つの追加第1ペアダイオードは上記の少なくとも一
つの追加第2ペアダイオードと同数のダイオードを有し
ている。少なくとも一つの追加第1ペアダイオードは、
追加第1ペアダイオードと第1差動ペアトランジスタと
の間で第1ペアダイオードと直列に接続され、追加第1
ペアダイオードの各ペアはr対1のダイオードエリア比
率を有している。少なくとも一つの追加第2ペアダイオ
ードは、追加第2ペアダイオードと第2差動ペアトラン
ジスタとの間で第2ペアダイオードと直列に接続され、
追加第2ペアダイオードの各ペアは1対rのダイオード
エリア比率を有している。
号を生じる相互コンダクタンス回路は、一般に、ほぼ等
しいトランジスタエリアを有する第1および第2の差動
トランジスタを備えている。差動トランジスタのベース
およびコレクタそれぞれは差動入力信号および負荷それ
ぞれと接続している。相互コンダクタンス回路は、更
に、第1のペアダイオードを備えている。この第1のペ
アダイオードは、相互に接続されそして負荷に接続する
正電位電極と差動トランジスタのエミッタに接続する負
電位電極とを有すると共にr1対r2のダイオードエリ
ア比率を有している。更に、相互コンダクタンス回路
は、第2のペアダイオードを備えている。この第2のペ
アダイオードは、相互に接続されそして負荷に接続する
正電位電極と差動トランジスタのエミッタに接続する負
電位電極とを有すると共にr2対r1のダイオードエリ
ア比率を有している。
とも一つの追加第1ペアダイオードおよび少なくとも一
つの追加第2ペアダイオードを備えてもよい。少なくと
も一つの追加第1ペアダイオードは、追加第1ペアダイ
オードと差動トランジスタとの間で第1ペアダイオード
と直列に接続され、追加第1ペアダイオードの各ペアは
r1対r2のダイオードエリア比率を有している。少な
くとも一つの追加第2ペアダイオードは、追加第2ペア
ダイオードと差動トランジスタとの間で第2ペアダイオ
ードと直列に接続され、追加第2ペアダイオードの各ペ
アはr2対r 1のダイオードエリア比率を有している。
一つの実施形態では、「r1」はほぼ「3」と「8」と
の間にあり、「r2」はほぼ「1」から「2」までの間
にある。
特徴および利点は、以下の詳細記述において、発明の原
理を実施例で示す図面を参照してより詳細に提供する。
クタンス回路は、稼動用の低い供給電圧を必要とし、拡
張されたダイナミックレンジを発生している。以下の記
載は、当業者が発明を利用できるように公開する。特定
の実施形態と応用の記述は実施例としてのみ提供され
る。そして多くの変更はその技術に長けた人々には容易
に明らかになるであろう。ここで明確にされた概括的な
原理は、他の実施形態および適用に発明の意図および発
明が及ぶ範囲からそれることなく適用してもよい。この
ように、本発明は、多数の代案、変更案、およびここに
開示される原理および特徴と一致する同等のものを包括
する最大の範囲が許容されるものである。明確さを目的
として、発明に関する技術分野で知られている技術資料
に関する詳細は、本発明を不必要に曖昧としないように
詳細には記述されていない。
ス回路20における簡素化された回路図である。バイポ
ーラ相互コンダクタンス回路20はトランジスタQ1−
Q4および電流供給源I1−I4が使用されており、入
力電圧と差動的に接続するベースを有し、かつ並列にあ
ってそれぞれが1対rおよびr対1のエミッタエリア比
率を有する二つのペアトランジスタを用いた相互コンダ
クタンスベースの増幅器である。
入力電圧信号VinはトランジスタQ1およびQ4のベ
ースに差動的に接続されている。入力電圧信号Vinは
また、トランジスタQ2およびQ3のベースに差動的に
接続されている。詳述すれば、Vinの正電位電極V
in+はトランジスタQ1およびQ2のベースに接続さ
れ、Vinの負電位電極Vin−はトランジスタQ3お
よびQ4のベースに接続されている。トランジスタQ1
およびQ2のコレクタは接続点22で相互に接続し、更
に電流供給源I1に接続している。トランジスタQ3お
よびQ4のコレクタは接続点24で相互に接続し、同様
に電流供給源I2と接続している。電流供給源I1およ
びI2は負荷または電圧供給Vccに交互に接続されて
いる。
タは、r対1のエリア比率、望むらくは4対1のトラン
ジスタエリア比率を有し、接続点26で相互に接続さ
れ、かつ電流供給源I3に接続されている。トランジス
タペアQ2およびQ3のエミッタは、1対rのエリア比
率、望むらくは1対4のトランジスタエリア比率を有
し、接続点28で相互に接続され、かつ電流供給源I4
に接続されている。電流供給源I3およびI4はグラウ
ンド30に交互に接続されている。各電流供給源I1−
I4はほぼ等しい大きさであることが望ましい。
差動出力電流Ioutを生じる。差動出力電流Ioutは電流
値Iout+およびIout-の間の差として得られる。
態では、トランジスタQ1−Q4はほぼ4対1および1
対4のエミッタエリア比率を有している。これらエミッ
タエリア比率は、簡単な差動ペアトランジスタの信号処
理能力を改善するように選択される。一般的なバイポー
ラ相互コンダクタンス回路20は、差動トランジスタペ
アの高周波特性を持続する間、ほぼ40dBよりよい直
線性のためにほぼ100mVピークツウピーク差動(p
pd)の入力信号を維持している。
クタンス回路50に対する回路図である。バイポーラ相
互コンダクタンス回路50は、以前に参照した米国特許
第5,289,136号明細書で開示されたものと類似
している。バイポーラ相互コンダクタンス回路50は、
図1に示されるバイポーラ相互コンダクタンス回路20
に関連してほぼ二倍の信号レンジに変更されており、5
V供給電圧で稼動するフィルタにおけるGm−C積分器
に使用することができる。
入力電圧信号Vinは、バイポーラ接合トランジスタ
(BJT)Q11,Q12,Q13,およびQ14のベ
ースに差動的に接続されている。入力電圧信号Vinの
正電位電極Vin+はトランジスタQ11およびQ12
のベースに接続され、入力電圧信号Vinの負電位電極
Vin−はトランジスタQ13およびQ14のベースに
接続されている。トランジスタQ11およびQ12のコ
レクタは接続点52で相互に接続され、かつ電流供給源
I11に接続されている。トランジスタQ13およびQ
14のコレクタは接続点54で相互に接続され、かつ電
流供給源I12に接続されている。電流供給源I11お
よびI12は交互に電圧供給Vccに接続される。
路50のトランジスタQ11−Q14の各エミッタに接
続されている。詳述すれば、トランジスタQ11、Q1
2,Q13,およびQ14のエミッタそれぞれはダイオ
ードQ15、Q16,Q17,およびQ18の正電位電
極それぞれに接続されている。ダイオードQ15の負電
位電極は接続点56でダイオードQ18の負電位電極に
接続され、かつ電流供給源I13に接続されている。ダ
イオードQ16の負電位電極は接続点58でダイオード
Q17の負電位電極に接続され、かつ電流供給源I14
に接続されている。電流供給源I13およびI14は交
互にグラウンド30に接続され、各電流供給源I11−
I14は通常ほぼ等しい大きさである。
差動出力電流Ioutを生じている。差動出力電流Ioutは
電流値Iout+およびIout-の間の差として得られる。
リアを比率で表わしている。トランジスタQ11および
Q14のトランジスタエリアは1対rの比率を有してお
り、1対4が望ましい。トランジスタQ12およびQ1
3のトランジスタエリアはr対1の比率を有しており、
4対1が望ましい。ダイオードエリアは、ダイオードが
接続されるトランジスタにより同一の比率になるように
設計される。従って、ダイオードQ15およびQ18の
ダイオードエリアもまた、1対rの比率であり1対4が
望ましい。更に、ダイオードQ16およびQ17もま
た、r対1の比率であり4対1が望ましい。図2に示さ
れる実施の形態では、「r」はほぼ「4」である。
で、トランジスタのエミッタに直列に接続されたダイオ
ードの追加は等化の入力ノイズの増加より以上に信号処
理能力を増加させる。バイポーラ相互コンダクタンス回
路50のSN比(SNR)は、図1におけるバイポーラ
相互コンダクタンス回路20のそれよりほぼ3dB改善
されるであろう。
ンス回路50の構成は通常、バイポーラ相互コンダクタ
ンス回路50が最悪の稼動条件である3Vの電圧供給の
場合に余力をなくすので5Vの電圧供給が必要である。
詳述すれば、最小の供給電圧Vcc,minは概略次の式によ
って表わされる。
荷),Vbuhher,Vsignalそれぞれの値が0.8V,0.4
V,0.8V,0.8V,0.1Vそれぞれの場合、上記式を
計算してほぼ3.7Vという最小供給電圧による最低境界
値が求められる。
0の構成はほぼ4Vの供給電圧を必要とするかもしれな
い。
ちほぼ3V以下で動作するように設計されたバイポーラ
相互コンダクタンス回路100の簡素化した回路図であ
る。
の入力電圧信号VinがBJT・Q21,Q22,Q2
3,およびQ24のベースに差動的に対に接続されてい
る。詳述すれば、Vinの正電位電極はトランジスタQ
21およびQ22に接続し、Vinの負電位電極はトラ
ンジスタQ23およびQ24に接続されている。トラン
ジスタQ21およびQ22のコレクタは接続点102で
相互に接続しかつトランジスタ電流供給源I21に接続
している。トランジスタQ23およびQ24のコレクタ
は接続点104で相互に接続しかつトランジスタ電流供
給源I22に接続している。電流供給源I21およびI
22は、電圧供給Vccに交互に接続されている。
路100のトランジスタQ21−Q24の各エミッタに
接続されている。詳述すれば、トランジスタQ21,Q
22、Q23,およびQ24のエミッターそれぞれはダ
イオードQ25,Q26,Q27,およびQ28それぞ
れの負電位電極それぞれ、並びに末尾電流供給源I2
3,I24,I25,およびI26それぞれに接続され
ている。末尾電流供給源I23,I24,I25,およ
びI26はグラウンド30に順番で交代して接続され
る。
1でダイオードQ28の正電位電極およびダイオード電
流供給源I27に接続されている。同様に、ダイオード
Q26の正電位電極は接続点N2でダイオードQ27の
正電位電極およびダイオード電流供給源I28に接続さ
れている。電流供給源I27およびI28は電圧供給V
ccに交互に接続される。電圧供給Vccに接続される
各電流供給源I21,I22,I27,およびI28
は、ほぼ等しい大きさであることが望ましい。同様に、
グラウンド30に接続される各電流供給源I23,I2
4,I25,およびI26は、ほぼ等しい大きさである
ことが望ましい。更に、電流供給源I21,I22,I
27,およびI28の大きさの合計は、電流供給源I2
3,I24,I25,およびI26の大きさの合計とほ
ぼ等しいことが望ましい。
は、差動出力電流Ioutを発生する。差動出力電流I
outは電流値Iout+およびIout−の間の差と
して得られる。
ランジスタエリアを有している。トランジスタQ21お
よびQ24のトランジスタエリアは1対rの比率を有し
ている。トランジスタQ22およびQ23のトランジス
タエリアはr対1の比率を有している。ダイオードエリ
アは、ダイオードが接続されているトランジスタによっ
て設定される比率とは逆の比率に設計される。従って、
ダイオードQ25およびQ28のダイオードエリアはr
対1の比率を有し、ダイオードQ26およびQ27のダ
イオードエリアは1対rの比率を有している。図3
(A)で示される実施形態では「r」はほぼ「4」が適
切である。
ス回路100を図2のバイポーラ相互コンダクタンス回
路50と比較すれば、回路100のダイオードQ25−
Q28それぞれは図2の回路50の対応するダイオード
Q15−Q18それぞれと比べ重ね合わせられている。
換言すれば、図2の回路50におけるように対応するト
ランジスタQ11−Q14のエミッタを各ダイオードQ
15−Q18の正電位電極に接続するよりはむしろ、図
3の回路100においては各対応するダイオードQ25
−Q28の負電位電極が対応するトランジスタQ21−
Q24のエミッタに接続している。従って、電流供給源
I27およびI28が追加されて回路100に設けられ
ている。
の稼動を可能としている。フィルタに用いられる高周波
応用において、重ね合わせ構成の相互コンダクタンス回
路100に対する最低供給電圧Vccは、従来の相互コ
ンダクタンス回路と比較してVBEにほぼ等しい値だけ
低減される。
を用いた際には、供給電圧Vccに対する最低の境界値
はほぼ0.8VのVBEだけ少ないほぼ3.7V、すなわち
ほぼ2.9Vとなるであろう。従って、高周波フィルタの
適用、すなわち使用される相互コンダクタンス回路にバ
ッファが含まれる場合では、最悪最低Vccは2.9Vと
なるであろう。
バッファが相互コンダクタンス回路に含まれない場合で
もまた、最悪最低Vccは低減されるであろう。このよ
うな応用では、最低供給電圧Vccは次式によって表わ
すことができる。
る。
ンダクタンス回路100は、1.3Vという低い供給電圧
Vccで動作が可能であり、10GHzを越える帯域幅
の供給が可能である。3Vの低減供給電圧Vccで動作
する限り、バイポーラ相互コンダクタンス回路100は
なお、図2に示される4対1相互コンダクタンス回路5
0のものと同等かまたはそれ以上の信号処理能力を有し
ている。相互コンダクタンス回路50は5Vの供給電圧
Vccを用いている。しかしながら、図3(A)の相互コ
ンダクタンス回路100の電源供給電流は、図2に示さ
れる4対1相互コンダクタンス回路50と比較した際も
またほぼ2倍となる。係数2による電流の増加と5Vか
ら3Vに変化した供給電圧Vccの低減とは相互コンダ
クタンス回路により電力消費の多少の増加をもたらす。
の重ね合わせ構成による他の特徴および利点は、完全な
対称構成のため、NMOSによる電流供給源I23−I
26の寄生するキャパシタンスおよび/またはレジスタ
ンスの影響が無視されるならば、接続点N1およびN2
は低周波数に対する仮想のACグラウンドであるという
ことである。この結果、接続点N1およびN2における
電流供給源については当然無負荷であり、これら接続点
はPMOS電流供給源に対して当然共通モードインピー
ダンスへの感受性がない。このことは、図2に示される
相互コンダクタンス回路50の構成における対応する端
子とは対照的である。
ス回路100'の簡素化した回路図であり、この回路も
また低供給電圧Vccすなわちほぼ3V以下で動作する
ように設計されている。図3(B)のバイポーラ相互コ
ンダクタンス回路100'は、図3(A)のバイポーラ
相互コンダクタンス回路100とは、内部に積み重ねら
れたダイオードを備える点で相違している。詳述すれ
ば、回路100の各ダイオードQ25−Q28が回路1
00'においてn個の直列接続されて積み重ねられたダ
イオードQ251−n,Q261−n,Q271−n,
およびQ281− nに代替えされている。
ねられたダイオードQ251−n−Q281−nは、ダ
イオードQ25nの正電位電極がダイオードQ28nの
正電位電極および電流供給源I27に接続されるよう
に、直列に積み重ねられている。同様に、ダイオードQ
26nの正電位電極がダイオードQ27nの正電位電極
および電流供給源I28に接続されている。
の重ね合わされた構成は複数の直列に積み重ねられたダ
イオードQ251−n−Q281−nを採用することが
できる。直列に積み重ねられたダイオードの数nの選択
は、電源供給電圧およびダイナミックレンジおよび回路
のSNR間のトレードオフを条件として融通性を有して
いる。相互コンダクタンス回路の各バイポーラトランジ
スタと接続する直列に積み重ねられたダイオードの数n
はまた、供給電圧Vccに最適化される。
ジスタQ21−24の一つに接続されるダイオードの各
直列の積み重ねによるダイオードは、同一のダイオード
エリアを有している。更に、各トランジスタQ21−2
4と接続するダイオードの直列の積み重ねによるダイオ
ードエリアは、ダイオードが接続するトランジスタによ
って設定される比率の逆比率となるように設計される。
この結果、ダイオードQ251−nおよびQ281−n
のダイオードエリアはr対1の比率を有している。更
に、ダイオードQ261−nおよびQ271−nのダイ
オードエリアは1対rの比率を有している。
00は、n=1のケースで単純である。n=2の場合で
は、パラメータはほぼ「4」で最適化され、入力信号レ
ンジはn=1の場合に対してほぼ50%だけ増加する。
この増加された入力信号レンジはSNRで1.8dBの改
善を示す。しかしながら、n=1の場合と対照的に、n
=2の場合において、接続点N1およびN2は、仮想の
ACグラウンドではなく、寄生するキャパシタンスおよ
び/またはレジスタンスに対する軽微な敏感性が生じる
かもしれない。寄生するキャパシタンスは回路固有の位
相遅れによって典型的に影を投げる位相の多少の先導が
生じるかもしれない。PMOS電流供給源のため大きな
Vdsatおよび余分のバッファリングとなるエミッタ
の追従者を不要とする応用に対して、このGmセルはほ
ぼ2.1Vと同等の低さの供給電圧で動作することができ
る。
回路200の簡素化した回路図であり、この回路も低供
給電圧Vcc、すなわちほぼ3V以下で動作するように
設計されている。図4のバイポーラ相互コンダクタンス
回路200は図3(A)および図3(B)の回路100,
100'に対する代案の簡素化されたものである。
の入力電圧信号VinはBJT・Q31およびQ33の
ベースと差動的に接続されている。詳述すれば、Vin
の正電位電極はトランジスタQ31のベースに、またV
inの負電位電極はトランジスタQ33のベースに接続
されている。トランジスタQ31のコレクタは接続点2
02およびトランジスタ電流供給源I31に接続されて
いる。トランジスタQ33のコレクタは接続点204お
よびトランジスタ電流供給源I32に接続されている。
電流供給源I31およびI32は交互に電圧供給Vcc
に接続される。
れたダイオードは、相互コンダクタンス回路200のト
ランジスタのエミッタに接続されている。詳述すれば、
トランジスタQ31のエミッタは、n個のダイオードQ
351−nに積み重ねられた最初のダイオードQ351
の負電位電極と、n個のダイオードQ361−nに積み
重ねられた最初のダイオードQ361の負電位電極とに
接続される。トランジスタQ31のエミッタは、また、
末尾電流供給源I33にも接続される。更に、トランジ
スタQ33のエミッタは、n個のダイオードQ37
1−nに積み重ねられた最初のダイオードQ371の負
電位電極と、n個のダイオードQ381−nに積み重ね
られた最初のダイオードQ381の負電位電極とに接続
される。トランジスタQ33のエミッタは、また、末尾
電流供給源I34にも接続される。電流供給源I33お
よびI34は相互に接続されかつグラウンド30と交互
に接続している。
1−nの各積み重ねは、図4に示されるように直列に積
み重ねられている。ダイオードQ35およびQ38の積
み重ねにおけるn番目のダイオードQ35nおよびQ3
8nの正電位電極それぞれは、互いに接続されると共に
ダイオード電流供給源I35の負電位電極と接続してい
る。更に、ダイオードQ36およびQ37の積み重ねに
おけるn番目のダイオードQ36nおよびQ37nの正
電位電極それぞれは、互いに接続されると共にダイオー
ド電流供給源I36の負電位電極と接続している。電流
供給源I35およびI36は交互に電圧供給Vccに接
続されている。
I31,I32,I35,およびI36はほぼ同じ大き
さが望ましい。同様に、グラウンド30に接続される各
電流供給源I33およびI34は同じ大きさが望まし
い。更に、電流供給源I31,I32,I35,および
I36の大きさの合計は電流供給源I33およびI34
の大きさの合計にほぼ等しいことが望ましい。
は差動出力電流Ioutを発生する。差動出力電流I
outは電流値Iout+とIout−との間の差とし
て得られる。
は同一のトランジスタエリアを有することが望ましい。
トランジスタQ31のエミッタに接続されるダイオード
Q35およびQ36の直列の積み重ねのダイオードエリ
アそれぞれは、トランジスタQ31のトランジスタエリ
アと比較してそれぞれr1およびr2である。更に、ト
ランジスタQ33のエミッタに接続されるダイオードQ
38およびQ37の直列の積み重ねのダイオードエリア
それぞれは、トランジスタQ33のトランジスタエリア
と比較してそれぞれr2およびr1である。この結果、
ダイオードQ35およびQ38の積み重ねのダイオード
エリアはr1対r2である。更に、ダイオードQ36お
よびQ37の積み重ねのダイオードエリアはr2対r1
である。例えば、一つの実施形態では、「r1」および
「r2」それぞれは「ほぼ3から8」までおよび「ほぼ
1から2まで」のそれぞれで任意に定められ、また、ダ
イオードの各積み重ねにおけるダイオードの数nは「1
から2まで」で任意に定められる。
00は、設計パラメータとして二つのエミッタ比率r1
およびr2を有するということにおいて、図3(A)お
よび図3(B)に示される回路100および100'より
複雑である。n=1に対して、図4に示される相互コン
ダクタンス回路200は、ほぼ1.3Vほどの低さの供給
電圧Vccで動作可能である。更に、図4に示される相
互コンダクタンス回路200は、図3(A)および図3
(B)に示される回路100および100'より、多少大
きな線形レンジおよびより低い相互コンダクタンスを有
している。
て、差動出力電流Ioutは次式で表わすことができ
る。
きる。
の関係をシミュレートしたグラフ300を示す。ライン
302は、ほぼ5Vの供給電圧Vccをもった図2に示
される相互コンダクタンス回路50のような4対1の比
率を有するバイポーラ相互コンダクタンス回路に対する
相互コンダクタンスgm対差動電圧入力Vinの図形で
ある。
ccをもった図3(A)に示される相互コンダクタンス
回路100のような比率を有するバイポーラ相互コンダ
クタンス回路に対する相互コンダクタンスgm対差動電
圧入力Vinの図形である。上記のように、図3(A)に
示されるバイポーラ相互コンダクタンス回路100は、
n=1を有して図3(B)に示されるバイポーラ相互コン
ダクタンス回路100'と類似または同一である。
ccをもち、かつn=2を有して図3(B)に示される
比率を有するバイポーラ相互コンダクタンス回路10
0'に対する相互コンダクタンスgm対差動電圧入力V
inの図形である。比率を有するバイポーラ相互コンダ
クタンス回路100,100',または200は、拡張
されたダイナミックレンジを有し、より低めの供給電圧
で動作できる。より大きな「n」では、相互コンダクタ
ンスは拡張されたダイナミックレンジおよびSNRの増
加によって減少される。
ダクタンス回路100'は、ほぼ40dBよりよい直線
性を有するほぼ200mVppdの入力信号を維持する
かもしれない。n=2では、図3(B)に示される相互コ
ンダクタンス回路100'は、n=1の場合と同様な直
線性を有するほぼ300mVppdの入力信号を維持す
るかもしれない。ppdで表現される相互コンダクタン
ス回路の信号処理能力は回路内のダイオードの数に比例
する。
る簡略化された実施の一形態を示す回路図である。
る簡略化された実施の一形態を示す回路図である。
る低電圧相互コンダクタンス回路における簡略化された
実施の一形態を示す回路図である。(B)は、拡張され
たダイナミックレンジを有する低電圧相互コンダクタン
ス回路における簡略化された実施の一形態を示す回路図
である。
相互コンダクタンス回路における簡略化された別の実施
の一形態を示す回路図である。
ス回路で相互コンダクタンスg m対差動電圧入力Vin
の関係をシミュレートしたグラフを示している。
Claims (14)
- 【請求項1】 それぞれが1対rおよびr対1のトラン
ジスタエリア比率、並びにそれぞれが差動入力信号に接
続するベースおよび負荷に接続するコレクタそれぞれを
有しかつ差動電流出力信号を生じる対のトランジスタに
より構成される第1および第2の差動ペアトランジスタ
と、 相互に接続しかつ負荷に対で接続する正電位電極、前記
第1差動ペアトランジスタのエミッタと対で接続する負
電位電極、およびr対1のダイオードエリア比率を有す
る第1ペアダイオードと、 相互に接続しかつ負荷に対で接続する正電位電極、前記
第2の差動ペアトランジスタのエミッタと対で接続する
負電位電極、および1対rのダイオードエリア比率を有
する第2ペアダイオードとを備えることを特徴とする相
互コンダクタンス回路。 - 【請求項2】 請求項1において、更に、前記第1およ
び第2のペアダイオードの正電位電極と対で接続する負
荷に、それぞれ対で接続する第1および第2のダイオー
ド電流供給源を備え、 前記第1および第2の差動ペアトランジスタのそれぞれ
は、差動入力信号における正電位電極および負電位電極
それぞれと接続するベース並びに負荷と対で接続する一
つのコレクタを有する正電位接続されたトランジスタお
よび負電位接続されたトランジスタを備えることを特徴
とする相互コンダクタンス回路。 - 【請求項3】 請求項2において、更に、負荷と対で接
続する第1および第2のトランジスタ電流供給源を備
え、 前記第1トランジスタ電流供給源は、前記第1および第
2の差動ペアトランジスタの正電位接続されたコレクタ
電極と対で接続し、 前記第2トランジスタ電流供給源は、前記第1および第
2の差動ペアトランジスタの負電位接続されたコレクタ
電極と対で接続することを特徴とする相互コンダクタン
ス回路。 - 【請求項4】 請求項3において、前記差動電流出力信
号は第2接続点から第1接続点への電流として得られ、 前記第1接続点は、前記第1トランジスタ電流供給源と
前記第1および第2の差動ペアトランジスタにおける正
電位接続されたコレクタ電極との間にあり、 前記第2接続点は、前記第2トランジスタ電流供給源と
前記第1および第2の差動ペアトランジスタにおける負
電位接続されたコレクタ電極との間にあることを特徴と
する相互コンダクタンス回路。 - 【請求項5】 請求項1において、更に、グラウンドと
接続する複数の末尾電流供給源を備え、 各末尾電流供給源は、トランジスタの一つにおけるエミ
ッタと接続し、かつこのトランジスタの一つにおけるエ
ミッタと接続された前記ダイオードの一つにおける負電
位電極と接続することを特徴とする相互コンダクタンス
回路。 - 【請求項6】 請求項1において、「r」はほぼ「4」
に等しいことを特徴とする相互コンダクタンス回路。 - 【請求項7】 請求項1において、更に、前記第1ペア
ダイオードと前記第1差動ペアトランジスタとの間で前
記第1ペアダイオードと直列に接続される少なくとも一
つの追加第1ペアダイオードと、前記第2ペアダイオー
ドと前記第2差動ペアトランジスタとの間で前記第2ペ
アダイオードと直列に接続される少なくとも一つの追加
第2ペアダイオードとを備え、 前記少なくとも一つの追加第1ペアダイオードにおける
各対は、r対1のダイオードエリア率を有し、 前記少なくとも一つの追加第2ペアダイオードにおける
各対は、1対rのダイオードエリア率を有し、かつ前記
少なくとも一つの追加第1ペアダイオードは、前記少な
くとも一つの追加第2ペアダイオードにおけると同数の
ダイオードを有することを特徴とする相互コンダクタン
ス回路。 - 【請求項8】 ほぼ等しいトランジスタエリア比率、並
びにそれぞれが差動入力信号に接続するベースおよび負
荷に接続するコレクタを有し、かつ差動電流出力信号を
生じる第1および第2の差動トランジスタと、 相互に接続しかつ負荷に対で接続する正電位電極、前記
第1および第2の差動トランジスタにおけるエミッタと
対で接続する負電位電極、およびr1対r2のダイオー
ドエリア比率を有する第1ペアダイオードと、 相互に接続しかつ負荷に対で接続する正電位電極、前記
第1および第2の差動トランジスタにおけるエミッタと
対で接続する負電位電極、およびr2対r1のダイオー
ドエリア比率を有する第2ペアダイオードとを備えるこ
とを特徴とする相互コンダクタンス回路。 - 【請求項9】 請求項8において、前記第1差動トラン
ジスタのベースは差動入力信号の正電位電極に接続さ
れ、かつ前記第2差動トランジスタのベースは差動入力
信号の負電位電極に接続され、更に、前記相互コンダク
タンス回路は負荷と接続する第1および第2のダイオー
ド電流供給源を備え、 前記第1ダイオード電流供給源は前記第1ペアダイオー
ドの正電位電極と接続され、 前記第2ダイオード電流供給源は前記第2ペアダイオー
ドの正電位電極と接続されることを特徴とする相互コン
ダクタンス回路。 - 【請求項10】 請求項9において、更に、負荷に接続
する第1および第2のトランジスタ電流供給源を備え、 前記第1トランジスタ電流供給源は、前記第1差動トラ
ンジスタのコレクタ電極と接続し、かつ前記第2トラン
ジスタ電流供給源は、前記第2差動トランジスタのコレ
クタ電極と接続することを特徴とする相互コンダクタン
ス回路。 - 【請求項11】 請求項10において、前記差動電流出
力信号は第2接続点から第1接続点への電流として得ら
れ、 前記第1接続点は、前記第1トランジスタ電流供給源と
前記第1差動トランジスタのコレクタ電極との間にあ
り、 前記第2接続点は、前記第2トランジスタ電流供給源と
前記第2差動トランジスタのコレクタ電極との間にある
ことを特徴とする相互コンダクタンス回路。 - 【請求項12】 請求項8において、更に、グラウンド
と接続する第1および第2の末尾電流供給源を備え、 前記第1末尾電流供給源は、前記第1差動トランジスタ
のエミッタと接続し、かつこの第1差動トランジスタの
エミッタと接続されたダイオードの負電位電極と接続
し、 前記第2末尾電流供給源は、前記第2差動トランジスタ
のエミッタと接続し、かつこの第2差動トランジスタの
エミッタと接続されたダイオードの負電位電極と接続す
ることを特徴とする相互コンダクタンス回路。 - 【請求項13】 請求項8において、更に、前記第1ペ
アダイオード回路と前記第1および第2の差動トランジ
スタとの間で前記第1ペアダイオード回路と直列に接続
される少なくとも一つの追加第1ペアダイオード回路
と、前記第2ペアダイオード回路と前記第1および第2
の差動トランジスタとの間で前記第2ペアダイオード回
路と直列に接続される少なくとも一つの追加第2ペアダ
イオード回路とを備え、 前記少なくとも一つの追加第1ペアダイオード回路にお
ける各対は、r1対r 2のダイオードエリア率を有し、 前記少なくとも一つの追加第2ペアダイオード回路にお
ける各対は、r2対r 1のダイオードエリア率を有する
ことを特徴とする相互コンダクタンス回路。 - 【請求項14】 請求項8において、「r1」はほぼ
「4」と「8」との間の値であり、「r2」はほぼ
「1」から「2」の間の値であることを特徴とする相互
コンダクタンス回路。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US09/383108 | 1999-08-25 | ||
US09/383,108 US6271725B1 (en) | 1998-09-30 | 1999-08-25 | Low voltage bipolar transconductor circuit with extended dynamic range |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2001068949A JP2001068949A (ja) | 2001-03-16 |
JP3415513B2 true JP3415513B2 (ja) | 2003-06-09 |
Family
ID=23511750
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP27853399A Expired - Fee Related JP3415513B2 (ja) | 1999-08-25 | 1999-09-30 | 拡張されたダイナミックレンジを有する低電圧バイポーラ相互コンダクタンス回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3415513B2 (ja) |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2019155582A1 (ja) * | 2018-02-08 | 2019-08-15 | 株式会社ソシオネクスト | 増幅回路、加算回路、受信回路及び集積回路 |
-
1999
- 1999-09-30 JP JP27853399A patent/JP3415513B2/ja not_active Expired - Fee Related
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Publication number | Publication date |
---|---|
JP2001068949A (ja) | 2001-03-16 |
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