JP3402207B2 - 回転角検出装置の異常を検出する異常検出装置 - Google Patents
回転角検出装置の異常を検出する異常検出装置Info
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- JP3402207B2 JP3402207B2 JP20563898A JP20563898A JP3402207B2 JP 3402207 B2 JP3402207 B2 JP 3402207B2 JP 20563898 A JP20563898 A JP 20563898A JP 20563898 A JP20563898 A JP 20563898A JP 3402207 B2 JP3402207 B2 JP 3402207B2
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、レゾルバからの出
力信号に含まれる、回転機の回転角に応じた変調成分で
ある変調信号に基づいて回転角検出装置の異常を検出す
る装置に関し、特に変調信号の高精度の検出と、それに
よる異常検出精度の向上に関する。
力信号に含まれる、回転機の回転角に応じた変調成分で
ある変調信号に基づいて回転角検出装置の異常を検出す
る装置に関し、特に変調信号の高精度の検出と、それに
よる異常検出精度の向上に関する。
【０００２】
【従来の技術】回転機のロータの回転角を検出するレゾ
ルバが知られている。レゾルバで検出された回転角は、
当該回転機の電流の制御などに用いられる。レゾルバの
１次巻線に参照信号として正弦波sinωｔの信号を入力
すると、９０°の位相差をもって配置された二つの２次
巻線には、それぞれロータ回転角θに応じて変調された
出力信号sinωｔsinθ，sinωｔcosθが得られる。例え
ば、Ｒ／Ｄコンバータ（レゾルバ／デジタルコンバー
タ）は、電圧制御発振器により制御される基準回転角φ
に応じた信号sinφ，cosφとロータ回転角θを含んだレ
ゾルバ出力信号とから、sin（θ−φ）を算出し、その
位相差（θ−φ）をゼロとするようにφに相当するカウ
ント値を増減するＰＬＬ（Phase Locked Loop）制御を
行う。そして、ＰＬＬ制御が収束している状態、すなわ
ち（θ−φ）＝０の状態でのφを、ロータ回転角θの値
として検出、出力する。
ルバが知られている。レゾルバで検出された回転角は、
当該回転機の電流の制御などに用いられる。レゾルバの
１次巻線に参照信号として正弦波sinωｔの信号を入力
すると、９０°の位相差をもって配置された二つの２次
巻線には、それぞれロータ回転角θに応じて変調された
出力信号sinωｔsinθ，sinωｔcosθが得られる。例え
ば、Ｒ／Ｄコンバータ（レゾルバ／デジタルコンバー
タ）は、電圧制御発振器により制御される基準回転角φ
に応じた信号sinφ，cosφとロータ回転角θを含んだレ
ゾルバ出力信号とから、sin（θ−φ）を算出し、その
位相差（θ−φ）をゼロとするようにφに相当するカウ
ント値を増減するＰＬＬ（Phase Locked Loop）制御を
行う。そして、ＰＬＬ制御が収束している状態、すなわ
ち（θ−φ）＝０の状態でのφを、ロータ回転角θの値
として検出、出力する。
【０００３】上述のＲ／Ｄコンバータにより回転角θを
検出する回転角検出装置における異常を検出するため
に、レゾルバの出力信号を別途処理する異常検出装置が
設けられる。
検出する回転角検出装置における異常を検出するため
に、レゾルバの出力信号を別途処理する異常検出装置が
設けられる。
【０００４】この異常検出装置では、レゾルバの出力信
号に含まれるθの情報を取り出すために、参照信号成分
を除去し、参照信号を振幅変調している変調信号sin
θ，cosθを取り出す検波が行われる。これら２つの変
調信号の間には、正常時において基本的にsin2θ＋cos2
θ＝１なる関係が成立する。従来は、検波により取り出
したsinθ，cosθの二乗和を計算し、当該二乗和が所定
の閾値を下回るような変動が生じることにより、レゾル
バ出力信号のハーネスが断線しているといった異常を検
知していた。
号に含まれるθの情報を取り出すために、参照信号成分
を除去し、参照信号を振幅変調している変調信号sin
θ，cosθを取り出す検波が行われる。これら２つの変
調信号の間には、正常時において基本的にsin2θ＋cos2
θ＝１なる関係が成立する。従来は、検波により取り出
したsinθ，cosθの二乗和を計算し、当該二乗和が所定
の閾値を下回るような変動が生じることにより、レゾル
バ出力信号のハーネスが断線しているといった異常を検
知していた。
【０００５】また、二乗和一定の関係を近似的に利用す
る方法として次の方法があった。その方法では二乗和の
代わりに、各変調信号を全波整流してそれぞれの絶対値
を求め、それらを加算した後、ローパスフィルタリング
した信号を用いる。この絶対値を加算した信号（｜sin
θ｜＋｜cosθ｜）を平滑化したものが、所定の閾値を
下回ることにより、上述のような異常が検出される。
る方法として次の方法があった。その方法では二乗和の
代わりに、各変調信号を全波整流してそれぞれの絶対値
を求め、それらを加算した後、ローパスフィルタリング
した信号を用いる。この絶対値を加算した信号（｜sin
θ｜＋｜cosθ｜）を平滑化したものが、所定の閾値を
下回ることにより、上述のような異常が検出される。
【０００６】ここで、変調信号sinθ，cosθは、参照信
号のピークの位置に対応する出力信号の値を順次、サン
プリングすることにより取り出される。
号のピークの位置に対応する出力信号の値を順次、サン
プリングすることにより取り出される。
【０００７】従来は、参照信号のピーク位置での出力信
号の値をサンプリングするために、絶対値が参照信号の
振幅より幾分小さいレベルに閾値を設定し、参照信号が
その閾値を超えた点（負側のピークを捉える場合には、
閾値は負に設定され、参照信号が当該閾値を下回った
点）を近似的にピーク位置としていた。そして、そのタ
イミングでＡ／Ｄコンバータ（アナログ−デジタルコン
バータ）のサンプリング動作を開始させ、出力信号をサ
ンプリングしてデジタル値に変換し、これをピーク位置
における値としていた。
号の値をサンプリングするために、絶対値が参照信号の
振幅より幾分小さいレベルに閾値を設定し、参照信号が
その閾値を超えた点（負側のピークを捉える場合には、
閾値は負に設定され、参照信号が当該閾値を下回った
点）を近似的にピーク位置としていた。そして、そのタ
イミングでＡ／Ｄコンバータ（アナログ−デジタルコン
バータ）のサンプリング動作を開始させ、出力信号をサ
ンプリングしてデジタル値に変換し、これをピーク位置
における値としていた。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】閾値はなるべく、参照
信号のピークの値に近い方が、高い精度でピーク位置を
定めることができる。しかし、参照信号の振幅は較差の
範囲内で変動しうる。つまり、閾値を充分にピークの値
に近づけることができないため、従来の方法で求めたピ
ーク位置は誤差を含んでおり、それが変調信号の正確
さ、ひいては異常検出の精度・信頼性を劣化させるおそ
れがあるという問題があった。
信号のピークの値に近い方が、高い精度でピーク位置を
定めることができる。しかし、参照信号の振幅は較差の
範囲内で変動しうる。つまり、閾値を充分にピークの値
に近づけることができないため、従来の方法で求めたピ
ーク位置は誤差を含んでおり、それが変調信号の正確
さ、ひいては異常検出の精度・信頼性を劣化させるおそ
れがあるという問題があった。
【０００９】本発明は、参照信号のピーク位置をより正
確に検出することによって、回転機の回転角検出装置に
おける異常の検出精度を向上することができる異常検出
装置を提供することを目的とする。
確に検出することによって、回転機の回転角検出装置に
おける異常の検出精度を向上することができる異常検出
装置を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明に係る異常検出装
置は、参照信号の零点を検出する零点検出手段と、前記
零点の間隔に基づいて前記ピーク位置を定め、前記サン
プリングのタイミングを決定するタイミング決定手段と
を有することを特徴とする。
置は、参照信号の零点を検出する零点検出手段と、前記
零点の間隔に基づいて前記ピーク位置を定め、前記サン
プリングのタイミングを決定するタイミング決定手段と
を有することを特徴とする。
【００１１】参照信号は、中立点（零点）を中心として
電圧値が対称に変動し、その零点は参照信号の半周期毎
（位相１８０°毎）に現れる。そして参照信号のピーク
は、隣接する零点同士の間隔内の所定位置に現れる。そ
の所定位置は、参照信号の信号波形によるが、一般に用
いられる正弦波形では、零点の間隔の中点である。本発
明によれば、零点検出手段が、参照信号の零点を検出
し、タイミング決定手段は、参照信号波形に応じて零点
の間隔を配分して、参照信号の零点と参照信号のピーク
位置との時間間隔を求める。サンプリング手段は、この
ようにして定められた時間間隔だけ零点から遅延したタ
イミングにおける参照信号の電圧値をサンプリングする
ことにより、参照信号のピークを精度よくサンプリング
することができる。
電圧値が対称に変動し、その零点は参照信号の半周期毎
（位相１８０°毎）に現れる。そして参照信号のピーク
は、隣接する零点同士の間隔内の所定位置に現れる。そ
の所定位置は、参照信号の信号波形によるが、一般に用
いられる正弦波形では、零点の間隔の中点である。本発
明によれば、零点検出手段が、参照信号の零点を検出
し、タイミング決定手段は、参照信号波形に応じて零点
の間隔を配分して、参照信号の零点と参照信号のピーク
位置との時間間隔を求める。サンプリング手段は、この
ようにして定められた時間間隔だけ零点から遅延したタ
イミングにおける参照信号の電圧値をサンプリングする
ことにより、参照信号のピークを精度よくサンプリング
することができる。
【００１２】本発明に係る異常検出装置においては、前
記タイミング決定手段は前記零点の間隔を定期的に計
測、更新することを特徴とする。本発明によれば、零点
の間隔が計測し直され更新されるので、参照信号の発生
回路が不安定性を有していても、ピーク位置を精度よく
定めることができる。
記タイミング決定手段は前記零点の間隔を定期的に計
測、更新することを特徴とする。本発明によれば、零点
の間隔が計測し直され更新されるので、参照信号の発生
回路が不安定性を有していても、ピーク位置を精度よく
定めることができる。
【００１３】他の本発明に係る異常検出装置は、前記タ
イミング決定手段が、前記レゾルバから同時出力される
２種類の前記出力信号それぞれに対する前記サンプリン
グのタイミングを、前記ピーク位置を中心として前後対
称の位置である一対のタイミングに応じて定めることを
特徴とする。
イミング決定手段が、前記レゾルバから同時出力される
２種類の前記出力信号それぞれに対する前記サンプリン
グのタイミングを、前記ピーク位置を中心として前後対
称の位置である一対のタイミングに応じて定めることを
特徴とする。
【００１４】レゾルバが２種類の出力信号、例えば正弦
信号sinθと余弦信号cosθそれぞれにより変調された出
力信号を出力する場合には、それらの出力信号は基本的
には同時にサンプリングすることが望ましい。しかし、
サンプリング手段等の信号処理系が一つしかない場合な
ど、同時サンプリングを行えない場合がある。本発明に
よれば、このような場合、２種類の出力信号は参照信号
のピーク位置近傍で時分割にて処理される。しかも、一
方の出力信号の電圧値のサンプリングをピーク位置より
所定時間だけ前で行い、他方の出力信号の電圧値のサン
プリングをピーク位置より同程度の時間だけ後で行う。
このように２種類の出力信号を、ピークの前か後のいず
れか一方側でサンプリングするのではなく、ピークを挟
んだタイミングで、しかもピークの両側に均等に離れた
タイミングでサンプリングすることにより、双方の出力
信号が共にピーク位置に近いタイミングでサンプリング
され、またサンプリング値のピーク位置における電圧値
からの誤差が均等化され、かつ抑制される。
信号sinθと余弦信号cosθそれぞれにより変調された出
力信号を出力する場合には、それらの出力信号は基本的
には同時にサンプリングすることが望ましい。しかし、
サンプリング手段等の信号処理系が一つしかない場合な
ど、同時サンプリングを行えない場合がある。本発明に
よれば、このような場合、２種類の出力信号は参照信号
のピーク位置近傍で時分割にて処理される。しかも、一
方の出力信号の電圧値のサンプリングをピーク位置より
所定時間だけ前で行い、他方の出力信号の電圧値のサン
プリングをピーク位置より同程度の時間だけ後で行う。
このように２種類の出力信号を、ピークの前か後のいず
れか一方側でサンプリングするのではなく、ピークを挟
んだタイミングで、しかもピークの両側に均等に離れた
タイミングでサンプリングすることにより、双方の出力
信号が共にピーク位置に近いタイミングでサンプリング
され、またサンプリング値のピーク位置における電圧値
からの誤差が均等化され、かつ抑制される。
【００１５】本発明に係る異常検出装置は、前記タイミ
ング決定手段が、前記参照信号の１周期中の正逆２つの
ピークにそれぞれ別個のレゾルバを対応させて、２つの
前記レゾルバそれぞれに対する前記サンプリングのタイ
ミングを定めることを特徴とする。
ング決定手段が、前記参照信号の１周期中の正逆２つの
ピークにそれぞれ別個のレゾルバを対応させて、２つの
前記レゾルバそれぞれに対する前記サンプリングのタイ
ミングを定めることを特徴とする。
【００１６】参照信号の１周期にはピークは零点より電
圧値が大きくなるピークと反対に小さくなるピークとい
う正逆２つのピークが現れる。また一つの参照信号を共
通に用いるレゾルバが２つある場合に、それら互いの出
力信号のサンプリングは別個のタイミングで行うことが
できる。本発明によれば、零点の間隔から求めた正側の
ピーク位置に対応して、一のレゾルバの出力信号のサン
プリングが行われ、逆側のピーク位置に対応して、他の
レゾルバの出力信号のサンプリングが行われる。それぞ
れのピーク位置に対応してサンプリングされる出力信号
は、１種類であっても２種類であってもよい。異なるピ
ーク位置でのサンプリングを行うことにより、２つのレ
ゾルバに対する処理を一つの信号処理系で行うことがで
きる。
圧値が大きくなるピークと反対に小さくなるピークとい
う正逆２つのピークが現れる。また一つの参照信号を共
通に用いるレゾルバが２つある場合に、それら互いの出
力信号のサンプリングは別個のタイミングで行うことが
できる。本発明によれば、零点の間隔から求めた正側の
ピーク位置に対応して、一のレゾルバの出力信号のサン
プリングが行われ、逆側のピーク位置に対応して、他の
レゾルバの出力信号のサンプリングが行われる。それぞ
れのピーク位置に対応してサンプリングされる出力信号
は、１種類であっても２種類であってもよい。異なるピ
ーク位置でのサンプリングを行うことにより、２つのレ
ゾルバに対する処理を一つの信号処理系で行うことがで
きる。
【００１７】本発明に係る異常検出装置においては、前
記零点検出手段は、前記参照信号の１周期中の第１の零
点にて立ち上がり、前記第１の零点と位相が１８０°ず
れた第２の零点にて立ち下がる矩形波を発生し、前記タ
イミング決定手段は、前記矩形波の立ち上がりと立ち下
がりを判別し、その判別結果に基づいて前記サンプリン
グ対象となる前記レゾルバを選択することを特徴とす
る。
記零点検出手段は、前記参照信号の１周期中の第１の零
点にて立ち上がり、前記第１の零点と位相が１８０°ず
れた第２の零点にて立ち下がる矩形波を発生し、前記タ
イミング決定手段は、前記矩形波の立ち上がりと立ち下
がりを判別し、その判別結果に基づいて前記サンプリン
グ対象となる前記レゾルバを選択することを特徴とす
る。
【００１８】本発明によれば、タイミング決定手段は、
第１の零点と第２の零点の識別、つまり正逆の２つのピ
ークの識別を、零点検出手段が出力する矩形波のエッジ
の向きを観察するだけで行うことができる。すなわち、
タイミング決定手段自体は、第１、第２の零点を識別す
るために特別な処理を行わなくてよく、第１、第２の零
点に対して行われる処理の共通化を図ることができる。
第１の零点と第２の零点の識別、つまり正逆の２つのピ
ークの識別を、零点検出手段が出力する矩形波のエッジ
の向きを観察するだけで行うことができる。すなわち、
タイミング決定手段自体は、第１、第２の零点を識別す
るために特別な処理を行わなくてよく、第１、第２の零
点に対して行われる処理の共通化を図ることができる。
【００１９】また、本発明に係る異常検出装置は、前記
零点の間隔を監視し、当該間隔の変動に基づいて参照信
号発生回路の異常を判定する異常判定手段を有すること
を特徴とする。
零点の間隔を監視し、当該間隔の変動に基づいて参照信
号発生回路の異常を判定する異常判定手段を有すること
を特徴とする。
【００２０】参照信号発生回路は正常状態ではある範囲
内に周波数が保たれた参照信号を出力する。その周波数
の逆数は参照信号の周期であり、それは零点の間隔（正
確には零点の間隔は参照信号の１／２周期に相当する）
に対応する。本発明によれば、零点の間隔が正常時の周
波数に対応する値より許容限度以上ずれたときには、参
照信号発生回路の異常が判定される。
内に周波数が保たれた参照信号を出力する。その周波数
の逆数は参照信号の周期であり、それは零点の間隔（正
確には零点の間隔は参照信号の１／２周期に相当する）
に対応する。本発明によれば、零点の間隔が正常時の周
波数に対応する値より許容限度以上ずれたときには、参
照信号発生回路の異常が判定される。
【００２１】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態（以下
実施形態という）を、図面に従って説明する。図１に
は、本実施形態に係る回転機の回転角検出装置の概略構
成が示されている。ここでは、本発明に係る異常検出装
置はこの回転角検出装置内に異常検出回路として構成さ
れている。発振器１０は参照信号sinωｔを出力し、こ
れがレゾルバ１２，１４それぞれの１次コイル１６に印
加される。レゾルバ１２，１４それぞれの互いに９０°
の位相差をもって配置された二つの２次コイル１８，２
０には、電動機などの回転機の回転角θにより参照信号
が変調された電圧sinωｔsinθ，sinωｔcosθが発生
し、これらがレゾルバからの出力信号（レゾルバ信号）
として出力される。なお、レゾルバ信号の処理におい
て、位相のみが問題となるので、前記参照信号およびレ
ゾルバ信号は、振幅を１として説明する。
実施形態という）を、図面に従って説明する。図１に
は、本実施形態に係る回転機の回転角検出装置の概略構
成が示されている。ここでは、本発明に係る異常検出装
置はこの回転角検出装置内に異常検出回路として構成さ
れている。発振器１０は参照信号sinωｔを出力し、こ
れがレゾルバ１２，１４それぞれの１次コイル１６に印
加される。レゾルバ１２，１４それぞれの互いに９０°
の位相差をもって配置された二つの２次コイル１８，２
０には、電動機などの回転機の回転角θにより参照信号
が変調された電圧sinωｔsinθ，sinωｔcosθが発生
し、これらがレゾルバからの出力信号（レゾルバ信号）
として出力される。なお、レゾルバ信号の処理におい
て、位相のみが問題となるので、前記参照信号およびレ
ゾルバ信号は、振幅を１として説明する。
【００２２】レゾルバ１２からの各レゾルバ信号は、異
常検出回路２２に送られる。また、レゾルバ１４からの
各レゾルバ信号は、異常検出回路２２及びＲ／Ｄコンバ
ータ２４に送られる。
常検出回路２２に送られる。また、レゾルバ１４からの
各レゾルバ信号は、異常検出回路２２及びＲ／Ｄコンバ
ータ２４に送られる。
【００２３】Ｒ／Ｄコンバータ２４内では、従来技術に
て述べた処理が行われる。すなわち、レゾルバ信号sin
ωｔsinθ，sinωｔcosθにそれぞれcosφ，sinφが乗
算され、それらを減算してsinωｔsin（θ−φ）が生成
される。これを参照信号sinωｔに基づいて検波して変
調成分sin（θ−φ）が取り出される。Ｒ／Ｄコンバー
タ２４は、位相（θ−φ）が０となるようにデジタルカ
ウント値φを増減するフィードバック制御を行い、それ
が完了するとカウント値φを回転角θを表すデジタル値
として、例えばモータ制御装置等へ出力する。
て述べた処理が行われる。すなわち、レゾルバ信号sin
ωｔsinθ，sinωｔcosθにそれぞれcosφ，sinφが乗
算され、それらを減算してsinωｔsin（θ−φ）が生成
される。これを参照信号sinωｔに基づいて検波して変
調成分sin（θ−φ）が取り出される。Ｒ／Ｄコンバー
タ２４は、位相（θ−φ）が０となるようにデジタルカ
ウント値φを増減するフィードバック制御を行い、それ
が完了するとカウント値φを回転角θを表すデジタル値
として、例えばモータ制御装置等へ出力する。
【００２４】一方、異常検出回路２２は、零点検出手段
であるコンパレータ３０、レゾルバ信号をサンプリング
する手段であるＡ／Ｄ変換部３２及びタイミング決定等
の各種演算処理を行うＣＰＵ（Central Processing Uni
t)３４を含んで構成される。
であるコンパレータ３０、レゾルバ信号をサンプリング
する手段であるＡ／Ｄ変換部３２及びタイミング決定等
の各種演算処理を行うＣＰＵ（Central Processing Uni
t)３４を含んで構成される。
【００２５】Ａ／Ｄ変換部３２は、１チャンネルのＡ／
Ｄ変換回路４０と、それへの入力を切り替えるスイッチ
回路４２とで構成される。スイッチ回路４２の４つの入
力端子ｃｈ１〜ｃｈ４には、レゾルバ１２，１４のそれ
ぞれ２種類のレゾルバ信号が各々供給される。具体的に
は、ｃｈ１，ｃｈ２にはそれぞれレゾルバ１２のレゾル
バ信号sinωｔsinθ，sinωｔcosθ（これらをそれぞれ
Ｓ１，Ｃ１とする）が、そしてｃｈ３，ｃｈ４にはそれ
ぞれレゾルバ１４のレゾルバ信号sinωｔsinθ，sinω
ｔcosθ（これらをそれぞれＳ２，Ｃ２とする）が入力
される。スイッチ回路４２はこれらのいずれかをＡ／Ｄ
変換回路４０に接続する。つまり、Ａ／Ｄ変換部３２
は、４つのレゾルバ信号を時分割で処理する。
Ｄ変換回路４０と、それへの入力を切り替えるスイッチ
回路４２とで構成される。スイッチ回路４２の４つの入
力端子ｃｈ１〜ｃｈ４には、レゾルバ１２，１４のそれ
ぞれ２種類のレゾルバ信号が各々供給される。具体的に
は、ｃｈ１，ｃｈ２にはそれぞれレゾルバ１２のレゾル
バ信号sinωｔsinθ，sinωｔcosθ（これらをそれぞれ
Ｓ１，Ｃ１とする）が、そしてｃｈ３，ｃｈ４にはそれ
ぞれレゾルバ１４のレゾルバ信号sinωｔsinθ，sinω
ｔcosθ（これらをそれぞれＳ２，Ｃ２とする）が入力
される。スイッチ回路４２はこれらのいずれかをＡ／Ｄ
変換回路４０に接続する。つまり、Ａ／Ｄ変換部３２
は、４つのレゾルバ信号を時分割で処理する。
【００２６】コンパレータ３０の２つの入力端子の一方
には、発振器１０が出力する参照信号が入力され、他端
は接地される。コンパレータ３０は、０Ｖを中心として
正負に対称に変動する参照信号と基準電位である接地電
位（０Ｖ）とを比較し、比較結果に応じてＨ（High）レ
ベル、Ｌ（Low）レベルの電位のいずれかとる矩形波を
出力する。例えば、その矩形波は、参照信号が負から正
へ変化する零点においてＬレベルからＨレベルへ立ち上
がり、参照信号が正の期間中、Ｈレベルを維持し、参照
信号が正から負へ変化する零点においてＨレベルからＬ
レベルへ立ち下がり、参照信号が負の期間中、Ｌレベル
を維持するというものであり、ここでは当該矩形波を零
点信号と称する。
には、発振器１０が出力する参照信号が入力され、他端
は接地される。コンパレータ３０は、０Ｖを中心として
正負に対称に変動する参照信号と基準電位である接地電
位（０Ｖ）とを比較し、比較結果に応じてＨ（High）レ
ベル、Ｌ（Low）レベルの電位のいずれかとる矩形波を
出力する。例えば、その矩形波は、参照信号が負から正
へ変化する零点においてＬレベルからＨレベルへ立ち上
がり、参照信号が正の期間中、Ｈレベルを維持し、参照
信号が正から負へ変化する零点においてＨレベルからＬ
レベルへ立ち下がり、参照信号が負の期間中、Ｌレベル
を維持するというものであり、ここでは当該矩形波を零
点信号と称する。
【００２７】零点信号はＣＰＵ３４へ入力される。ＣＰ
Ｕ３４は、零点信号に基づいてＡ／Ｄ変換部３２を制御
し、またＡ／Ｄ変換部３２からのＡ／Ｄ変換値に基づい
て、レゾルバ信号から変調信号を検波し、その変調信号
をさらに演算処理し回転角検出装置の異常を検出する監
視処理を行う。
Ｕ３４は、零点信号に基づいてＡ／Ｄ変換部３２を制御
し、またＡ／Ｄ変換部３２からのＡ／Ｄ変換値に基づい
て、レゾルバ信号から変調信号を検波し、その変調信号
をさらに演算処理し回転角検出装置の異常を検出する監
視処理を行う。
【００２８】本装置の大きな特徴は、変調信号の検波方
法にある。図２は、異常検出回路２２における検波処理
の原理を説明する説明図であり、各信号の波形を表して
いる。図２（ａ）は、参照信号sinωｔを表しており、
当該信号は基本的に一定の周期、振幅を有している。同
図（ｂ）は、コンパレータ３０の出力である零点信号で
あり、同図（ａ）の参照信号が正の期間においてＨレベ
ル、負の期間においてＬレベルとなる矩形波であり、そ
の立ち上がり、立ち下がりのタイミングが参照信号の零
点のタイミングに対応している。ＣＰＵ３４は、零点信
号の立ち上がりエッジ、立ち下がりエッジを検出し、零
点の間隔をクロックによりカウントし計時することがで
きる。これによりＣＰＵ３４は零点の間隔から、参照信
号の周期ＴREFを取得することができる。ちなみに、零
点信号の立ち上がりから立ち下がりまでの時間がＴREF
／２であり、零点信号の立ち上がりから次の立ち上がり
までの時間がＴREFである。例えばＴREFは１００〜２０
０μＳ程度である。
法にある。図２は、異常検出回路２２における検波処理
の原理を説明する説明図であり、各信号の波形を表して
いる。図２（ａ）は、参照信号sinωｔを表しており、
当該信号は基本的に一定の周期、振幅を有している。同
図（ｂ）は、コンパレータ３０の出力である零点信号で
あり、同図（ａ）の参照信号が正の期間においてＨレベ
ル、負の期間においてＬレベルとなる矩形波であり、そ
の立ち上がり、立ち下がりのタイミングが参照信号の零
点のタイミングに対応している。ＣＰＵ３４は、零点信
号の立ち上がりエッジ、立ち下がりエッジを検出し、零
点の間隔をクロックによりカウントし計時することがで
きる。これによりＣＰＵ３４は零点の間隔から、参照信
号の周期ＴREFを取得することができる。ちなみに、零
点信号の立ち上がりから立ち下がりまでの時間がＴREF
／２であり、零点信号の立ち上がりから次の立ち上がり
までの時間がＴREFである。例えばＴREFは１００〜２０
０μＳ程度である。
【００２９】原理的には、或る零点とそれに隣接する零
点との間隔（ＴREF／２）の中点が参照信号のピーク位
置となる。本発明ではこのことを利用し、ＣＰＵ３４
は、各零点からＴREF／４だけ経過したタイミングを参
照信号のピーク位置とし、これに基づいてレゾルバ信号
のサンプリングを行う。検波は、参照信号のピーク位置
（すなわちsinωｔ＝±１）におけるレゾルバ信号の電
圧値を各周期毎にサンプリングすることにより行われ
る。例えば、図２（ｃ）に示すレゾルバ信号sinωｔsin
θを１周期毎の零点（すなわち１つおきの零点）からＴ
REF／４だけ経過したタイミングでサンプリングすれ
ば、各サンプリング時刻におけるsinθ（又は（−sin
θ））が得られる。つまり、サンプリングにより得られ
たデータ列は、sinθ（又は（−sinθ））の時間変化を
表す信号である。このようにして、レゾルバ信号sinω
ｔsinθから変調信号sinθが検波、抽出される。図示し
ないが、同様にしてレゾルバ信号sinωｔcosθから変調
信号cosθを検波することができる。
点との間隔（ＴREF／２）の中点が参照信号のピーク位
置となる。本発明ではこのことを利用し、ＣＰＵ３４
は、各零点からＴREF／４だけ経過したタイミングを参
照信号のピーク位置とし、これに基づいてレゾルバ信号
のサンプリングを行う。検波は、参照信号のピーク位置
（すなわちsinωｔ＝±１）におけるレゾルバ信号の電
圧値を各周期毎にサンプリングすることにより行われ
る。例えば、図２（ｃ）に示すレゾルバ信号sinωｔsin
θを１周期毎の零点（すなわち１つおきの零点）からＴ
REF／４だけ経過したタイミングでサンプリングすれ
ば、各サンプリング時刻におけるsinθ（又は（−sin
θ））が得られる。つまり、サンプリングにより得られ
たデータ列は、sinθ（又は（−sinθ））の時間変化を
表す信号である。このようにして、レゾルバ信号sinω
ｔsinθから変調信号sinθが検波、抽出される。図示し
ないが、同様にしてレゾルバ信号sinωｔcosθから変調
信号cosθを検波することができる。
【００３０】ここで、参照信号の１周期には、sinωｔ
＝１となるピークＰ+1とsinωｔ＝−１となるピークＰ
-1とがあり、図２（ｃ）は、例えばレゾルバ１２の２次
コイル１８からのレゾルバ信号sinωｔsinθをピークＰ
+1においてサンプリングする場合を示している。また、
同図（ｃ）には、レゾルバの回転子の回転角度θが時間
に比例して増加する例が示されている。
＝１となるピークＰ+1とsinωｔ＝−１となるピークＰ
-1とがあり、図２（ｃ）は、例えばレゾルバ１２の２次
コイル１８からのレゾルバ信号sinωｔsinθをピークＰ
+1においてサンプリングする場合を示している。また、
同図（ｃ）には、レゾルバの回転子の回転角度θが時間
に比例して増加する例が示されている。
【００３１】従来技術で述べたように、異常検出におい
ては、二乗和（sin2θ＋cos2θ）や（｜sinθ｜＋｜cos
θ｜）を平滑化した値が用いられため、変調信号sinθ
だけでなく、もう一つの２次コイル２０からのレゾルバ
信号sinωｔcosθからその変調信号cosθを抽出する必
要がある。ここでＡ／Ｄ変換部３２が２チャンネルのＡ
／Ｄ変換回路を有している場合には、それぞれのＡ／Ｄ
変換回路によりピークＰ+1でのsinθ，cosθを同時にサ
ンプリングすることができる。
ては、二乗和（sin2θ＋cos2θ）や（｜sinθ｜＋｜cos
θ｜）を平滑化した値が用いられため、変調信号sinθ
だけでなく、もう一つの２次コイル２０からのレゾルバ
信号sinωｔcosθからその変調信号cosθを抽出する必
要がある。ここでＡ／Ｄ変換部３２が２チャンネルのＡ
／Ｄ変換回路を有している場合には、それぞれのＡ／Ｄ
変換回路によりピークＰ+1でのsinθ，cosθを同時にサ
ンプリングすることができる。
【００３２】また、Ａ／Ｄ変換部３２が４チャンネルの
Ａ／Ｄ変換回路を有している場合には、２つのレゾルバ
１２，１４それぞれのsinθ，cosθをピークＰ+1にて同
時にサンプリングすることができる。しかし、レゾルバ
１２に関するレゾルバ信号Ｓ１，Ｃ１のサンプリングと
レゾルバ１４に関するレゾルバ信号Ｓ２，Ｃ２のサンプ
リングとは、必ずしも同時に行う必要はない。つまり、
上述したように、参照信号の１周期には、２つのピーク
Ｐ+1，Ｐ-1があるので、それぞれのピークにレゾルバ１
２に関するサンプリングとレゾルバ１４のサンプリング
とを割り振ることができる。例えば、Ｓ１，Ｃ１の同時
サンプリングをＰ+1にて行い、Ｓ２，Ｃ２の同時サンプ
リングをＰ-1にて行うようにすることができる。このよ
うな構成によれば、２チャンネルのＡ／Ｄ変換回路だけ
で、２つのレゾルバ１２，１４に対するサンプリング処
理を行い、各レゾルバに関わる系の異常を検出すること
ができる。
Ａ／Ｄ変換回路を有している場合には、２つのレゾルバ
１２，１４それぞれのsinθ，cosθをピークＰ+1にて同
時にサンプリングすることができる。しかし、レゾルバ
１２に関するレゾルバ信号Ｓ１，Ｃ１のサンプリングと
レゾルバ１４に関するレゾルバ信号Ｓ２，Ｃ２のサンプ
リングとは、必ずしも同時に行う必要はない。つまり、
上述したように、参照信号の１周期には、２つのピーク
Ｐ+1，Ｐ-1があるので、それぞれのピークにレゾルバ１
２に関するサンプリングとレゾルバ１４のサンプリング
とを割り振ることができる。例えば、Ｓ１，Ｃ１の同時
サンプリングをＰ+1にて行い、Ｓ２，Ｃ２の同時サンプ
リングをＰ-1にて行うようにすることができる。このよ
うな構成によれば、２チャンネルのＡ／Ｄ変換回路だけ
で、２つのレゾルバ１２，１４に対するサンプリング処
理を行い、各レゾルバに関わる系の異常を検出すること
ができる。
【００３３】さて、図１に示す実施形態に係る異常検出
回路２２は、既に述べたように１チャンネルのＡ／Ｄ変
換回路４０で、４つのレゾルバ信号を時分割でサンプリ
ングするように構成されている。これにより、異常検出
回路２２を構成するコンパレータ３０、Ａ／Ｄ変換部３
２、ＣＰＵ３４を各チャネル共通とすることができ、構
成が簡単となる。図３は、１チャンネルのＡ／Ｄ変換回
路４０を用いた異常検出回路２２における検波処理を説
明する説明図である。図３（ａ）（ｂ）はそれぞれ、図
２（ａ）（ｂ）と同じく参照信号sinωｔ、零点信号を
表す図であり、そのほぼ１周期が示されている。
回路２２は、既に述べたように１チャンネルのＡ／Ｄ変
換回路４０で、４つのレゾルバ信号を時分割でサンプリ
ングするように構成されている。これにより、異常検出
回路２２を構成するコンパレータ３０、Ａ／Ｄ変換部３
２、ＣＰＵ３４を各チャネル共通とすることができ、構
成が簡単となる。図３は、１チャンネルのＡ／Ｄ変換回
路４０を用いた異常検出回路２２における検波処理を説
明する説明図である。図３（ａ）（ｂ）はそれぞれ、図
２（ａ）（ｂ）と同じく参照信号sinωｔ、零点信号を
表す図であり、そのほぼ１周期が示されている。
【００３４】ＣＰＵ３４は、零点信号の立ち上がりエッ
ジ、立ち下がりエッジを検出すると、ディレイタイマで
所定の遅延時間Ｔdを計時する。具体的には、このディ
レイタイマは、例えばカウンタに遅延時間に相当するカ
ウント値をセットし、それをデクリメントし、値が零と
なったタイミングで、所定の動作を起動させるように構
成される。図３（ｃ）にディレイタイマを構成するカウ
ンタのカウント値の変化の様子が示されている。本装置
では、参照信号の零点からＴd経過したタイミングで、
ＣＰＵ３４がＡ／Ｄ変換部３２に対しチャネル選択信号
及びＡ／Ｄ起動信号を出力し、Ａ／Ｄ変換部３２はチャ
ネル選択信号に基づいてスイッチ回路４２を制御し、１
つのレゾルバ信号（例えばＳ１又はＳ２）がＡ／Ｄ変換
回路４０に供給され、Ａ／Ｄ起動信号により当該レゾル
バ信号に対するサンプリング処理（所要時間ＴAD）が開
始される。それが終了するとＡ／Ｄ変換部３２は変換結
果であるデジタル値をＣＰＵ３４へ出力する。ＣＰＵ３
４はその変換結果を得ると、チャネル選択信号を出力し
てスイッチ回路４２を切り替えさせ、それに応じて引き
続き同一のレゾルバからのもう１つのレゾルバ信号（例
えばＣ１又はＣ２）に対するサンプリング処理（所要時
間ＴAD）が開始される（図３（ｃ）参照）。
ジ、立ち下がりエッジを検出すると、ディレイタイマで
所定の遅延時間Ｔdを計時する。具体的には、このディ
レイタイマは、例えばカウンタに遅延時間に相当するカ
ウント値をセットし、それをデクリメントし、値が零と
なったタイミングで、所定の動作を起動させるように構
成される。図３（ｃ）にディレイタイマを構成するカウ
ンタのカウント値の変化の様子が示されている。本装置
では、参照信号の零点からＴd経過したタイミングで、
ＣＰＵ３４がＡ／Ｄ変換部３２に対しチャネル選択信号
及びＡ／Ｄ起動信号を出力し、Ａ／Ｄ変換部３２はチャ
ネル選択信号に基づいてスイッチ回路４２を制御し、１
つのレゾルバ信号（例えばＳ１又はＳ２）がＡ／Ｄ変換
回路４０に供給され、Ａ／Ｄ起動信号により当該レゾル
バ信号に対するサンプリング処理（所要時間ＴAD）が開
始される。それが終了するとＡ／Ｄ変換部３２は変換結
果であるデジタル値をＣＰＵ３４へ出力する。ＣＰＵ３
４はその変換結果を得ると、チャネル選択信号を出力し
てスイッチ回路４２を切り替えさせ、それに応じて引き
続き同一のレゾルバからのもう１つのレゾルバ信号（例
えばＣ１又はＣ２）に対するサンプリング処理（所要時
間ＴAD）が開始される（図３（ｃ）参照）。
【００３５】図３（ｄ）〜（ｇ）は、２つのレゾルバ１
２，１４からの合計４つのレゾルバ信号Ｓ１，Ｃ１，Ｓ
２，Ｃ２の波形とその電圧のサンプリングのタイミング
とを示す図である。遅延時間Ｔdは以下の条件に基づい
て決定される。なお、以下、レゾルバ信号Ｓ１，Ｃ１に
対する電圧のサンプリングタイミングをそれぞれｔS1，
ｔC1、レゾルバ信号Ｓ２，Ｃ２に対する電圧のサンプリ
ングタイミングをそれぞれｔS2，ｔC2とする。
２，１４からの合計４つのレゾルバ信号Ｓ１，Ｃ１，Ｓ
２，Ｃ２の波形とその電圧のサンプリングのタイミング
とを示す図である。遅延時間Ｔdは以下の条件に基づい
て決定される。なお、以下、レゾルバ信号Ｓ１，Ｃ１に
対する電圧のサンプリングタイミングをそれぞれｔS1，
ｔC1、レゾルバ信号Ｓ２，Ｃ２に対する電圧のサンプリ
ングタイミングをそれぞれｔS2，ｔC2とする。
【００３６】（１）ｔS1，ｔC1が零点信号の立ち上がり
からＴREF／４後に位置するピークＰ+1の前後に振り分
けられること、同様にｔS2，ｔC2が零点信号の立ち下が
りからＴREF／４後に位置するピークＰ-1の前後に振り
分けられること、（２）ｔS1，ｔC1とピークＰ+1の位置
との時間的距離が互いにできるだけ等しくなること、同
様にｔS2，ｔC2とピークＰ-1の位置との時間的距離が互
いにできるだけ等しくなること。
からＴREF／４後に位置するピークＰ+1の前後に振り分
けられること、同様にｔS2，ｔC2が零点信号の立ち下が
りからＴREF／４後に位置するピークＰ-1の前後に振り
分けられること、（２）ｔS1，ｔC1とピークＰ+1の位置
との時間的距離が互いにできるだけ等しくなること、同
様にｔS2，ｔC2とピークＰ-1の位置との時間的距離が互
いにできるだけ等しくなること。
【００３７】Ａ／Ｄ変換回路４０はサンプリング処理期
間ＴAD内においては、その初期の比較的短い期間におい
て例えば信号をコンデンサに受けることにより、当該初
期期間に含まれる信号の電圧平均値が取得され、ＴADの
比較的長い残り期間でその電圧平均値をＡ／Ｄ変換する
処理が行われる。例えば、サンプリングが行われる時刻
ｔS1，ｔC1，ｔS2，ｔC2を大まかにそれぞれ各サンプリ
ング処理期間の開始と同時とみなせば、本装置では、レ
ゾルバ信号Ｓ１，Ｓ２（同図（ｄ），（ｆ））に対する
サンプリング処理期間がピーク位置よりＴAD／２だけ先
行するタイミングで開始され、レゾルバ信号Ｃ１，Ｃ２
（同図（ｅ），（ｇ））に対するサンプリング処理期間
がピーク位置よりＴAD／２だけ遅れたタイミングで開始
されるように、Ｔd＝（ＴREF／４）−（ＴAD／２）と定
められる。これにより、零点信号の立ち上がりのタイミ
ングを時刻ｔの原点に設定すると、 ｔS1＝（ＴREF／４）−（ＴAD／２） ｔC1＝（ＴREF／４）＋（ＴAD／２） ｔS2＝（３ＴREF／４）−（ＴAD／２） ｔC2＝（３ＴREF／４）＋（ＴAD／２） となる。
間ＴAD内においては、その初期の比較的短い期間におい
て例えば信号をコンデンサに受けることにより、当該初
期期間に含まれる信号の電圧平均値が取得され、ＴADの
比較的長い残り期間でその電圧平均値をＡ／Ｄ変換する
処理が行われる。例えば、サンプリングが行われる時刻
ｔS1，ｔC1，ｔS2，ｔC2を大まかにそれぞれ各サンプリ
ング処理期間の開始と同時とみなせば、本装置では、レ
ゾルバ信号Ｓ１，Ｓ２（同図（ｄ），（ｆ））に対する
サンプリング処理期間がピーク位置よりＴAD／２だけ先
行するタイミングで開始され、レゾルバ信号Ｃ１，Ｃ２
（同図（ｅ），（ｇ））に対するサンプリング処理期間
がピーク位置よりＴAD／２だけ遅れたタイミングで開始
されるように、Ｔd＝（ＴREF／４）−（ＴAD／２）と定
められる。これにより、零点信号の立ち上がりのタイミ
ングを時刻ｔの原点に設定すると、 ｔS1＝（ＴREF／４）−（ＴAD／２） ｔC1＝（ＴREF／４）＋（ＴAD／２） ｔS2＝（３ＴREF／４）−（ＴAD／２） ｔC2＝（３ＴREF／４）＋（ＴAD／２） となる。
【００３８】本装置では、例えばｔS1，ｔC1はピークＰ
+1の位置ｔ＝（ＴREF／４）の前後（±ＴAD／２）とな
り、サンプリングタイミングがピーク位置からずれるこ
とによる変調信号sinθ、cosθそれぞれの誤差は均等化
される。具体的には、sinθ，cosθの上記誤差をそれぞ
れ記号δS，δCで表すと、 δS＝ sinθ｛sin（π/2−ωＴAD/2）−１｝ ≒ −sinθ・（ωＴAD/2）2／２ δC＝ sinθ｛sin（π/2＋ωＴAD/2）−１｝ ≒ −sinθ・（ωＴAD/2）2／２ となり、δS＝δCである。
+1の位置ｔ＝（ＴREF／４）の前後（±ＴAD／２）とな
り、サンプリングタイミングがピーク位置からずれるこ
とによる変調信号sinθ、cosθそれぞれの誤差は均等化
される。具体的には、sinθ，cosθの上記誤差をそれぞ
れ記号δS，δCで表すと、 δS＝ sinθ｛sin（π/2−ωＴAD/2）−１｝ ≒ −sinθ・（ωＴAD/2）2／２ δC＝ sinθ｛sin（π/2＋ωＴAD/2）−１｝ ≒ −sinθ・（ωＴAD/2）2／２ となり、δS＝δCである。
【００３９】もし、例えばレゾルバ信号のサンプリング
タイミングについて上に述べた本装置のような配慮を行
わない場合には誤差の均等化が図られず、θの誤差が大
きくなる。本装置の効果が得られない場合の例として、
Ｓ１をピーク位置ｔ＝（ＴRE F／４）にてサンプリング
し、そのＳ１についてのＡ／Ｄ変換処理が終了したｔ＝
（ＴREF／４）＋ＴADにてＣ１をサンプリングすること
とした場合を説明する。
タイミングについて上に述べた本装置のような配慮を行
わない場合には誤差の均等化が図られず、θの誤差が大
きくなる。本装置の効果が得られない場合の例として、
Ｓ１をピーク位置ｔ＝（ＴRE F／４）にてサンプリング
し、そのＳ１についてのＡ／Ｄ変換処理が終了したｔ＝
（ＴREF／４）＋ＴADにてＣ１をサンプリングすること
とした場合を説明する。
【００４０】この場合のsinθ，cosθの誤差δ'S，δ'C
は、 δ'S＝ ０ δ'C＝ sinθ｛sin（π/2＋ωＴAD）−１｝ ≒ −sinθ・（ωＴAD）2／２＝４δC となる。つまり、誤差はsinθに関してはδSだけ減少す
るが、cosθに関してはその３倍分増加する。それに応
じて、（sin2θ＋cos2θ）や（｜sinθ｜＋｜cosθ｜）
といった異常判定に用いられる評価式の値の誤差も大き
くなり、異常判定精度が劣化する。
は、 δ'S＝ ０ δ'C＝ sinθ｛sin（π/2＋ωＴAD）−１｝ ≒ −sinθ・（ωＴAD）2／２＝４δC となる。つまり、誤差はsinθに関してはδSだけ減少す
るが、cosθに関してはその３倍分増加する。それに応
じて、（sin2θ＋cos2θ）や（｜sinθ｜＋｜cosθ｜）
といった異常判定に用いられる評価式の値の誤差も大き
くなり、異常判定精度が劣化する。
【００４１】また、異常判定処理においては、変調信号
sinθ，cosθからθを求め、その値と、Ｒ／Ｄコンバー
タで求めたθの値とを比較して、それらが所定精度で一
致しない場合には、例えばＲ／Ｄコンバータの異常可能
性を指摘するといった処理も可能である。この場合、θ
は例えばsinθ，cosθの値からtanθを算出し、そのtan
θの値に対応するθを求めることにより決定される。こ
のようにθを求める場合において、ピークの前後等距離
にてサンプリングを行わない場合には、まず、sinθの
誤差とcosθの誤差とがバランスしないことによりtanθ
の誤差が大きくなり、θの誤差も大きくなる。また、si
nθ，cosθの誤差がピーク位置近傍においては、ピーク
位置からの距離の二乗に比例して増大するということ
も、サンプリングタイミングにおいて本装置のような配
慮が行われない場合に、θの誤差が顕著となる原因とな
る。
sinθ，cosθからθを求め、その値と、Ｒ／Ｄコンバー
タで求めたθの値とを比較して、それらが所定精度で一
致しない場合には、例えばＲ／Ｄコンバータの異常可能
性を指摘するといった処理も可能である。この場合、θ
は例えばsinθ，cosθの値からtanθを算出し、そのtan
θの値に対応するθを求めることにより決定される。こ
のようにθを求める場合において、ピークの前後等距離
にてサンプリングを行わない場合には、まず、sinθの
誤差とcosθの誤差とがバランスしないことによりtanθ
の誤差が大きくなり、θの誤差も大きくなる。また、si
nθ，cosθの誤差がピーク位置近傍においては、ピーク
位置からの距離の二乗に比例して増大するということ
も、サンプリングタイミングにおいて本装置のような配
慮が行われない場合に、θの誤差が顕著となる原因とな
る。
【００４２】ちなみに、例えば、参照信号の周波数を７
ｋＨｚ程度であり、その場合ＴREFは約１４４μＳとな
る。一方、ＴADは、現状の高速のＡ／Ｄ変換回路４０で
あっても数μＳ、例えば２〜３μＳを要し、これは、上
記誤差の評価において無視し難い大きさである。
ｋＨｚ程度であり、その場合ＴREFは約１４４μＳとな
る。一方、ＴADは、現状の高速のＡ／Ｄ変換回路４０で
あっても数μＳ、例えば２〜３μＳを要し、これは、上
記誤差の評価において無視し難い大きさである。
【００４３】一方、本装置は、サンプリングを上記
（１）（２）の条件の下に行うことにより、sinθ，cos
θの誤差のバランス及び抑制が図られ、異常判定に用い
る評価式やθの誤差を抑制することができ、異常判定を
精度よく行うことができる。
（１）（２）の条件の下に行うことにより、sinθ，cos
θの誤差のバランス及び抑制が図られ、異常判定に用い
る評価式やθの誤差を抑制することができ、異常判定を
精度よく行うことができる。
【００４４】図４は、信号電圧のサンプリングタイミン
グとサンプリング処理期間との一層詳細な関係の一例を
示した模式図である。図には、Ｓ１に対するサンプリン
グ処理期間ＴS1（＝ＴAD）とそれに続くＣ１に対するサ
ンプリング処理期間ＴC1（＝ＴAD）とが示されている。
Ａ／Ｄ変換回路４０によるサンプリング処理期間Ｔ
ADは、信号に応じてコンデンサが充電されるサンプリン
グ期間ＴSMPと、充電されたコンデンサの電圧をデジタ
ル値に変換する期間ＴCNVとに分けることができる。例
えば、ＴSMP＝ＴAD／３の場合、サンプリング期間ＴSMP
経過後にコンデンサに保持される電圧値は当該期間Ｔ
SMPにおける平均電圧であり、これはおよそ当該期間Ｔ
SMPの中点における電圧である。よってＳ１，Ｃ１に対
する実質的なサンプリング時刻ｔS1，ｔC1は、ＴS1の先
頭を基準として、それぞれｔS1＝ＴAD／６，ｔC1＝７Ｔ
AD／６となる。ＣＰＵ３４は、参照信号の零点に基づき
ピーク位置を定め、そのピークＰ+1の位置が時刻ｔS1，
ｔC1の中点となるように（すなわち、ｔS1がＰ+1から前
にＴAD／２の距離に位置するように）、零点信号の立ち
上がりタイミングからサンプリング処理期間ＴS1の先頭
までの遅延時間Ｔdを設定する。ここで示す例では、Ｔ
S1の先頭はｔS1よりさらに前にＴAD／６の距離に位置す
るので、 Ｔd＝（ＴREF／４）−（ＴAD／２）−（ＴAD／６） ＝（ＴREF／４）−（２ＴAD／３） となる。
グとサンプリング処理期間との一層詳細な関係の一例を
示した模式図である。図には、Ｓ１に対するサンプリン
グ処理期間ＴS1（＝ＴAD）とそれに続くＣ１に対するサ
ンプリング処理期間ＴC1（＝ＴAD）とが示されている。
Ａ／Ｄ変換回路４０によるサンプリング処理期間Ｔ
ADは、信号に応じてコンデンサが充電されるサンプリン
グ期間ＴSMPと、充電されたコンデンサの電圧をデジタ
ル値に変換する期間ＴCNVとに分けることができる。例
えば、ＴSMP＝ＴAD／３の場合、サンプリング期間ＴSMP
経過後にコンデンサに保持される電圧値は当該期間Ｔ
SMPにおける平均電圧であり、これはおよそ当該期間Ｔ
SMPの中点における電圧である。よってＳ１，Ｃ１に対
する実質的なサンプリング時刻ｔS1，ｔC1は、ＴS1の先
頭を基準として、それぞれｔS1＝ＴAD／６，ｔC1＝７Ｔ
AD／６となる。ＣＰＵ３４は、参照信号の零点に基づき
ピーク位置を定め、そのピークＰ+1の位置が時刻ｔS1，
ｔC1の中点となるように（すなわち、ｔS1がＰ+1から前
にＴAD／２の距離に位置するように）、零点信号の立ち
上がりタイミングからサンプリング処理期間ＴS1の先頭
までの遅延時間Ｔdを設定する。ここで示す例では、Ｔ
S1の先頭はｔS1よりさらに前にＴAD／６の距離に位置す
るので、 Ｔd＝（ＴREF／４）−（ＴAD／２）−（ＴAD／６） ＝（ＴREF／４）−（２ＴAD／３） となる。
【００４５】このようにして、ＣＰＵ３４がコンパレー
タ３０からの零点信号の立ち上がりを検出すると、ディ
レイタイマを構成するカウンタにＰ+1までの時間に応じ
た遅延量Ｔdが設定され、デクリメントの結果、カウン
ト値が０となった時点でレゾルバ１２の２つのレゾルバ
信号Ｓ１，Ｃ１に対する検波処理が行われる。そして、
ＣＰＵ３４は、コンパレータ３０からの零点信号の立ち
下がりを検出すると、ディレイタイマを構成するカウン
タにＰ-1までの時間に応じた遅延量として、Ｐ+1までの
時間に応じた遅延量と同じＴdが再び設定され、そのデ
クリメントの結果、カウント値が０となった時点でレゾ
ルバ１４の２つのレゾルバ信号Ｓ２，Ｃ２に対する検波
処理が行われる。このように、ＣＰＵ３４が零点信号の
立ち上がり、立ち下がりをそれぞれ検出し、それぞれに
応じてレゾルバ１２，１４に対する検波処理の起動を判
別するように構成すると、ディレイタイマの使い方に係
るＣＰＵ３４での処理が共通化され構成が簡単となる。
タ３０からの零点信号の立ち上がりを検出すると、ディ
レイタイマを構成するカウンタにＰ+1までの時間に応じ
た遅延量Ｔdが設定され、デクリメントの結果、カウン
ト値が０となった時点でレゾルバ１２の２つのレゾルバ
信号Ｓ１，Ｃ１に対する検波処理が行われる。そして、
ＣＰＵ３４は、コンパレータ３０からの零点信号の立ち
下がりを検出すると、ディレイタイマを構成するカウン
タにＰ-1までの時間に応じた遅延量として、Ｐ+1までの
時間に応じた遅延量と同じＴdが再び設定され、そのデ
クリメントの結果、カウント値が０となった時点でレゾ
ルバ１４の２つのレゾルバ信号Ｓ２，Ｃ２に対する検波
処理が行われる。このように、ＣＰＵ３４が零点信号の
立ち上がり、立ち下がりをそれぞれ検出し、それぞれに
応じてレゾルバ１２，１４に対する検波処理の起動を判
別するように構成すると、ディレイタイマの使い方に係
るＣＰＵ３４での処理が共通化され構成が簡単となる。
【００４６】もちろん、このようなメリットを除けば、
零点信号の立ち上がりにおいて、ディレイタイマを構成
するカウンタにＰ-1までの時間に応じた遅延量（上述の
例におけるＴdにＴREF／２を加算した量）を設定し、レ
ゾルバ１２に対する検波処理の起動とレゾルバ１４に対
する検波処理の起動とを、連続した１回のカウントで制
御するように構成することもできる。この場合、例え
ば、Ｐ+1の時刻に応じたデータ値（ＴREF／２に相当す
るカウント値）を設定したコンペアレジスタが用いられ
る。そしてカウンタがデクリメントを開始し、カウント
値がＴdに相当する値だけ減少し当該コンペアレジスタ
の値に到達した時点でレゾルバ１２に対する検波処理を
起動し、さらにカウンタがデクリメントを継続しカウン
ト値が０となった時点でレゾルバ１４に対する検波処理
を起動するように、ＣＰＵ３４の処理が構成される。こ
のような構成は処理構成が上述の例よりもやや複雑とな
るが、参照信号の零点の間隔に基づいてピーク位置を定
め変調信号を検波するという本発明の実施形態の一つで
あり、よって上述の例同様、参照信号の振幅が変動して
も変調信号を精度よく検出し、異常検出を高精度に実行
することができる。
零点信号の立ち上がりにおいて、ディレイタイマを構成
するカウンタにＰ-1までの時間に応じた遅延量（上述の
例におけるＴdにＴREF／２を加算した量）を設定し、レ
ゾルバ１２に対する検波処理の起動とレゾルバ１４に対
する検波処理の起動とを、連続した１回のカウントで制
御するように構成することもできる。この場合、例え
ば、Ｐ+1の時刻に応じたデータ値（ＴREF／２に相当す
るカウント値）を設定したコンペアレジスタが用いられ
る。そしてカウンタがデクリメントを開始し、カウント
値がＴdに相当する値だけ減少し当該コンペアレジスタ
の値に到達した時点でレゾルバ１２に対する検波処理を
起動し、さらにカウンタがデクリメントを継続しカウン
ト値が０となった時点でレゾルバ１４に対する検波処理
を起動するように、ＣＰＵ３４の処理が構成される。こ
のような構成は処理構成が上述の例よりもやや複雑とな
るが、参照信号の零点の間隔に基づいてピーク位置を定
め変調信号を検波するという本発明の実施形態の一つで
あり、よって上述の例同様、参照信号の振幅が変動して
も変調信号を精度よく検出し、異常検出を高精度に実行
することができる。
【００４７】さらに、本装置は、参照信号を発生する発
振器の発振周波数が変動しても高精度、高信頼度に変調
信号を検出し異常検出を良好に行うことが可能であると
いう特徴を有している。発振器１０に、構成が簡単なＣ
Ｒ回路を用いる場合には発振周波数が変動しやすいた
め、本装置のこの特徴は非常に有効である。これを実現
するためにＣＰＵ３４は、参照信号の零点の間隔を常時
又は定期的に計測して、発振器１０の周波数変動を監視
している。そして、その計測結果の零点間隔が、発振器
１０に許される周波数較差に応じた範囲内であるとき
は、当該零点間隔に基づいて、例えば上述のレゾルバ信
号の検波処理に用いる参照信号周期ＴREFを更新する。
これにより高精度のθ計測が可能となる。一方、計測さ
れた零点間隔が、較差以上に変動した場合は、ＣＰＵ３
４は発振器１０の異常を判定し、例えば警告する。さら
にシステム、制御を停止させるといった処置をとる。こ
れにより信頼度の高い異常検出処理が実現される。
振器の発振周波数が変動しても高精度、高信頼度に変調
信号を検出し異常検出を良好に行うことが可能であると
いう特徴を有している。発振器１０に、構成が簡単なＣ
Ｒ回路を用いる場合には発振周波数が変動しやすいた
め、本装置のこの特徴は非常に有効である。これを実現
するためにＣＰＵ３４は、参照信号の零点の間隔を常時
又は定期的に計測して、発振器１０の周波数変動を監視
している。そして、その計測結果の零点間隔が、発振器
１０に許される周波数較差に応じた範囲内であるとき
は、当該零点間隔に基づいて、例えば上述のレゾルバ信
号の検波処理に用いる参照信号周期ＴREFを更新する。
これにより高精度のθ計測が可能となる。一方、計測さ
れた零点間隔が、較差以上に変動した場合は、ＣＰＵ３
４は発振器１０の異常を判定し、例えば警告する。さら
にシステム、制御を停止させるといった処置をとる。こ
れにより信頼度の高い異常検出処理が実現される。
【図１】 本発明の実施形態である回転機の回転角検出
装置の概略構成を示す模式図である。
装置の概略構成を示す模式図である。
【図２】 異常検出回路における検波処理の原理を説明
する説明図である。
する説明図である。
【図３】 １チャンネルのＡ／Ｄ変換回路を用いて４つ
のレゾルバ信号を時分割処理する異常検出回路における
検波処理を説明する説明図である。
のレゾルバ信号を時分割処理する異常検出回路における
検波処理を説明する説明図である。
【図４】 信号電圧のサンプリングタイミングとサンプ
リング処理期間との詳細な関係の一例を示した模式図で
ある。
リング処理期間との詳細な関係の一例を示した模式図で
ある。
１０ 発振器、１２，１４ レゾルバ、１６ １次コイ
ル、１８，２０ ２次コイル、２２ 異常検出回路、２
４ Ｒ／Ｄコンバータ、３０ コンパレータ、３２ Ａ
／Ｄ変換部、３４ ＣＰＵ、４０ Ａ／Ｄ変換回路、４
２ スイッチ回路。
ル、１８，２０ ２次コイル、２２ 異常検出回路、２
４ Ｒ／Ｄコンバータ、３０ コンパレータ、３２ Ａ
／Ｄ変換部、３４ ＣＰＵ、４０ Ａ／Ｄ変換回路、４
２ スイッチ回路。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
G01D 5/00 - 5/62
G01B 7/00 - 7/34
Claims (6)
- 【請求項１】 回転機の回転角に応じて参照信号が振幅
変調された信号を出力するレゾルバを含む回転角検出装
置の異常を検出する装置であって、前記出力信号を前記
参照信号のピーク位置に応じたタイミングでサンプリン
グして、前記振幅変調の変調信号を検波し、当該変調信
号に基づいて前記異常を検出する異常検出装置におい
て、 前記参照信号の零点を検出する零点検出手段と、 前記零点の間隔に基づいて前記ピーク位置を定め、前記
サンプリングのタイミングを決定するタイミング決定手
段と、 を有することを特徴とする異常検出装置。 - 【請求項２】 請求項１記載の異常検出装置において、 前記タイミング決定手段は、前記零点の間隔を定期的に
計測、更新すること、 を特徴とする異常検出装置。 - 【請求項３】 請求項１記載の異常検出装置において、 前記タイミング決定手段は、前記レゾルバから同時出力
される２種類の前記出力信号それぞれに対する前記サン
プリングのタイミングを、前記ピーク位置を中心として
前後対称の位置である一対のタイミングに応じて定める
こと、 を特徴とする異常検出装置。 - 【請求項４】 請求項１から請求項３のいずれかに記載
の異常検出装置において、 前記タイミング決定手段は、前記参照信号の１周期中の
正逆２つのピークにそれぞれ別個のレゾルバを対応させ
て、２つの前記レゾルバそれぞれに対する前記サンプリ
ングのタイミングを定めること、 を特徴とする異常検出装置。 - 【請求項５】 請求項４記載の異常検出装置において、 前記零点検出手段は、前記参照信号の１周期中の第１の
零点にて立ち上がり、前記第１の零点と位相が１８０°
ずれた第２の零点にて立ち下がる矩形波を発生し、 前記タイミング決定手段は、 前記矩形波の立ち上がりと立ち下がりを判別し、その判
別結果に基づいて前記サンプリング対象となる前記レゾ
ルバを選択すること、 を特徴とする異常検出装置。 - 【請求項６】 請求項１から請求項５のいずれかに記載
の異常検出装置において、 前記零点の間隔を監視し、当該間隔の変動に基づいて参
照信号発生回路の異常を判定する異常判定手段を有する
ことを特徴とする異常検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20563898A JP3402207B2 (ja) | 1998-07-21 | 1998-07-21 | 回転角検出装置の異常を検出する異常検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20563898A JP3402207B2 (ja) | 1998-07-21 | 1998-07-21 | 回転角検出装置の異常を検出する異常検出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000039337A JP2000039337A (ja) | 2000-02-08 |
| JP3402207B2 true JP3402207B2 (ja) | 2003-05-06 |
Family
ID=16510216
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20563898A Expired - Lifetime JP3402207B2 (ja) | 1998-07-21 | 1998-07-21 | 回転角検出装置の異常を検出する異常検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3402207B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2014156291A1 (ja) | 2013-03-29 | 2014-10-02 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 診断装置 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4645363B2 (ja) * | 2005-08-25 | 2011-03-09 | パナソニック株式会社 | レゾルバ断線検出回路 |
| JP4676348B2 (ja) * | 2006-02-06 | 2011-04-27 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 回転角検出装置とその異常検出装置及び電動パワーステアリング装置 |
| JP4923730B2 (ja) * | 2006-05-24 | 2012-04-25 | トヨタ自動車株式会社 | レゾルバ角度検出における補償方法及びこれを用いた角度検出装置 |
| JP4957192B2 (ja) * | 2006-11-06 | 2012-06-20 | 株式会社デンソー | 回転角検出装置及び回転角検出方法 |
| JP5183666B2 (ja) | 2010-04-14 | 2013-04-17 | 三菱電機株式会社 | ブラシレスモータの回転位置検出装置 |
| JP5895442B2 (ja) * | 2010-12-01 | 2016-03-30 | 株式会社デンソー | 角度検出装置の異常判断装置 |
| JP5865059B2 (ja) * | 2011-12-19 | 2016-02-17 | 横河電機株式会社 | 波形測定器 |
| JP7272888B2 (ja) * | 2019-07-19 | 2023-05-12 | ファナック株式会社 | 回転体の回転情報を検出する回転検出器及びモータ駆動装置 |
| CN114578125A (zh) * | 2022-03-08 | 2022-06-03 | 广汽埃安新能源汽车有限公司 | 旋变过零点检测系统、方法及车辆 |
-
1998
- 1998-07-21 JP JP20563898A patent/JP3402207B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2014156291A1 (ja) | 2013-03-29 | 2014-10-02 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 診断装置 |
| JP2014194384A (ja) * | 2013-03-29 | 2014-10-09 | Hitachi Automotive Systems Ltd | 診断装置 |
| US9791299B2 (en) | 2013-03-29 | 2017-10-17 | Hitachi Automotive Systems, Ltd. | Diagnostic device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2000039337A (ja) | 2000-02-08 |
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