JP3388068B2

JP3388068B2 - ブラシレスモータの駆動方法及びその装置

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Publication number: JP3388068B2
Application number: JP20766595A
Authority: JP
Inventors: 久義太田
Original assignee: Aichi Electric Co Ltd
Current assignee: Aichi Electric Co Ltd
Priority date: 1995-07-21
Filing date: 1995-07-21
Publication date: 2003-03-17
Anticipated expiration: 2015-07-21
Also published as: JPH0937586A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、永久磁石界磁形のブラ
シレスＤＣモータの駆動に係り、特に界磁の磁極位置セ
ンサを用いることなくモータを駆動するいわゆるセンサ
レス駆動に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来、この種センサレス駆動方法として
は、運転中のモータの電機子巻線に生ずる速度起電力と
界磁の位置及び回転速度の相関に着目して、上記速度起
電力により、転流タイミングを決定するように構成され
ている。そして、始動時においては、同期モータあるい
はステッピングモータとして、予め設定された周波数と
電圧で強制転流し、速度起電力が十分発生する回転領域
まで負荷とバランスを保ちながら徐々に加速する方法が
一般に用いられている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかし乍ら、このよう
に構成したものにあっては、加速時間が必然的に長くな
り、低回転高トルクでの始動・運転が困難であるという
問題を有している。

【０００４】即ち、速度トルク特性の不安定さによって
急速な加速制御が困難なため、強制転流モードと、推定
した位置情報のフィードバックによる同期インバータ運
転モードの２モードを有し、モータを含む動力系イナー
シャや負荷トルクとのバランスを維持しながら緩やかに
加速せざるを得ない状況であり、このことは、通常ＤＣ
モータの動力性能からかけはなれることを意味し、限ら
れた用途にしか適用できないという問題を有している。

【０００５】しかも、間接的に検出せざるを得ない速度
起電力によって転流タイミングを決定しているため、特
に高負荷トルク時には、増大する転流スパイク電圧によ
り、検出できる速度起電力情報に大きな誤差が生じ、こ
れによって界磁磁極位置の推定に大きなズレを生じ、必
要なトルクを安定して発生することができないばかりで
なく、停止に陥るおそれがあるという問題を有してい
る。

【０００６】本発明は、上述した点にかんがみてなされ
たもので、その目的とするところは、高い起動トルク性
と速やかな加速性及び高負荷トルク時における安定した
回転を得ることができるようにしたものを提供すること
にある。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
するため、発生トルクに直結する電機子電流の波形に着
目し、各相の通電領域にあらわれる２つの顕著な電流増
加領域における第２の電流増加領域を検出し、この時点
を最適な転流タイミングと決定して転流制御するように
構成したことを特徴とする。

【０００８】

【作用】始動時、即ちモータへの通電初期時にあって
は、短周期の転流動作が開始されて電流が増大し、やが
て始動トルクを満足する電流に達すると、この電流の第
２の電流増加領域を検出し、この時点の転流制御により
モータが回転し始める。

【０００９】始動後は、上述同様、電機子に流れる電流
の第２の電流増加領域を検出した時点で転流制御を行っ
てモータを駆動させる。

【００１０】

【実施例】先ず、本発明の理解を容易にするため、基本
的なモータ挙動について説明する。モータ及び負荷には
イナーシャがあり、これは回転力を蓄積あるいは放出し
ながらトルク平滑要素として機能している。従って、負
荷トルクの変動もイナーシャによって平滑化され、これ
が電機子電流に反映される。

【００１１】この電機子電流は、（電機子電流）＝［（加減速トルク）＋（ロストルク）
＋（軸出力トルク）］／（トルク定数）─（１）と示され、これは（モータ発生トルク）／（トルク定
数）となり、電機子電流の平均値はその時点でモータに
要求されている発生トルクの定数分の１に略平衡する。
即ち、電機子電流をＩ_a，モータの発生トルクをＴ_a，
トルク定数をＫ_TとするとＩ_a≒Ｔ_a／Ｋ_T─（２）で示される。

【００１２】モータの高トルクでの始動とすみやかな加
速、定常運転領域での高トルク運転を可能とするために
は、上記（１）式における分子の項、即ち［（加速トル
ク）＋（ロストルク）＋（負荷トルク）］を満足する電
機子電流が必要であり、高加速性が要求される程、（加
速トルク）の項の電流成分が多く必要となる。

【００１３】３相の電機子巻線を有する永久磁石界磁形
モータを、各相１２０°の矩形波状正負電圧領域をもつ
インバータ方式の３相平衡電圧源で駆動し、モータが希
望する回転方向のトルクを連続的に発生しながら回転し
ている場合の各相の電機子電流は、その印加電圧Ｅ_I、
速度起電力Ｅ_v、電機子インピーダンスＺ_a及び速度起
電力Ｅ_vと印加電圧Ｅ_Iの位相（即ち、ブラシレス付Ｄ
Ｃモータでいうところのブラシ角）により定まり、その
平均値はおおよそ次式で示される。

【数１】

【００１４】上記３相の電機子巻線を有するモータがイ
ンバータにより順次１２０°通電され、所望の回転方向
のトルクを連続的に発生しながら回転している場合の速
度起電力を図９に示す。

【００１５】同図において、例えば電機子巻線のＵ−Ｖ
相間に電圧が印加され電機子電流がＵ相からＶ相に流れ
（点線矢印方向）ている通電領域についてながめると、
各電機子巻線に作用するトルクは、磁束密度をＢ、各相
の電機子電流をＩ_u，Ｉ_v，Ｉ_w、電機子巻線の半径を
ｒ、巻線の有効長をＬ、磁束に対する垂直平面となす電
機子巻線のなす角度をθとし、界磁による磁界を平衡磁
界とし、電機子反作用を無視して考えると、次式で示さ
れる。Ｔ_u＝ｒＩ_uＢＬｓｉｎθ Ｔ_v＝−ｒＩ_vＢＬｓｉｎθ ─（４）Ｔ_w＝０

【００１６】これら上記（４）式から、上記通電領域に
おけるトルクＴ_uvは、

【数２】同様に、他の通電領域Ｕ−Ｗ，Ｖ−Ｗ，Ｖ−Ｕ，Ｗ−
Ｕ，Ｗ−Ｖについても次式で示される。

【数３】

【００１７】これら上式からも理解されるように、１２
０°通電方式におけるモータのトルクは角度θの６０°
毎に転流されることになり、平均トルク及び脈動トルク
は各相への転流の角度θによって異なる様相を呈するこ
とになる。

【００１８】そして、上記トルクＴ_uvについてみれば、
トルクＴ_uvが正となるのはθが−３０°＜θ＜１５０°
の領域で、トルク最大となるのは、θが６０°の場合で
あり、この点を中心にして前後３０°（計６０°）をＴ
_uvのトルク領域に設定すれば、平均トルクが最大で、ト
ルクの脈動が最小となって、モータは高効率で運転され
ることになる。

【００１９】一方、３相の電機子巻線は互いに１２０°
の機械角を有して配置されているので、各相の速度起電
力は次のように示される。ｅ_u＝２πＮｒＢＬｓｉｎθ ｅ_v＝２πＮｒＢＬｓｉｎ（θ−１２０°）ｅ_w＝２πＮｒＢＬｓｉｎ（θ−２４０°）従って、速度起電力の線間電圧は次式で示される。

【数４】

【００２０】そして、上記通電領域におけるトルクＴ_uv
と速度起電力の線間電圧ｅ_uvとに着目すると、トルクＴ
_uvのトルク最大となる角度θ＝６０°の前後３０°即
ち、Ｕ相からＶ相への通電領域の中央に速度起電力の線
間電圧ｅ_uvの波形のピークがきて、両者は、図９に示す
ように対応しているということが言える。しかも電機子
巻線に流れる３相一括の線電流はＤＣリンクにおいて、
同図（ホ）で示すように、２つの顕著な電流増加領域を
有する波形となっている。

【００２１】上記電機子巻線の線電流の１相分に着目す
ると、その瞬時電流波形ｉ_aは、上記位相角により変化
し、図１０（イ）、（ロ）、（ハ）で示すように、進相
時ｉ_a+，最適位相時ｉ_a0，遅相時ｉ_a-の三態にわかれ
る。

【００２２】電機子電流ｉ_aは、正負いずれも２つの電
流ブロックより成り、１つの電流ブロックは、上記三態
のいずれにおいても、図１１に示すように、２つの顕著
な電流増加領域をもつ波形を呈している。

【００２３】この２つの電流増加領域のうち、図１１に
おいて、Ａで示す第１の電流増加領域の電流上昇は、急
峻で印加電圧と電機子巻線のインピーダンスにより定ま
り、ステップ入力電圧（Ｅ_I−Ｅ_V）に対するＬＲ直列
回路電流の時間応答となる。図１１において、Ｂとして
示す第２の電流増加領域は、正弦波状の速度起電力Ｅ_V
がモータの回転につれて上昇から下降に転ずる領域で、
（Ｅ_I−Ｅ_V）の差が減少から増加に転ずるために現れ
るものであり、モータが同一方向の回転力を連続的に発
生している場合は必ず現れる。

【００２４】即ち、図１２（イ）に示すように、矩形波
状の印加電圧Ｅ_Iと正弦波状の速度起電力Ｅ_Vとの差
（Ｅ_I−Ｅ_V）が同図（ロ）に示すように電機子巻線電
圧となり、１ブロックの電機子電流は同図（ハ）（即
ち、図１１）で示すような波形となる。

【００２５】そして、インバータ回路に接続されたＤＣ
リンクに流れる電流は、図９（ホ）に示すように、略上
記３相の線電流の合計となった波形として観測される。

【００２６】発生トルクは、電機子電流とトルク定数に
より定まり、かつトルク定数は位相角により大きく変化
して、Ｋ_Tｉ_a+＜Ｋ_Tｉ_a0＞Ｋ_Tｉ_a-となるので、最適
位相で転流制御され通電される時にトルク定数が最も大
きく、一定電流で通電された場合は発生トルクも最大と
なってモータが高効率で運転されることになる。

【００２７】また、定常運転時において、負荷トルクが
増大すると、モータはイナーシャに蓄積された回転力を
負荷に放出しながら減速し、これにともなって速度起電
力Ｅｖが減少するので、上記（３）式右辺の分子項（Ｅ
_I−Ｅ_V）が増加し、その結果、電機子電流Ｉ_aが増加
して発生トルクが増加するので、［（加速トルク）＋
（ロストルク）＋（負荷トルク）］と（発生トルク）が
平衡する回転数まで次第に減速される。

【００２８】モータの減速は、主として負荷トルクに見
合った充分なトルクが発生していないことによるもので
あり、ここで充分なトルクが発生するような電機子電流
を流せば、発生トルクが増大して減速を抑制できること
になる。

【００２９】このとき、モータは減速過程にあるので、
速度起電力の周期も増大（周波数低下）しつつあるか
ら、特にＥ_I一定の場合、上記一電流ブロック毎に充分
な電機子電流を流すためには通電時間を長くする必要が
ある。

【００３０】換言すれば、モータの速度低下に見合った
適切な通電時間と転流位相を確保するということは、即
ち、モータの界磁磁極位置と回転速度に対して適正なタ
イミングで転流制御するという必要性に合致するもので
ある。

【００３１】モータの負荷トルクは、イナーシャによる
トルク平滑機能（トルク平均化機能）によって、急激な
負荷トルク変動成分が平滑化された後、電機子電流に反
映される。このことは、電機子電流の平均化によって負
荷トルクの平均値の推定が可能な事を意味している。そ
こで上記第２の電流増加領域を、電機子電流の平均値に
対して所定倍率に達した時点で判定し、この時点を最適
転流位相と決定すれば常にモータの発生トルクに応じて
転流タイミングが決定できることになる。

【００３２】本発明は上述した点に着目して電機子電流
の平均化を少なくとも１倍以上の所定倍率（速度起電力
定数によって定まる速度起電力の電圧波形の波高値をモ
ータの電機子インピーダンスで除した値以下に設定さ
れ、例えば１．２倍）に増幅し、これを転流目標電流指
令として、電機子電流の瞬時と比較し、（電機子電流瞬
時値）＞（転流目標電流値）の関係になった時点で転流
を行えば、負荷トルクの増大に対応した電機子電流の増
加が達成することができ、且つ転流周期をモータ回転周
期（速度起電力周期）に同期させることができるので、
重負荷トルク時においても適切な転流タイミングを決定
することができることになる。

【００３３】以下、本発明の実施例を図によって説明す
る。図１は基本的な構成を示すブロック図で、同図にお
いて、１は直流電源、２は例えば３相１２０°通電形の
インバータ回路で、フライホイールダイオードを内蔵し
た６個のトランジスタ等から成るスイッチング素子を３
相ブリッジ接続し、かつ各スイッチング素子のベースに
ドライバー回路を設けて、６個の通電指令により各スイ
ッチング素子がオンオフ制御されて、出力端からブラシ
レスＤＣモータ（以下、単にモータという）３に３相１
２０°通電形の交流電力を供給するようになっている。

【００３４】４は上記インバータ回路２と直流電源１と
の間に介挿されたシャント抵抗からなる電流検出器で、
モータ３の電機子巻線に流れる電流を３相一括して検出
し、かつ電圧に変換して出力するようになっている。

【００３５】５は、上記電流検出器４から接続されて、
上記インバータ回路２のスイッチング素子をオンオフ制
御する通電制御回路である。

【００３６】これは、上記電流検出器４の出力端に、抵
抗とコンデンサからなる平均化回路５ａと，比較回路５
ｃの入力端の一方とを接続し、比較回路５ｃの入力端の
他方と平均化回路５ａとの間に、入力を所定倍率（例え
ば１．２倍）に増幅して出力する演算増幅器からなる増
幅回路５ｂを介設して、この増幅回路５ｂから出力され
る転流目標電流指令Ｖ_itとモータ３の電機子巻線に流れ
る３相一括の電流Ｖ_iaとの両入力を比較し、Ｖ_ia＞Ｖ_it
の関係になったとき、比較回路５ｃの出力端から転流指
令Ｖ_cptを送出するようになっている。

【００３７】そして、上記比較回路５ｃの出力端に、６
進カウンタからなる計数回路５ｄを介して分配回路５ｅ
を接続して、上記転流指令Ｖ_cptが入力する毎に１つ歩
進する歩進信号により、１２０°通電形の通電指令をイ
ンバータ回路２の６個のスイッチング素子のドライバー
回路にそれぞれ送出するようになっている。

【００３８】即ち、通電制御回路５は、モータ３の電機
子巻線に流れる電流の瞬時値Ｖ_iaが、該瞬時値を平均化
して設定される転流目標電流指令Ｖ_itに達したとき、転
流指令Ｖ_cptを送出するようになっている。

【００３９】６は、直流電源１に接続されて各回路に定
電圧電源Ｖ_ccを供給する制御電源回路である。

【００４０】そして、直流電源１が印加されると、制御
電源回路６から各回路に定電圧電源Ｖ_ccが供給される。
これにより、回路構成及び使用部品の応答遅れによっ
て、きわめて短い周期の転流動作が開始され、モータ３
の電流も徐々に増大し、これにつれて転流目標電流指令
Ｖ_itも大きくなって転流周期も長くなり、やがて始動ト
ルクを満足する電流に達すると、モータ３が回転しはじ
める（即ち、始動する）。

【００４１】始動後は、上記始動時と同様、モータ３の
電機子電流を検出する電流検出器４の出力を平均化し、
これを所定倍（例えば１．２倍）に増幅して転流目標電
流指令Ｖ_itをつくり、この転流目標電流指令Ｖ_itとモー
タ３の電機子電流の瞬時値Ｖ_iaとを比較し、Ｖ_ia＞Ｖ_it
の関係になったとき、比較回路５ｃが出力する転流指令
Ｖ_cptにより計数回路５ｄが１つ歩進して出力する歩進
信号により、次の転流タイミングの通電指令に切替え
て、インバータ回路２のスイッチング素子をドライバー
回路を介して駆動させ、これを継続して繰返し、モータ
３をセンサレスで安定駆動させる。

【００４２】上記定常運転において、負荷トルクが増大
すると、モータ３はイナーシャの回転エネルギーを放出
しながら減速しはじめる。このモータ３の減速により速
度起電力が減少し電機子電流が増加して発生トルク不足
を補う方向に作用する。

【００４３】転流タイミングは平均電流と電機子電流と
により定まるので、モータ３の減速直後において転流の
急変は起きず、転流位相はモータ３の速度起電力に対し
て進相となる（即ち、転流タイミングが進み傾向にな
る）。

【００４４】電機子電流Ｖ_iaの増加につれて平均電流値
が増加し、その結果、転流目標電流指令Ｖ_itが増大する
ので、Ｖ_ia＞Ｖ_itの関係に達するまでの時間（即ち、転
流周期）が長くなり、モータ３の速度起電力Ｅｖに対す
る転流位相の進みが改善されていき、転流周波数は減少
していく。

【００４５】この転流タイミングの進みの改善につれ
て、電機子電流ｉ_aの波形は進相時のｉ_a+（図１０
（イ））から最適位相時のｉ_a0（図１０（ロ））に変化
していき、トルク定数も増加して発生トルクが増大し、
［（加速トルク）＋（ロストルク）＋（負荷トルク）］
と（発生トルク）が平衡する回転数に達した時点で適正
な転流タイミングに復帰する。

【００４６】また、負荷トルクが減少すると、該負荷ト
ルクの減少前後において発生トルクの急変は起らないと
考えると、モータ３の発生トルク中に占める負荷トルク
成分が減少するので、トルク余剰が発生し、この余剰ト
ルクが加速トルク成分に反映されて、モータ３が加速を
はじめる。

【００４７】転流タイミングは平均電流と電機子電流に
より定まるので、モータ３の加速前後においても、転流
周期の急変は起らず、結果的に転流位相はモータ３の速
度起電力Ｅ_vに対して遅相となる（転流タイミングが遅
れ傾向になる）。

【００４８】この結果、電機子電流ｉ_aの波形は、最適
位相時の波形ｉ_a0（図１０（ロ））から遅相時の波形ｉ
_a-（図１０（ハ））に変化する。この時、上述したよう
に、トルク定数も減少するので、結果的に負荷トルク減
少直後のモータ加速は緩やかである。電機子電流は、そ
の後の加速につれて印加電圧Ｅ_Iと速度起電力Ｅ_vとの
差（Ｅ_I−Ｅ_v）の減少が進み、減少の度合を深めてい
く。

【００４９】電機子電流の減少につれて平均値が減少
し、その結果、転流目標電流指令が低下するので（電機
子電流瞬時値）＞（転流目標電流指令）の関係に達する
時間（即ち転流周期）が短くなり、モータの速度起電力
Ｅ_vに対する転流の遅れが改善されていき、転流周波数
は増加していく。

【００５０】転流タイミングの遅れの改善につれて、電
機子電流ｉ_aの波形は、遅れ転流タイミングの波形ｉ_a-
（図１０（ハ））から最適転流タイミングの波形ｉ
_a0（図１０（ロ））に変化していき、トルク定数も増加
してモータの加速がすすみ［（加速トルク）＋（ロスト
ルク）＋（負荷トルク）］と（発生トルク）が平衡する
回転数に達した時点で、適正な転流タイミングに復帰す
る。

【００５１】このように平均電流によって転流目標電流
指令を自動的に設定し、これとモータ電流とを比較し、
モータ電流が上記転流目標電流指令を超えたとき、即ち
（モータの電機子電流）＞（転流目標電流指令）の関係
に達した時点で転流指令を出力し、これによって計数回
路を歩進させ、次の転流タイミングの通電指令に切替え
てインバータ回路を駆動し、これを継続させることによ
って永久磁石界磁形ブラシレスモータをセンサレスで安
定駆動する。

【００５２】そして、負荷トルクの変動によるモータの
加減速現象に対しても、転流タイミングの自己修復能力
をもってモータを駆動させることができることになる。

【００５３】図２は、本発明の他の実施例を示すブロッ
ク図である。図１と同等の部材は同一符号を付し、重複
する説明は省略することとする。図１と異なる点は、電
機子電流の瞬時値を、通電制御回路５の比較回路５ｃ
に、抵抗とコンデンサ、又は抵抗、コンデンサとリアク
トルで形成されたローパスフィルタ回路５ｆを介して入
力させるように構成したことである。

【００５４】これにより、インバータ回路２がパルス幅
制御される場合であってもモータ３に印加されるチョッ
パ状電圧の高調波成分を除去し、転流目標電流指令に実
効の電機子電流が到達する時間を安定させることによ
り、電機子電流のフラツキを防止して発生トルクを安定
化させ、安定したモータ駆動を実現することができる。

【００５５】図３，図４は本発明の他の実施例を示すブ
ロック図である。なお、図１，図２と同等の部材は同一
符号を付し重複する説明は省略することとする。図１と
異なる点は、図２と同様、電機子電流をローパスフィル
タ回路５ｆを介して比較回路５ｃに入力せしめるよう形
成すると共に、上記ローパスフィルタ回路５ｆと比較回
路５ｃとの間に、ローパスフィルタ回路５ｆの出力を転
流指令毎に短絡あるいは開放するゼロリセット手段を設
けて構成したことにある。

【００５６】そして、上記ゼロリセット手段は、図３に
おいては、ローパスフィルタ回路５ｆの出力端と比較回
路５ｃの入力端との間に常閉形のスイッチＳ₁を設け、
このスイッチＳ₁を、上記転流指令によってワンパルス
信号を送出するパルス回路を備えた比較回路５ｃの上記
ワンパルス信号により開路せしめてゼロリセットするよ
うに構成されている。

【００５７】また、図４においては、ローパスフィルタ
回路５ｆの出力端と回路接地間に、常開形のスイッチＳ
₂を挿入し、このスイッチＳ₂を、上述同様、パルス回
路を備えた比較回路５ｃの上記ワンパルス信号によって
閉成してゼロリセットするように構成されている。

【００５８】なお、上記パルス回路は比較回路５ｃに具
備せしめるように説明したが比較回路５ｃと別に設けて
もよい。

【００５９】このように構成した場合、ローパスフィル
タ回路５ｆを介した電機子電流情報は転流毎に確実にゼ
ロリセットされるため、電流ピークとゼロ点が明確とな
り、比較回路５ｃは転流指令を的確に送出することがで
きる。

【００６０】図５と図６は、本発明の更に他の実施例を
示すブロック図である。なお、図１乃至図４と同等部材
は同一符号を付し、重複する説明は省略することとす
る。図１乃至図４と異なる点は、通電制御回路５に、上
記ゼロリセット手段と、電機子電流波形の波形改善手段
とを具備せしめて、転流毎にゼロリセットせしめると共
に、電機子電流波形に関わる弧状部分を顕著化して、よ
り高トルク領域での転流指令の安定性を図るよう構成し
たことである。

【００６１】図５における波形改善手段は、ローパスフ
ィルタ回路５ｆの出力端に、該回路５ｆの出力（即ち、
電機子電流）から平均化回路５ａの出力（即ち、平均電
流）を減算して出力する減算回路５ｇと、これの出力
（即ち、両者の差）を増幅する増幅回路５ｈと、これの
出力を上記平均化回路５ａの出力に加算する加算回路５
ｉとを設け、この加算回路５ｉの出力と増幅回路５ｂを
介した上記平均化回路５ａの出力（即ち、転流目標電流
指令）とを比較して転流指令を発生するように形成し、
かつゼロリセット手段は、上記ローパスフィルタ回路５
ｆの出力端と回路接地間に常開形のスイッチＳ₂を挿入
して、構成したことにある。

【００６２】図６における波形改善手段は、ローパスフ
ィルタ回路５ｆの出力端に、該回路５ｆの出力から平均
化回路５ａの出力を減算する減算回路５ｇと、これの出
力を増幅する増幅回路５ｈとを設けて、増幅回路５ｈの
出力を、新たな電機子電流として、平均化回路５ｊを介
して所定倍率に増幅する増幅回路５ｂの出力（即ち、転
流目標電流指令）と上記増幅回路５ｈの出力（即ち、新
たな電機子電流）とを比較して転流指令を送出するよう
形成し、かつゼロリセット手段は、上記ローパスフィル
タ回路５ｆの出力端と回路接地間に常開形のスイッチＳ
₂を挿入して、構成したことにある。

【００６３】このように構成した場合、電機子電流波形
の弧状部分を拡大することができるので、電機子巻線抵
抗が高いモータであっても、高負荷トルクで運転されて
も、転流目標電流指令がきわめて大きくかつ、きわめて
大きな遅相状態で指令されることもなく、一時的な失速
と再始動を繰り返したり完全停止状態で振動したり等異
常回転を惹起することなく、転流指令を最適位相で送出
することができ、高トルク領域での運転を安定して行う
ことができる。

【００６４】図７及びこの図７を更に具体化して示す図
８は、本発明の他の実施例を示したものである。これ
は、図１乃至図６と異なる点は、始動性能をより改善す
るため、通電制御回路５に始動補償手段を具備せしめて
構成したことにある。

【００６５】即ち、図７においては、比較回路５ｃの入
力端の一方に電流検出器４の出力（即ち、３相一括の電
機子電流）をローパスフィルタ回路５ｆを介して入力せ
しめると共に、比較回路５ｃの入力端の他方には、上記
増幅回路５ｂの出力（即ち、転流目標電流指令）と、始
動時、必要とするトルクを発生するに充分な電流が流れ
るような始動時の転流目標電流指令（以下始動電流指令
という）を送出する始動補償回路５ｌの出力とを優先回
路５ｍを介して、入力せしめるよう形成して、通電初期
においては始動電流指令に電機子電流が達した時点で転
流指令が送出されてモータ３が回転し、その後、平均電
流により設定されたいわゆる定常運転用の転流目標電流
指令に滑らかに自動切替えされ、高トルクで運転され、
速やかに加速していく。

【００６６】図８は、図７をさらに具体化して示すブロ
ック図である。同図において、１は直流電源、２は入力
端Ｐ，Ｎが上記直流電源１に接続されて、モータ３に直
流電力を３相交流電力に変換して供給するようにしたイ
ンバータ回路である。これは、入力端ＰにＰＮＰ形トラ
ンジスタＱｕ，Ｑｖ，Ｑｗのエミッタを接続し、このト
ランジスタＱｕ，Ｑｖ，Ｑｗのコレクタには、回路接地
した入力端Ｎにエミッタを接続したトランジスタＱｘ，
Ｑｙ，Ｑｚのコレクタをそれぞれ接続して複数のアーム
を形成し、これら６個のトランジスタＱｕ〜Ｑｚのベー
スには、ベース駆動回路ＢＤｕ，ＢＤｖ，ＢＤｗ，ＢＤ
ｘ，ＢＤｙ，ＢＤｚがそれぞれ接続されて、上記ベース
駆動回路ＢＤｕ〜ＢＤｚを介してトランジスタＱｕ〜Ｑ
ｚを１２０°通電制御するようになっている。なお、ト
ランジスタＱｕ〜Ｑｚの端子間には、フリー・ホイール
・ダイオードＤｕ，Ｄｖ，Ｄｗ，Ｄｘ，Ｄｙ，Ｄｚがそ
れぞれ逆並列に接続されている。

【００６７】４は入力端Ｎとインバータ回路２との間に
抵抗Ｒｓを挿入して、モータ３の電機子電流を３相一括
して検出し、電圧に変換して出力するようにした電流検
出器である。５は、上記インバータ回路２のトランジス
タＱｕ〜Ｑｚを１２０°通電制御する通電制御回路であ
る。

【００６８】これは、上記電流検出器４の出力端と回路
接地間に抵抗Ｒ₁とコンデンサＣ₁を直列に挿入し上記
抵抗Ｒ₁とコンデンサＣ₁との接続点から入力電圧を平
均化して出力する平均化回路５ａと、これの出力端に非
反転入力端子を接続した演算増幅器Ａ₁及び抵抗Ｒ₂，
Ｒ₃よりなる増幅回路であって、上記演算増幅器Ａ₁の
反転入力端子と出力端子間に抵抗Ｒ₂を挿入し、上記反
転入力端子と回路接地間に抵抗Ｒ₃を挿入して、演算増
幅器Ａ₁の出力端子から入力電圧を所定倍率（例えば、
１．２倍）に増幅した出力を送出するようにした非反転
増幅回路５ｂと、定電圧電源Ｖｃｃと回路接地間に、コ
ンデンサＣ₂と抵抗Ｒ₄を直列に挿入し、抵抗Ｒ₄の端
子間にアノード接地のダイオードＤ₁を並列接続して、
上記コンデンサＣ₂と抵抗Ｒ₄との接続点からモータ３
の始動に必要なトルクを発生させるに十分な電流に対応
する電圧としての始動電流指令を送出するようにした始
動補償回路５ｌと、

【００６９】これの出力端にダイオードＤ₂とＤ₃のカ
ソードが共通接続された上記ダイオードＤ₂のアノード
を接続すると共に、ダイオードＤ₃のアノードを上記非
反転増幅回路５ｂの出力端に接続して、上記共通接続し
たカソードから始動補償回路５ｌと非反転増幅回路５ｂ
のいずれ一方の出力を選択して送出するようにした優先
回路５ｍと、上記電流検出器４の出力端と回路接地間に
抵抗Ｒ₅とコンデンサＣ₃とを直列に挿入して、抵抗Ｒ
₅とコンデンサＣ₃の接続点から、電機子電流に含まれ
る高調波成分を除去して出力するようにしたローパスフ
ィルタ回路５ｆと、これの出力端に非反転入力端子が接
続された演算増幅器からなる比較器ＣＯＭ₁の反転入力
端子を上記優先回路５ｍの出力端に接続し、比較器ＣＯ
Ｍ₁の出力端子に単パルス発生器ＭＢ₁の入力端Ａを接
続して、出力端Ｑから、上記比較器ＣＯＭ₁の出力の立
上り毎にワンパルス信号を転流指令Ｖｃｐｔとして送出
するようにした比較回路５ｃと、

【００７０】これの出力端に入力端ＣＫを接続して、６
個の出力端Ｑ₀〜Ｑ₅から入力の立上り毎に順次歩進し
て（例えばＱ₀→Ｑ₁→Ｑ₂→Ｑ₃→Ｑ₄→Ｑ₅→Ｑ₀
の順に）“Ｈ”レベルの出力信号を送出するようにした
６進カウンタからなる計数回路５ｄと、６個のオアー回
路ＯＲ₁〜ＯＲ₆を備え、オアー回路ＯＲ₁とＯＲ₅の
入力端の一方を上記計数回路５ｄの出力端Ｑ₀に、オア
ー回路ＯＲ₁の入力端の他方とオアー回路ＯＲ₆の入力
端の一方を出力端Ｑ₁に、またオアー回路ＯＲ₂の入力
端の一方とオアー回路ＯＲ₆の入力端の他方を出力端Ｑ
₂に、更に、オアー回路ＯＲ₂の入力端の他方とオアー
回路ＯＲ₄の入力端の一方を出力端Ｑ₃に、更にまた、
オアー回路ＯＲ₃の入力端の一方とオアー回路ＯＲ₄の
入力端の他方を出力端Ｑ₄に、また、オアー回路ＯＲ₃
とＯＲ₅の入力端の他方を出力端Ｑ₅にそれぞれ接続し
て、上記オアー回路ＯＲ₁〜ＯＲ₆の出力端から上記イ
ンバータ回路２のベース駆動回路ＢＤｕ〜ＢＤｚの入力
端ｕ〜ｚに通電指令をそれぞれ送出するようにした分配
回路５ｅと、

【００７１】上記比較回路５ｃの比較器ＣＯＭ₁の非反
転入力端子に、エミッタ接地のトランジスタＱ₁のコレ
クタを接続し、このトランジスタＱ₁のベースを抵抗Ｒ
₆を介して比較回路５ｃの単パルス発生器ＭＢ₁の出力
端Ｑに接続し、トランジスタＱ₁のベース・エミッタ間
に抵抗Ｒ₇を挿入して、比較回路５ｃが転流指令を送出
する毎にトランジスタＱ₁をオンさせて電機子電流をゼ
ロリセットするようにしたリセット回路５ｎとを具備し
て構成されている。

【００７２】６は入力端Ｐ，Ｎ間に挿入されて、定電圧
電源Ｖｃｃを各回路に供給するようにした制御電源回路
である。

【００７３】次にその動作について説明する。直流電源
１が印加されると、制御電源回路６から各回路に定電圧
電源Ｖｃｃが供給される。これにより始動補償回路５ｌ
は、コンデンサＣ₂と抵抗Ｒ₄により形成された微分回
路により、抵抗Ｒ₄に発生する微分パルス状の電圧、即
ち始動トルクを発生させるに十分な電流を電圧として始
動電流指令を送出する。これをうけた優先回路５ｍは入
力の高い方が優先されるため、ダイオードＤ₂が導通
し、始動電流指令が転流目標電流指令Ｖ_itとして比較回
路５ｃの比較器ＣＯＭ₁に送出する。

【００７４】一方、上記定電圧電源Ｖ_ccをうけた計数回
路５ｄは出力端（例えばＱ₀）から“Ｈ”レベルの出力
信号が歩進信号として分配回路５ｅに与えられる。これ
をうけた分配回路５ｅは、オアー回路（例えばＯＲ₁と
ＯＲ₅）からインバータ回路２のベース駆動回路（例え
ばＢＤｕとＢＤｙ）に通電指令を送出し、トランジスタ
（例えばＱｕとＱｙ）がオンされ、モータ３の電機子巻
線例えばＵ−Ｖ間にＵ側を正とする直流電圧が印加さ
れ、上記Ｕ−Ｖ間に直流電圧Ｅ_Iと初速度０とする速度
起電力Ｅ_vとの差電圧Ｖ_a（Ｅ_I−Ｅ_v）とＵ−Ｖ巻線
間の固有のインピーダンスＺ_uv及び通電時間により定ま
る電機子電流ｉ_uvが流れる。

【００７５】この電機子電流ｉ_uvは電流検出器４により
電圧に変換され、ローパスフィルタ回路５ｆを介して電
機子電流Ｖ_iaとして比較回路５ｃの比較器ＣＯＭ₁に与
えられる。比較器ＣＯＭ₁は両入力Ｖ_itとＶ_iaがＶ_ia＞
Ｖ_itの関係になったとき、出力信号が“Ｈ”レベルに反
転する。これをうけた単パルス発生回路ＭＢ₁は入力の
立上りでワンショットのパルス信号を転流指令として計
数回路５ｄに送出する。計数回路５ｄは入力の立上りで
カウントして歩進し、出力端例えばＱ₁から“Ｈ”レベ
ルの出力信号を歩進信号として分配回路５ｅに送出す
る。分配回路５ｅはオアー回路例えばＯＲ₁とＯＲ₆の
出力端から通電指令を送出し、インバータ回路２のベー
ス駆動回路ＢＤｕとＢＤｚを介してトランジスタＱｕ，
Ｑｚをオンする。

【００７６】この際、計数回路５ｄは歩進動作により、
出力端Ｑ₀の出力信号が“Ｌ”レベルに反転するため、
分配回路５ｅのオアー回路ＯＲ₅の出力信号も“Ｌ”レ
ベルに反転し、トランジスタＱｙはオフする。

【００７７】また、上記電流検出器４から電機子電流を
電圧に変換してうけた平均化回路５ａは抵抗Ｒ₁を介し
てコンデンサＣ₁が充電され、抵抗Ｒ₁とコンデンサＣ
₁の接続点から平均化した電流が電圧として出力され、
増幅回路５ｂにより所定倍率（例えば１．２倍）に増幅
されて優先回路５ｍに出力されることになるが、優先回
路５ｍは両入力のいずれか高い方が優先されるため、ダ
イオードＤ₃は不導通のままである。

【００７８】そして、上記始動補償回路５ｌの出力、即
ち始動時の転流目標電流指令は、初期値を始動トルク相
当の値とし、以降、抵抗Ｒ₄とコンデンサＣ₂のＣＲ時
定数で定まる時限を有して減少していく指令となる。換
言すれば、時間に対して負の勾配をもつ時間関数の指令
となる。

【００７９】一方、モータ３は始動後（例えば１〜２回
転後）、高効率、高トルクで運転され、速やかに加速さ
れる。この加速により電機子電流を平均化した出力は、
平均化回路５ａ固有の時定数から定まる時限を有して上
昇し、これを所定倍率で増幅した出力が優先回路５ｍに
与えられることになり、ダイオードＤ₃のアノード電位
が、そのカソード電位に該ダイオードＤ₃の順方向電圧
降下分を加えた値に達したとき、上記ダイオードＤ₃が
導通し（ダイオードＤ₂が不導通となる）、以降、電機
子電流を平均化した電流によって設定される転流目標電
流指令Ｖ_itによりモータ３が運転される。

【００８０】このように、始動時の転流目標電流指令か
ら定常運転時の転流目標電流指令への移行は、きわめて
滑らかに、かつ自動的に切換えられることになる。この
切換後は、上述同様、電機子電流Ｖ_iaとこれを平均化し
所定倍率で増幅して設定される転流目標電流指令Ｖ_itが
Ｖ_ia＞Ｖ_itの関係に達したとき、比較回路５ｅから転流
指令が送出され、これによって出力される計数回路５ｄ
の歩進信号により分配回路５ｅから通電指令が対応する
インバータ回路２のトランジスタにベース駆動回路を介
して送出され、当該トランジスタをオンさせていわゆる
モータ３をインバータ駆動させる。

【００８１】なお、上記比較回路５ｃから転流指令が送
出される毎に、リセット回路５ｎのトランジスタＱ₁が
オンされ電機子電流Ｖ_iaはゼロリセットされる。これに
より電流のゼロ点が明確になり、比較回路５ｃは的確な
転流指令を送出することになり、より高トルク領域での
運転の安定性を増大させることができる。

【００８２】図１３は上記図１〜図８における計数回路
５ｄ及び分配回路５ｅをディジタル化した実施例を示し
たものである。同図において、５ｐは上記比較回路５ｃ
の出力端に接続されたマイクロコンピュータ（以下マイ
コンという）からなる演算処理部である。

【００８３】これは、比較回路５ｃの出力端に接続され
て、転流指令の安定化を図るノイズデバンス機能と停止
・加速・減速・異常高速の各転流モードを判定する周期
管理機能とを備えた判定手段５ｐ₁と、これの判定信号
毎にカウントして「０」〜「５」まで１つづつ歩進し、
「６」に達すると「０」にリセットするいわゆる６進の
カウンタ機能を有する歩進手段５ｐ₂と、これの歩進信
号毎に通電指令を送出して上記インバータ回路２のトラ
ンジスタＱｕ〜Ｑｚを順次通電制御する分配手段５ｐ₃
と、上記判定信号毎に上記リセット回路５ｎにゼロリセ
ット信号を送出するリセット手段５ｐ₄とを具備して構
成されている。

【００８４】そして、上記判定手段５ｐ₁のノイズデバ
ンス機能は、上記転流指令の１イベントにより起動し、
内部クロック信号を分周した所定の周期でＮ回（例えば
６回）サンプリング確認して確実な転流指令を判定する
ようになっている。また、該判定手段５ｐ₁の転流周期
管理機能は、上記ノイズデバンス機能と連係して内部ク
ロック信号により転流指令の周期をチェックし、停止・
加速・減速又は異常高速の各転流モードを弁別判定する
ようになっている。

【００８５】上記各転流モードの判定基準は、例えば停止モード───（転流周期）＞０．１秒異常高速モード───（転流周期）＜１／（６×仕様により定まる最高回転時周波数）加速モード───（前々回の転流周期）−（前回の転流周期）＝（周期偏差）＞０減速モード───（前々回の転流周期）−（前回の転流周期）＝（周期偏差）＞０によって判定するようになっている。なお、この実施例
での転流周期は、前回の転流処理終了後から内部クロッ
ク信号によりカウントした転流判定が開始されて転流指
令の確認が終了するまでの時間となる。

【００８６】上記判定により、停止モードと判定した場
合は始動処理を行い、異常高速モードと判定した場合
は、一旦停止処理を行った後、始動処理が行われる。

【００８７】また、加速モードと判定した場合は、先ず
今回の加速モードの予想転流周期を算出する。これは、
前回の転流周期をＣ_t2，周期偏差をＴ_e，最大加速係数
をＫ_uとすると、予想転流周期Ｃ_faはＣ_fa＝Ｃ_t2−Ｋ_u×Ｔ_e───（７）で演算される。上記（７）式において、最大加速係数Ｋ
ｕは、モータと負荷を含めたイナーシャと、モータとイ
ンバータとで定まる電機子電流の最大値とから定まる係
数（例えば１．４）である。

【００８８】そして、前回の転流周期Ｃ_t2と予想転流周
期Ｃ_faと転流指令までの周期との関係がＣ_t2＞（転流指令までの周期）＞Ｃ_fa にあるときは、転流指令により上記歩進手段５ｐ₂を応
動させ、その歩進信号により分配手段５ｐ₃を介してイ
ンバータ回路２のトランジスタＱｕ〜Ｑｚをオンオフ制
御する通電指令を送出するようになっている。

【００８９】また、上記予想転流周期Ｃ_faと転流指令ま
での周期との関係が（転流指令までの周期）＜Ｃ_fa にあるときは、上記予想転流周期Ｃ_faにより歩進手段５
ｐ₂を応動させ、その歩進信号により分配手段５ｐ₃を
介してインバータ回路２に上述同様、通電指令を送出す
るようになっている。

【００９０】更に、減速モードと判定した場合は、上述
同様、先ず今回の減速モードの予想転流周期を算出す
る。これは前回の転流周期をＣ_t2、周期偏差をＴ_e、最
大減速係数をＫ_dとすると、予想転流周期ＣｆｄはＣ_fd＝Ｃ_t2＋Ｋ_d×Ｔ_e───（８）から演算される。上記（８）式において、最大減速係数
をＫｄは、モータ及び負荷を含めたイナーシャと仕様で
定める回転数−トルク特性における回転数に応答する最
大回転力（出力トルク）と、粘性抵抗及び回転数から定
めるロストルクと、電機子の発生トルクと、負荷トルク
の時間当りの増加分とにより定まる係数（例えば１．
７）である。

【００９１】そして、前回の転流周期Ｃ_t2と今回の予想
転流周期Ｃ_fdと転流指令までの周期との関係がＣ_t2＜転流指令までの周期）＜Ｃ_fd にあるときは転流指令により上記歩進手段５ｐ₂を応動
させ、その歩進信号により、分配手段５ｐ₃を介して、
インバータ回路２に通電指令を送出するようになってい
る。

【００９２】また、上記予想転流周期Ｃ_fdと転流指令ま
での周期との関係が（転流指令までの周期）＞Ｃ_fd にあるときは、予想転流周期Ｃ_fdにより歩進手段５ｐ₂
を応動させ、その歩進信号により、上述同様、分配手段
５ｐ₃を介してインバータ回路２に通電指令を送出する
ようになっている。

【００９３】上記分配手段５ｐ₃は、あらかじめ６個の
歩進信号（例えば「０」〜「５」）に対応させて組合さ
れたインバータ回路２のトランジスタＱｕ〜Ｑｚ（例え
ばＱｕとＱｙ，ＱｕとＱｚ，ＱｖとＱｚ，ＱｖとＱｘ，
ＱｗとＱｘ，ＱｗとＱｙ）に、歩進信号をデコードしそ
の出力信号を通電指令として送出するようになってい
る。

【００９４】上記リセット手段５ｐ₄は、上記トランジ
スタＱｕ〜Ｑｚの通電制御後、所定の時間幅を有したパ
ルス信号をゼロリセット指令として、上記リセット回路
５ｎに送出して電機子電流を転流毎に確実にゼロリセッ
トさせるようになっている。

【００９５】次に、その動作を図８並びに図１５乃至図
１９に示すフローチャート図と共に説明する。図示しな
い電源スイッチの投入により、直流電源１がインバータ
回路２に供給されると共に、制御電源回路６から定電圧
電源Ｖ_ccが各回路に供給される。

【００９６】これにより、図１５に示す初期設定が行わ
れる（ステップ１００）。これは、図１６に示すよう
に、演算処理部５ｐの図示しない内部メモリにあらかじ
め書き込んだ初期の転流周期Ｃ_t0を前回の転流周期Ｃ_t2
に、また今回の転流周期Ｃ_t1に上記Ｃ_t0よりも小さい値
をそれぞれセットし、かつ異常フラグをリセットする
（ステップ１０７）。

【００９７】次いで、始動補償回路５ｌの図示しない電
源スイッチを閉路する。これにより、定電圧電源Ｖ_ccが
始動補償回路５ｌに供給される（ステップ１０８）。

【００９８】次に、予想転流周期の演算が行われる（ス
テップ１０９）。これは、図１９に示すように、内部メ
モリの前々回の転流周期Ｃ_t3に前回の転流周期Ｃ_t2をセ
ットし（ステップ１１０）、また、内部メモリの前回の
転流周期Ｃ_t2に今回の転流周期をセットして（ステップ
１１１）、前々回の転流周期Ｃ_t3と前回の転流周期Ｃ_t2
の周期偏差Ｔ_e（＝Ｃ_t3−Ｃ_t2）を算出し（ステップ１
１２）、この周期偏差Ｔ_eが加速・等速モードか否かを
判定する（ステップ１１３）。

【００９９】これは、上記周期偏差Ｔ_eがＴ_e≧０であ
れば、加速・等速モード（以下加速モードという）と判
定し、Ｔ_e＜０であれば減速モードと判定する。

【０１００】始動時の初期設定であるので、加速モード
と判定し、加速モードの予想転流周期Ｃ_fa（＝Ｃ_t2−Ｋ
_u・Ｔ_e）を算出し（ステップ１１４）、この予想転流
周期Ｃ_faは、始動時にあっては、下限の転流周期Ｃ_tdと
Ｃ_fa＜Ｃ_tdの関係にあり（ステップ１１５）、かつ異常
高速でもないので（ステップ１１６）、ワンショットパ
ルス信号をゼロリセット指令としてリセット回路５ｎに
送出し（ステップ１１７）、リセット回路５ｎのトラン
ジスタＱ₁をオンさせて比較回路５ｃの比較器ＣＯＭ₁
に入力される電機子電流Ｖ_iaをゼロリセットして、初期
設定（ステップ１００）が終了する。

【０１０１】次いで、初期通電が実行される（ステップ
１０１）。これは始動時にあっては、歩進手段５ｐ₂を
強制的に応動させ、その歩進信号により分配手段５ｐ₃
を介してインバータ回路２に通電指令が送出され、例え
ばトランジスタＱｕ，Ｑｙがオンして初期通電が終了す
る。

【０１０２】次に、転流判定が実行される（ステップ１
０２）。これは図１７に示すように、転流周期を図示し
ない内部カウンタ用クロック信号により計時する周期カ
ウンタを０からスタートさせるが（ステップ１２２）、
始動時においては、当然ながら加速モードであり（ステ
ップ１２３）、上記周期カウンタの値が予想転流周期Ｃ
_fa以上に達した後、（ステップ１２４）、既に実行済の
上記ステップ１０８によって始動補償回路５ｌから優先
回路５ｍを介して送出されている始動時の転流目標電流
指令Ｖ_itと電流検出器４からローパスフィルタ回路５ｆ
を介して送出される電機子電流Ｖ_iaとがＶ_ia＞Ｖ_itの関
係になって単パルス発生回路ＭＢ₁から転流指令が出力
されたかを判断し（ステップ１２５）、上記転流指令の
安定状態を所定周期（例えば）Ｎ回確認し（ステップ１
２６）、確認後、上記周期カウンタのカウント値を今回
の転流周期Ｃ_t1にセットし（ステップ１２７）、このセ
ットした今回の転流周期Ｃ_t1が初期転流周期Ｃ_t0以下で
あることを判定して（ステップ１２８）、転流判定が終
了する。

【０１０３】次いでステップ１０３の転流が実行され
る。これは、歩進手段５ｐ₂の６進カウンタを１つカウ
ントアップさせ（ステップ１３４）、このカウント値を
分配手段５ｐ₃においてデコードして（ステップ１３
５）、インバータ回路２に通電指令が送出され例えばト
ランジスタＱｕ，Ｑｚをオンさせて（Ｑｙはオフ）、転
流を終了する。

【０１０４】次に、ステップ１０４の予想転流周期を、
上述同様、図１９により演算処理して実行し、異常フラ
グもセットされていないので（ステップ１０５）、ステ
ップ１０２に戻って継続的に実行され、モータ３は滑ら
かに始動し、極めて高トルクで運転され速やかに加速さ
れる。万一、最初の通電指令で希望する方向の回転力が
発生しない場合が生じても、転流周期毎に電機子電流と
界磁磁極の位置関係が転流によって切替えられ、５回以
内の転流で所望の回転力が発生するので、短い時間後に
始動させることができる。

【０１０５】そして、電流検出器４からの電機子電流の
平均電流により設定された定常運転用の転流目標電流指
令値が始動時の転流目標電流指令値より高い値になると
優先回路５ｍのダイオードＤ₃が導通し（Ｄ₂は不導
通）、以降、平均電流により設定される転流目標電流指
令に滑らかに自動切替され、以降、平均電流による転流
目標電流指令により転流タイミングが制御されてモータ
３が運転される、即ち定常運転に入る。

【０１０６】定常運転状態となったモータ３の負荷が変
動し負荷トルクが減少して、モータ３が加速された場合
について説明すると、図１９に示すステップ１１５にお
いて、加速モードの予想転流周期Ｃ_faと下限の転流周期
Ｃ_tdとがＣ_fa＜Ｃ_tdの関係でなければ、異常運転状態に
あるとみなして異常フラグをセットして（ステップ１１
８）、ゼロリセット指令を送出した後（ステップ１１
７）、図１５に示すステップ１０５において、異常と判
定し、モータ３を停止させ（ステップ１０６）、始動時
の初期設定（ステップ１００）に戻って実行される。

【０１０７】この際、上記ステップ１１５において、上
記予想転流周期Ｃ_faと下限の転流周期Ｃ_tdとがＣ_fa＜Ｃ
_tdの関係にあっても、次のステップ１１６において、異
常高速［本例ではＣ_t1＜１／（６×最高回転数時の周波
数）］と判定したときは、上述同様、異常フラグをセッ
トし（ステップ１１８）、ステップ１１７を介してステ
ップ１０５において異常と判定し、上述同様、初期設定
（ステップ１００）に戻って実行される。

【０１０８】次に、負荷トルクが増加し、モータ３が減
速された場合について説明すると、図１９に示すステッ
プ１１３において、減速モードと判定し、減速モードの
予想転流周期Ｃ_fdの算出が実行され（ステップ１１
９）、この算出された予想転流周期Ｃ_fdと上限の転流周
期Ｃ_tuとがＣ_fd＞Ｃ_tuの関係にあれば（ステップ１２
０）、異常減速（本例ではＣ_t1＞０．１秒）かを判定し
（ステップ１２１）、異常減速でなければ、ステップ１
１７を介してステップ１０５において異常でないと判定
し、ステップ１０２に戻ってくりかえし実行される。

【０１０９】この際、上記ステップ１０２において、Ｃ
_fa＜Ｃ_tuの関係になければ、異常フラグをセットし（ス
テップ１１８）、ステップ１１７を介して、ステップ１
０５において異常と判定し、モータ３を停止させ（ステ
ップ１０６）、再始動のために、初期設定（ステップ１
００）に戻って実行される。また、上記ステップ１２１
において、異常減速と判定すれば、異常フラグをセット
し（ステップ１１８）、ステップ１０５において異常と
判定し、上述同様、モータ３を停止させ（ステップ１０
６）、初期設定（ステップ１００）に戻って実行され
る。

【０１１０】また、図１７に示すステップ１２３におい
て、減速モードと判定すれば、周期カウンタのカウント
値が前回の転流周期Ｃ_t2以上であれば、（ステップ１３
０）、次いで上記カウント値が予想転流周期Ｃ_fd以下か
を判定し（ステップ１３１）、Ｃ_fd以下であれば転流指
令かを判定し（ステップ１３２）、この転流指令の安定
状態をＮ回確認した後（ステップ１３３）、上記カウン
ト値を今回の転流周期Ｃ_t1にセットし（ステップ１２
７）、このセットされた今回の転流周期Ｃ_t1と初期転流
周期Ｃ_t0とがＣ_t1≦Ｃ_t0の関係にあれば、ステップ１０
３を実行し、もし上記Ｃ_t1≦Ｃ_t0の関係になければ、異
常フラグをセットし（ステップ１２９）、ステップ１０
４を介してステップ１０５において、上記異常フラグに
より異常と判定し、モータ３を停止させ（ステップ１０
６）、初期設定（ステップ１００）に戻って実行され
る。

【０１１１】本実施例によれば、転流指令の安定状態を
Ｎ回確認後通電指令を送出するノイズデバンス機能をも
たせるようになっているので、ノイズ混入による誤転流
を防止することができ、これに連係して転流周期を監視
する周期管理機能をもたせているので、負荷急変に対す
る転流タイミングの応答遅れを改善することができ、高
負荷トルク時や外乱トルクに対する安定性を向上させる
ことができる。また、負荷の外乱などによって、仕様外
の異常な高速や低速運転に陥りそうな場合にも、事前に
察知して安全に停止し、かつ再始動させることができ
る。

【０１１２】図１４は、更に他の実施例を示したもの
で、通電制御回路５がマイコンによって形成されてい
る。これは電流検出器４から出力される電機子電流をデ
ジィタル信号に変換し、これを所定時間（例えば５０μ
Ｓ）毎にサンプリングして、その値を、複数個（例えば
４個）の最新データが常に記憶されるようにしたサンプ
リング用データバッファに出力するＡ／Ｄ変換手段５ｒ
₁と、

【０１１３】上記サンプリング用データバッファに記憶
された複数個のサンプリング値を読出して平均化演算処
理し、その平均値ｍ₁を電機子電流情報Ｖ_iaとしてロー
パス用データバッファに出力するローパスフィルタ手段
５ｒ₃と、

【０１１４】上記平均値ｍ₁をＰ個（Ｐは正の整数、例
えば３２）読出して平均値演算処理し、この平均値ｍ₂
を増倍（例えば１．２倍）して転流目標電流指令Ｖ_itと
して、転流目標用データバッファに出力する平均化手段
５ｒ₂と、

【０１１５】上記両情報Ｖ_iaとＶ_itを比較し、Ｖ_ia＞Ｖ
_itの関係になったとき、転流指令を、該指令入力毎にイ
ンクリメントし、Ｎ回（例えば６）になると「０」にリ
セットされるようにして、確実な転流判定を期した転流
指令用データバッファに出力する比較手段５ｒ₄と、上
記Ｎ回の転流指令の安定性の確認並びに停止、加速（等
速）・減速・異常高速の各転流モードとを判定して判定
手段５ｒ₅と、これの判定信号毎に内部メモリの当該領
域データを「０」から「５」まで１つづつインクリメン
ト、いわゆる１個宛歩進し「６」に達する毎にゼロリセ
ットする６進カウンタ機能を備えた歩進手段５ｒ₆と、

【０１１６】これの「０」から「５」までのカウンタ情
報に対応して、あらかじめ上述同様、インバータ回路２
のトランジスタＱｕ〜Ｑｚを組合せて、上記カウンタ情
報をデコードしてトランジスタＱｕ〜Ｑｚを順次通電せ
しめる通電指令を出力する分配手段５ｒ₈と、上記判定
手段５ｒ₅の判定信号毎に上記ローパス用データバッフ
ァのデータをゼロリセットさせるリセット指令を出力す
るリセット手段５ｒ₇とを具備して構成されている。

【０１１７】次にその動作を図２０並びに図１５〜図１
９と共に説明する。なお図１５乃至図１９に関し重複す
る説明はできるだけ省略することとする。図示しない電
源の投入により、直流電源１がインバータ回路２に供給
されると共に、制御電源回路６から定電圧電源Ｖ_ccが通
電制御回路５に供給される。

【０１１８】これにより、図１５及び図１６に示すよう
に、内部メモリの今回の転流周期と前回の転流周期のデ
ータエリアに初期値をセットし、予想転流周期を算出す
る初期設定処理が行われ（ステップ１００）、次いで初
期通電処理が行われ（ステップ１０１）、内部メモリの
歩進データ領域の値（例えば０）に対応した通電指令が
インバータ回路２に送出され、トランジスタ（例えばＱ
ｕとＱｙ）をオンして、電機子巻線（例えばＵ−Ｖ相）
に電流が流れる。

【０１１９】次いで、転流判定処理（ステップ１０２）
が行われる。これは、図１７に示すように、内部タイマ
により、転流指令までの周期を計時する周期カウンタを
０からスタートさせ（ステップ１２２）、上述同様、周
期偏差Ｔ_eがＴ_e≧０の関係にあれば、加速・等速（以
下加速という）と判定し（ステップ１２３）、上記周期
カウンタのカウント値が加速の予想転流周期Ｃ_fa以上か
を判定する（ステップ１２４）。

【０１２０】一方、上記電機子巻線の例えばＵ−Ｖ相に
流れた電流は、電流検出器４を介して、３相一括して電
圧で出力され、これをＡ／Ｄ変換手段５ｒ₁により、デ
ータ取込処理が行われる。即ち、図２０に示すように、
上記電機子巻線に流れた電流は、ディジタル信号に変換
され（ステップ１３７）、これを所定時間毎にサンプリ
ングし、そのサンプリング値を複数個（例えば４個）の
サンプリング用データバッファに出力する（ステップ１
３８）。データ取込完了フラグをセットして（ステップ
１３９）、データの取込処理を終了する。

【０１２１】上記ステップ１２４が終了すると、転流指
令の判定が行われる（ステップ１２５）。これは、上記
データ取込処理が完了しているか否かをデータ取込完了
フラグにより判定し、完了していれば、ローパスフィル
タ手段５ｒ₃によりサンプリング用データバッファから
複数個（例えば４個）のサンプリング値を読出して平均
値演算処理し、その平均値ｍ₁を電機子電流情報Ｖ_iaと
してローパス用データバッファに出力する。

【０１２２】次いで、平均化手段５ｒ₂により、上記ロ
ーパス用データバッファに記憶された平均値ｍ₁をＰ個
（例えば３２個）読出して平均値演算処理し、その平均
値を増倍（例えば１．２倍）し、転流目標電流情報Ｖ_it
として転流目標用データバッファに出力する。

【０１２３】なお、上記サンプリング用データバッファ
に記憶される複数個（例えば４個）のデータは、複数個
＋１個（例えば４個＋１個）目から順次シフトされて、
サンプリング用データバッファには常に最新のデータが
記憶される。従って、上記演算処理された平均値ｍ₁，
ｍ₂は移動平均された値となる。

【０１２４】そして、比較手段５ｒ₄により上記ローパ
ス用データバッファと転流目標用データバッファとから
電機子電流情報Ｖ_iaと転流目標電流情報Ｖ_itとを読出し
てＶ_ia≧Ｖ_itの関係になったとき、転流指令を、判定毎
にカウントアップしＮ回（例えば６回）カウントする
と、Ｎ＋１回で上記カウント値を「０」にリセットされ
る転流指令用データバッファに出力する。

【０１２５】次いで、判定手段５ｒ₅により、上記転流
指令用データバッファのカウント値がＮになったこと
（即ち、転流指令がＮ回あったこと）を判定し、（ステ
ップ１２６）、上述同様、ステップ１２７，１２８が実
行されると共に、上記判定信号によりリセット手段５ｒ
₇がローパス用データバッファにリセット指令を出力し
てデータをゼロリセットして転流判定処理（ステップ１
０２）を終了する。

【０１２６】次に、上述同様、上記判定信号により、歩
進手段５ｒ₆が内部メモリの当該領域のデータを１つカ
ウントアップし（ステップ１３４）、このカウントアッ
プした値を分配手段５ｒ₈によりデコードして対応する
インバータ回路２のトランジスタ（例えばＱｕ，Ｑｚ）
に通電指令を送出する転流処理（ステップ１０３）が実
行される。

【０１２７】そして、上述同様、予想転流周期処理（ス
テップ１０４）が実行され、異常がなければ（ステップ
１０５）、ステップ１０２に戻って繰返し実行されてモ
ータ３が駆動する。

【０１２８】なお、モータ３の定常運転において負荷が
変動した場合、モータ３の減速の場合は上述同様に動作
するので説明を省略する。

【０１２９】この実施例によれば、通電制御回路５はマ
ンコンで構成するので、制御回路の小形化を図ることが
でき、モータと一体形成が可能となり、外部の引出リー
ド線も電源への接続だけとなって、引出し本数を減少さ
せることができ、いわゆる単なるＤＣモータ同等に構成
することができる。また、複数個のサンプリングによ
り、データの取込みが完了するようにしてあるので、メ
モリ容量を減少することができ、安価に構成することが
できる。

【０１３０】

【発明の効果】請求項１の発明によれば、発生トルクに
直結した電機子電流を、その平均化した値に所定倍率を
乗じて設定した転流目標電流と、その電流波形の第２の
電流増加領域を上記転流目標電流に達した時点で検出し
て定めた転流目標電流の大小関係により判定して転流タ
イミングを決定するようにしているので、即ち、上記第
２の電流増加領域は、正弦波状の速度起電力がモータの
回転につれて上昇から下降に転ずる領域で、ステップ入
力電圧の差が減少から増加に転ずるために現れるもの
で、これにより、モータが常に同一方向に回転力を連続
的に発生している場合は必ず現れる。また、電機子電流
は、正負いずれも２つの電流ブロックからなり、１つの
電流ブロックは、常に２つの顕著な電流増加領域をもつ
波形となっている。この結果、発生トルクは電機子電流
とトルク定数により定まり、かつ、トルク定数は位相角
により大きく変化し、最適位相で転流制御され通電され
る時にトルク定数が最も大きく、一定電流で通電された
場合は発生トルクも最大となってモータを高効率で運転
することができる。このように、本発明においては、常
に必要なトルクを確実に発生させることができ、かつ、
外乱に対しても充分な電流を流す転流タイミングを確保
することができるので、始動領域を含む広範囲な運転領
域できわめて高トルクを発生させて駆動させることがで
きる。しかも、従来の速度起電力利用方式にみられる様
な転流スパイク電圧による位置情報の誤差の拡大のおそ
れがないので、転流タイミングの誤差の拡大を防止して
常に安定してモータを駆動させることができる。また、
電機子電流により転流タイミングを定めるようにしてい
るので、従来のように強制始動モードから定常運転モー
ドへのモード切替も不要となり、その結果モード切替に
よる不安定性を惹起することなく、高加速で始動させる
ことができ、かつ、負荷トルクの変動によるモータの加
減速が生じても転流タイミングを自動的に追従して安定
駆動させることができる。更に、本発明は、転流目標電
流は電機子電流を平均化した値に所定倍率を乗じて設定
して転流タイミングを判定するようにしてあるので、上
記所定倍率をモータ固有の定数から設定することがで
き、適用モータに応じた転流目標電流により転流タイミ
ングを判定して駆動させることができる。

【０１３１】

【０１３２】

【０１３３】請求項２の発明によれば、電機子電流の瞬
時値が該瞬時値を平均化し所定倍率を乗じて設定した転
流目標電流値を超えたとき、出力する転流指令により、
インバータ回路の複数のスイッチング素子をオンオフ制
御するようになっているので、負荷トルクの増減に対応
した電機子電流の増減を達成することができ、かつ転流
周期もモータの回転周期に同期させることができるの
で、重負荷トルク時及び軽負荷トルク時においても適切
な転流タイミングを定めて通電制御することができる。

【０１３４】しかも、負荷トルクの変動によりモータの
加減速直後において転流周期の急変や電流の不平衡が起
きず、転流位相は速度起電力に対して若干の進相、遅相
を呈して、転流タイミングに進み、遅れ傾向が生じて
も、発生トルクが平衡する回転数に達したとき、適正位
相の転流タイミングに自動的に復帰することができる自
己修復機能を有しているので、ブラシレスモータをセン
サレスで安定駆動させることができる。

【０１３５】また電機子電流の第２の電流増加領域の検
出は該電機子電流と、これを平均化し所定倍率を乗じて
設定する転流目標電流との比較によって行うようになっ
ているので、通電制御回路は簡単な回路構成で形成する
ことができる。

【０１３６】請求項３の発明によれば、電機子電流をロ
ーパスフィルタ回路を介して比較回路に入力せしめるよ
うになっているので、インバータ回路をＰＷＭ駆動制御
にも、キャリア周波数に含まれる高調波を抑圧すること
ができ、モータへの転流周期とキャリア周波数の比が小
さくなり、かつ、高調波成分の振幅が第２電流増加領域
の変化量に接近した場合に生ずる転流タイミングのフラ
ツキや電機子電流のフラツキが発生トルクのフラツキと
なって、モータの回転や発生トルクが不安定になるのを
防止することができるのでブラシレスモータを常に安定
駆動せしめることができる。

【０１３７】請求項４の発明によれば、電機子電流と平
均電流との差を増幅して第２の電流増加領域を検出する
ようにしてあるので、第２の電流増加領域を拡大し顕著
化することができ、モータ印加電圧の大半が電機子イン
ピーダンスの電圧降下となって第２の電流増加領域が大
幅に圧縮されるようなことがあっても、的確に転流タイ
ミングを決定することができ、電機子インピーダンスの
大きなモータが低回転高負荷トルクで運転する場合であ
っても安定した駆動を行うことができる。

【０１３８】請求項５の発明によれば、電機子電流情報
が入力する比較回路の入力端にリセット手段を設けて、
転流指令毎に電機子電流の入力をゼロリセットするよう
にしてあるので、無負荷時の微小な電機子電流に対して
もゼロ点が明確となり転流タイミングを常に的確に決定
することができ、異常振動等を発生させることなく安定
した駆動を行うことができる。

【０１３９】請求項６の発明によれば、始動時に必要と
するトルクを発生するに十分な電流が流れるようになっ
ているので、モータ，負荷条件によって始動不能な状態
を発生することなく的確に始動させることができる。し
かも始動補償回路は、時間に対して負の勾配を有して逓
減して出力するようになっているので、定常運転用の転
流目標電流指令への移行を滑らかに行うことができ、格
別の切換手段も不要となってモータを高トルク、高加速
性を有して駆動させることができる。

【０１４０】請求項７の発明によれば、比較回路の出力
端に判定手段、歩進手段、分配手段及びリセット手段を
具備した演算処理部を設けるようにしてあるので、転流
指令を複数回確認してノズル混入による誤転流を防止す
ることができ、かつ、負荷急変に対する転流タイミング
の急変や過大な応答を大幅に改善することができ、高負
荷トルク時や外乱トルクに対する安定性を一層向上して
モータを安定駆動させることができる。しかも、比較回
路の転流指令はディジタル信号化されているので格別の
Ａ／Ｄ変換手段を設けることなく、安価な部品で構成す
ることができる。

【０１４１】請求項８の発明によれば、転流タイミング
制御のソフト化を図ることができることは勿論、小形コ
ンパクト化を図って、ブラシレスモータに内蔵させるこ
とができ、一体化を図って構成することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例を示すブロック図

【図２】本発明の他の実施例を示すブロック図

【図３】本発明の他の実施例を示すブロック図

【図４】本発明の他の実施例を示すブロック図

【図５】本発明の他の実施例を示すブロック図

【図６】本発明の他の実施例を示すブロック図

【図７】本発明の他の実施例を示すブロック図

【図８】図７を具体化して示すブロック図

【図９】１２０°通電形インバータにおける速度起電力
とトルクの関係を説明するタイムチャート図

【図１０】１２０°通電形インバータにおける電機子電
流の線電流の一相分の位相角による波形変化説明図

【図１１】図１０の１ブロックの電機子電流波形拡大図

【図１２】１ブロックの電機子電流波形形成説明図

【図１３】本発明の他の実施例を示す要部ブロック図

【図１４】本発明の他の実施例を示すブロック図

【図１５】図１３のメインフローチャート図

【図１６】図１５の初期設定のフローチャート図

【図１７】図１５の転流判定のフローチャート図

【図１８】図１５の転流のフローチャート図

【図１９】図１５の予想転流周期のフローチャート図

【図２０】図１４のデータ取込のフローチャート図

【符号の説明】

１直流電源２インバータ回路３ブラシレスＤＣモータ４電流検出器５通電制御回路５ａ平均化回路５ｂ増幅回路５ｃ比較回路５ｄ計数回路５ｅ分配回路５ｆローパスフィルタ回路５ｇ減算回路５ｉ加算回路５ｌ始動補償回路５ｍ優先回路５ｐ演算処理部５ｐ₁，５ｒ₅ 判定手段５ｐ₂，５ｒ₆ 歩進手段５ｐ₃，５ｒ₈ 分配回路５ｐ₄，５ｒ₇ リセット手段５ｒ₁ Ａ／Ｄ変換手段５ｒ₂ 平均化手段５ｒ₃ ローパスフィルタ手段５ｒ₄ 比較手段

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源に複数のスイッチング素子をブ
リッジ接続してなるインバータ回路を介して接続された
ブラシレスモータを、上記インバータ回路の通電制御に
より駆動せしめる方法において、上記通電制御は、電機
子電流を、その平均化した値に所定倍率を乗じて設定し
た転流目標電流と、その電流波形の第２の電流増加領域
が上記転流目標電流に達した時点で検出して転流タイミ
ングを判定し、上記複数のスイッチング素子を順次切換
制御するようにしたことを特徴とするブラシレスモータ
の駆動方法。
【請求項２】直流電源に複数のスイッチング素子をブ
リッジ接続してなるインバータ回路と、これの出力端に
電機子巻線が接続されたブラシレスモータと、上記イン
バータ回路の入力端の一方に介挿されて上記電機子巻線
に流れる電流を電圧に変換して出力する電流検出器と、
これの出力端に接続されて、上記インバータ回路の複数
のスイッチング素子をオンオフ制御する通電制御回路と
を具備したブラシレスモータの駆動装置において、上記
通電制御回路は、上記電流検出器から接続されて入力を
平均化して出力する平均化回路と、これに接続されて入
力を所定倍率で増幅した出力を転流目標電流指令として
送出する増幅回路と、これの出力端と上記電流検出器と
に接続されて、電流検出器の出力が上記転流目標電流指
令を超えたとき、転流指令を送出するようにした比較回
路とを備え、上記転流指令により、上記複数のスイッチ
ング素子を順次切換えるように構成したことを特徴とす
るブラシレスモータの駆動装置。
【請求項３】上記通電制御回路は、上記電流検出器の
出力端が直接接続される上記比較回路の入力端側に、ロ
ーパスフィルタ回路を介挿させたことを特徴とする請求
項２記載のブラシレスモータの駆動装置。
【請求項４】上記通電制御回路は、上記電流検出器の
出力端に接続された平均化回路の出力と上記電流検出器
の出力との差を増幅した出力によって、第２の電流増加
領域を顕著化して転流目標電流指令を設定するよう構成
したことを特徴とする請求項２又は請求項３記載のブラ
シレスモータの駆動装置。
【請求項５】上記通電制御回路は、電機子電流が入力
する比較回路の入力端に、該比較回路が送出する転流指
令毎に当該入力をゼロリセットするリセット手段を設け
たことを特徴とする請求項２，３又は４記載のブラシレ
スモータの駆動装置。
【請求項６】上記通電制御回路は、初期値が始動トル
クを発生させるに十分な値となし、かつ時間に対して負
の勾配を有して逓滅する始動時の転流目標電流指令を送
出するようにした始動補償回路を、高指令値が優先する
ようにした優先回路を介して比較回路に接続し、この優
先回路に、上記平均化回路を増幅回路を介して接続して
成ることを特徴とする請求項２，３，４又は５記載のブ
ラシレスモータの駆動装置。
【請求項７】上記通電制御回路は、上記比較回路の出
力端に、転流指令を判定する判定手段と、これの出力毎
に歩進信号を送出する歩進手段と、上記判定手段の出力
毎にリセット信号を送出するリセット手段と、上記歩進
手段の歩進信号により、上記複数のスイッチング素子を
選択して通電指令を送出する分配手段とを具備した演算
処理部を設けたことを特徴とする請求項２，３，４又は
５記載のブラシレスモータの駆動装置。
【請求項８】上記通電制御回路は、上記電流検出器の
出力端に接続されてディジタル変換した入力のサンプリ
ング値を出力するＡ／Ｄ変換手段と、これのサンプリン
グ値を複数個平均化して出力するローパスフィルタ手段
と、これの平均値を所定個数平均化して出力する平均化
手段と、これの出力と上記ローパスフィルタ手段の出力
とを比較して転流指令を送出する比較手段と、これの転
流指令を複数回確認して判定信号を出力する判定手段
と、これの判定信号毎に歩進する歩進信号を出力する歩
進手段と、これの歩進信号をデコードして上記複数のス
イッチング素子を選択して通電指令を送出する分配手段
と、上記判定信号毎にローパスフィルタ手段の出力をゼ
ロリセットするリセット手段とを具備してディジタル演
算処理するように構成したことを特徴とする請求項２記
載のブラシレスモータの駆動装置。