JP3366662B2

JP3366662B2 - ブラシレス整流モータの各相巻線へ加えられる電力信号の切換え周波数を制御する装置

Info

Publication number: JP3366662B2
Application number: JP06936092A
Authority: JP
Inventors: ジェイ・アール・ゲーツ; ウィリアム・エイ・ハリス; ケビン・ジェイ・スタルスバーグ
Original assignee: ハネウエル・インコーポレーテッド
Priority date: 1991-02-20
Filing date: 1992-02-20
Publication date: 2003-01-14
Anticipated expiration: 2018-01-14
Also published as: EP0720283A2; EP0720283B1; DE69227929T2; DE69220589T2; EP0720283A3; CA2060625C; DE69227929D1; EP0500295B1; DE69220589D1; US5196775A; CA2060625A1; EP0500295A1; JPH06189580A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は全体として、軸位置セン
サなしで動作する整流モータの回転子の位置を判定する
装置および方法に関するものであり、とくに、モータの
励磁されていない相のインダクタンス特性から回転子の
位置を予測することに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】パワーＭＯＳＦＥＴおよびパワー絶縁ゲ
ートサイリスタ（ＩＧＴ）のようなパワー半導体装置の
最近の発展のために、可変リラクタンス（ＶＲ）および
ブラシレス永久磁石（ＰＭ）モータのような電子的に整
流させられるモータが可変速度駆動用として、他の種類
のモータよりも注目をあびている。この注目をあびるこ
とになった理由は、電子的に転流させられるモータが、
可変速度駆動として一般的に用いられる他の種類のモー
タより優れているためである。たとえば、それらのモー
タの速さ対平均トルクカーブは不連続がなくかなり直線
的である。それらのモータは頑丈であるから厳しい用途
に良く適する。それらのモータの熱放散性が非常に良
く、ブラシまたはスリップリングを必要としない。更
に、制御器のために現在の半導体技術を用いると、ブラ
シレス整流モータの効率は、インバータ駆動ＡＣモータ
のような他の種類の変速モータに匹敵する。また、ＶＲ
モータは製造費が非常に低い種類のモータである。それ
らのモータの駆動回路は、他の変速モータの駆動回路と
比較して、最も簡単で、安い。

【０００３】変速駆動装置として、ＶＲモータは、ステ
ッピングモータの用途において典型的に要求される特定
のトルク特性または制御特性よりも、電力を効率的に変
換するために設計されるから、極の構成と制御手法はそ
れに応じて異なる。たとえば、電子的に転流されるリラ
クタンスモータ（たとえば、可変リラクタンスステッピ
ングモータ）では回転子の歯の数は比較的少ないために
ステップ角が大きく、変速駆動装置としての動作を最適
にするために、導通角は、一般に、速さおよびトルクの
関数として変形される。連続回転変速用途においては、
ＶＲモータを、ステッピングモータとして運転させられ
ているＶＲモータから区別するために、ＶＲモータはリ
ラクタンス切換えモータすなわちＳＲモータとしばしば
呼ばれる。今後、連続駆動ＶＲモータを単にＳＲモータ
と呼ぶことにする。

【０００４】電子的に整流させられるモータは固定子と
回転子の両方に多数の極を通常有していた。すなわち、
それらのモータは両凸極機である。ＳＲモータの場合に
は固定子に相巻線が設けられるが、回転子には巻線また
は磁石は設けられない。しかし、ＰＭモータでは、回転
子に永久磁石が設けられる。それらの種類のモータの従
来の構成においては、直径の両端の各磁極対は、電力信
号の独立相を形成する直列接続された巻線を支持する。

【０００５】相の各巻線に関連する固定子磁極が磁化さ
れて、結果としての磁力が最も近い回転子磁極を吸引す
るように、回転子の角度位置に同期させられた所定の順
序で、相の各巻線へ供給される電流を切換えることによ
りトルクが発生される。各相の固定子磁極に最も近い回
転子磁極が向き合う位置を通って回転する前に、その相
において電流は断たれる。さもないと磁気吸引力は負ト
ルクすなわち制動トルクを生ずる。ＳＲモータの場合に
は、サイリスタまたはトランジスタのような一方向電流
スイッチング素子を用いるコンバータにより、回転子の
動きに同期させられた一方向電流パルスを固定子相巻線
へ加えることができるように、発生されるトルクは、相
巻線における電流の流れる向きとは独立している。

【０００６】電子的に整流させられるモータ用のコンバ
ータは、固定子の相電流を回転子の位置と同期してオン
およびオフすることにより動作する。回転子の角度に対
して点弧パルスを正しく位置させることにより、正回転
動作または逆回転動作、および電動機動作または発電機
動作を行わせることができる。通常は、軸位置センサ、
たとえば符号器またはレゾルバ、から回転子位置信号を
制御器へ帰還することにより、相電流を希望通りに整流
できる。小型の駆動装置ではコストの面で、大型駆動装
置では信頼性の面で、および全ての駆動装置では重量お
よび慣性の面で、その軸位置センサをなくすことが望ま
しい。そのために、モータの端子電圧および端子電流を
モニタすることにより、回転子位置を間接的に検出する
ための種々の技術が提案されている。波形検出と呼ばれ
るそのような技術の一つは、逆起電力（ｅｍｆ）に依存
しているから低速では信頼度が低い。別の技術が米国特
許第４，６１１，１５７号および第４，６４２，５４３
号に開示されている。それらの技術においては、ＳＲモ
ータ用の駆動装置を動的に安定させるために平均ｄ．
ｃ．リンク電流が用いられる。そのような技術は帰還情
報の平均的な性質と、ＳＲモータが始動時にジッタ（ｊ
ｉｔｔｅｒ）を起こす傾向があることにより限界がある
と信ぜられる。

【０００７】米国特許第４，７７２，８３９号に開示さ
れている技術においては、ＳＲモータの励磁されていな
い各相へサンプリングパルスが注入される。励磁されて
いない相を、電流の増大および回転子の動きを無視でき
るほど十分に短い時間だけ励磁することにより、回転子
の位置が推測される。励磁されていない相における初め
の電流増大の勾配はインダクタンス決定のために用いら
れる。二つ以上の相をサンプリングすることにより、回
転子の回転の向きが決定される。とくに、各相における
サンプリングにより回転子へ二つの可能な角度が供給さ
れる。二つの角度が可能である理由は、回転子を時計回
りと逆時計回りのいずれの向きにも回転させることがで
きるからである。二つの相をサンプリングし、二つの相
のサンプリングから得た回転子の角度を比較することに
より、正確な回転子角度すなわち実際の回転子角度が識
別される。その理由は、各相により識別される二つの角
度のうちのただ一つが他の相における二つの角度のうち
の一つに等しいからである。この共通の角度は、回転子
の回転の向きに関して回転子の実際の位置として識別さ
れる。予測される回転子角度はインダクタンスの絶対値
から得られる。したがって、制御装置を特定のモータに
正しく整合させねばならない。

【０００８】米国特許第４，５２０，３０２号には、相
巻線のインダクタンスが回転子の位置に依存しており、
かつ回転子が磁極ピッチ分だけ回転するにつれて、その
インダクタンスが最大から最小まで正弦波状に変化する
という事実を利用する、ＳＲモータ用の制御回路が開示
されている。この制御回路は、回転子位置の指示を得
て、モータの閉ループ制御を行うために、適切な一つの
巻線に流れる電流のある特性を測定するように、インダ
クタンスの変化を利用する。前記米国特許第４，７７
２，８３９号に示されている制御装置と同様に、巻線の
インダクタンスの絶対値を決定して回転子位置を求めな
ければならない。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、専用
の電気機械的センサその他のセンサを用いることなし
に、モータの特定の電磁特性とはほぼ独立な方法で回転
子の瞬時位置を検出する、電子的に整流させられるモー
タ用の閉ループ制御器を得ることである。モータ自体に
センサを取付けることは求められない。全ての検出は既
存の電力リードを介して行われる。本発明の別の目的
は、等級は同じであるが、ある範囲の電磁特性を有す
る、多くの種類の電子的に整流させられるモータに使用
できる、電子的に整流させられるモータ用の閉ループ制
御装置を得ることである。本発明の別の目的は、前記諸
特定を有し、かつ良い耐雑音特性を有する、電子的に整
流させられるモータ用の制御装置を得ることである。本
発明の別の目的は、相巻線へ供給される電力信号の解析
を必要とすることなしに、電子的に整流させられるモー
タの位置を遠隔で検出するための回路を得ることであ
る。これに関連して、本発明の関連する目的は、モータ
の制御装置の電力回路の動作を含むことなしに、回転子
の位置を遠隔で検出することである。

【００１０】

【課題を解決するための手段】それらの目的およびその
他の目的は、誘導（Ｌ）素子としてモータの相巻線の一
つを用いる共振タンク回路を含む検出回路により実現さ
れる。発生器が周波数Ｆ₁ の低電力信号をタンク回路の
入力端子へ供給し、回転子の機械的角度θを決定するた
めに、出力信号の電気的特性が検出され、処理される。
回転子が回転すると、相巻線の実効インダクタンスが最
小値と最大値の間の時間にわたって変化する。タンク回
路の抵抗（Ｒ）素子と容量（Ｃ）素子は固定値素子であ
るから、タンク回路の共振周波数Ｆ₀ は１／√Ｌ（ｔ）に比例するようにして時間的に変化する。ここに、Ｌは
タンク回路に含まれている相巻線の可変インダクタンス
である。供給された信号の周波数Ｆ₁ と共振周波数Ｆ₀
の間の差が最小である時に、タンク回路の出力の振幅が
最大であり、供給された信号とタンク回路の出力の間の
位相角が最小である。第１の実施例においては、最大振
幅を検出できるように、抵抗（Ｒ）素子の値はクオリテ
ィ・ファクタ（Ｑ）が比較的大きくなるように選択され
る。第２の実施例においては、最小位相角をより容易に
検出できるように、タンク回路のＱが比較的低くなるよ
うに抵抗（Ｒ）素子の値が選択される。それらの実施例
においては、各相巻線は一対の固定子巻線を通常の構成
で含む。各相巻線は直径の両端に設けられている固定子
磁極を励磁する。しかし、本発明はほぼあらゆる種類の
構成のブラシレス整流モータへ応用できることがわかる
であろう。これに関して、以下に説明するように、タン
ク回路は全相巻線を含むことができ、または相巻線を構
成する一つまたは複数の個別固定子コイルのような相巻
線の一部を含むことができる。

【００１１】

【実施例】まず図１を参照して、従来の典型的な三相磁
気抵抗切換え（ＳＲ）モータ１５は巻線、永久磁石また
は整流器のない回転子１７により特徴づけられる。固定
子１９は比較的少数の銅相巻線（Ａ相のための一対の直
列接続されたコイルＡ₁ とＡ₂ だけが示されている）と
非常に短い端部巻線２３により特徴づけられる。鋼製の
軸２５を中心として回転する回転子１７は透磁性の合金
鋼薄板を単に積層したものである。図１に示すように、
各回転子の積層を切断して、回転子の回転軸から外方へ
放射状に伸び、回転子１７の周縁部を中心として円周方
向に一様な間隔で隔てられるいくつかの凸磁極を形成す
る。回転子１７と同様に、固定子１９も透磁性合金鋼薄
板の積層により構成することが好ましい。後で説明する
ように回転子１７を回転させるために、固定子は回転子
１７における凸磁極３１の数に等しくない数の凸磁極２
７を含む。それらの固定子磁極２７は環状ヨーク２９か
ら内側へ放射状に伸び、ヨークの周囲を円周方向に等間
隔で配置される。

【００１２】図１のＳＲモータは８個の固定子磁極２７
と６個の回転子磁極３１を有する。直径方向に相対する
固定子磁極２７におけるコイルは直列接続されて相巻線
を構成する。この場合にはコイルの数は４個（Ａ，Ｂ，
Ｃ，Ｄ）である。図示を容易にするために、コイル対
Ｂ，Ｃ，Ｄは図１には示されていない。その代わりに、
それらの相巻線に組合わされる固定子磁極に「Ｂ」，
「Ｃ」，「Ｄ」という符号が付けられている。ＳＲモー
タに通じている人ならわかるように、固定子磁極と回転
子磁極の数の異なる組合わせ、たとえば固定子磁極６個
と回転子磁極４個の組合わせが、整流させられる各整流
相に対して回転子の回転角度が公称３０度である三相機
に用いられる。図１に示されている８個の固定子磁極と
６個の回転子磁極の歩進角は１５度である。特定の固定
子磁極２７を識別するために、今後は固定子磁極とそれ
のコイルを参照する。たとえば、図１においては、相Ａ
の固定子磁極は２７（Ａ₁）および２７（Ａ₂）である。
ここに、Ａ₁とＡ₂はＡ相巻線のためのコイル対を構成す
る。Ａ相巻線のコイルＡ₁とＡ₂の励磁により固定子１９
と回転子１７が磁化される。図示のように、この励磁に
より、回転子１７にそれの磁極３１を励磁された固定子
磁極２７（Ａ₁）と２７（Ａ₂）に向き合わせるトルクを
発生させる。そのトルクの磁性は電流の極性には依存し
ない。というのは、回転子１７が固定子１９へ常に磁気
吸引され、励磁された磁極の間の磁路の磁気抵抗を最小
にする向きに回転子が回転するからである。したがっ
て、ＳＲモータは相巻線に、図１に３３で全体的に示さ
れている駆動装置からの一極性電流だけが流れることを
要する。相巻線Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄを順次励磁することによ
り、回転子１７を回転させて、回転子の磁極３１を固定
子１９の励磁されている磁極に同期して向き合わせる
「１相オン」動作を行わせる。従来のやり方で、回転子
の回転と相の同期をとるために必要な回転子位置情報を
軸位置センサ３５が駆動装置３３へ供給する。

【００１３】ＳＲモータにより発生されるトルクは、回
転子磁極３１と固定子磁極２７が回転して向き合うよう
になる時の、それらの磁極により発生される磁束の増加
率に比例する。励磁されている固定子磁極２７（Ａ₁）
と２７（Ａ₂）に対して半径方向に向き合う位置へ回転
子１７が回転するにつれて、空隙の磁気抵抗と磁極の磁
気抵抗は同時に低くなる。ＳＲモータの空隙領域３７と
磁極片３８における磁気飽和がトルク出力を大幅に増加
させることがあることが知られている。これに関して、
出力トルクを増加させるために磁極片を磁気飽和させる
という希望により、製造を合理的に容易にするために空
隙３７の長さをできるだけ短くすることが指示される。

【００１４】図１に示されているＳＲモータ用の駆動装
置３３には、ＳＲモータのＡ相コイルＡ₁とＡ₂を励磁す
るために用いられる基本的な電気回路だけが示されてい
る。駆動装置３３はＢ，Ｃ，Ｄ相のコイルのための類似
の電気回路を含むことがわかるであろう。Ａ相巻線に対
しては、駆動装置３３のスイッチ対３９が閉じられる
と、電源４３からの直流電圧の励振の下にコイルＡ₁と
Ａ₂を流れる電流が増大する。スイッチ対３９が開かれ
ると、電流はダイオード４５と４７を通って流れ、コイ
ルＡ₁とＡ₂は逆電圧が生じる。その逆電圧は巻線に蓄積
されているエネルギーを急速に除去し、かつ急速に回復
する。この励振は各相巻線Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄに対して順次
行われ、モータとしての動作のために、各パルスは最も
近くの回転子磁極を励磁されている固定子磁極に向き合
わせる向きへ動かす。次に図２ａ〜２ｃを参照する。矢
印４９で示すように、回転子１７は固定子磁極の励磁の
順序とは逆の向きに歩進する。これはこの技術において
周知のことである。図２ａ〜２ｃは、基準巻線に対する
低インダクタンスの点の間の機械的回転角度である「ス
トローク角度」だけ回転している、図１に示されている
モータ１５の回転子１７を示す。図２ａ〜２ｃにおい
て、基準巻線はＡ相巻線のＡ₁ である。Ａ相巻線のコイ
ルＡ₂ はコイルＡ₁ と同期してストローク角度（低イン
ダクタンスの連続点）をとることが、電子的に整流させ
られたモータの当業者はわかるであろう。更に、ある相
巻線中の各コイル対は同期させられたストローク角度を
とることも電子的に整流させられたモータにおける当業
者はわかるであろう。回転子１７とともに回転する基準
ベクトルとして矢印４９を用いると、回転子の角度を、
図２ａ〜２ｃに示すように固定子上へ写像された極座標
系に関して角度θとして表わすことができる。その極座
標の原点は回転子１７の回転軸であり、θ／３６０の位
置決定は任意である。与えられた相の任意の磁極対に対
する各ストローク角度の間に、回転子１７にモータとし
て動作させるトルクを発生させるために、関連する巻線
が励磁される。たとえば、図２ａ〜２ｃにおいて、コイ
ルＡ₁，Ａ₂が、図２ａにおける角度θ₁ のいくらか後で
励磁され、図２ｂにおけるθ₂ のいくらか前に転流させ
られる。図２ａ〜２ｃにおけるモータのストローク角度
は６０度である。図１に示すように構成されている８個
の固定子磁極、および６個の回転子磁極の場合には、回
転子の完全な１回転のためには相順序Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄの
６つのストローク角度を要する。図２ａ〜２ｃにより示
唆されている回転子の回転の「歩進」という用語につい
て考えることは、回転子１７の回転を理解するという観
点から助けとなるだけであることに注目すべきである。
実際には、巻線へ供給される電流パルスは、回転子位置
センサ３５に応じて、回転子の特定の角度θで生ずるよ
うに制御器５１により制御される。かみ合いなしに連続
回転させるために、電流の転流が特定の回転角度θで行
われるように転流が制御される。これは、固定子磁極２
７と回転子磁極３１が向き合う前に、相巻線が十分に非
励磁状態にされることを一般的に意味する。

【００１５】モータとしての動作についてのより詳しい
説明について簡単に触れると、ある相巻線のインダクタ
ンスが増大する時間中（すなわち、その相の回転子磁極
が固定子磁極へ接近している間）に相巻線が励磁された
時に、ＳＲモータにおけるモータ動作のトルクが発生さ
れる。先に説明したように、回転が起こると、与えられ
た相巻線のインダクタンスが周期的に変化する。ある相
巻線のインダクタンスＬがその相巻線を流れる電流とは
独立であるという最も簡単な仮定を行うと、図２ａ〜２
ｂに示されているコイルＡ₁ に対してそのインダクタン
スの変化が図３に示されている。ある回転子角度θ₁
（図２ａ）においては第１の回転子磁極は固定子磁極と
は向き合わない。回転子が連続回転すると、回転子角度
θ₂ において回転子磁極が固定子磁極に向き合う（図２
ｂ）。図からわかるように、コイル（したがって巻線）
のインダクタンスＬは、回転子磁極が固定子磁極に向き
合った時に最大である。

【００１６】ＳＲモータの連続回転に対しては、巻線へ
供給される典型的な励磁電流パルスの、回転子回転角度
θ₁ の時間に対するタイミングが図４に示されている。
整流時刻Ｔ₁ までの時間中に、スイッチ対３９（図１参
照）の開閉により、すなわち、パルス幅変調により、電
力が制御可能に供給される。許容できるリップルトルク
だけでモータとしての動作を行わせるために、機械的回
転角度θ₂ に達するより前の時刻に整流時刻Ｔ₁ が起こ
る。すなわち、固定子磁極２７と回転子磁極３１が向き
合う前に相巻線が転流させられる。また、インダクタン
スＬが増大する時間中に整流することにより、最大の電
力をモータ動作のために変換でき、最小の電力を発電の
ために変換できる。いいかえると、電流Ｉによりある相
が励磁されている間に、電力のいくらかが機械的出力へ
変換され、いくらかが磁界中に蓄積され、いくらかは銅
または鉄の内部で失われる。転流後の時間中は、回転子
１７の連続回転により電力が電源へ部分的に戻され、部
分的に別の機械的出力および損失へ変換される。

【００１７】図１に示されているようにＡ相巻線に関連
する向き合う固定子磁極２７（Ａ₁）と２７（Ａ₂）で
は、一つの磁極面２７ａがＮ極で、他の磁極面がＳ極で
あるように、コイルＡ₁とＡ₂は磁極に巻かれる。この構
成では、磁束路は、実線５１により示されているよう
に、回転子１７と、固定子１９の継鉄２９の周囲とを通
る。Ｂ相巻線により固定子磁極２７（Ｂ₁）と２７
（Ｂ₂）が励磁されると、関連するコイル（図示せず）
はＡ相巻線Ａ₁とＡ₂により発生される磁束パターンに類
似する磁束パターンを発生する。Ｃ相の固定子磁極２７
（Ｃ₁）と２７（Ｃ₂）および２７（Ｄ₁）と２７（Ｄ₂）
に対する磁束パターンは類似する。

【００１８】図５に示されている本発明の実施例におい
ては、インターフェイス５３が図１および図２ａ〜２ｃ
に示されているＳＲモータ１５のための制御装置を含
む。インターフェイス５３はシステム制御器（図示せ
ず）から情報を受け、情報をそのシステム制御器へ供給
する。そのシステム制御器はモータ１５の機能を、装置
により実行される他の機能と統合する。それの最も簡単
な態様においては、システム制御器は人間であって、バ
スインターフェイス５３はパネルスイッチを有する。バ
スインターフェイス５３は従来の構成のものであって、
システムバス５７を介して受けた速さ指令と、向き指令
と、トルク指令とをモータ制御器５５へ供給する。モー
タ１５の実際の速さとトルクの値はモータ制御器５５に
より取り出され、システムバス５７を介してシステム制
御器へ帰還される。

【００１９】各相巻線のコイルを励磁するための電流は
電源Ｖ＋から供給される。各相コイル対Ａ₁とＡ₂、Ｂ₁
とＢ₂、Ｃ₁とＣ₂またはＤ₁とＤ₂はスイッチＴ１ａ〜Ｔ
１ｄの一つに直列接続される。それらのスイッチはパワ
ーＭＯＳＦＥＴで構成することが好ましい。モータ制御
器５５からの駆動信号は抵抗Ｒ１ａ〜Ｒ１ｄを介して各
スイッチＴ１ａ〜Ｔ１ｄのゲートへ供給される。各駆動
信号はスイッチＴ１ａ〜Ｔ１ｄの一つを切換え周波数Ｆ
_S でオン、オフする。スイッチＴ１ａ〜Ｔ１ｄの一つを
閉じることにより、直列接続されているコイル対と、ス
イッチと、抵抗Ｒ２ａ〜Ｒ２ｄの一つを含むそれぞれの
電力回路に電流が流される。従来のやり方で、各抵抗Ｒ
２は電力回路を流れる電流を検出し、その電流の大きさ
を示す信号を線５９を介してモータ制御器５５へ供給す
る。モータ制御の分野において周知のように、希望のト
ルクを得るレベルに電流を維持するために、モータ制御
器５５は線５９を介して供給された信号に応じて、スイ
ッチＴ１ａ〜Ｔ１ｄのゲートへ供給された信号をパルス
幅変調（ＰＷＭ）する。

【００２０】本発明の一つの重要な面は、回転子１７の
位置を決定するために、ＳＲモータの相巻線を含むタン
ク回路へ周波数Ｆ₁ の低電力信号が供給される。スイッ
チＴ₁ の動作を固定子磁極に対す回転子１７の位置に同
期させるために、タンク回路の出力が処理および分析さ
れる。タンク回路は誘導（Ｌ）素子と、抵抗（Ｒ）素子
と、容量（Ｃ）素子とを含む。誘導素子（Ｌ）はＳＲモ
ータの相巻線の一つである。図３を参照して説明したよ
うに、相巻線のインダクタンス値は回転子の角度に依存
する。抵抗素子（Ｒ）の値と容量素子（Ｃ）の値は一定
であるから、供給された低電力信号に対するタンク回路
の特性応答は回転子の位置に依存する。検出回路がタン
ク回路に応答して、タンク回路の特性応答の一つの相対
的な変化の結果として生ずる所定の事象を検出する。検
出回路は相対的な変化を検出するから、タンク回路の誘
導素子（Ｌ）の絶対値を知る必要はない。したがって、
本発明の検出回路を含む制御装置を、抵抗素子（Ｒ）と
容量素子（Ｃ）の値を調節することなしに、関連するモ
ータへ応用できるが、ほぼ独立している設計のモータは
抵抗（Ｒ）素子と容量（Ｃ）素子との値を独立に決定す
ることを同様に要する。

【００２１】本発明の第１の実施例においては（図５〜
１０）、タンク回路には各電源回路が組合わされる。第
２の実施例（図１１〜１９）においては、電源回路の一
つに関連してただ一つのタンク回路が用いられる。しか
し、両方の実施例においては、タンク回路は一つの相の
ための巻線を定める両方の固定子コイルを含む。ここで
用いる「相巻線」という用語は、相により駆動される全
ての固定子コイルまたはそれらのコイルの任意の部分を
含む。たとえば、タンク回路に組込まれている「相巻
線」は、相により駆動される全てのコイル、または相に
より駆動される二つのコイルのうちの一つとすることが
できる。各タンク回路の抵抗（Ｒ）素子と容量（Ｃ）素
子はスイッチＴ１ａ〜Ｔ１ｄの一つに並列であり、各相
巻線対はスイッチＴ１ａ〜Ｔ１ｄの一つに直列であり、
かつ、一つのタンク回路抵抗（Ｒ）素子と容量（Ｃ）素
子にも直列である。このような構成の結果として、タン
ク回路は電源回路の機能を妨害しないように動作するこ
とになる。更に、供給される信号の周波数Ｆ₁ は切換え
周波数Ｆ_S より十分に高いから、それらは別々の周波数
領域でほぼ動作する。このためにタンク回路および関連
する検出器の機能から電源回路の機能が更に分離させら
れる。更に詳しくいえば、切換え周波数Ｆ_S の範囲は低
端部（静的条件）における零から、モータ自体の設計特
性に典型的に依存する最高値までを含む。

【００２２】図２ａ〜２ｃおよび図５に示されているモ
ータには、８個の固定子磁極と６個の回転子磁極があ
る。回転子を１回転させるためには、各相を６回励磁せ
ねばならない。１分間３００００回転という高速回転を
させるためには、各相を１分間当り１８００００回転流
させる。その１分間当り１８００００回というのは３０
００Hzの周波数Ｆ_S に相当する。これとは対照的に、供
給信号の周波数Ｆ₁ は２００００〜１０００００Hzの範
囲であることが好ましい。図５に示されている本発明の
第１の実施例においては、共振周波数Ｆ₀ がタンク回路
中の相巻線のインダクタンスＬとともに時間的に変化し
た時のその共振周波数の少なくともいくつかの値に対し
て周波数Ｆ₁ を含む共振包絡線を含むようにタンク回路
を同調するために、容量（Ｃ）素子の値と抵抗（Ｒ）素
子の値が選択される。これに関して、本発明の直列接続
されているタンク回路の共振周波数Ｆ₀ を次式のように
して表わすことができる。Ｆ＝１／２π√ＬＣここに、Ｌは相巻線のインダクタンスの動的な値、Ｃは
容量素子の静的な値である。回転子１７が図３に示すよ
うにして回転したのに応じて相巻線のインダクタンスＬ
が最小値と最大値の間で変化するにつれて、共振周波数
Ｆ₀ は最高値と最低値の間で変化する。

【００２３】共振周波数Ｆ₀ と周波数Ｆ₁ の間の差が最
小であると、検出回路がタンク回路からの出力信号の最
大振幅を検出する。出力信号の振幅が最大であるのは周
波数がＦ₁ の時である。タンク回路からの出力の振幅を
機械的角度θ₁ で最大にするためには、すなわち、回転
子の磁極が相巻線の直径の両端における固定子磁極２７
に向き合わないと、供給される周波数Ｆ₁ を共振周波数
Ｆ₀ の最高値より高くか、その最高値に等しくなければ
ならない。注入される周波数Ｆ₁ は共振周波数Ｆ₀ に等
しいことが好ましいが、タンク回路の出力の振幅が検出
可能な程度に増大するように、最高共振周波数により定
められる共振包絡線内にあることが好ましい。図５に示
されている第１の実施例においては、タンク回路の各検
出回路は、周波数Ｆ₁ の共振振幅を検出して、検出のタ
イミングを制御回路５５へ供給するセンサ処理回路６１
ａ〜６１ｄを有する。共振のタイミングのこの指示は、
スイッチＴ１ａ〜Ｔ１ｄへ供給される駆動信号のタイミ
ングと転流を制御するためにモータ制御回路５５により
用いられる。各相巻線対Ａ₁とＡ₂、Ｂ₁とＢ₂、Ｃ₁と
Ｃ₂、Ｄ₁とＤ₂ は図５に示すようにタンク回路５９ａ〜
５９ｄに組込まれる。イネイブリングスイッチ６９ａ〜
６９ｄのうちの関連する一つが閉じられた時に、各タン
ク回路５９ａ〜５９ｄの出力がそれぞれのセンサ処理回
路６１ａ〜６１ｄへ加えられる。センサ処理回路６１ａ
〜６１ｄからの並列出力がＯＲゲート６３へ加えられ
る。そのＯＲゲートは４個の出力を直列にモータ制御回
路５５の入力端子５５へ供給する。そのモータ制御回路
が検出回路からの信号にどのようにして応答するかにつ
いては図８を参照して詳しく説明する。

【００２４】供給される信号Ｆ₁ を発生するために、信
号発生器６５がコンデンサ６７ａ〜６７ｄを介して各駆
動回路へ容量結合される。あるいは、図５の回路点７０
にトランス結合により信号Ｆ₁ を供給できる。トランス
結合は電源回路に第２の巻線を設けることを必要とし、
その第２のために系に望ましくない損失を導入するか
ら、発明者等は信号発生器６５を容量結合することを好
む。更に、図示のように、相巻線対とスイッチＴ１ａ〜
Ｔ１ｄの関連する一つを接続する各電源回路中の回路点
へ信号を供給するために容量結合を使用できる。信号発
生器６５は通常の構成のものであって、信号発生器６５
の出力端子を電源Ｖ＋の直流電圧から切離すように、信
号発生器と電源回路の間にコンデンサを単に付加するだ
けで容量結合を行うことができる。トランス結合と容量
結合は良く機能するが、上記諸理由から、容量結合の方
が好ましい。

【００２５】回転子１７の各ストローク角中に、供給さ
れる信号の周波数Ｆ₁ と共振周波数Ｆ₀ の間の差が最小
になることを予測できることが時にあるから、相巻線の
変化するインダクタンスに応じて、共振周波数Ｆ₀ の値
が変化するにつれて、関連するタンク回路の出力が最大
振幅に達することを予測できる。第２の実施例について
詳しく説明するように、供給された周波数Ｆ₁ と共振周
波数Ｆ₀ の間の最小差は、供給された信号とタンク回路
の出力との間の最小位相差を与えるものと予測すること
もできる。タンク回路の出力端子における最大振幅／最
小移相量の「事象」が、各ストローク角のある部分中に
起こるものと予測できる。この最大振幅／最小移相量は
モータのそれぞれの相の最適ターンオン時刻より前に起
こる。したがって、相巻線が能動タンク回路の一部であ
る時に、その相巻線は相互磁束（他の相巻線からの）の
みを有するから、モータ速度および飽和／荷重効果は最
小である。ストローク角内の最大振幅／最小移相量事象
のタイミングの予測可能性により、検出回路の一つに組
合わされているスイッチ６９ａ〜６９ｄの各々が、スト
ローク角の期間の一部だけに対してタンク回路を選択的
に可能状態にすることが許される。出力信号の最大振幅
を検出する必要がある時だけタンク回路を可能状態にす
ることにより、タンク回路の抵抗（Ｒ）素子によるどの
ような電力消費も最小にされる。更に、タンク回路を選
択的に可能状態にすることにより、制御装置の耐雑音性
を良くすることが助けられる。

【００２６】また、相巻線を基準にした各ストローク角
の間に、センサ処理回路６１ａ〜６１ｄのうちの関連す
る一つのセンサ処理回路の出力が次の事象を検出するた
めにリセットされることが時にある。スイッチ６９ａ〜
６９ｄへ供給される可能化信号と、センサ処理回路へ供
給されるリセット信号は、後で図８を参照して説明する
ように、モータ制御回路により供給される。バスインタ
ーフェイス５３はシステム制御器バス５７からデジタル
信号を受ける。バスインターフェイス５３はバスからの
デジタル命令を復号して向き指令（順／逆）と、トルク
および速さの大きさ指令をモータ制御器５５へ供給す
る。モータ制御器５５はバスインターフェイス５３が符
号化して、利用可能にするトルク信号および速さ帰還信
号をシステム制御器バス５７へ供給する。

【００２７】第１の実施例のために図５と図６を参照し
て、各センサ処理回路６１ａ〜６１ｄは、増幅器７３，
７５と、比較器７７と、２進状態メモリ７１とで構成さ
れている絶対値回路７２で構成される。各センサ処理回
路６１ａ〜６１ｄは同一であるから、ここではＡ相に関
連するセンサ処理回路６１ａだけについて詳しく説明す
る。絶対値回路７２は、タンク回路の出力端子に現われ
る周波数Ｆ₁ の包絡線の振幅の絶対値をトラッキング
し、その絶対値の平均値の維持も行う。スイッチ６９ａ
が閉じられていると、図６に示すようにタンク回路の出
力端子は接地される。スイッチ６９ａは通常のトランジ
スタで構成され、そのトランジスタのベースがモータ制
御回路５５からの「Ａイネイブル」信号によりドライブ
される。その「Ａイネイブル」信号が活動状態である
と、タンク回路の出力端子はスイッチ６９ａによってア
ースから切離される。図６に示すように、直列接続され
ている容量（Ｃ）素子と抵抗（Ｒ）素子の間の回路点に
おいてタンク回路の出力は取出される。容量（Ｃ）素子
はコンデンサ７９であり、抵抗（Ｒ）素子は抵抗８１で
ある。

【００２８】絶対値回路構成にある演算増幅器７３と７
５はタンク回路の出力端子８３における信号Ｓ₁ を検波
する。その信号の周波数は供給周波数Ｆ₁ である。これ
に関して、タンク回路の出力は、図８に１．５ストロー
ク角に対する波形Ｓ₁ として示されている。ストローク
角中の、Ｃ相とＤ相の相巻線が励磁されている期間中に
スイッチ６９ａは可能状態にされる。したがって、出力
端子８３における信号Ｓ₁ は、ストローク角の初めの半
分は基準アースへ接地される（すなわち、Ａ相のストロ
ーク角が励磁順序Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄにあると仮定して、Ａ
相とＢ相の励磁）。図１に示されているモータ１５の構
成のために、および図示の１相オン制御のやり方のため
に、Ｃ相またはＤ相の励磁中に回転子磁極は固定子磁極
に向き合わない（図２ａ）ことが時にある。したがっ
て、出力端子８３は、センサ処理回路の演算増幅器７３
へ供給される信号Ｓ₁ と自由に通信するように、Ｃ相と
Ｄ相の励磁中は「ＥＮＡＢＬＥＡ」信号は活動状態に
ある。

【００２９】信号Ｓ₁ は絶対値回路７２により全波整流
されて、図８に波形Ｓ₂ として示されている信号Ｓ₂ を
生ずる。その波形は波形信号Ｓ₁ の振幅包絡線である。
抵抗８５とコンデンサ８７を含むＲＣ回路８４により信
号Ｓ₂ の移動平均値が供給される。信号Ｓ₂ の移動平均
値が図８に波形Ｓ₃ により示されている。波形がＳ₁と
Ｓ₂ である２つの信号は、演算増幅器７８を含む比較器
７７の入力端子へ供給される。その演算増幅器は２状態
信号である波形Ｓ₄ の出力信号を発生する。その信号Ｓ
₄ の状態は、タンク回路からの出力（波形Ｓ₂ ）の瞬時
振幅が出力（波形Ｓ₃ ）の平均振幅より小さいか、大き
いかに依存する。比較器の出力端子における信号Ｓ₄ は
波形Ｓ₄ で示すように方形波であって、この方形波の立
上り縁部がＳＲフリップフロップ７１のＱ出力を高くセ
ットする。そのＱ出力は図８に波形Ｓ₅ で示されてい
る。ＯＲゲート６３へ供給される波形Ｓ₆ の信号が図示
のように一時的パルスであるように、そのＱ出力はＯＲ
ゲート６３の入力端子へ直列サイクル８８を介して容量
結合される。

【００３０】各センサ処理回路６１ａ〜６１ｄは、図８
に示されている波形Ｓ₆ に類似する信号を図５に示され
ているＯＲゲート６３へ供給する。各センサ処理回路６
１ａ〜６１ｄは、独特の相巻線対を含んでいる異なるタ
ンク回路に応答しているから、論理和をとられた信号
は、波形Ｓ₇ により示されているように、回転子磁極と
固定子磁極の順次向き合いのタイミングをマークする、
隔てられている一連の信号となる。波形Ｓ₇ の信号はフ
ェーズロックループ（ＰＬＬ）９１の位相比較器Ａ（Ｐ
ＣＡ）入力端子へ供給される。そのＰＬＬは図７に示さ
れているモータ制御回路の一部である。ＰＬＬ９１はモ
トローラ（Ｍｏｔｒｏｌａ）ＭＣ１４０４６Ｂのような
市販の装置で構成できる。ＰＬＬ９１は入力ＰＣＡにお
ける波形Ｓ₇ の信号の位相を入力端子ＰＣＢにおける信
号の位相に固定する。位相比較器Ｂ（ＰＣＢ）の入力端
子における信号は帰還ネットワークから供給される。こ
の帰還ネットワークの入力はＰＬＬ９１の出力信号であ
る。確度の低下と、応答時間が長くなることを許すこと
ができるのであれば、センサ処理回路を一つまたは二つ
だけ用いて、波形Ｓ₇ により行われる帰還機能を実現で
きる。全部で四つのセンサ処理回路６１ａ〜６１ｄより
少ないセンサ処理回路を使用するものとすると、ＰＬＬ
９１のＶＣＯ出力５８の周波数は相Ａ〜Ｄの励磁の順序
づけを直接行うためには用いられない。その代わりに、
ＰＬＬ／ＶＣＣ出力から得られる適切に分周されたパル
ス列が用いられる。たとえば、センサ処理回路が二つ用
いられるとすると、波形Ｓ₇とＳ₈のパルス周波数は図５
に示されている四つのセンサ処理回路に対して示されて
いる周波数の半分である。その場合には、ＶＣＯの出力
信号はカウンタおよび論理回路９９により２分の１に分
周されてから可変遅延器９３の入力端子へ加えられる。

【００３１】図７に示されている回路中の帰還ネットワ
ークは、ＰＬＬ９１の出力信号とＮＡＮＤゲート９５の
出力信号を受ける可変遅延回路９３を有する。そのＮＡ
ＮＤゲートの二つの入力端子は可変遅延回路９３からの
出力とＰＬＬからの出力を受ける。可変遅延回路９３
は、図８に示されている波形Ｓ₇ の入力信号と波形Ｓ₈
の出力信号の間に、波形Ｓ₇ およびＳ₈ として識別され
ている相遅延を実効的に挿入する。遅延９７は、ステッ
ピングモータの機能に類似するコッギング（ｃｏｇｇｉ
ｎｇ）回転ではなくて、連続モータ動作を確実に行わせ
る回転子角で相巻線が励磁および転流させられることを
意図するものである。

【００３２】図１０を参照して詳しく説明するように、
可変遅延回路９３により挿入される遅延９７は所定の速
さ、およびその後の速度低下までの固定された時間であ
る。固定された時間遅延はモータ速度と「遅延角度」の
間の関係を直線的にする。遅延角度は特定の遅延時間９
３の間に回転子１７が回転する角度θを指す。低速度に
おいては、角度遅延は小さくて重要ではない。高速度に
おいては、大きい角度遅延が起きる。１００００ＲＰＭ
までの速度に対する固定遅延は、相の励磁と、相巻線に
おける電流の立上りとの間に図３に示すようなタイミン
グ関係を確保するために適切な補償を行うことを発明者
は見出した。１００００ＲＰＭ以上の回転速度において
は、可変遅延回路９３により挿入される遅延９７は、一
定の機械的角度を保持するために調整される。回転子の
速度をより高くするためには、回転子の速度が上昇する
と直ちに相巻線を励磁できるように調整する必要があ
る。その理由は、電力パルスに対する相巻線の反応時間
が不変だからである。

【００３３】ＰＬＬ９１の出力端子から、波形Ｓ₈ が通
常のアップ／ダウンカウンタおよび論理回路９９のクロ
ック（ＣＫ）入力端子へ供給される。そのアップ／ダウ
ンカウンタおよび論理回路９９はクロック入力端子にお
ける連続パルスに応じて順次動作させられる活動状態出
力Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄを有する。各出力はスイッチＴ１ａ〜
Ｔ１ｄのうち、相巻線Ａ₁とＡ₂、Ｂ₁とＢ₂、Ｃ₁とＣ₂、
Ｄ₁とＤ₂の一つに直列である一つのスイッチに対してゲ
ート駆動を行う。とくに、出力Ａは相巻線Ａ₁とＡ₂ に
組合わされているスイッチＴ１ａのゲートを駆動し、出
力Ｂは相巻線Ｂ₁とＢ₂に組合わされているスイッチＴ１
ｂのゲートを駆動する、等である。カウントアップ（す
なわち、順序Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ）またはカウントダウン
（すなわち、順序Ｄ，Ｃ，Ｂ，Ａ）するためにカウンタ
および論理回路９９の出力Ａ〜Ｄを順序づけることがで
きる。カウントの向きは、相巻線対が時計回り、または
逆時計回りの向きに順序づけられるかを決定する。それ
は回転子１７の向きを決定する。したがって、カウンタ
および論理回路９９のアップ／ダウン入力端子への向き
指令は回転子の回転の向きを決定する。向き指令は図５
に示されているシステム制御器からバスインターフェイ
ス５３を介して取出される。

【００３４】カウンタおよび論理回路９９からのベース
駆動信号Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄはパルス幅変調器（ＰＷＭ）１
０１ａ〜１０１ｄの一つにおいて波形を整えられる。各
ＰＷＭ１０１ａ〜１０１ｄの内部構成は互いに同一であ
るから、図７にはＰＷＭ１０１ａの構成だけが詳しく示
されている。ＰＷＭ１０１ａについての以下の説明は、
ＰＷＭへの入力がカウンタ９９からの出力の種々の組合
わせであることを除き、他の各ＰＷＭ１０１ｂ〜１０１
ｄに対しても等しく適用される。ＰＷＭ１０１ａにおい
ては、出力パルスＡがＡＮＤゲート１０３の一つの入力
端子へ加えられる。ＡＮＤゲート１０３の他の入力端子
はリミット回路１０５から信号を受ける。その信号はモ
ータ１５の速度特性およびトルク特性に応答するパルス
幅変調された信号である。ＡＮＤゲート１０３は出力パ
ルスＡをリミット回路１０５によりパルス幅変調を実効
的に行わせる。このパルス幅変調された信号は相巻線Ａ
₁とＡ₂に組合わされているスイッチＴ１ａのゲートを直
接駆動する。ＯＲゲート１０７がカウンタおよび論理回
路９９からＣ出力とＤ出力を受け、それの出力をスイッ
チ６９ａへ供給する。その出力は、ストローク角の相Ｃ
とＤの間中タンク回路を可能状態にする。図８に示され
ている波形Ｓ₁〜Ｓ₈からわかるように、モータとして動
作させるために、Ａ相コイルＡ₁とＡ₂の固定子磁極に回
転子が向き合っていない時に相対Ｃ₁とＣ₂またはＤ₁と
Ｄ₂が励磁されることを予測できるように、相巻線対の
励磁順序は回転子角度より進む。イネイブル信号がスイ
ッチ６９ｂ〜６９ｄに対する他のＰＷＭ１０１ｂ〜１０
１ｄにおいて同様に取出される。カウンタおよび論理回
路９９の出力端子Ａはリセット信号をＲＳフリップフロ
ップ７１へ供給する。

【００３５】可変遅延器９３とリミット回路１０５を制
御するために、周波数−電圧変換器１０９がＱＲゲート
６３から出力を受ける。波形Ｓ₇ を構成する信号の周波
数はモータの回転数を示す。この周波数を電圧へ変換
し、その電圧を、指令速度を表わす基準電圧と比較する
ことにより、速度誤差すなわちセット信号を定めること
ができる。第１の実施例においては、周波数−電圧変換
器１０９からの電圧は通常のバッファ１１１へ供給され
る。そのバッファは、利得増幅器として構成されている
演算増幅器１１３へ、抵抗１１５による負帰還を介して
電圧を供給する。バッファ１１１からの電圧は演算増幅
器の負入力端子へ供給され、指令速度に応答する基準電
圧１１７が正入力端子へ加えられる。演算増幅器１１３
の出力端子における電圧の値は、基準電圧１１７とバッ
ファ１１１からの電圧との差に直線的に依存する。バッ
ファ１１１からの電圧はモータ１１５の実際の速度を反
映するから、その電圧は速度帰還信号としてシステム制
御器へ帰還される。また、演算増幅器１１９は抵抗Ｒ２
ａ〜Ｒ２ｄ（図５）により検出された電流を加え合わ
せ、トルクをシステム制御器へ帰還するために構成され
る。

【００３６】演算増幅器１１３からの速度誤差信号は各
リミット回路１０５により受けられ、実際のモータ速度
を反映する、バッファ１１１からの電圧が可変遅延回路
９３へ供給される。各リミット回路１０５（図９参照）
は正帰還および負帰還のネットワークを有するように構
成された演算増幅器１２１を有する。各ネットワークは
コンデンサ１２３または１２５と、抵抗１２７または１
２９の並列接続で構成される。それらのネットワークは
ヒステリシス効果をもたらす。すなわち、ひとたびオフ
状態にされると、駆動電流がターンオンレベルの一部
（例えば８０％）へ減少するまで、増幅器１２１はオン
状態へは戻らない。増幅器１２１の正入力端子における
電圧は、図７に示されている演算増幅器１１３からの速
度誤差信号である。速度誤差信号は動的な直流電圧であ
り、演算増幅器１２１の負入力端子における信号は、Ａ
相巻線のための駆動回路において発生された電流パルス
を表わす一連のパルスである。

【００３７】Ａ相巻線のコイルが励磁されると、相巻線
を流れる電流が図４に示すように増大する。検出抵抗Ｒ
₂ からの電圧が速度誤差またはセット電圧に関して高す
ぎるものとすると、増幅器１２１の出力は小さくなり、
ＮＡＮＤゲート１０３（図７）は閉じられる。相電流が
８０％レベルへ減少するまで増幅器１２１は停止状態を
維持する。ＡＮＤゲート１０３が閉じられている結果と
して、カウンタおよび論理回路９９からの出力Ａはスイ
ッチＴ１ａのベースから遮断される。ベースの駆動が行
われていないから、スイッチＴ１ａは開き、Ａ相電流は
急激に減少する。それに対応して増幅器１２１の負入力
端子における電圧が８０％レベルまで急激に低下し、増
幅器の出力は高い状態へ戻る。その高い出力はＡＮＤゲ
ート１０３を開いて、カウンタおよび論理回路９９の出
力端子Ａからの信号を通す。ＡＮＤゲート１０３のこの
開閉サイクルは、出力端子Ａにおける信号が低くなるま
で続く。その信号が活動状態である間は、速度セットの
値は、リミット回路１０５から得たパルス幅変調のデュ
ーティサイクルを決定する。その理由は、ここで説明し
ている実施例では一定負荷が仮定されているかである。

【００３８】図１０に示されている可変遅延回路９３
は、可変持続時間単安定マルチバイブレータすなわちワ
ンショット１３１を用いる。このワンショット１３１は
モトローラ（Ｍｏｔｏｒｏｌａ）ＭＣ１４５２８または
類似の装置を用いて実現される。典型的には、ＲＣネッ
トワークがこの装置のタイミングをセットする。図１０
において、ワンショット１３１はタイミングコンデンサ
１３３を有するが、典型的な抵抗は、一対のトランジス
タ１３５と１３７および支持抵抗で構成された電流源で
置換される。ワンショット１３１の「オン」時間はコン
デンサ１３３の値およびトランジスタ１３５と１３７を
流れる電流の振幅に比例する。その電流は電流ミラー１
３９における電流に比例し、この電流は図７におけるバ
ッファ１１１からの速度信号に比例する。電流ミラー１
３９のしきい値をこえた後では、ワンショット１３１の
「オン」時間はモータ速度の上昇に伴って短くなる。こ
のようにして図２０に示すような遅延対速度特性が実現
される。この特性は、電流ミラーのしきい値に達するま
での一定の時間（増大する角度）遅延と、それからしき
い値をこえる短くなる時間（一定角度）遅延とを有す
る。この遅延は、図８の波形Ｓ₇とＳ₈における９７に示
すように、ＰＬＬ９１のＶＣＯ出力により開始される。
ＶＣＯ出力端子からの信号Ｓ₈ はワンショット１３１を
トリップするが、ワンショット１３１のＱ（バー）出力
が高レベルへ戻るまではＡＮＤゲート１４１の出力は低
レベルを保つ。したがって、ＶＣＯ出力（波形Ｓ₈ ）の
前縁部がワンショット１３１の「オン」時間の長さだけ
遅らされる。図７に示すＰＬＬ９１はそれの入力（ＰＣ
ＡとＰＣＢ）の前縁部をほぼ一致させるから、ワンショ
ット１３１により引き起こされる帰還遅延はＰＬＬ９１
のＶＣＯ出力を、ＰＬＬ９１のＰＣＡ入力（図８の波形
Ｓ₇ ）をこの同じ遅延時間だけ進ませる。

【００３９】次に、図１１〜１９に示されている本発明
の第２の実施例について説明する。タンク回路に組込ま
れている相巻線のインダクタンス（Ｌ）により共振周波
数が時間的に変化するにつれて、供給周波数Ｆ₁ が好ま
しくは共振周波数の最低値と最高値の間に入るように共
振周波数Ｆ₀ を持つタンク回路に同調させるために容量
（Ｃ）素子の値と抵抗（Ｒ）素子の値が第１の実施例に
おけるように選択される。第１の実施例と同様に、図３
に示すように回転子１７の回転に応じて相巻線のインダ
クタンス（Ｌ）が最小値と最大値の間で変化するにつれ
て、共振周波数Ｆ₀ が最高値と最低値の間で変化する。
しかし、第１の実施例とは異なって、本発明の第２の実
施例は、タンク回路によりひき起こされる注入周波数Ｆ
₁ の位相の変化に対して感度を持つように構成される。
共振周波数Ｆ₀ が最高であると、タンク回路の出力端子
における信号（図１５）の位相進みが、タンク回路へ注
入された信号Ｆ₁ に関して最大である。共振周波数Ｆ₀
が最低であると、タンク回路の出力信号の位相遅れは注
入された信号Ｆ₁ に関して最大である。

【００４０】共振周波数Ｆ₀ が供給信号の周波数Ｆ₁ に
等しいと、タンク回路の出力は供給信号と同相である、
すなわち、移相量が零である。第２の実施例は振幅では
なくて移相量を検出するから、タンク回路は異なって同
調できる。とくに、Ｑを高くするために、第１の実施例
においては抵抗素子（Ｒ）の値が小さくされる。しか
し、第２の実施例においては、回転子１７の位置の分解
能を高くする目的で移相量を比較的大きくするために抵
抗素子の値が選択される。更に、第１の実施例において
は、供給信号は最高共振周波数Ｆ₀ より少し高い周波数
を持つように選択することが好ましく、第２の実施例に
おいては、供給信号の周波数Ｆ₁ は、後で詳しく説明す
るように、共振周波数Ｆ₀ の周波数帯内に含まれること
が好ましい。

【００４１】図１１ａ〜１１ｂを参照して、タンク回路
の容量素子（Ｃ）と、誘導素子（Ｌ）と、抵抗素子
（Ｒ）との値および供給信号Ｆ₁ の周波数を正しく選択
することにより、タンク回路の出力端子における信号の
位相角φが供給信号Ｆ₁ に関して変化する。タンク回路
の容量素子（Ｃ）と抵抗素子（Ｒ）の値を、タンク回路
に組込まれているモータ巻線のインダクタンス（Ｌ）に
正しく比例して選択するものとすると、図１１ａまたは
図１１ｂに示す関係のいずれかを得るために注入信号Ｆ
₁ の周波数を選択できる。

【００４２】図１１ｂに示すやり方では、タンク回路の
出力の位相角φが、供給信号に関して最大位相遅れと最
小位相遅れの間で変化するように、タンク回路の値と注
入信号Ｆ₁ の値が選択される。共振周波数Ｆ₀ に関して
は供給信号の周波数Ｆ₁ を含む共振周波数の範囲を有す
るようにタンク回路は同調される。図１１ａにおいて、
移相量Δφは最小位相遅れと最大位相遅れの間で変化す
る。共振周波数Ｆ₀ に関しては、注入信号の周波数Ｆ₁
を含まない共振周波数範囲を有するようにタンク回路は
同調される。図１１ｂに示すように最大位相進みと最大
位相遅れの検出は最小位相遅れおよび最大位相遅れの検
出より好ましい。というのは、図１１ａと図１１ｂの二
つの波形中のハッチングを施されている領域の比較によ
り示されているように、移相角Δφが大きいからであ
る。移相量が大きいと回転子の位置の分解能が高くな
る。供給信号Ｆ₁ 自体を移相して、タンク回路の出力よ
り位相を進ませることができることに注目することが重
要である。図１５において、部品１５７ａは供給信号の
位相を更に進ませる。

【００４３】図１２のインピーダンスベクトル図は、タ
ンク回路のリアクタンス部Ｉｍ［Ｚ］および抵抗部Ｒｅ
［Ｚ］と、供給周波数Ｆ₁ とに対する位相角φのダイナ
ミックレンジの感度を示す。ここに、リアクタンス部Ｉ
ｍ［Ｚ］は（ωＬ−１／ωＣ）に等しい。図１２のインピーダンスベクトル図は、移相
量Δφの最大値が最大進み位相と最大遅れ位相の間で生
ずることを実証する。したがって、位相の進みと遅れの
間で移相を行わせるために、タンク回路中の誘導素子
（Ｌ）のリアクタンスと容量素子（Ｃ）のリアクタンス
を平衡させることが望ましい。また、タンク回路の抵抗
素子（Ｒ）の値を小さくすることも望ましいようであ
る。そうすると、一対の相巻線のインダクタンス（Ｌ）
の値が変化するにつれて、結果としてのインピーダンス
ベクトルが、たとえば図１２に示されているΔφ₂ のよ
うな最大のダイナミックレンジを有する実数軸を中心と
してある角度（移相）掃引する。

【００４４】以下に、図１２に示されている種々のパラ
メータの定義を示す。 ω＝ラジアン周波数（２πＦ₁ ）、Ｆ₁ は供給周波数で
ある。Ｉ［Ｚ］＝インピーダンス・フェザーの虚数部。Ｒｅ［Ｚ］＝インピーダンス・フェザーの実数部。Ｚ（→）＝Ｉ［Ｚ］＋Ｒｅ［Ｚ］＝タンク回路の出力信
号Ｓ₁₀（図１５）の大きさおよび位相角を表すインピー
ダンス・ベクトルすなわちインピーダンス・フェザーで
ある。図１２における各一対のインピーダンス・ベクト
ルすなわちインピーダンス・フェザーは下記のとおりで
ある。 Δφ₁ ＝容量リアクタンスより大きい誘導リアクタンス
を有するタンク回路の移相量（モータ抵抗（Ｒｍ）だけ
が抵抗素子である）。 Δφ₂ ＝平衡誘導リアクタンスおよび容量リアクタンス
（モータ抵抗のみ）。 Δφ₃ ＝誘導リアクタンスより大きい容量リアクタンス
（モータ抵抗のみ）。 Δφ₄ ＝タンク回路の抵抗素子（Ｒ）がモータ抵抗（Ｒ
ｍ）に付加されている平衡誘導リアクタンスおよび容量
リアクタンス。

【００４５】本発明の第１の実施例と同様に、図１４に
示されている第２の実施例はタンク回路のための検出回
路を含む。その検出回路はセンサ処理回路１１０を含
む。しかし、第１の実施例とは異なって、センサ処理回
路１１０は、タンク回路１１１から回収した信号Ｓ₁₀の
移相量を検出し、検出された移相量のタイミングの指示
を与える。移相量のこのタイミング指示は、スイッチＴ
１ａ〜Ｔ１ｃへ供給される駆動信号のタイミングと転流
を制御するために、モータ制御回路１１３により用いら
れる。

【００４６】本発明では一つの相巻線、コイル対Ａ₁ と
Ａ₂ 、Ｂ₁ とＢ₂ 、Ｃ₁ とＣ₂ またはＤ₁ とＤ₂ が図１
４に示すようにしてタンク回路に組込まれる。タンク回
路１１１の出力はスイッチ１１４を介してセンサ処理回
路１１０へ加えられる。第１の実施例と同様に、センサ
処理回路１１０の出力はモータ制御回路１１３の入力端
子へ加えられる。モータ制御回路１１３は第１の実施例
におけるモータ制御回路とほぼ同じである。しかし、第
２の実施例では一つのタンク回路１１１と一つのセンサ
処理回路１１０が用いられるから、モータ制御回路１１
３へ供給されるタイミング信号は、二つの実施例が同じ
ＲＰＭで動作すると同じモータ１５に関連するものと仮
定すると、図５に示すモータ制御回路５５へ供給される
信号の周波数の４分の１である。第１の実施例と同様
に、供給信号Ｓ₉ の信号源１１６を設けて信号を制御回
路の種々の点へ供給できる。重要な目的は、供給信号Ｓ
₉ が電源回路中の電力信号を妨げず、しかも一つの相巻
線に組込まれているタンク回路を駆動することである。
図１５を参照して詳しく説明するように、信号源１１６
は信号Ｓ₉ を、図１４の回路点１１８における容量結合
により、あるいは回路点１２０におけるトランス結合に
より供給する。

【００４７】それらの動作は第１の実施例および図５に
ついて既に詳しく説明したから、相巻線対Ａ〜Ｄと、ス
イッチＴ１ａ〜Ｔ１ｄと、検出抵抗Ｒ２ａ〜Ｒ２ｄとを
有する電源回路については、図１４および第２の実施例
に関連して説明することはしない。電源回路に関するモ
ータ制御回路１１３の機能は第１の実施例に関して説明
した機能と同じであるから、第２の実施例に関連して説
明することもしない。同様に、モータ制御回路１１３と
システム制御器（図示せず）の間のバスインターフェイ
ス１２２は、第１の実施例に関連して説明したのとほぼ
同じであるから、この第２の実施例に関連して説明する
ことはしない。

【００４８】第２の実施例における検出回路はただ一つ
のタンク回路と、ただ一つのセンサ処理回路を含むか
ら、検出回路とモータ制御回路１１３の間のインターフ
ェイスはいくらか簡単にされる。しかし、第２の実施例
は供給信号Ｓ₉ の移相量を検出し、第１の実施例とは異
なって供振振幅は検出しないから、図１４におけるスイ
ッチ１１４とセンサ処理回路１１０の実現は、図５に示
す第１の実施例におけるスイッチ６９ａ〜６９ｄおよび
センサ処理回路６１ａ〜６１ｄの実現とは十分に異な
る。したがって、センサ処理回路１１０とスイッチ１１
４へそれぞれ加えられるリセット信号とイネイブル信号
も、第１の実施例のモータ制御回路５５により供給され
るリセット信号およびイネイブル信号とは異なる。

【００４９】図１５はセンサ処理回路１１０と、スイッ
チ１１４と、モータ制御回路１１３との詳細な構造を示
す。モータ制御回路１１３については、センサ処理回路
１１０とスイッチ１１４に対してインターフェイスする
面に関して詳しく示している。その理由は、モータ制御
回路のその面以外の部分が、先に述べたように、図７に
詳しく示されているモータ制御回路５５とほぼ同じだか
らである。たとえば、基準速度回路２００と速度設定回
路２０１の回路構成は、図７に示されている第１の実施
例に関連して説明した回路構成とほぼ同じである。セン
サ処理回路１１０と、スイッチ１１４と、モータ制御回
路１１３の、回路１１０とスイッチ１１４に対してイン
ターフェイスする部分との詳しい構成が示されている図
１５を参照して、モータ制御回路１１３のＰＬＬ１１７
がＰＣＡ入力端子にセンサ処理回路１１０からの出力を
受ける。ＰＣＢ入力をＰＬＬへ供給するためにＤ相が用
いられる。というのは、Ｄ相はその相に対する点弧指令
も与えるからである。図１３が示すように、検出された
巻線であるＡ相巻線のインダクタンスが最小であると、
回転子磁極はＤ相巻線を励磁することを希望するような
値にほぼ励磁される。したがって、検出される相「事
象」はこの点より先である、すなわち、相ＢまたはＣの
励磁期間中のいつかである。測定されている相に続く相
へ電力供給を開始することが好ましいが、タイミングを
慎重に管理する限りは、任意の順序で良い。また、電力
供給を開始するために、任意の一つの相または多数の相
を検出できる。

【００５０】第２の実施例においては、センサ処理回路
１１０からのただ一つのタイミング信号が、あらゆるス
トローク角すなわち相点弧順序Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄに対して
供給される。このやり方とは対照的に、図１〜１０に示
す第１の実施例はモータ１５の各相に対してセンサ処理
回路を利用するから、各相の点弧すなわち各相へ電力を
供給するためにタイミング信号が供給される。第２の実
施例においては、ＰＬＬ１１７のＶＣＯ出力の周波数は
ＰＣＡ入力端子におけるタイミング信号の倍数でなけれ
ばならない。これに関して、タイミング信号の周波数に
モータ１５の相の数（この実施例では４）が乗ぜられ
る。第１の実施例におけるように、供給信号Ｓ₉ を発生
するために、図１５に示す信号発生器１１９が図１４の
回路点１１８へ容量結合され、回路点１２０へ誘導結合
される。第１の実施例におけるように、誘導結合は電源
回路に２次巻線を設ける必要があり、そのために系に望
ましくない損失が生ずることがあるから、容量結合が好
ましい。信号発生器１１９は通常の構成のものであっ
て、信号発生器１１９の出力を電源Ｖ⁺ の直流電圧から
分離するように、コンデンサ１２３を電源回路に加える
だけで容量結合が行われる。ただ一つの相が検出される
ものとすると、別のやり方は、タンク回路のトップでな
くて底にトランスを付加するトランス結合を用いること
である。

【００５１】図１５に示す第２の実施例においては、セ
ンサ処理回路１１０は、供給信号Ｆ₁ の位相がタンク回
路の出力の位相に等しくなった時を検出するために、位
相クロスオーバ検出器１２５を含む。その点は最小位相
差点または位相クロスオーバ点と呼ばれ、タンク回路の
出力が注入信号Ｆ₁ の位相を遅らせることから進ませる
点である。タンク回路１１１の容量素子（Ｃ）と抵抗素
子（Ｒ）の値はそれに応じて選択される。とくに、位相
クロスオーバを行わせるためには、注入信号の周波数Ｆ
₁ は共振周波数Ｆ₀ の周波数範囲内になければならな
い。センサ処理回路１１０は、図２０の波形に示されて
いる遅延１００を挿入する遅延回路１２７も含む。図１
５を再び参照して、ＰＬＬ１１７は入力端子ＰＣＡにお
ける遅延回路１２７からの信号の位相を、入力端子ＰＣ
Ｂにおける帰還信号の位相に固定させるように機能す
る。ＰＣＢ入力端子における信号は相点弧カウンタ１６
７のＤ出力信号である。第１の実施例とは異なり、帰還
ネットワークには可変遅延は挿入されない。この第２の
実施例においては、遅延回路１２７により可変遅延が行
われる。

【００５２】ＰＬＬ１１７の出力端子から相点弧カウン
タ１６７のクロック（ＣＫ）入力端子へタイミング信号
が供給される。そのカウンタ１６７は図７に示されてい
るカウンタに類似する通常のアップ／ダウンカウンタお
よび論理回路であって、クロック入力端子における連続
パルスに応じて順序づけられるアクティブ出力Ａ，Ｂ，
Ｃ，Ｄを有する。各出力は、相巻線対Ａ₁ とＡ₂ 、Ｂ₁
とＢ₂ 、Ｃ₁ とＣ₂ 、Ｄ₁ とＤ₂ の一つに組合わされて
いるスイッチＴ１ａ〜Ｔ１ｂのゲートを駆動する。とく
に、出力Ａは相巻線Ａ₁ とＡ₂ に組合わされているスイ
ッチＴ１ａのゲートを駆動し、出力Ｂは相巻線Ｂ₁ とＢ
₂ に組合わされているスイッチＴ１ｂのゲートを駆動す
る、等である。

【００５３】図７に示すカウンタおよび論理回路９９と
同様に、相点弧カウンタ１６７はカウントアップ（すな
わち、順序Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ）またはカウントダウン（す
なわち、順序Ｄ，Ｃ，Ｂ，Ａ）するために順序づけるこ
とができる。カウントの向きは、相巻線対が時計回りと
逆時計回りのいずれの向きに順序づけるかを決定する。
それは回転子１７の回転の向きを決定する。相点弧回路
１６７からのベース駆動信号Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄの波形はパ
ルス幅変調器（ＰＷＭ）制御器１６９で整えられる。Ｐ
ＷＭ制御器１６９の内部構成は図７に示されている制御
器の内部構成と同じであるから、この第２の実施例にお
いてはそれについての詳しい説明は省略する。最小位相
差の「事象」（たとえば、この実施例においてはクロス
オーバ）は、各ストローク角のある部分中に起こるもの
と予測できる。あるストローク角中の最小位相差事象の
タイミングの予測可能性により、本発明の検出回路が、
ストローク角の期間の一部だけ、センサ処理回路１１０
を選択的に可能状態にすることを許す。出力信号の最小
移相量を検出するために必要な時だけセンサ処理回路１
１０を可能状態にすることにより、制御装置のノイズ耐
性が良くなる。また、各ストローク角中に、センサ処理
回路１１０の出力が次の最小移相事象の検出のためにリ
セットされる。

【００５４】センサ処理回路１１０を選択的に可能状態
にし、かつリセットするために、タンク回路１１１の出
力端子と位相クロスオーバ検出器１２５の入力端子の間
にスイッチ１１４が挿入される。図１５に示すように、
スイッチ１１４はノイズ抑制回路１３１と、二つのＡＮ
Ｄゲート１３３，１３５と、遅れ検出器１３７と、三つ
の増幅器ＲＥＦ，ＣＯＭＰ１，ＣＯＭＰ２とを有する。
第１の実施例におけるのと同様に、タンク回路１１１の
出力は、直列接続されている容量素子（Ｃ）１３９と抵
抗素子（Ｒ）１４１の間の共通接続点において取り出さ
れる。

【００５５】Ａ相がターンオンされると、ノイズ抑制回
路１３１は一対のＡＮＤゲート１３３，１３５を介して
位相クロスオーバ検出器１２５を不能状態にする。それ
らのＡＮＤゲート１３３，１３５は比較増幅器ＲＥＦと
ＣＯＭＰ２が、相事象情報を位相クロスオーバ検出器１
２５へ供給することができるようにもする。したがっ
て、図１３からわかるように、ストローク角の初めの１
／４だけ位相クロスオーバ検出器１２５は不能状態にさ
れる（すなわち、Ａ相に対するストローク角が点弧順序
Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄであると仮定すると、Ａ相の点弧）。モ
ータ１５の構成と、説明した１相オン制御技術とのため
に、相Ｂ，ＣまたはＤの点弧中に、回転子１７の磁極が
固定子１９（図２ａ）の磁極に向き合わないことが時に
はあることを予測できる。したがって、位相クロスオー
バ検出器１２５は、図１３に示されているように、相
Ｂ，Ｃ，Ｄの点弧中に不能状態にされて、比較増幅器Ｃ
ＯＭＰ２とＲＥＦの出力をセンサ処理回路１１０の位相
クロスオーバ検出器へ自由に供給するようにする。比較
器ＣＯＭＰ２はタンク回路の出力信号を「転写する」。
また、比較器ＲＥＦは信号発生器１１９からの基準信号
Ｓ₁ を「転写する」。比較器ＲＥＦはＲＣネットワーク
１５７ａ〜１５７ｂにより信号発生器１１９へ結合され
る。コンデンサ１５７ａが注入信号の位相をいくらか進
ませる。それらの信号は、ノイズ抑制回路１３１の出力
によりゲートされてから、位相クロスオーバ検出器１２
５のデータ入力端子とクロック入力端子に入る。

【００５６】次に図１７を参照して、タンク回路からの
信号Ｆ₁ の零交差のタイミングが、比較器ＲＥＦからの
基準信号Ｆ₁ の零交差にまず先行し、一致し、それから
後続する時に、フリップフロップ１４３のＱ（バー）出
力において位相クロスオーバ検出器１２５は状態を変え
る。零交差の先行から後続へのその移行は「位相クロス
オーバ」と呼ばれる「事象」であって、特定の回転子／
固定子機械的整列に一意に関連させられる。スプリアス
零交差が、出力端子Ｑ₂（バー）において記録される位
相クロスオーバの検出を打ち消すことを阻止することを
支援するために、図１７に示す位相クロスオーバ検出器
には二つのフリップフロップ１４３，１４５と、二つの
ＯＲゲート１４６，１４８が用いられる。したがって、
出力Ｑ₂（バー）がそれの「クロスオーバ」状態へ移行
することを許すために、クロオーバ事象は供給信号Ｆ₁
の連続する二つの期間にわたって生じねばならない。

【００５７】図１７のフリップフロップ１４３のＱ
₂（バー）出力が「クロスオーバ」状態へ移行すると、
図１８の遅延回路１２８がプリセットされ、かつカウン
トすることができるようにされる。この結果として出力
パルスがフェーズロックループ（ＰＬＬ）（図１５）へ
供給されることになる。ＯＲゲートは、遅延器からの
「Ｄ相が点弧された」信号が位相クロスオーバ検出器を
リセットできるようにする。図２０ｂにおける遅延１０
０は、回転子角θにおいて相巻線が確実に点弧および転
流させられるようにして、ステッピングモータの機能に
類似するコッギング回転ではなくて、連続電動機動作を
行わせることを意図するものである。図１８に示すよう
に、遅延回路１２７はプリセット可能なデジタルカウン
タ１４７で構成される。そのカウンタは比較器ＲＥＦか
らの信号によりクロックされる。カウントの長さはプリ
セットでき、固定長にもできれば（周波数補償または負
荷遅延補なし）、周波数と負荷の少なくとも一方の変動
に依存させることもできる。

【００５８】図２０ａは、回転子１７が約１００度の角
度θだけ回転した時のタンク回路の出力を示す。図２０
ｂは、図１７に示されている位相クロスオーバ検出器１
２５のフリップフロップ１４３のＱ₂（バー）出力を示
す。図２０ｂの下方の相点弧順序はモータ１５の相にお
ける事象の順序を示す。フリップフロップの出力Ｑ
₂（バー）が低レベルであると、比較器ＣＯＭＰ２から
の信号の位相は比較器ＲＥＦからの信号の位相より進
む。したがって、タンク回路の位相は遅れ位相から始ま
り、次に交差し、それから進み、更にある遅れまで戻
る。この様子が図２０ａと図２０ｂに二つの交差点（破
線）により示されている。図２０ｂにおける第３の破線
は、最初の位相クロスオーバの検出後にＤ相が点弧され
る時である。Ｄ相のクロスオーバから点弧までの期間は
可変遅延１００である。この可変遅延は、後で詳しく述
べるように、周波数と、おそらくは負荷トルクとの関数
とすることができる。可変遅延１００は遅延回路１２７
により与えられる。

【００５９】第１の実施例について図１０の遅延回路９
３を参照して詳しく説明したように、遅延回路１２７に
より挿入される遅延１００は所定の速度まで、およびそ
の後の低下までの固定された時間である。固定された時
間遅延１００は、図２１のグラフで示すように、モータ
速度と遅延角の間に直線関係を与える。高速では、大き
な遅延角が生ずる。低速では、遅延角は小さくて重要で
はない。１００００ＲＰＭまでの速度に対しては、固定
遅延は、相の励振の相巻線中の電流の立上がりとの間に
図３に示すようなタイミング関係を確保するために適切
な補償を行う。１００００ＲＰＭ以上では、可変遅延回
路１２７により挿入された遅延１００は、図２１のグラ
フにより示されているように、一定の機械的角度を保持
するために調整される。回転子１７の回転速度を高くす
るためには、回転子の速度が高くなると相巻線へ電力を
直ちに供給できるように調整することを必要とするだけ
である。その理由は、電力パルスに対する相巻線の反応
時間が不変だからである。

【００６０】図１８は遅延回路１２７の構成を示す。こ
の遅延回路においては、周波数入力とトルク入力が、小
容量（２５６語）のＲＯＭ１５３をアクセスする低分解
能アナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変換器１４９と１５１
によりデジタル化される。ＲＯＭ１５３はカウンタ１４
７へ供給するプリセット入力を発生する。周波数補償の
ために用いられる、ＲＯＭ１５２に対するアドレス部分
を取出すために、Ａ／Ｄカウンタ１４９をゲーテッドカ
ウンタにより構成できる。そのゲーテッドカウンタは注
入周波数Ｓ₉ の縁部を、相点弧カウンタ１６７へ供給さ
れる引き続く信号の間の期間だけカウントする。カウン
トの範囲は１から２６（予め換算された後で）であっ
て、４ビット量である。ＲＯＭアドレスバス１５２のト
ルク補償部は、モータ巻線のＡ相脚中のシャントの端子
間の積分器により実現でき、モータ電流を４ビットデジ
タル量へ変換するためにゲーテッドカウンタが用いられ
る。

【００６１】それら二つの４ビット量を組合わせて補償
ＲＯＭ１５３に対する独特のアドレスを発生する。その
補償ＲＯＭは遅延１００の値を２５６個保持する。それ
らの遅延値のうちの一つが、位相クロスオーバが検出さ
れるたびに、プリセットカウンタ１４７へロードされ
る。それから、予め定められた数のクロック（比較器Ｒ
ＥＦから得られる）が生ずるまでプリセットカウンタ１
４７はカウントする。その時にカウンタ１４７は信号を
ＰＬＬ１１７のＰＣＡ入力端子へ送る。その結果として
点弧指令が相点弧カウンタ１６７へ送られることにな
る。ここでは他の種々の補償アプローチを使用できる。
たとえば、この第２の実施例において述べたように、制
御装置の動作を満足させるためにはトルク補償は必要と
しないかもしれない。第２の実施例のプロトタイプはま
だ完全には試験していないから、第２の実施例の移相量
検出技術を用いるトルク補償を求められるか、他の補償
技術が等しく効果があるかどうかを、発明者は断言でき
ない。

【００６２】図１５に示す遅れ検出器１３７の目的は、
位相クロスオーバ検出器１２５を機能させるためには超
えなければならない、位相マージンのあるしきい値を本
発明の装置へ供給することである。これによりある程度
のヒステリシスが検出技術に生じ、回転子１７がクロス
オーバ検出点の非常に近くに並んで停止し、モータが動
いていなくても制御回路を発振させることから起る「Ｐ
ＬＬの逸走」を阻止する。比較器ＣＯＭＰ１の出力は移
相させられた出力であって、比較器ＲＥＦの出力に類似
するが、位相が更に進む。図１３は、図１５のＡＮＤゲ
ート１３３と１３５を介して位相検出器を可能状態にす
るために、Ｂ相に電力を供給している間に、遅延検出器
１３７が十分な遅延をどのようにして知るかを示すもの
である。比較器ＣＯＭＰ１の出力の位相が比較器ＣＯＭ
Ｐ２の出力の位相と比較して、タンク回路の出力端子に
十分な遅延が存在する時を決定する。信号Ｓ₉ の位相
は、信号発生器１１９を比較器ＣＯＭＰ１の入力端子へ
結合するＲＣネットワーク１５５ａ，１５５ｂにより移
相させられる。ＲＣネットワーク１５５ａ，１５５ｂに
より行われる移相の量は、位相クロスオーバ検出器１２
５を動作可能にする前に、タンク回路の出力から求めら
れる遅延の長さに等しいように選択される。

【００６３】次に、図１６に示されている遅延検出器１
３７の構成について説明する。比較器ＣＯＭＰ２からの
タンク回路の出力の位相が比較器ＣＯＭＰ１からの信号
の位相より進んでいると、フリップフロップ１５８が高
レベルの信号をフリップフロップのＱ₁（バー）出力端
子へ送る。また、Ｑ₁（バー）出力端子からの高レベル
の信号がフリップフロップ１５９のＱ₂（バー）出力端
子へ送られる。それによりＡＮＤゲート１３３，１３５
は開かれ、それにより位相クロスオーバ検出器１２５を
動作可能にする。フリップフロップ１５９はフリップフ
ロップ１５８のＱ₁（バー）出力をＰＬＬ１１７の周波
数に同期させる。ＡＮＤゲート１６０により、Ｂ相の間
だけ、出力端子Ｑ₂（バー）への出力をクロックするた
めに遅延検出器１３７が可能状態にされる。実際に、位
相クロスオーバ検出器１２５が可能状態にされる前に、
タンク回路の出力端子に最も短い遅延が存在することを
遅延検出器は要求する。その遅延の存在により、制御装
置がある程度の耐ノイズ性を持てるようにする。ノイズ
抑制回路１３１によって制御装置の耐ノイズ性が一層高
くされる。ノイズ抑制回路１３１は、「予測可能な」ノ
イズが生じた時に、位相クロスオーバ検出器１２５への
入力を「ブランクにする」ように機能する。図１９はノ
イズ抑制回路１３１の構造を示し、相巻線に電力を供給
すべきことを遅延回路１２７の出力が示した時に、フリ
ップフロップ１６１，１６３，１６５がＡＮＤゲート１
３３と１３５を比較器ＲＥＦの２クロック期間の間閉じ
ることを示す。提案されている他のノイズ抑制回路は、
共振周波数Ｆ₀ が位相クロスオーバの発生後に同調を外
されるように、タンク回路の出力の鋭い帯域通過ろ波
と、帯域フィルタの同調とを含む。本発明の二つの実施
例についての以上行った説明から、タンク回路の出力
は、回転子の位置を追従するために光符号器のような組
込み式センサすなわち電気機械的装置を必要とすること
なしに、回転子１７の位置を分解する手段を提供する。
モータ自体に取付けられるセンサは不要である。全ての
検出は既存の電源リードを介して行われる。モータ１５
の相巻線をタンク回路の誘導（Ｌ）素子として組込むこ
とにより、回転している回転子磁極の結果として起こる
誘導素子の値の周期的変化によって、タンク回路の共振
周波数Ｆ₀ が最高値と最低値の間で周期的に変化させら
れる。共振周波数Ｆ₀ の周期的変化は回転子の機械的角
度θに関連づけられる。これに関して、理想化された環
境においては、タンク回路の相巻線は、相巻線の固定子
磁極が回転子磁極に向き合った時に、インダクタンスが
最大になる。これと対照的に、タンク回路の相巻線のイ
ンダクタンスが最小である時は、固定子磁極と回転子磁
極は完全に向き合わない。

【００６４】共振周波数Ｆ₀ の周期的変化を回転子１７
の機械角θに関連づけることができるから、タンク回路
からの出力の変化する電気的特性の変化を検出して回転
子の位置を分解できる。ここで説明した実施例において
は、出力信号の振幅または位相の変化を検出し、その検
出結果を用いて各相の点弧角を制御できる。機械角（タ
ンク回路の出力特性から得た）の検出と相への電力供給
の間の遅延を調整してモータ速度を補償し、また必要が
あればモータのトルクを調節する。

【００６５】以上説明した実施例から、タンク回路を供
給信号Ｆ₁ に関してどのようにして同調するかに応じ
て、多くの検出技術を実現できることがわかるであろ
う。ここでは二つの可能な技術を示した。任意の検出技
術の重要な特徴は、相巻線の周期的インダクタンスをタ
ンク回路に組込んで、その相の電源回路の機能を妨げる
ことなしにインダクタンスの周期的変化を検出できるよ
うにする。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来の制御装置により励磁されるモータの一つ
の相巻線を示すＳＲモータの概略図である。

【図２】モータの回転子が図示の特定の相のような種々
の相の励磁に応じて軸を中心として回転する時のモータ
の回転子の個別の位置を示すＳＲモータの概略図をおの
おの示す。

【図３】図２に示されている回転子の種々の機械的角度
に対して特定の相巻線が受けるインダクタンスの周期的
変化を示す理想化したグラフの例を示す。

【図４】連続回転するようにモータが制御されている時
に、図２に示されている特定の相の転流がどのようにし
て回転子を機械的に回転させるようにするかを示す、回
転子の機械的回転の時間に対するその特定の相巻線に対
する電流波形のグラフの例を示す。

【図５】ブラシレス整流モータの相巻線を含んでいるタ
ンク回路へ供給されて低レベル信号に応答するセンサ処
理回路により回転子の相対的な位置を決定する、ブラシ
レス整流モータを制御する本発明の第１の実施例の回路
のブロック図である。

【図６】図５のセンサ処理回路の詳しい回路図である。

【図７】図５に全体的に示されているモータ制御回路の
回路図である。

【図８】図６と図７に示されているセンサ処理回路とモ
ータ制御回路内の種々の信号のタイミング波形図であ
る。

【図９】ＳＲモータの巻線へ供給される電力を制限す
る、図７に示されているモータ制御回路のサブ回路の回
路図である。

【図１０】回転速度が変化する条件に対して、センサ処
理回路により検出された電気的現象が回転子の機械的角
度を維持する、図７に示されている制御装置のサブ回路
の別の回路図である。

【図１１】１つの相の巻線へ供給された低レベル信号
と、それらの巻線を含み、供給された信号に応答するタ
ンク回路からの出力信号との間の別の位相関係を本発明
の第２の実施例に従って示す理想化した波形図である。

【図１２】何種類かの始動条件を仮定して、供給された
信号と、タンク回路のリアクタンスの変化の結果として
タンク回路から発生された出力との間の位相関係に対す
る影響を示すインピーダンスフェザー図の例を示す。

【図１３】図２に示されている特定の相巻線が受けたイ
ンダクタンスの周期的変化と、注入された信号の移相量
と、四つの相巻線の点弧との間の関係を示す、図３に示
されているグラフに類似する理想化したタイミング図の
一例を示す。

【図１４】ブラシレス整流モータの一つの相巻線を含ん
でいるタンク回路へ供給された低レベル信号に応答する
位相クロスオーバ検出器により回転子の相対的な位置を
決定する、ブラシレス整流モータを制御する本発明の第
２の実施例の回路のブロック図である。

【図１５】位相クロスオーバを検出するために図１４の
回路で用いられる検出回路の詳しいブロック回路図であ
る。

【図１６】図１５の回路に含まれている遅れ検出器の詳
しいブロック図である。

【図１７】図１５の回路に含まれている位相クロスオー
バ回路の詳しいブロック図である。

【図１８】図１５の回路に含まれている遅延回路の詳し
いブロック図である。

【図１９】図１５の回路に含まれているノイズ抑制回路
の詳しいブロック図である。

【図２０】図１５に示されている回路中のタンク回路と
位相クロスオーバ回路からの出力信号のグラフの例であ
る。

【図２１】検出回路により供給される検出信号と、モー
タの相を点弧するために用いられる信号との間に遅延を
挿入するために遅延回路により用いられる遅延関数の理
想化したグラフの例を示す。

【符号の説明】

３５回転子位置センサ３９ａ，３９ｂスイッチ５１制御器５５，１１３モータ制御器５９ａ〜５９ｄＲＣ回路６１ａ〜６１ｄ，１１０センサ処理回路７２絶対値回路９１，１１７フェーズロックループ９３可変遅延器９９カウンタおよびロジック１０１ａ〜１０１ｂパルス幅変調器１０９周波数−電圧変換器１２５位相クロスオーバ検出器１３７遅れ検出器１４３，１４５，１５８，１５９フリップフロップ１４９，１５１アナログ−デジタル変換器１６７相点弧カウンタ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者ケビン・ジェイ・スタルスバーグアメリカ合衆国 55110 ミネソタ州・ホワイトベアレイク・リベリアドライブノース・2829 (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02P 6/00 - 6/24

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】回転子における複数の極と、固定子にお
ける複数の相巻線とを有するブラシレス整流モータの各
相巻線へ加えられる電力信号の切換え周波数Ｆ_Sを制御
する装置において、容量素子と、抵抗素子とを含む少なくとも一つのＲＣ回
路と、前記固定子における複数の相巻線の所定の相巻線に接続
され、駆動信号に応答して、切換え周波数Ｆ_S で電力信
号を当該相巻線へ供給するスイッチと、前記スイッチとそれに接続される相巻線との間から引き
出されて前記ＲＣ回路に前記所定の相巻線を接続して、
当該相巻線のインダクタンス値の変化がその出力に現れ
るよう構成されたタンク回路と、前記構成されたタンク回路の出力に応答して前記固定子
と回転子の相対的な位置の変化によりひき起こされる前
記タンク回路の相巻線のインダクタンス値の変化を起因
とする事象を検出し、それに応じて前記回転子の位置を
示す信号を発生する検出器と、この検出器からの信号と前記相巻線に供給される電力信
号の間の所定の関係を維持するために、検出器からの信
号に応答して前記駆動信号のタイミングを調節するモー
タ制御器と、を備えたブラシレス整流モータの所定の相巻線へ加えら
れる電力信号の切換え周波数を制御する装置。
【請求項２】回転子における複数の極と、固定子にお
ける複数の相巻線とを有するブラシレス整流モータの各
相巻線へ加えられる電力信号の切換え周波数Ｆ_Sを制御
する装置において、前記固定子の複数の相巻線の所定の相巻線と、容量素子
と抵抗素子とを含むＲＣ回路とが組合わされ、回転子の
極が位置を変化した時に、前記所定の相巻線のインダク
タンスの実効値の最大値と最小値の間の周期的な変化に
応じて、ある周波数帯にわたって変化する共振周波数Ｆ
₀ を有する少なくとも一つのタンク回路と、前記所定の相巻線に接続され、駆動信号に応じて、切換
え周波数Ｆ_S で電力信号を当該所定の相巻線へ供給する
スイッチと、切換え周波数Ｆ_S より十分に高い周波数Ｆ₁ を有する低
電力信号を前記タンク回路へ供給する手段と、タンク回路の出力に応じて、注入された低電力信号の周
波数Ｆ ₁ と前記共振周波数Ｆ ₀ との間の差が最小である
時を検出して、それに応じて前記回転子の位置を示す信
号を発生する検出器と、この検出器からの信号に応じて、切換え周波数Ｆ_S と検
出器からの信号の間の所定の関係を維持するよう前記駆
動信号を発生するモータ制御器と、を備える、ブラシレス整流モータの所定の相巻線へ加え
られる電力信号の切換え周波数を制御する装置。
【請求項３】ブラシレス整流モータの複数の相巻線を
有する固定子の極の位置に対するモータの回転子の極の
位置を検出する回路において、前記固定子の複数の相巻線の所定の相巻線と、容量素子
と抵抗素子とを含むＲＣ回路とからなり、前記回転子の
極の位置変化によりひき起こされる前記所定の相巻線の
インダクタンスの実効値の最大値と最小値の間の周期的
変化に応じて、ある周波数帯にわたって周期的に変化す
る共振周波数Ｆ₀ を有する少なくとも一つのタンク回路
と、周波数Ｆ₁ を有する低電力信号を前記タンク回路へ注入
する手段と、このタンク回路の出力に応じて、共振周波数Ｆ₀ と、前
記供給された低電力信号の周波数Ｆ₁ との間の差が最小
である時を検出し、それに応じて回転子の位置を示す信
号を発生する検出器と、を備える、ブラシレス整流モータの固定子の極の位置に
対するモータの回転子の極の位置を検出する回路。