JP3355828B2 - 電気伝導度検出器 - Google Patents
電気伝導度検出器Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、イオンクロマトグラフ
において使用される電気伝導度検出器に関する。
において使用される電気伝導度検出器に関する。
【０００２】
【従来の技術】イオンクロマトグラフにおいて使用され
る電気伝導度検出器は、カラムを通過した移動相及び試
料から成る液体の電気伝導度を測定するものであり、そ
のために、カラム通過後の液体を挟んで対向する二つの
電極に電圧が印加され、その二つの電極間に流れる電流
が測定される。このとき、直流電圧が印加されると、電
極周辺で分極が起こり液体の電気伝導度を正しく検出す
ることができないため、１ｋＨｚ程度の交流電圧が印加
される。そして平衡復調回路により、二つの電極間に流
れる電流を示す信号に対して同期検波が行なわれ、その
同期検波によって得られた検波出力がローパスフィルタ
に通される。このローパスフィルタにより、前記液体の
電気伝導度に比例した直流成分が得られる。
る電気伝導度検出器は、カラムを通過した移動相及び試
料から成る液体の電気伝導度を測定するものであり、そ
のために、カラム通過後の液体を挟んで対向する二つの
電極に電圧が印加され、その二つの電極間に流れる電流
が測定される。このとき、直流電圧が印加されると、電
極周辺で分極が起こり液体の電気伝導度を正しく検出す
ることができないため、１ｋＨｚ程度の交流電圧が印加
される。そして平衡復調回路により、二つの電極間に流
れる電流を示す信号に対して同期検波が行なわれ、その
同期検波によって得られた検波出力がローパスフィルタ
に通される。このローパスフィルタにより、前記液体の
電気伝導度に比例した直流成分が得られる。
【０００３】イオンクロマトグラフによる分析において
必要となる電気伝導度は、カラムで分離された試料の各
種成分に対応するものである。しかし、移動相自身の電
気伝導度（バックグラウンド）が大きいと、電気伝導度
検出器内のアンプが飽和して正しい電気伝導度の測定が
できない場合がある。そこで、このバックグラウンドを
消去するために、二つの電極に印加される交流電圧と逆
位相の電圧が反転アンプによって生成され、この逆位相
の電圧を所定抵抗（「リファレンス抵抗」と呼ばれる）
に印加することによって流れる電流が二つの電極間に流
れる電流に足し合わされる。これにより、バックグラウ
ンドが消去され、試料の各種成分に対応する電気伝導度
の変化分のみが得られる。ただし、バックグラウンドを
完全に消去するためには、同期検波による検波出力をロ
ーパスフィルタに通して得られる信号に基づいてリファ
レンス抵抗を適切に調整する必要がある。
必要となる電気伝導度は、カラムで分離された試料の各
種成分に対応するものである。しかし、移動相自身の電
気伝導度（バックグラウンド）が大きいと、電気伝導度
検出器内のアンプが飽和して正しい電気伝導度の測定が
できない場合がある。そこで、このバックグラウンドを
消去するために、二つの電極に印加される交流電圧と逆
位相の電圧が反転アンプによって生成され、この逆位相
の電圧を所定抵抗（「リファレンス抵抗」と呼ばれる）
に印加することによって流れる電流が二つの電極間に流
れる電流に足し合わされる。これにより、バックグラウ
ンドが消去され、試料の各種成分に対応する電気伝導度
の変化分のみが得られる。ただし、バックグラウンドを
完全に消去するためには、同期検波による検波出力をロ
ーパスフィルタに通して得られる信号に基づいてリファ
レンス抵抗を適切に調整する必要がある。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上記従来の電気伝導度
検出器では、同期検波によって得られた検波出力をロー
パスフィルタに通す必要があり、ノイズを除去するため
にはできるだけローパスフィルタの遮断周波数を低く設
定するのが好ましい。しかし、ローパスフィルタの遮断
周波数を低くすると検出器としての応答性が低下するた
め、カラムから出てくる液体の電気伝導度の急激な変化
に追従することができなくなる。また、同期検波を歪な
く行なうためには高精度の平衡復調回路が必要であり、
このことは電気伝導度検出器のコスト上昇の要因とな
る。さらに、前述のバックグラウンドの消去のためのリ
ファレンス抵抗の調整の際に、同期検波による検波出力
をローパスフィルタに通して得られる信号が必要である
ため、バックグラウンドの消去のための調整に長時間を
要するという問題もあった。
検出器では、同期検波によって得られた検波出力をロー
パスフィルタに通す必要があり、ノイズを除去するため
にはできるだけローパスフィルタの遮断周波数を低く設
定するのが好ましい。しかし、ローパスフィルタの遮断
周波数を低くすると検出器としての応答性が低下するた
め、カラムから出てくる液体の電気伝導度の急激な変化
に追従することができなくなる。また、同期検波を歪な
く行なうためには高精度の平衡復調回路が必要であり、
このことは電気伝導度検出器のコスト上昇の要因とな
る。さらに、前述のバックグラウンドの消去のためのリ
ファレンス抵抗の調整の際に、同期検波による検波出力
をローパスフィルタに通して得られる信号が必要である
ため、バックグラウンドの消去のための調整に長時間を
要するという問題もあった。
【０００５】本発明はこのような問題を解決するために
成されたものであり、その目的とするところは、応答が
速くかつバックグラウンドの消去のための調整を短時間
で行なうことができる電気伝導度検出器を低コストで提
供することにある。
成されたものであり、その目的とするところは、応答が
速くかつバックグラウンドの消去のための調整を短時間
で行なうことができる電気伝導度検出器を低コストで提
供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に成された本発明は、液体を挟んで対向する二つの電極
に電圧を印加して該二つの電極間に流れる電流を測定す
ることにより、前記液体の電気伝導度を検出する電気伝
導度検出器において、 ａ）デジタル信号を入力して該デジタル信号が示す値の
電圧を生成し、該電圧を前記二つの電極間に印加するＤ
／Ａ変換手段と、 ｂ）前記二つの電極間に流れる電流の値を示すデジタル
信号を生成するＡ／Ｄ変換手段と、 ｃ）Ｄ／Ａ変換手段に所定周期の交流を表わす第１デジ
タル信号を入力することによって前記二つの電極間に該
周期の交流電圧を印加し、第１デジタル信号又は第１デ
ジタル信号と同一周期の交流を表わすデジタル信号と、
第１デジタル信号に対応してＡ／Ｄ変換手段によって生
成される第２デジタル信号とについて、前記交流の１周
期分の積和演算を行なうことにより、前記液体の電気伝
導度を算出する演算手段と、を備えた構成としている。
また、本発明に係る電気伝導度検出器では、前記演算手
段は、第１デジタル信号と同一周期の交流矩形波を表わ
すデジタル信号と第２デジタル信号との積和演算に替え
て、第１デジタル信号の極性が正であるときには第２デ
ジタル信号を加算し、第１デジタル信号の極性が負であ
るときには第２デジタル信号を減算することにより、前
記液体の電気伝導度を算出する構成とすることができ
る。
に成された本発明は、液体を挟んで対向する二つの電極
に電圧を印加して該二つの電極間に流れる電流を測定す
ることにより、前記液体の電気伝導度を検出する電気伝
導度検出器において、 ａ）デジタル信号を入力して該デジタル信号が示す値の
電圧を生成し、該電圧を前記二つの電極間に印加するＤ
／Ａ変換手段と、 ｂ）前記二つの電極間に流れる電流の値を示すデジタル
信号を生成するＡ／Ｄ変換手段と、 ｃ）Ｄ／Ａ変換手段に所定周期の交流を表わす第１デジ
タル信号を入力することによって前記二つの電極間に該
周期の交流電圧を印加し、第１デジタル信号又は第１デ
ジタル信号と同一周期の交流を表わすデジタル信号と、
第１デジタル信号に対応してＡ／Ｄ変換手段によって生
成される第２デジタル信号とについて、前記交流の１周
期分の積和演算を行なうことにより、前記液体の電気伝
導度を算出する演算手段と、を備えた構成としている。
また、本発明に係る電気伝導度検出器では、前記演算手
段は、第１デジタル信号と同一周期の交流矩形波を表わ
すデジタル信号と第２デジタル信号との積和演算に替え
て、第１デジタル信号の極性が正であるときには第２デ
ジタル信号を加算し、第１デジタル信号の極性が負であ
るときには第２デジタル信号を減算することにより、前
記液体の電気伝導度を算出する構成とすることができ
る。
【０００７】
【作用】本発明の構成によると、第１デジタル信号が演
算手段からＤ／Ａ変換手段に入力され、これがＤ／Ａ変
換手段によりアナログ信号に変換されて、第１デジタル
信号が示す値の電圧として出力される。そして、この電
圧が液体を挟んで配置された二つの電極に印加される。
ここで、第１デジタル信号は所定周期の交流を表わすも
のであるため、二つの電極にはその周期の交流電圧が印
加される。この交流電圧の印加によって二つの電極間に
電流が流れる。この電流は二つの電極に挟まれた液体を
流れる交流電流であり、この交流電流は、Ａ／Ｄ変換手
段により、その電流値を示すデジタル信号に変換され
る。演算手段は、これを第２デジタル信号として取り込
み、この第２デジタル信号と、前記の第１デジタル信号
又はこれと同一周期の交流を表わすデジタル信号（以下
「第１デジタル信号等」という）とについて、１周期分
の積和演算を行なう。この積和演算のうち、第１デジタ
ル信号等と第２デジタル信号との乗算は、従来の電気伝
導度検出器における平衡復調回路による同期検波に相当
し、第１デジタル信号等と第２デジタル信号との積につ
いて１周期分の総和を計算することは、従来の電気伝導
度検出器におけるローパスフィルタによるフィルタリン
グに相当する。したがって、この積和演算により、二つ
の電極間の液体の電気伝導度に相当する値が算出され
る。
算手段からＤ／Ａ変換手段に入力され、これがＤ／Ａ変
換手段によりアナログ信号に変換されて、第１デジタル
信号が示す値の電圧として出力される。そして、この電
圧が液体を挟んで配置された二つの電極に印加される。
ここで、第１デジタル信号は所定周期の交流を表わすも
のであるため、二つの電極にはその周期の交流電圧が印
加される。この交流電圧の印加によって二つの電極間に
電流が流れる。この電流は二つの電極に挟まれた液体を
流れる交流電流であり、この交流電流は、Ａ／Ｄ変換手
段により、その電流値を示すデジタル信号に変換され
る。演算手段は、これを第２デジタル信号として取り込
み、この第２デジタル信号と、前記の第１デジタル信号
又はこれと同一周期の交流を表わすデジタル信号（以下
「第１デジタル信号等」という）とについて、１周期分
の積和演算を行なう。この積和演算のうち、第１デジタ
ル信号等と第２デジタル信号との乗算は、従来の電気伝
導度検出器における平衡復調回路による同期検波に相当
し、第１デジタル信号等と第２デジタル信号との積につ
いて１周期分の総和を計算することは、従来の電気伝導
度検出器におけるローパスフィルタによるフィルタリン
グに相当する。したがって、この積和演算により、二つ
の電極間の液体の電気伝導度に相当する値が算出され
る。
【０００８】なお、第１デジタル信号と同一周期の交流
矩形波を表わすデジタル信号と第２デジタル信号との積
和演算により電気伝導度に相当する値を算出する場合に
は、第１デジタル信号の値の正負に応じて第２デジタル
信号を１周期分だけ加算又は減算することにより、その
積和演算を実質的に行なうことができる。
矩形波を表わすデジタル信号と第２デジタル信号との積
和演算により電気伝導度に相当する値を算出する場合に
は、第１デジタル信号の値の正負に応じて第２デジタル
信号を１周期分だけ加算又は減算することにより、その
積和演算を実質的に行なうことができる。
【０００９】
【発明の効果】本発明によれば、デジタルデータについ
ての１周期分の積和演算により、平衡復調回路による同
期検波及びローパスフィルタによるフィルタリングに相
当する処理が行なわれる。このため、１周期という短い
時間で対象とする液体の電気伝導度に相当する値を算出
することができ、ローパスフィルタを必要とした従来の
電気伝導度検出器に比べ、応答性が向上する。また、イ
オンクロマトグラフによる分析の際のバックグラウンド
の消去のための調整を１周期分の積和演算の結果に基づ
き短時間で行なうことができるという利点もある。さら
に、平衡復調回路を必要とした従来の電気伝導度検出器
に比べ、コスト的にも有利である。
ての１周期分の積和演算により、平衡復調回路による同
期検波及びローパスフィルタによるフィルタリングに相
当する処理が行なわれる。このため、１周期という短い
時間で対象とする液体の電気伝導度に相当する値を算出
することができ、ローパスフィルタを必要とした従来の
電気伝導度検出器に比べ、応答性が向上する。また、イ
オンクロマトグラフによる分析の際のバックグラウンド
の消去のための調整を１周期分の積和演算の結果に基づ
き短時間で行なうことができるという利点もある。さら
に、平衡復調回路を必要とした従来の電気伝導度検出器
に比べ、コスト的にも有利である。
【００１０】なお、第１デジタル信号と同一周期の交流
矩形波を表わすデジタル信号と第２デジタル信号とを用
いて電気伝導度に相当する値を算出する場合には、乗算
を行なうことなく実質的に積和演算を行なうことができ
るため、さらにコストの低減を図ることができる。
矩形波を表わすデジタル信号と第２デジタル信号とを用
いて電気伝導度に相当する値を算出する場合には、乗算
を行なうことなく実質的に積和演算を行なうことができ
るため、さらにコストの低減を図ることができる。
【００１１】
【実施例】図１は、本発明の一実施例である電気伝導度
検出器の構成を示す図である。この電気伝導度検出器
は、Ｄ／Ａ変換器１０、反転アンプ１２、リファレンス
抵抗Ｒr、測定セル１４、Ｉ／Ｖ変換器１６、Ａ／Ｄ変
換器１８、及びマイクロプロセッサ２０を図１に示すよ
うに接続されて構成となっており、イオンクロマトグラ
フにおけるカラム（図示せず）を通過した移動相及び試
料から成る液体の電気伝導度を測定する。
検出器の構成を示す図である。この電気伝導度検出器
は、Ｄ／Ａ変換器１０、反転アンプ１２、リファレンス
抵抗Ｒr、測定セル１４、Ｉ／Ｖ変換器１６、Ａ／Ｄ変
換器１８、及びマイクロプロセッサ２０を図１に示すよ
うに接続されて構成となっており、イオンクロマトグラ
フにおけるカラム（図示せず）を通過した移動相及び試
料から成る液体の電気伝導度を測定する。
【００１２】上記構成の電気伝導度検出器において、カ
ラムを通過した移動相及び試料から成る液体は測定セル
１４内に流される。測定セル１４内には２枚の対向する
電極（以下「測定電極」という）が設けられており、こ
の２枚の測定電極間に正弦波の交流電圧ｖiが印加され
る。
ラムを通過した移動相及び試料から成る液体は測定セル
１４内に流される。測定セル１４内には２枚の対向する
電極（以下「測定電極」という）が設けられており、こ
の２枚の測定電極間に正弦波の交流電圧ｖiが印加され
る。
【００１３】Ｄ／Ａ変換器１０は、マイクロプロセッサ
２０から入力されるデジタル信号をアナログ信号に変換
することにより、上記の交流電圧ｖiを発生させる。本
実施例では、ｖiとして図２（ａ）に示すような交流電
圧が発生され、これが測定セル１４に印加される。ここ
で図２（ａ）に示した波形は、階段状ではあるが全体と
しては正弦波であり、その周波数は１ｋＨｚ程度に設定
されている。
２０から入力されるデジタル信号をアナログ信号に変換
することにより、上記の交流電圧ｖiを発生させる。本
実施例では、ｖiとして図２（ａ）に示すような交流電
圧が発生され、これが測定セル１４に印加される。ここ
で図２（ａ）に示した波形は、階段状ではあるが全体と
しては正弦波であり、その周波数は１ｋＨｚ程度に設定
されている。
【００１４】反転アンプ１２及びリファレンス抵抗Ｒr
は既述のバックグラウンドの消去を行なうためのもので
ある。すなわち、演算増幅器と抵抗によって構成された
反転アンプ１２により、交流電圧ｖiと逆位相の電圧−
ｖi（以下「反転電圧」という）が得られ、この反転電
圧−ｖiはリファレンス抵抗Ｒrに印加される。そして、
この反転電圧−ｖiの印加によってリファレンス抵抗Ｒr
に流れる電流が、測定電極間に流れる電流（測定セル１
４に流れる電流）ｉに足し合わされる。リファレンス抵
抗Ｒrの値は、マイクロプロセッサ２０によって調整さ
れ、測定セル１４を流れる移動相（溶離液）自身の電気
伝導度（バックグラウンド）に相当する値に設定され
る。したがって、測定電極間を流れる電流とリファレン
ス抵抗Ｒrを流れる電流を足し合わせることにより、バ
ックグラウンドに相当する電流がキャンセルされ、カラ
ムからの試料の各種成分の溶出による電気伝導度の変化
分のみを示す電流が得られる。
は既述のバックグラウンドの消去を行なうためのもので
ある。すなわち、演算増幅器と抵抗によって構成された
反転アンプ１２により、交流電圧ｖiと逆位相の電圧−
ｖi（以下「反転電圧」という）が得られ、この反転電
圧−ｖiはリファレンス抵抗Ｒrに印加される。そして、
この反転電圧−ｖiの印加によってリファレンス抵抗Ｒr
に流れる電流が、測定電極間に流れる電流（測定セル１
４に流れる電流）ｉに足し合わされる。リファレンス抵
抗Ｒrの値は、マイクロプロセッサ２０によって調整さ
れ、測定セル１４を流れる移動相（溶離液）自身の電気
伝導度（バックグラウンド）に相当する値に設定され
る。したがって、測定電極間を流れる電流とリファレン
ス抵抗Ｒrを流れる電流を足し合わせることにより、バ
ックグラウンドに相当する電流がキャンセルされ、カラ
ムからの試料の各種成分の溶出による電気伝導度の変化
分のみを示す電流が得られる。
【００１５】Ｉ／Ｖ変換器１６は、演算増幅器と抵抗に
よって構成され、上記の電気伝導度の変化分のみを示す
電流を電圧ｖoに変換する。Ａ／Ｄ変換器１８は、この
電圧ｖoをデジタル信号に変換してマイクロプロセッサ
２０に入力する。
よって構成され、上記の電気伝導度の変化分のみを示す
電流を電圧ｖoに変換する。Ａ／Ｄ変換器１８は、この
電圧ｖoをデジタル信号に変換してマイクロプロセッサ
２０に入力する。
【００１６】マイクロプロセッサ２０は、Ａ／Ｄ変換器
１８から入力されたデジタル信号によって表わされるデ
ータＤoと、測定電極に印加される電圧ｖiを発生させる
ためにＤ／Ａ変換器１０に入力したデジタル信号によっ
て表わされるデータＤiとを用いて、以下に示す第１又
は第２の算出方法に基づき、電気伝導度に相当する値を
算出する。
１８から入力されたデジタル信号によって表わされるデ
ータＤoと、測定電極に印加される電圧ｖiを発生させる
ためにＤ／Ａ変換器１０に入力したデジタル信号によっ
て表わされるデータＤiとを用いて、以下に示す第１又
は第２の算出方法に基づき、電気伝導度に相当する値を
算出する。
【００１７】［１］第１の算出方法 測定電極に印加される正弦波の交流電圧ｖiを ｖi(t)＝Ｖ・sin（ω・ｔ） …(1) とおく。測定セル１４を流れる液体（測定電極間の液
体）の電気伝導度をＳSとすると、測定電極間に流れる
電流ｉは、 ｉ(t)＝ＳS・ｖi(t)＝ＳS・Ｖ・sin（ω・ｔ） …(2) リファレンス抵抗Ｒrの電気伝導度をＳr＝１／Ｒrとす
ると、リファレンス抵抗Ｒrに流れる電流ｉrは、 ｉr(t)＝Ｓr・｛−ｖi(t)｝＝−Ｓr・Ｖ・sin（ω・ｔ） …(3) である。したがって、Ｉ／Ｖ変換器１６の出力ｖoは、 ｖo(t)＝Ｒ・｛ｉ(t)＋ｉr(t)｝ ＝Ｒ・Ｖ・（ＳS−Ｓr）・sin（ω・ｔ） …(4) となる。ここでＲは、Ｉ／Ｖ変換器１６を構成する演算
増幅器の出力端子と反転入力端子との間に接続された抵
抗の値である。
体）の電気伝導度をＳSとすると、測定電極間に流れる
電流ｉは、 ｉ(t)＝ＳS・ｖi(t)＝ＳS・Ｖ・sin（ω・ｔ） …(2) リファレンス抵抗Ｒrの電気伝導度をＳr＝１／Ｒrとす
ると、リファレンス抵抗Ｒrに流れる電流ｉrは、 ｉr(t)＝Ｓr・｛−ｖi(t)｝＝−Ｓr・Ｖ・sin（ω・ｔ） …(3) である。したがって、Ｉ／Ｖ変換器１６の出力ｖoは、 ｖo(t)＝Ｒ・｛ｉ(t)＋ｉr(t)｝ ＝Ｒ・Ｖ・（ＳS−Ｓr）・sin（ω・ｔ） …(4) となる。ここでＲは、Ｉ／Ｖ変換器１６を構成する演算
増幅器の出力端子と反転入力端子との間に接続された抵
抗の値である。
【００１８】いま、ｖo(t)とｖi(t)との積をＸ(t)とお
くと、 Ｘ(t)＝ｖo(t)・ｖi(t) ＝Ｒ・Ｖ2・（ＳS−Ｓr）・sin2（ω・ｔ） ＝(1/2)・Ｒ・Ｖ2・（ＳS−Ｓr）・｛１−cos（２・ω・ｔ）｝ …(5) である。このＸ(t)を交流電圧ｖi(t)の１周期分につい
て積分した値をＹとすると、 Ｙ＝∫(0, 2・π/ω)Ｘ(t)dt ＝(1/2)・Ｒ・Ｖ2・（ＳS−Ｓr）・（２・π／ω） …(6) となる。ここで∫(a,b)Ａdtは、項Ａについてｔ＝ａか
らｔ＝ｂまで積分した値を示すものとする。
くと、 Ｘ(t)＝ｖo(t)・ｖi(t) ＝Ｒ・Ｖ2・（ＳS−Ｓr）・sin2（ω・ｔ） ＝(1/2)・Ｒ・Ｖ2・（ＳS−Ｓr）・｛１−cos（２・ω・ｔ）｝ …(5) である。このＸ(t)を交流電圧ｖi(t)の１周期分につい
て積分した値をＹとすると、 Ｙ＝∫(0, 2・π/ω)Ｘ(t)dt ＝(1/2)・Ｒ・Ｖ2・（ＳS−Ｓr）・（２・π／ω） …(6) となる。ここで∫(a,b)Ａdtは、項Ａについてｔ＝ａか
らｔ＝ｂまで積分した値を示すものとする。
【００１９】前述のようにリファレンス抵抗Ｒrの値
（＝１／Ｓr）はバックグラウンドがキャンセルされる
ように調整されているため、上記式(6)におけるＳS−Ｓ
rは、試料の各種成分の溶出による電気伝導度の変化分
を示すものであり、これが求めるべき電気伝導度（以下
「試料電気伝導度」という）である。以上からわかるよ
うに、このバックグラウンドがキャンセルされた試料電
気伝導度ＳS−Ｓrは、ｖo(t)とｖi(t)との積Ｘ(t)の１
周期分についての積分値Ｙを算出することにより求める
ことができる。
（＝１／Ｓr）はバックグラウンドがキャンセルされる
ように調整されているため、上記式(6)におけるＳS−Ｓ
rは、試料の各種成分の溶出による電気伝導度の変化分
を示すものであり、これが求めるべき電気伝導度（以下
「試料電気伝導度」という）である。以上からわかるよ
うに、このバックグラウンドがキャンセルされた試料電
気伝導度ＳS−Ｓrは、ｖo(t)とｖi(t)との積Ｘ(t)の１
周期分についての積分値Ｙを算出することにより求める
ことができる。
【００２０】そこでマイクロプロセッサ２０は、デジタ
ルデータを用いて Ｙ＝∫(0, 2・π/ω)Ｘ(t)dt＝∫(0, 2・π/ω)ｖo(t)・ｖi(t)dt …(7) に対応する積和演算を行なうことにより、試料電気伝導
度ＳS−Ｓrを求める。すなわち、ｖi(t)に対応するデジ
タルデータＤiとｖo(t)に対応するデジタルデータＤoと
を用いて、式(7)に対応する積和演算を行なう。そし
て、この積和演算によって得られる値Ｓは式(6)より試
料電気伝導度ＳS−Ｓrに比例するため、この積和演算結
果Ｓを試料電気伝導度の測定値として出力する。
ルデータを用いて Ｙ＝∫(0, 2・π/ω)Ｘ(t)dt＝∫(0, 2・π/ω)ｖo(t)・ｖi(t)dt …(7) に対応する積和演算を行なうことにより、試料電気伝導
度ＳS−Ｓrを求める。すなわち、ｖi(t)に対応するデジ
タルデータＤiとｖo(t)に対応するデジタルデータＤoと
を用いて、式(7)に対応する積和演算を行なう。そし
て、この積和演算によって得られる値Ｓは式(6)より試
料電気伝導度ＳS−Ｓrに比例するため、この積和演算結
果Ｓを試料電気伝導度の測定値として出力する。
【００２１】［２］第２の算出方法 交流電圧ｖiの周波数は、通常、１ｋＨｚ程度であるた
め、この交流電圧ｖiに対応するデジタルデータＤiの１
周期当たりの個数（１周期当たりのサンプル数）Ｎを３
２とすると、上記の積和演算における１回の乗算を３０
μsec程度で行なう必要がある。したがって、上記第１
の算出方法では高速のマイクロプロセッサが必要とな
る。そこで本算出方法では、乗算を行なうことなく、以
下のようにして試料電気伝導度ＳS−Ｓrを算出する。
め、この交流電圧ｖiに対応するデジタルデータＤiの１
周期当たりの個数（１周期当たりのサンプル数）Ｎを３
２とすると、上記の積和演算における１回の乗算を３０
μsec程度で行なう必要がある。したがって、上記第１
の算出方法では高速のマイクロプロセッサが必要とな
る。そこで本算出方法では、乗算を行なうことなく、以
下のようにして試料電気伝導度ＳS−Ｓrを算出する。
【００２２】本算出方法では、図２（ｂ）に示すような
振幅１の矩形波の交流信号Ｒec(t)を考える。この交流
信号Ｒec(t)をフーリエ展開すると、 Ｒec(t)＝sin(ω・ｔ)−(1/3)・sin(３・ω・ｔ)＋(1/5)・sin(５・ω・ｔ)−… … …(9) となるため、このＲec(t)をｖo(t)に乗じて１周期分に
ついて積分した値をＺとすると、式(4)より、 Ｚ＝∫(0, 2・π/ω)ｖi(t)・Ｒec(t)dt ＝Ｒ・Ｖ・（ＳS−Ｓr） ×∫(0, 2・π/ω)｛sin2(ω・ｔ)−(1/3)・sin(ω・ｔ)・sin(３・ω・ｔ) ＋(1/5)・sin(ω・ｔ)・sin(５・ω・ｔ)−……｝dt …(10) となる。この式(10)の右辺の被積分関数における中括弧
内の第２項以下は、角周波数ωの整数倍の周波数成分の
みであるためｔ＝０からｔ＝２・π／ωまで積分すると
全て０となる。したがって、式(5)からわかるように、
式(10)によって与えられる積分値Ｚは、式(6)によって
与えられる積分値すなわち Ｙ＝∫(0, 2・π/ω)Ｘ(t)dt ＝Ｒ・Ｖ2・（ＳS−Ｓr）・∫(0, 2・π/ω)sin2（ω・ｔ）dt に等しい。よって、式(6)より Ｚ＝(1/2)・Ｒ・Ｖ2・（ＳS−Ｓr）・（２・π／ω） …(11) となる。以上より、試料電気伝導度はＳS−Ｓrは、ｖo
(t)とＲec(t)との積の１周期分についての積分値Ｚを算
出することによっても求めることができる。
振幅１の矩形波の交流信号Ｒec(t)を考える。この交流
信号Ｒec(t)をフーリエ展開すると、 Ｒec(t)＝sin(ω・ｔ)−(1/3)・sin(３・ω・ｔ)＋(1/5)・sin(５・ω・ｔ)−… … …(9) となるため、このＲec(t)をｖo(t)に乗じて１周期分に
ついて積分した値をＺとすると、式(4)より、 Ｚ＝∫(0, 2・π/ω)ｖi(t)・Ｒec(t)dt ＝Ｒ・Ｖ・（ＳS−Ｓr） ×∫(0, 2・π/ω)｛sin2(ω・ｔ)−(1/3)・sin(ω・ｔ)・sin(３・ω・ｔ) ＋(1/5)・sin(ω・ｔ)・sin(５・ω・ｔ)−……｝dt …(10) となる。この式(10)の右辺の被積分関数における中括弧
内の第２項以下は、角周波数ωの整数倍の周波数成分の
みであるためｔ＝０からｔ＝２・π／ωまで積分すると
全て０となる。したがって、式(5)からわかるように、
式(10)によって与えられる積分値Ｚは、式(6)によって
与えられる積分値すなわち Ｙ＝∫(0, 2・π/ω)Ｘ(t)dt ＝Ｒ・Ｖ2・（ＳS−Ｓr）・∫(0, 2・π/ω)sin2（ω・ｔ）dt に等しい。よって、式(6)より Ｚ＝(1/2)・Ｒ・Ｖ2・（ＳS−Ｓr）・（２・π／ω） …(11) となる。以上より、試料電気伝導度はＳS−Ｓrは、ｖo
(t)とＲec(t)との積の１周期分についての積分値Ｚを算
出することによっても求めることができる。
【００２３】上記より、ｖo(t)に対応するデジタルデー
タＤoを用いて、 Ｚ＝∫(0, 2・π/ω)ｖo(t)・Ｒec(t)dt …(12) に対応する積和演算を行なうことにより、試料電気伝導
度ＳS−Ｓrの算出が可能であることがわかる。ここで、
ｖi(t)＞０のときＲec(t)＝１、ｖi(t)＜０のときＲec
(t)＝−１であることを利用すると（図２参照）、実際
には乗算を行なうことなく、式(12)に対応する積和演算
を行なうことができる。すなわち、ｖi(t)に対応するデ
ジタルデータＤiの値が正か負かに応じて、ｖo(t)に対
応するデジタルデータＤoの加算又は減算を行なえばよ
い。そこで、マイクロプロセッサ２０は、図３に示すフ
ローチャートに基づいて式(12)に対応する積和演算を行
なう。
タＤoを用いて、 Ｚ＝∫(0, 2・π/ω)ｖo(t)・Ｒec(t)dt …(12) に対応する積和演算を行なうことにより、試料電気伝導
度ＳS−Ｓrの算出が可能であることがわかる。ここで、
ｖi(t)＞０のときＲec(t)＝１、ｖi(t)＜０のときＲec
(t)＝−１であることを利用すると（図２参照）、実際
には乗算を行なうことなく、式(12)に対応する積和演算
を行なうことができる。すなわち、ｖi(t)に対応するデ
ジタルデータＤiの値が正か負かに応じて、ｖo(t)に対
応するデジタルデータＤoの加算又は減算を行なえばよ
い。そこで、マイクロプロセッサ２０は、図３に示すフ
ローチャートに基づいて式(12)に対応する積和演算を行
なう。
【００２４】すなわち、まずステップＳ１０において、
積和演算結果を示す変数Ｓを初期化する。次にステップ
Ｓ１２において、現時点のｖo(t)の値を示すデジタルデ
ータＤoをＡ／Ｄ変換器１８から入力する。次にステッ
プＳ１４において、このＤoに対応するＤiの値が正か否
か、すなわち現時点のｖo(t)に対応するｖi(t)の値を決
定するためにマイクロプロセッサ２０が設定したデジタ
ルデータＤiの値が正か否かを判定し、正であればステ
ップＳ１６へ進み、正でなければステップＳ１８へ進
む。
積和演算結果を示す変数Ｓを初期化する。次にステップ
Ｓ１２において、現時点のｖo(t)の値を示すデジタルデ
ータＤoをＡ／Ｄ変換器１８から入力する。次にステッ
プＳ１４において、このＤoに対応するＤiの値が正か否
か、すなわち現時点のｖo(t)に対応するｖi(t)の値を決
定するためにマイクロプロセッサ２０が設定したデジタ
ルデータＤiの値が正か否かを判定し、正であればステ
ップＳ１６へ進み、正でなければステップＳ１８へ進
む。
【００２５】ステップＳ１６へ進んだときには、上記Ｄ
oに対応するＲec(t)の値は１であるため、変数Ｓにこの
Ｄo（現時点のｖo(t)の値を示すデジタル値）を加算す
る。一方、ステップＳ１８へ進んだときには、上記Ｄo
に対応するＲec(t)の値は−１であるため、変数Ｓから
このＤoを減算する。これらステップＳ１６及びＳ１８
により積和演算が行なわれる。
oに対応するＲec(t)の値は１であるため、変数Ｓにこの
Ｄo（現時点のｖo(t)の値を示すデジタル値）を加算す
る。一方、ステップＳ１８へ進んだときには、上記Ｄo
に対応するＲec(t)の値は−１であるため、変数Ｓから
このＤoを減算する。これらステップＳ１６及びＳ１８
により積和演算が行なわれる。
【００２６】ステップＳ１６又はＳ１８の実行後は、ス
テップＳ２０において、上記の積和演算が１周期分行な
われたか否かを判定する。１周期分の積和演算が終了し
ていなければ、ステップＳ１２へ戻って次のサンプル時
刻におけるＤoを入力し、このＤoに対してステップＳ１
４〜Ｓ２０の処理を行なう。このようにして、１周期分
の積和演算が終了していない間はステップＳ１２〜Ｓ２
０が繰り返し実行され、１周期分の積和演算が終了する
とステップＳ２２へ進む。ステップＳ２２へ進んだ時点
では、変数Ｓには１周期分の積和演算の結果が設定され
ている。この変数Ｓの値は、式(12)に対応する積和演算
の結果を示しており、式(11)より試料電気伝導度ＳS−
Ｓrに比例するため、この積和演算結果Ｓを試料電気伝
導度の測定値として出力する。この測定値の出力後は、
ステップＳ１０へ戻り、次の１周期分についての積和演
算が行なわれる。
テップＳ２０において、上記の積和演算が１周期分行な
われたか否かを判定する。１周期分の積和演算が終了し
ていなければ、ステップＳ１２へ戻って次のサンプル時
刻におけるＤoを入力し、このＤoに対してステップＳ１
４〜Ｓ２０の処理を行なう。このようにして、１周期分
の積和演算が終了していない間はステップＳ１２〜Ｓ２
０が繰り返し実行され、１周期分の積和演算が終了する
とステップＳ２２へ進む。ステップＳ２２へ進んだ時点
では、変数Ｓには１周期分の積和演算の結果が設定され
ている。この変数Ｓの値は、式(12)に対応する積和演算
の結果を示しており、式(11)より試料電気伝導度ＳS−
Ｓrに比例するため、この積和演算結果Ｓを試料電気伝
導度の測定値として出力する。この測定値の出力後は、
ステップＳ１０へ戻り、次の１周期分についての積和演
算が行なわれる。
【００２７】なお、本実施例の電気伝導度検出器におい
てバックグラウンドの消去が十分でない場合には、１周
期分の積和演算の結果Ｓに基づき、リファレンス抵抗Ｒ
rの調整が行なわれる。すなわち、オペレータが所定操
作を行なうと、マイクロプロセッサ２０が、試料が含ま
れない移動相のみの場合における１周期分の積和演算の
結果Ｓが０となるように、リファレンス抵抗Ｒrの値を
調整する。
てバックグラウンドの消去が十分でない場合には、１周
期分の積和演算の結果Ｓに基づき、リファレンス抵抗Ｒ
rの調整が行なわれる。すなわち、オペレータが所定操
作を行なうと、マイクロプロセッサ２０が、試料が含ま
れない移動相のみの場合における１周期分の積和演算の
結果Ｓが０となるように、リファレンス抵抗Ｒrの値を
調整する。
【００２８】以上のように本実施例によれば、従来の電
気伝導度検出器において平衡復調回路とローパスフィル
タによって行なわれていた処理に相当するものが、デジ
タルデータを用いた１周期分の積和演算により行なわれ
る。これにより、１周期分の時間で測定結果を得ること
ができ、ローパスフィルタを必要とした従来の電気伝導
度検出器に比べて応答性が向上するため、カラムから出
てくる液体の電気伝導度の急激な変化に追従できるよう
になる。また、バックグラウンドの消去のためのリファ
レンス抵抗Ｒrの調整を、１周期分の積和演算の結果Ｓ
に基づき、短時間で行なうことができる。さらに、精度
の高い平衡復調回路を必要とした従来の電気伝導度検出
器と異なり、同期検波に相当する処理がマイクロプロセ
ッサによって行なわれるため、本実施例の電気伝導度検
出器はコスト的にも有利である。そして、前記第２の算
出方法に基づいて積和演算を行なった場合には、実際に
は乗算が不要となるため、低速のマイクロプロセッサに
よってもこの積和演算が可能となり、さらにコストの低
減を図ることができる。
気伝導度検出器において平衡復調回路とローパスフィル
タによって行なわれていた処理に相当するものが、デジ
タルデータを用いた１周期分の積和演算により行なわれ
る。これにより、１周期分の時間で測定結果を得ること
ができ、ローパスフィルタを必要とした従来の電気伝導
度検出器に比べて応答性が向上するため、カラムから出
てくる液体の電気伝導度の急激な変化に追従できるよう
になる。また、バックグラウンドの消去のためのリファ
レンス抵抗Ｒrの調整を、１周期分の積和演算の結果Ｓ
に基づき、短時間で行なうことができる。さらに、精度
の高い平衡復調回路を必要とした従来の電気伝導度検出
器と異なり、同期検波に相当する処理がマイクロプロセ
ッサによって行なわれるため、本実施例の電気伝導度検
出器はコスト的にも有利である。そして、前記第２の算
出方法に基づいて積和演算を行なった場合には、実際に
は乗算が不要となるため、低速のマイクロプロセッサに
よってもこの積和演算が可能となり、さらにコストの低
減を図ることができる。
【図１】 本発明の一実施例である電気伝導度検出器の
構成を示す図。
構成を示す図。
【図２】 前記実施例において測定セルに印加される電
圧を示す図（ａ）、及び電気伝導度に相当する値を算出
するために使用される矩形波の交流信号を示す図
（ｂ）。
圧を示す図（ａ）、及び電気伝導度に相当する値を算出
するために使用される矩形波の交流信号を示す図
（ｂ）。
【図３】 前記実施例における電気伝導度の算出方法の
一例を示すフローチャート。
一例を示すフローチャート。
１０…Ｄ／Ａ変換器 １２…反転アンプ １４…測定セル １６…Ｉ／Ｖ変換器 １８…Ａ／Ｄ変換器 ２０…マイクロプロセッサ ｖi …測定セルに印加される電圧 ｉ …測定セルを流れる電流 ｖo …測定セルを流れる電流に相当する値の電圧
Claims (2)
- 【請求項１】 液体を挟んで対向する二つの電極に電圧
を印加して該二つの電極間に流れる電流を測定すること
により、前記液体の電気伝導度を検出する電気伝導度検
出器において、 ａ）デジタル信号を入力して該デジタル信号が示す値の
電圧を生成し、該電圧を前記二つの電極間に印加するＤ
／Ａ変換手段と、 ｂ）前記二つの電極間に流れる電流の値を示すデジタル
信号を生成するＡ／Ｄ変換手段と、 ｃ）Ｄ／Ａ変換手段に所定周期の交流を表わす第１デジ
タル信号を入力することによって前記二つの電極間に該
周期の交流電圧を印加し、第１デジタル信号又は第１デ
ジタル信号と同一周期の交流を表わすデジタル信号と、
第１デジタル信号に対応してＡ／Ｄ変換手段によって生
成される第２デジタル信号とについて、前記交流の１周
期分の積和演算を行なうことにより、前記液体の電気伝
導度を算出する演算手段と、 を備えることを特徴とする電気伝導度検出器。 - 【請求項２】 前記演算手段は、第１デジタル信号と同
一周期の交流矩形波を表わすデジタル信号と第２デジタ
ル信号との積和演算に替えて、第１デジタル信号の極性
が正であるときには第２デジタル信号を加算し、第１デ
ジタル信号の極性が負であるときには第２デジタル信号
を減算することにより、前記液体の電気伝導度を算出す
る請求項１に記載の電気伝導度検出器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29229994A JP3355828B2 (ja) | 1994-10-31 | 1994-10-31 | 電気伝導度検出器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29229994A JP3355828B2 (ja) | 1994-10-31 | 1994-10-31 | 電気伝導度検出器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08129000A JPH08129000A (ja) | 1996-05-21 |
| JP3355828B2 true JP3355828B2 (ja) | 2002-12-09 |
Family
ID=17779965
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29229994A Expired - Fee Related JP3355828B2 (ja) | 1994-10-31 | 1994-10-31 | 電気伝導度検出器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3355828B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN104991014A (zh) * | 2015-04-21 | 2015-10-21 | 俞嘉德 | 兼用于高效液相色谱和离子色谱的脉冲离子多功能检测仪 |
| US11204341B2 (en) | 2016-05-31 | 2021-12-21 | Shimadzu Corporation | Measuring instrument |
-
1994
- 1994-10-31 JP JP29229994A patent/JP3355828B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH08129000A (ja) | 1996-05-21 |
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