JP3343997B2 - Ｍｓｋ変調波の復調回路 - Google Patents
Ｍｓｋ変調波の復調回路Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】衛星を利用する測位システム（Ｇ
ＰＳ）の一層の測位精度向上のため、補正データを移動
受信点に送り、その地点におけるＧＰＳ測位データを補
正して、高精度の測位位置を与えるようにした、いわゆ
るＤＧＰＳ（Ｄｅｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ ＧＰＳ）が実
用化されようとしている。固定点で得られるＧＰＳ位置
情報を放送するとき、搬送波を変調する方式にＭＳＫ方
式が用いられる。本発明はこのＭＳＫ方式で変調された
信号の復調に関するものである。
ＰＳ）の一層の測位精度向上のため、補正データを移動
受信点に送り、その地点におけるＧＰＳ測位データを補
正して、高精度の測位位置を与えるようにした、いわゆ
るＤＧＰＳ（Ｄｅｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ ＧＰＳ）が実
用化されようとしている。固定点で得られるＧＰＳ位置
情報を放送するとき、搬送波を変調する方式にＭＳＫ方
式が用いられる。本発明はこのＭＳＫ方式で変調された
信号の復調に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】ＭＳＫは、伝送データのボーレートの１
ビットごとに、プラスまたはマイナス９０゜の直線的位
相変調を行うもので、ＤＧＰＳのように一般利用者を対
称とする電波に採用されるのは始めてで、本発明人の知
る範囲ではその復調に対する確立された技術はないよう
に思われる。勿論、従来の周波数弁別器の技術が全く利
用できない訳ではないがＤＧＰＳのようにデータの伝送
ボーレートが低い（例えば５０ボー）ときには良好な復
調結果が期待できないし、またＣＰＵなどによる、デジ
タル信号処理方式が提案されているが回路が複雑で高価
になる欠点がある。
ビットごとに、プラスまたはマイナス９０゜の直線的位
相変調を行うもので、ＤＧＰＳのように一般利用者を対
称とする電波に採用されるのは始めてで、本発明人の知
る範囲ではその復調に対する確立された技術はないよう
に思われる。勿論、従来の周波数弁別器の技術が全く利
用できない訳ではないがＤＧＰＳのようにデータの伝送
ボーレートが低い（例えば５０ボー）ときには良好な復
調結果が期待できないし、またＣＰＵなどによる、デジ
タル信号処理方式が提案されているが回路が複雑で高価
になる欠点がある。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】かかる現状において、
本発明の課題はＭＳＫ変調で放送されるＤＧＰＳの情報
を、そのサービスエリア内のより広い範囲、すなわち電
波伝搬状況により影響を受ける信号対雑音比（以下、Ｓ
／Ｎ）の悪い受信信号からも、確実にＤＧＰＳ情報のデ
ータを復調し得る、できるだけ簡単で安価な、復調回路
を提供することにある。
本発明の課題はＭＳＫ変調で放送されるＤＧＰＳの情報
を、そのサービスエリア内のより広い範囲、すなわち電
波伝搬状況により影響を受ける信号対雑音比（以下、Ｓ
／Ｎ）の悪い受信信号からも、確実にＤＧＰＳ情報のデ
ータを復調し得る、できるだけ簡単で安価な、復調回路
を提供することにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】ＭＳＫ方式で変調された
信号（以下、ＭＳＫ信号）を被変調データのボーレート
まで分周した場合、その周期はＭＳＫ信号のプラスまた
はマイナス９０゜位相変調分だけ短く、または長くなる
ことに着目し、次の手段で構成される。
信号（以下、ＭＳＫ信号）を被変調データのボーレート
まで分周した場合、その周期はＭＳＫ信号のプラスまた
はマイナス９０゜位相変調分だけ短く、または長くなる
ことに着目し、次の手段で構成される。
【０００５】ＭＳＫ信号を被変調データのボーレートま
で分周する第１分周手段と、この第１分周手段の出力信
号からトリガパルスを作る手段と、比較的周波数の高い
高精度の信号（以下、高周波信号）を分周して、ＭＳＫ
信号の無変調時に相当する周波数の標準波を作る第２分
周手段と、この第２分周手段の分周開始を前記トリガパ
ルスで制御する手段と、前記標準波を前記トリガパルス
でサンプルする手段とで、前記被変調データの１また
は、および０を検出するように構成される。
で分周する第１分周手段と、この第１分周手段の出力信
号からトリガパルスを作る手段と、比較的周波数の高い
高精度の信号（以下、高周波信号）を分周して、ＭＳＫ
信号の無変調時に相当する周波数の標準波を作る第２分
周手段と、この第２分周手段の分周開始を前記トリガパ
ルスで制御する手段と、前記標準波を前記トリガパルス
でサンプルする手段とで、前記被変調データの１また
は、および０を検出するように構成される。
【０００６】
【作用】前述のように本発明は、ＭＳＫ信号から被変調
データのボーレートと同じ周期の前記トリガパルスを作
り、前記標準波を前記トリガパルスでサンプルしてデー
タを復調するものであるから、復調データ信号に波形の
割れ、雑音パルスの混入が全く生じないため、データ波
形の整形などの後処理が不必要である。そのうえ本願発
明人の実験によれば、前記トリガパルスの周期には、Ｍ
ＳＫ信号の各サイクル毎の雑音などによるふらつきが、
分周手段でほとんど打ち消され、ＭＳＫ方式による変調
の位相変位分だけ残るため、雑音に極めて強いことが確
認されている。
データのボーレートと同じ周期の前記トリガパルスを作
り、前記標準波を前記トリガパルスでサンプルしてデー
タを復調するものであるから、復調データ信号に波形の
割れ、雑音パルスの混入が全く生じないため、データ波
形の整形などの後処理が不必要である。そのうえ本願発
明人の実験によれば、前記トリガパルスの周期には、Ｍ
ＳＫ信号の各サイクル毎の雑音などによるふらつきが、
分周手段でほとんど打ち消され、ＭＳＫ方式による変調
の位相変位分だけ残るため、雑音に極めて強いことが確
認されている。
【０００７】
【実施例】以下、図面により本発明の実施例を説明す
る。図１は本発明の一実施例を示す系統図、図２は図１
の説明のための各部波形図、図４は本発明に適する第１
分周器の系統図である。
る。図１は本発明の一実施例を示す系統図、図２は図１
の説明のための各部波形図、図４は本発明に適する第１
分周器の系統図である。
【０００８】図１において、１は入力端子で、ＭＳＫ信
号が加えられる。前記ＭＳＫ信号は、送信局から放送さ
れるＭＳＫ信号の電波を受信機（図示されていない）
で、受信増幅し、周波数変換後、ＣＭＯＳ−ＩＣの動作
レベルまで、増幅して作られる。前記ＭＳＫ信号の変調
周波数はＣＭＯＳ−ＩＣの動作時間の関係上、比較的低
い周波数（例えば５ＫＨｚ）にすることが望ましい。
号が加えられる。前記ＭＳＫ信号は、送信局から放送さ
れるＭＳＫ信号の電波を受信機（図示されていない）
で、受信増幅し、周波数変換後、ＣＭＯＳ−ＩＣの動作
レベルまで、増幅して作られる。前記ＭＳＫ信号の変調
周波数はＣＭＯＳ−ＩＣの動作時間の関係上、比較的低
い周波数（例えば５ＫＨｚ）にすることが望ましい。
【０００９】２は第１分周器で、入力端子１に加えられ
たＭＳＫ信号を被変調データのボーレートまで、正確に
分周し、図２（以下、図２の呼称省略）のＡを出力す
る。
たＭＳＫ信号を被変調データのボーレートまで、正確に
分周し、図２（以下、図２の呼称省略）のＡを出力す
る。
【００１０】３はトリガパルス発生器で、Ａの各周期ご
とにパルス幅の狭い（例えば１μＳ）トリガパルスＢを
作る。上記の動作を解り易くするため、ＭＳＫ信号の変
調周波数を５ＫＨｚ、被変調のデータのボーレートを５
０ボーの具体的例で、説明すると、入力端子１に加えら
れた、変調周波数５ＫＨｚのＭＳＫ信号は第１分周器２
で、１００分の１に分周され約５０ＨｚのＡが作られる
ことになる。前記５ＫＨｚのＭＳＫ信号は被変調データ
のボーレートの１ビットごとにプラス（＋）またはマイ
ナス（−）９０゜の位相変調がなされているので、Ａの
周期ｔは、＋９０゜変調のときは、５ＫＨｚの１周期
（ｔ）の４分の１、５０μＳだけ短い短周期となり、ま
た−９０゜変調のときは５０μだけ長い長周期となる。
従ってＢの周期はＭＳＫ変調の状態により、２０ｍｓ−
５０μＳまたは２０ｍｓ＋５０μＳの値を取ることにな
る。
とにパルス幅の狭い（例えば１μＳ）トリガパルスＢを
作る。上記の動作を解り易くするため、ＭＳＫ信号の変
調周波数を５ＫＨｚ、被変調のデータのボーレートを５
０ボーの具体的例で、説明すると、入力端子１に加えら
れた、変調周波数５ＫＨｚのＭＳＫ信号は第１分周器２
で、１００分の１に分周され約５０ＨｚのＡが作られる
ことになる。前記５ＫＨｚのＭＳＫ信号は被変調データ
のボーレートの１ビットごとにプラス（＋）またはマイ
ナス（−）９０゜の位相変調がなされているので、Ａの
周期ｔは、＋９０゜変調のときは、５ＫＨｚの１周期
（ｔ）の４分の１、５０μＳだけ短い短周期となり、ま
た−９０゜変調のときは５０μだけ長い長周期となる。
従ってＢの周期はＭＳＫ変調の状態により、２０ｍｓ−
５０μＳまたは２０ｍｓ＋５０μＳの値を取ることにな
る。
【００１１】４は入力端子で、前記受信機内の局発用水
晶発振器、または別途構成される（図示されていない）
水晶発振器より作られる高精度の高周波信号（例えば６
４０ＫＨｚの信号）が加えられる。
晶発振器、または別途構成される（図示されていない）
水晶発振器より作られる高精度の高周波信号（例えば６
４０ＫＨｚの信号）が加えられる。
【００１２】５は第２分周器で、入力端子４に加えられ
る高精度の高周波信号を分周して、前記ＭＳＫ信号の無
変調時に相当する標準波（例えば正確な５ＫＨｚ）Ｃを
作る。第２分周器５の分周動作の開始は、トリガパルス
Ｂにより各周期ごとに制御されているので、トリガパル
スＢと標準波Ｃとは、図示のように常に同期している。
尚、第２分周器５では、後述するゲート信号作成のため
の信号を作る分周も行っている。
る高精度の高周波信号を分周して、前記ＭＳＫ信号の無
変調時に相当する標準波（例えば正確な５ＫＨｚ）Ｃを
作る。第２分周器５の分周動作の開始は、トリガパルス
Ｂにより各周期ごとに制御されているので、トリガパル
スＢと標準波Ｃとは、図示のように常に同期している。
尚、第２分周器５では、後述するゲート信号作成のため
の信号を作る分周も行っている。
【００１３】６はサンプリング回路でＤタイプフリップ
フロップ、例えばＣＭＯＳ−ＩＣ、ＴＣ−４０１３（東
芝製）で構成され、前記第２分周器の出力Ｃの標準波を
トリガパルス発生器３の出力トリガパルスＢでサンプル
する。従って前述した説明から解るように、＋９０゜変
調のときはトリガパルスＢは常に標準波Ｃの１の部分を
サンプルし、また−９０゜変調のときは標準波Ｃの０の
部分をサンプルして、被変調データに対応した出力を得
ることができる。サンプリング回路６の出力は、復調デ
ータとして、出力端子７に出力される。前述の復調動作
は、ＭＳＫ信号の周波数、被変調データのボーレート、
および高精度の高周波信号のそれぞれの周波数が正確で
あれば安定におこなわれる。
フロップ、例えばＣＭＯＳ−ＩＣ、ＴＣ−４０１３（東
芝製）で構成され、前記第２分周器の出力Ｃの標準波を
トリガパルス発生器３の出力トリガパルスＢでサンプル
する。従って前述した説明から解るように、＋９０゜変
調のときはトリガパルスＢは常に標準波Ｃの１の部分を
サンプルし、また−９０゜変調のときは標準波Ｃの０の
部分をサンプルして、被変調データに対応した出力を得
ることができる。サンプリング回路６の出力は、復調デ
ータとして、出力端子７に出力される。前述の復調動作
は、ＭＳＫ信号の周波数、被変調データのボーレート、
および高精度の高周波信号のそれぞれの周波数が正確で
あれば安定におこなわれる。
【００１４】以上説明の回路のみで、極めて安定（本発
明人の実験によればＭＳＫ信号のＳ／Ｎ０ｄＢのとき、
被変調データから復調データへの誤動率０．１％以下）
であるが、実際には水晶の周波数偏差等により、前記Ｍ
ＳＫ信号の周波数、被変調データのボーレート、および
高精度の高周波数信号の周波数それぞれに多少の周波数
ズレを生じ、復調動作を不安定にする要因になる。
明人の実験によればＭＳＫ信号のＳ／Ｎ０ｄＢのとき、
被変調データから復調データへの誤動率０．１％以下）
であるが、実際には水晶の周波数偏差等により、前記Ｍ
ＳＫ信号の周波数、被変調データのボーレート、および
高精度の高周波数信号の周波数それぞれに多少の周波数
ズレを生じ、復調動作を不安定にする要因になる。
【００１５】本発明は、このような場合でも、復調動作
を安定化するため、以下で説明する構成で周波数制御電
圧を作り前記第１分周器の分周化を微細に調整して、常
に前記トリガパルスＢと標準波Ｃとの時間関係を保ち、
安定な復調ができるよう構成している。以下、この動作
について説明する。
を安定化するため、以下で説明する構成で周波数制御電
圧を作り前記第１分周器の分周化を微細に調整して、常
に前記トリガパルスＢと標準波Ｃとの時間関係を保ち、
安定な復調ができるよう構成している。以下、この動作
について説明する。
【００１６】８はゲート信号作成回路で、前記第２分周
器の各段の出力信号により、分周比制御電圧作成回路１
０の時定数の充放電を制御するためのゲート信号を作る
回路である。
器の各段の出力信号により、分周比制御電圧作成回路１
０の時定数の充放電を制御するためのゲート信号を作る
回路である。
【００１７】このゲート信号作成回路８の動作を解り易
くするため、入力端子４に加えられる高精度の高周波信
号の周波数が６４０ＫＨｚの具体例で説明する。前述し
たように第２分周器５で、１２８分の１分周して、５Ｋ
Ｈｚの標準波Ｃが作られると同時に、６４分の１分周の
１０ＫＨｚ信号Ｄ、５ＫＨｚを更に５分の１した１ＫＨ
ｚ信号Ｅ、更に５分の１した２００Ｈｚ信号Ｇおよび
Ｃ、Ｄ、Ｅの各信号のＡＮＤで合成した信号Ｆなどが作
られる。ゲート信号作成回路８では、信号Ｇの立上がり
で駆動し、信号Ｆでリセットされるゲート信号Ｈが作ら
れる。本実施例においては短周期ｔのトリガパルスＢを
サンプルパルスとして用いるよう図示されているが、長
周期ＡのトリガパルスＢをサンプルパルスとして用いる
よう信号Ｆを作成することも可能である。
くするため、入力端子４に加えられる高精度の高周波信
号の周波数が６４０ＫＨｚの具体例で説明する。前述し
たように第２分周器５で、１２８分の１分周して、５Ｋ
Ｈｚの標準波Ｃが作られると同時に、６４分の１分周の
１０ＫＨｚ信号Ｄ、５ＫＨｚを更に５分の１した１ＫＨ
ｚ信号Ｅ、更に５分の１した２００Ｈｚ信号Ｇおよび
Ｃ、Ｄ、Ｅの各信号のＡＮＤで合成した信号Ｆなどが作
られる。ゲート信号作成回路８では、信号Ｇの立上がり
で駆動し、信号Ｆでリセットされるゲート信号Ｈが作ら
れる。本実施例においては短周期ｔのトリガパルスＢを
サンプルパルスとして用いるよう図示されているが、長
周期ＡのトリガパルスＢをサンプルパルスとして用いる
よう信号Ｆを作成することも可能である。
【００１８】９はサンプリング回路でゲート信号作成回
路８の出力ゲート信号Ｈをトリガ信号Ｂでサンプルし、
ゲート信号Ｈの１の部分をサンプルしたとき放電用信号
を出力するよう構成される。
路８の出力ゲート信号Ｈをトリガ信号Ｂでサンプルし、
ゲート信号Ｈの１の部分をサンプルしたとき放電用信号
を出力するよう構成される。
【００１９】１０は分周比制御電圧作成回路で、時定数
の長い（例えば１０秒内外）容量、抵抗主体の回路で構
成されており、常時は次第に充電され電圧が高くなるよ
うにしてあり、前記サンプリング回路９の出力放電用信
号により放電し、電圧が下がるように構成されている。
この分周比制御電圧を前記第１分周器に加え制御電圧が
高いときは第１分周器の出力信号の周期を短くし、電圧
が低いときは周期を長くするように第１分周器２の分周
比を制御し、入力端子１および入力端子４の各周波数に
ズレがある場合でも常にトリガパルスＢと標準波Ｃの相
対的時間関係を図２のように保つ。
の長い（例えば１０秒内外）容量、抵抗主体の回路で構
成されており、常時は次第に充電され電圧が高くなるよ
うにしてあり、前記サンプリング回路９の出力放電用信
号により放電し、電圧が下がるように構成されている。
この分周比制御電圧を前記第１分周器に加え制御電圧が
高いときは第１分周器の出力信号の周期を短くし、電圧
が低いときは周期を長くするように第１分周器２の分周
比を制御し、入力端子１および入力端子４の各周波数に
ズレがある場合でも常にトリガパルスＢと標準波Ｃの相
対的時間関係を図２のように保つ。
【００２０】以上の分周比制御電圧の発生は、短周期ｔ
のトリガパルスの時間位置を基準に説明してあるが、長
周期ｔのトリガパルスを基準にしてもまた、長短両トリ
ガパルスを基準にしても、同様の制御ができることは明
白である。
のトリガパルスの時間位置を基準に説明してあるが、長
周期ｔのトリガパルスを基準にしてもまた、長短両トリ
ガパルスを基準にしても、同様の制御ができることは明
白である。
【００２１】図４において、１は図１と同じ入力端子で
ＭＳＫ信号が加えられている。２１は位相ロックループ
（以下、ＰＬＬと呼称）のＩＣ、２２はカウンタでＰＬ
ＬＩＣ２１とカウンタ２２で公知の周波数逓倍回路が構
成されている。ＰＬＬＩＣには例えばＣＭＯＳ−ＩＣ・
ＭＣ−４０４６（モトローラ製）、カウンタにはＣＭＯ
Ｓ−ＩＣ・ＴＣ−４０４０（東芝製）が用いられる。２
３はカウンタ２２と同種のカウンタ、２４は２−ＡＮＤ
回路、２５は単安定マルチバイブレータであり、カウン
タ２３、２−ＡＮＤおよび単安定マルチバイブレータ２
５は可変分周器３０を構成している。単安定マルチバイ
ブレータには例えばＣＭＯＳ−ＩＣ・ＴＣ−４５２８
（東芝製）が用いられる。
ＭＳＫ信号が加えられている。２１は位相ロックループ
（以下、ＰＬＬと呼称）のＩＣ、２２はカウンタでＰＬ
ＬＩＣ２１とカウンタ２２で公知の周波数逓倍回路が構
成されている。ＰＬＬＩＣには例えばＣＭＯＳ−ＩＣ・
ＭＣ−４０４６（モトローラ製）、カウンタにはＣＭＯ
Ｓ−ＩＣ・ＴＣ−４０４０（東芝製）が用いられる。２
３はカウンタ２２と同種のカウンタ、２４は２−ＡＮＤ
回路、２５は単安定マルチバイブレータであり、カウン
タ２３、２−ＡＮＤおよび単安定マルチバイブレータ２
５は可変分周器３０を構成している。単安定マルチバイ
ブレータには例えばＣＭＯＳ−ＩＣ・ＴＣ−４５２８
（東芝製）が用いられる。
【００２２】２６は分周器で被変調データのボーレート
に相当する各出力信号を出力する。２７はボーレート切
換器である。
に相当する各出力信号を出力する。２７はボーレート切
換器である。
【００２３】これらの回路の動作を解り安くするため、
ＭＳＫ信号の周波数が５ＫＨｚの具体的例で説明する。
入力端子１に加えられた５ＫＨｚＭＳＫ信号は、ＰＬＬ
ＩＣ２１とカウンタ２２で構成される逓倍回路で６４逓
倍され、３２０ＫＨｚの信号が作られる（６４逓倍以上
の場合は問題ないが、６４逓倍以下例えば３２逓倍で
は、次の可変分周器３０の分周ステップが荒くなり、以
後の動作がやや不安定になる。）。
ＭＳＫ信号の周波数が５ＫＨｚの具体的例で説明する。
入力端子１に加えられた５ＫＨｚＭＳＫ信号は、ＰＬＬ
ＩＣ２１とカウンタ２２で構成される逓倍回路で６４逓
倍され、３２０ＫＨｚの信号が作られる（６４逓倍以上
の場合は問題ないが、６４逓倍以下例えば３２逓倍で
は、次の可変分周器３０の分周ステップが荒くなり、以
後の動作がやや不安定になる。）。
【００２４】カウンタ２３、２−ＡＮＤ２４、単安定マ
ルチバイブレータ２５で構成される可変分周器３０の動
作は、３２０ＫＨｚの入力信号をカウンタ２３で５１２
分の１および１０２８分の１分周した信号を２−ＡＮＤ
２４で合成し実質７６８分の１の分周と同等の周期約
２．４ｍｓ（周波数約４１７Ｈｚ）が作られ、単安定マ
ルチバイブレータ２５を駆動する。このマルチバイブレ
ータの動作時間を約０．１ｍｓとし前記２．４ｍｓと合
計が正確に２．５ｍｓになるように制御すれば、可変分
周器３０の出力は正確な４００Ｈｚの周期になる。
ルチバイブレータ２５で構成される可変分周器３０の動
作は、３２０ＫＨｚの入力信号をカウンタ２３で５１２
分の１および１０２８分の１分周した信号を２−ＡＮＤ
２４で合成し実質７６８分の１の分周と同等の周期約
２．４ｍｓ（周波数約４１７Ｈｚ）が作られ、単安定マ
ルチバイブレータ２５を駆動する。このマルチバイブレ
ータの動作時間を約０．１ｍｓとし前記２．４ｍｓと合
計が正確に２．５ｍｓになるように制御すれば、可変分
周器３０の出力は正確な４００Ｈｚの周期になる。
【００２５】これを分周器２６で４００Ｈｚの信号から
各ボーレートの周期を作る。例えばボーレート５０ボー
のときは、８分の１分周した。５０Ｈｚの信号がボーレ
ート切換器２７により選択されて図１のトリガパルス発
生器に送られる１０は図１の分周比の制御電圧作成回路
で、単安定マルチバイブレータ２５の動作時間を制御す
る。
各ボーレートの周期を作る。例えばボーレート５０ボー
のときは、８分の１分周した。５０Ｈｚの信号がボーレ
ート切換器２７により選択されて図１のトリガパルス発
生器に送られる１０は図１の分周比の制御電圧作成回路
で、単安定マルチバイブレータ２５の動作時間を制御す
る。
【００２６】例えば入力端子１に加えられるＭＳＫ信号
の周波数が１％上昇した場合、可変分周器の出力信号４
００Ｈｚも１％上昇するが制御電圧でマルチバイブレー
タの動作時間４００Ｈｚの１％の周期分、０．０２５ｍ
ｓだけ増加させて、可変分周器の出力を４００Ｈｚに保
つよう動作する。
の周波数が１％上昇した場合、可変分周器の出力信号４
００Ｈｚも１％上昇するが制御電圧でマルチバイブレー
タの動作時間４００Ｈｚの１％の周期分、０．０２５ｍ
ｓだけ増加させて、可変分周器の出力を４００Ｈｚに保
つよう動作する。
【００２７】以上、図４の説明で解るように本発明では
水晶発振の偏差などによるＭＳＫ信号などの周波数ズレ
があっても、常にＭＳＫ変調データの安定な復調が可能
になる。以上の説明は本発明の一実施例の説明であり、
本発明の要旨を離れることなく幾多の変化をなし得るこ
とは説明を要しないであろう。
水晶発振の偏差などによるＭＳＫ信号などの周波数ズレ
があっても、常にＭＳＫ変調データの安定な復調が可能
になる。以上の説明は本発明の一実施例の説明であり、
本発明の要旨を離れることなく幾多の変化をなし得るこ
とは説明を要しないであろう。
【００２８】
【発明の効果】本発明はＭＳＫ信号を分周して被変調デ
ータのボーレートと同じ周期のトリガパルスを作り、こ
のトリガパルスで、別に作られる前記ＭＳＫ信号の無変
調時の周波数に相当する、標準波をサンプルして復調す
るものであるからＭＳＫ信号に含まれる雑音による各サ
イクル毎の位相のふらつきは分周途上で打ち消され、そ
のためＳ／Ｎに強く、またボーレートと同じ周期のトリ
ガパルスでサンプルして復調するため、復調データに信
号の割れ、混入パルスは全くなく、復調データ信号の後
処理を行う必要が生じない。その上、ＭＳＫ信号の周波
数ズレに対しても良好に制御するよう構成してあるか
ら、極めて安定なＭＳＫ変調波の復調が可能となる。更
に回路はカウンタ、ゲート主体のＣＭＯＳ−ＩＣで構成
し得るから、低消費電力で安価な回路が得られる利点が
ある。
ータのボーレートと同じ周期のトリガパルスを作り、こ
のトリガパルスで、別に作られる前記ＭＳＫ信号の無変
調時の周波数に相当する、標準波をサンプルして復調す
るものであるからＭＳＫ信号に含まれる雑音による各サ
イクル毎の位相のふらつきは分周途上で打ち消され、そ
のためＳ／Ｎに強く、またボーレートと同じ周期のトリ
ガパルスでサンプルして復調するため、復調データに信
号の割れ、混入パルスは全くなく、復調データ信号の後
処理を行う必要が生じない。その上、ＭＳＫ信号の周波
数ズレに対しても良好に制御するよう構成してあるか
ら、極めて安定なＭＳＫ変調波の復調が可能となる。更
に回路はカウンタ、ゲート主体のＣＭＯＳ−ＩＣで構成
し得るから、低消費電力で安価な回路が得られる利点が
ある。
【００２９】
【図１】本発明の一実施例を示す系統図
【図２】図１の説明のための各部波形図
【図３】図２の部分拡大図
【図４】本発明に適する第１分周器の系統図
１，４ ………… 入力端子 ２ ……………… 第１分周器 ３ ……………… トリガパルス発生器 ５ ……………… 第２分周器 ６，９ ………… サンプリング回路 ７ ……………… 出力端子 ８ ……………… ゲート信号作成回路 １０ …………… 分周比制御電圧作成回路 ２１ …………… ＰＬＬＩＣ ２２，２３ …… カウンタ ２４ …………… ２−ＡＮＤ回路 ２５ …………… 単安定マルチバイブレータ ２６ …………… 分周器 ２７ …………… ボーレート切換器
Claims (3)
- 【請求項１】Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｓｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ
（以下、ＭＳＫと言う。）で変調された信号を、被変調
データのボーレートまで分周する第１分周手段と、 前記第１分周手段の出力信号から、トリガパルスを作る
手段と、 比較的周波数の高い高精度の信号を分周して、ＭＳＫ方
式で変調された信号の無変調時に相当する周波数の標準
波を作る第２分周手段と、 前記第２分周手段の分周動作を前記トリガパルスで制御
する手段と、 前記標準波を前記トリガパルスでサンプルする手段と、 を具備するＭＳＫ変調波の復調回路。 - 【請求項２】ＭＳＫ方式で変調された信号を、数十倍以
上周波数逓倍する手段と、この周波数逓倍された信号
を、分周周期の一部を単安定マルチバイブレータの動作
時間で受け持つようにした可変分周器で分周する手段
と、前記単安定マルチバイブレータの動作時間を制御す
る手段とで、ＭＳＫ方式で変調された信号の周波数ズレ
を補正するように前記第１分周手段を構成した、請求項
１記載のＭＳＫ変調波の復調回路。 - 【請求項３】前記周波数の比較的高い高精度の信号に受
信機の局発用水晶発振器を利用する、請求項１記載のＭ
ＳＫ変調波の復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14118993A JP3343997B2 (ja) | 1993-05-21 | 1993-05-21 | Ｍｓｋ変調波の復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14118993A JP3343997B2 (ja) | 1993-05-21 | 1993-05-21 | Ｍｓｋ変調波の復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06334696A JPH06334696A (ja) | 1994-12-02 |
| JP3343997B2 true JP3343997B2 (ja) | 2002-11-11 |
Family
ID=15286236
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14118993A Expired - Lifetime JP3343997B2 (ja) | 1993-05-21 | 1993-05-21 | Ｍｓｋ変調波の復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3343997B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102035537A (zh) * | 2010-12-09 | 2011-04-27 | 东南大学 | 一种低功耗可编程分频器 |
-
1993
- 1993-05-21 JP JP14118993A patent/JP3343997B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102035537A (zh) * | 2010-12-09 | 2011-04-27 | 东南大学 | 一种低功耗可编程分频器 |
| CN102035537B (zh) * | 2010-12-09 | 2012-08-22 | 东南大学 | 一种低功耗可编程分频器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06334696A (ja) | 1994-12-02 |
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Legal Events
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