JP3293322B2 - 超音波モータの駆動装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は共振状態等、負荷が特定
の周波数で駆動されることが必要な駆動装置に係わり、
詳しくは超音波モータの駆動装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】装置が共振と呼ばれる特定の周波数信号
によってのみ動作しうるものは、装置の状態変化に対応
して共振状態を維持するために通常の制御動作に先行し
て周波数を共振周波数に合わせる、いわゆる周波数トラ
ッキングが必要であり、そのような装置の例に超音波モ
ータがある。

【０００３】超音波モータには種々の種類があるが、何
れも共振状態でのみ最大トルクを発生し、共振周波数を
外れた場合にはトルクが非常に弱まるか、あるいは全く
発生しないで不動作となるため、温度変化や負荷変動な
どがあっても安定な動作を確保するための駆動技術とし
て共振周波数のトラッキングが不可欠である。

【０００４】従来のトラッキング技術としては、位相同
期ループ（ＰＬＬ）を用いた同期技術（例えば、特開昭
62−85684 号）やディジタル記憶技術を用いた共振周波
数探索技術（例えば、特開昭63−302774号）がある。し
かし、前者はノイズが大きい場合には安定動作が難し
く、また後者のディジタル技術による方法は高分解の探
索には回路が複雑大規模になり、探索時間が長くなる欠
点があった。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、高速
動作，高分解動作で回路構成の簡単，低コスト化でかつ
高効率の超音波モータの駆動装置を提供するにある。

【０００６】また、本発明の他の目的は、ＣＲＴ表示装
置の複数からなる高電圧フォーカスポテンショメータの
電圧調整を小形で簡単な装置で容易に行うようにするこ
とにある。

【０００７】

【課題を解決するための手段】上記目的は、少なくとも
１つの超音波モータを駆動する駆動装置であって、該超
音波モータを駆動させる電流が大きくなる所に駆動周波
数を設定して超音波モータを駆動する駆動装置におい
て、コンピュータから所定の周波数範囲を細分して順次
走査させる可変信号に対応して可変周波数を発生する発
振器，該発振器からの発振信号を増幅して超音波モータ
を駆動するドライバ，前記可変周波数毎に前記超音波モ
ータを駆動する負荷電流をサンプリングして検出する電
流検出手段，該電流検出値と保持手段で保持されている
電流値の大きさを比較する比較手段，該比較手段におけ
る大きい方の電流値をアナログのサンプルホールド回路
で保持する保持手段を備え、前記超音波モータを駆動さ
せる電流が大きくなる所に駆動周波数を設定させるよう
にしたことにより達成する。

【０００８】また、上記において、前記ドライバはその
出力段を方形波パルスの電圧を出力するブリッジ回路か
らなるインバータで構成し、前記電流検出手段は前記ブ
リッジ回路の直流側の一端に直列に抵抗を接続し、該抵
抗を用いて前記負荷電流を駆動位相や極性に関係なく直
流量で検出させるようにしたことにより達成する。

【０００９】また、上記において、前記超音波モータを
複数備え、該各々のモ−タを切り換えて駆動する際に、
前記ブリッジ回路を構成するアームを切換手段として用
いることにより達成する。

【００１０】更に、上記他の目的は、超音波モータに合
体させて駆動されるポテンショメータを複数備え、これ
らを１台の駆動装置により駆動させることによりＣＲＴ
の高電圧フォーカスポテンショメータの電圧を調整させ
るようにしたことにより達成する。

【００１１】

【作用】超音波モータの駆動周波数の設定値を順次変え
ると、出力段のブリッジインバータは順次設定した周波
数で負荷を駆動する。その各々の駆動周波数に応じた負
荷電流はインバータ回路の共通接地側で直流電圧として
検出され、この検知電圧はアナログのサンプルホールド
回路に予め記憶されているそれまでの最大値である比較
基準と比較器で比較されて各周波数における負荷電流の
大小判別ができる、即ち、外部からの設定や読み出しは
ディジタル値であるが、内部の動作はアナログ動作とし
て高速動作と高分解動作が達成される。なお、超音波モ
ータは実効値駆動なので正弦波より方形波の電圧で駆動
した方が駆動能率がよく、これにより低電圧動作のスイ
ッチ素子でブリッジ回路を構成することができる。

【００１２】また、超音波モータを複数備え、該各々の
モ−タを切り換えて駆動する際に、トランスファースイ
ッチ等を用いずに、ブリッジ回路を構成するアームを切
換手段として用いることにより、回路構成の簡単，低コ
スト化が図れる。

【００１３】更に、１台の駆動装置によりＣＲＴの複数
の高電圧フォーカスポテンショメータの電圧を調整させ
ることができるので、ＣＲＴ表示装置の調整機構の小形
で簡単化できる。

【００１４】

【実施例】図１は本発明における超音波モータの駆動装
置の一実施例を示す。図１の構成において、超音波モー
タ１０には集積化されたモータの駆動制御回路２００か
ら端子１１１，１１２を介し駆動電圧が与えられるよう
に接続されている。駆動制御回路２００の機能は、モー
タのドライバ４０，その入力側に接続されているＶＣＯ
（可変周波発振器）３０，外付のモータ電流検出のＣＲ
フィルタ１３０からの信号電圧を増幅するプリアンプ５
０，サンプルホールド回路６０，電圧比較器７０で構成
されている。装置は更に、全体を制御するマイクロプロ
セッサ（あるいは、マイクロコンピュータ）１００，マ
イクロプロセッサ１００から入力設定されてＶＣＯ３０
の出力周波数を変えるＤ／Ａ（ディジタル・アナログ）
変換器２０で構成している。ここでＤ／Ａ変換器の分解
能は通常８ビット程度でよい。

【００１５】図１の構成における周波数トラッキング動
作を図２の特性図を用いて説明するが、まず対象とする
超音波モータの特性を図２を用いて簡単に述べる。図２
は超音波モータの駆動周波数（横軸）に対するモータ電
流（平均値）の特性例を示している。最もモータ電流の
大きい点が真の共振点に相当し、最大トルクを発生する
周波数である。共振周波数の前後数％の所にも小さな電
流ピークがある。

【００１６】図２を用いて図１の装置の周波数トラッキ
ング動作を説明する。通常周波数探索範囲は共振周波数
をほぼ中心とした±２.５％ 程度の範囲で行う。周波数
の探索方向は通常高→低を基本とするが、図２では説明
の便宜上低→高で説明する。

【００１７】まず、マイクロプロセッサ１００によりＤ
／Ａ変換器２０の出力を０にし、ＶＣＯ３０の出力周波
数を図２のｆ0 で示したように初期値に設定する。この
時ドライバ４０を介してモータ１０に流れる電流Ｉm の
大きさは、図２の特性図からＩm0の値となる。この電流
は、図１の電流検出ＣＲフィルタ１３０を介して平滑さ
れ、プリアンプ５０で増幅されてサンプルホールド回路
６０に入る。この初期値のモータ電流は、マイクロプロ
セッサ１００により信号線６３（Ｉm ホールド）を介し
てスイッチ６１をオンし、初期値としてサンプルホール
ド回路６０のホールドキャパシタ６５に記憶し、比較器
７０により次のステップの電流値との比較の基準値とし
て探索シーケンスを実行する。上述した点も含め一連の
探索シーケンス動作を列挙すると下記のようになる。

【００１８】（１）Ｄ／Ａに初期データ０をセットし、
モータ電流Ｉm0をホールド。

【００１９】（２）次に、データ１をセットし、対応値
Ｉm1＜＞Ｉm0を比較する。

【００２０】Ｉm1＜Ｉm0ならデータ１をメモリに入れＩ
m1をホールド、Ｉm1＞Ｉm0なら何もしないで次のステッ
プへ。

【００２１】（３）次のステップのデータをセットし、
同様に比較，判定してこの動作ステップを２のｎ乗−１
迄繰り返す（メモリ中にはＮp のみが残る）。

【００２２】（４）メモリ中のデータＮp でＤ／Ａをセ
ットし探索終了とする。

【００２３】上記（４）の状態では、超音波モータの駆
動周波数は、その共振周波数に等しい値にトラッキング
されたことになり、通常のモータ制御動作に移行でき
る。図１の構成では、周波数探索の時間は、モータ電流
検出の平滑フィルタの時定数で実質支配される。共振周
波数が１００ｋＨｚの場合フィルタの時定数を４０μ
ｓ、マイクロプロセッサや８ビットのＤ／Ａ変換器，増
幅器や比較器等のシーケンシャルな動作時間を合計５μ
ｓすると、探索時間Ｔs は、Ｔs＝４５μｓ×２５６ス
テップ＝１１.５２ｍｓとなり、十分許容できる値であ
る。また、周波数の分解能Δｆは、Δｆ＝１００ｋＨｚ
×０.０５／２５６(≒２０Ｈｚ）となり、中心周波数の
０.０２％以下で、十分な分解能である。

【００２４】図１，図２の実施例で述べた周波数トラッ
キング動作は、共振周波数の探索であるが、周波数の値
自体は測定したり、記憶したりしていない点が重要であ
る。そうすることによって、ディジタル部の回路構成が
より簡単になり、動作も高速化できる。

【００２５】この周波数トラッキング動作は、通常の負
荷制御に先行して毎回行うのを原則とする。それゆえ周
波数トラッキング動作は短時間とはいえ通常の回転角制
御に先行して付加されロス時間となる。また、トラッキ
ング時に負荷制御の整定値を変化させるような外乱の回
転になることは好ましくない。それゆえ、ロス時間の短
縮と、モータの慣性を上回る高速トラッキング速度の実
現、の両面から本発明の高速化手段が重要になる。しか
し、万一サーボシステムの応答が十分に高速なために周
波数トラッキング動作にモータの回転が応答するような
場合には、モータが回り出さないように、モータへの供
給電圧を定格電圧よりも下げた状態で行うことも有用で
ある。そのような動作は、モータのドライバ段の電源端
子を分離しておくことによって容易に実現できる。ま
た、ドライバ段の電源端子の分離は、その端子に流れる
電流はモータ電流のみであるという点で、モータの電流
の検出感度を高める点で好ましい。そのような分離端子
の例を次の図３にＧＮＤ２の端子４０８，４０９として
示されている。

【００２６】本発明の周波数トラッキング動作において
は、図１の実施例に示したモータの駆動制御回路の構成
が重要である。

【００２７】図３にモータ駆動制御回路部のより詳細な
実施例を示す。図３の実施例では２相の超音波モータを
２台（Ｍ１，Ｍ２）駆動する例を示している。周波数ト
ラッキングはＭ１，Ｍ２各々について行う。２相の超音
波モータは起動トルクが改善され、制御性が良いので、
小形のサーボシステムとして優れている。図３は偏平な
形状の小形超音波モータを２個用いてＣＲＴ表示装置の
２個のフォーカス電圧調整ポテンショメータと合体し、
フォーカス自動調整に使用するものである。

【００２８】図３の実施例において、駆動回路４０は、
出力段ドライバとしてのトランジスタＱ１〜Ｑ１２とそ
の制御論理回路４５で構成している。出力段トランジス
タは、ブリッジ構成になっており、φ１ドライバとその
９０°遅れたφ２ドライバの２相ブリッジが、Ｍ１，Ｍ
２の各々に対して設けられている。このブリッジ回路に
よるＭ１，Ｍ２の選択は、通常のトランスファースイッ
チを介した選択に比較して直列スイッチ数が少なくな
り、電源電圧の利用率が向上でき低電圧動作が可能にな
る。更に、出力ブリッジ回路を簡略化するために、φ
１，φ２ドライバ共Ｍ１，Ｍ２について共通アーム化で
きる部分は、Ｑ１−Ｑ２，Ｑ７−Ｑ８のように共通化し
て出力トランジスタ数を削減している。

【００２９】図３のブリッジ構成に対する他の利点は、
負荷の駆動能率が優れる点である。即ち図３のブリッジ
回路は、電源電圧をＶDD、スイッチの降下電圧損失をＶ
swとすれば、±（ＶDD−２Ｖsw）の電圧を印加すること
ができ、単一極性電源にも拘わらず出力電圧の実効値を
大きくできる。

【００３０】図３の駆動回路に対する更に他の利点は、
負荷電流検出の容易な点にある。ブリッジ回路の接地側
に設けられた負荷電流検出用の低抵抗１１３に流れる電
流は、モータ電流の位相や極性に拘わらず常に一方向の
直流電流となって検出が容易である。従って、平滑回路
も簡単なものでよく、抵抗１１３の端子電圧の大小は、
増幅器５０，比較器７０を介して高速に判別することが
できる。

【００３１】図３の実施例では超音波モータを２台駆動
する例で説明したが、超音波モータを３台以上用いても
同様に対処できる。このように複数の台数を駆動できる
ので、ＣＲＴ表示装置のフォーカス自動調整の他にも、
カメラのフィルム巻き上げやオートフォーカス操作な
ど、自動車のミラー調整，指向性マイクロフォンスピー
カの角度調整、等複数の調整を要する多くの用途に適用
できる。

【００３２】制御論理回路４５は、モータのオン／オフ
端子４１，正／逆制御用のＣ／ＣＷ端子４２，Ｍ１，Ｍ
２のセレクタ端子４３を有し、それらの制御機能と２相
化論理，出力トランジスタ切換時の短絡防止のデッドタ
イム制御等の機能を有しており、これらは制御端子（機
能）を用いて多様な出力制御が可能になっている。図４
にその詳細実施例回路を示す。即ち、図４の２相化回路
４１０，デッドタイム回路４２０，Ｍ１／Ｍ２切換のセ
レクタ回路４３０、それ以降を図５の実施例回路図に示
す、オン／オフ制御回路４４０，出力トランジスタ駆動
用のドライバ４５０，出力段４６０等の回路で構成して
いる。

【００３３】図５の実施例に示したように、出力段のト
ランジスタスイッチＱ１〜Ｑ１２は、損失が小さく出力
振幅が大きくなるように、ＮＰＮトランジスタとＰＮＰ
トランジスタの組み合わせで各アームを構成する。その
ため、ドライバ４５０もPNPドライバとＮＰＮドライバ
の２種類のドライバを用いている。

【００３４】図６は、図４，図５に示した回路の動作を
示すタイムチャートである。波形はＭ１駆動についての
み示してある。モータ駆動周波数の２倍の周波数のφ
と、１８０°異なるφ_R のクロックからカウンタＡ，Ｂ
により互いに９０°異なる２相パルスを作成している。
出力段トランジスタのスイッチング時の短絡防止用のデ
ッドタイムtdとしては、最小でも０.１μｓ に設定され
ている。

【００３５】図７には、２相の電圧波形について、正／
逆（ＣＷ／ＣＣＷ），Ｍ１，Ｍ２ドライブについて、Ｑ
１〜Ｑ１２の全トランジスタのスイッチング状態を１周
期を４分割した９０°毎の状態を示したもので、“１”
がスイッチのオン、“０”がオフ状態を表している。

【００３６】以上の動作図の説明によって、図３の超音
波モータの駆動装置は、周波数トラッキングの他に２台
のモータを制御するに必要な一切の機能を有しているこ
とが理解できよう。

【００３７】本発明の装置において、周波数の絶対値を
モニタすることなく高い分解能で周波数探索を行い、か
つ安定に駆動周波数を保っているのは、高安定なＶＣＯ
（可変周波発振器）が実現されているためである。図
８，図９にＶＣＯとその制御回路の詳細な実施例を示
す。

【００３８】図８においては、たすき掛けしたトランジ
スタＱ１３〜Ｑ１６とタイミング用のキャパシタＣ１，
トランジスタＱ１７，Ｑ１８などによる定電流バイアス
回路等により構成されるエミッタ結合形ＶＣＯを構成し
ている。このＶＣＯの発振周波数を変えるには、トラン
ジスタＱ１９，Ｑ２０からなる同じような定電流回路を
基準として、端子３１１，３１２の間にＶc の如く制御
電圧を与える。

【００３９】この形式のＶＣＯの発振周波数は、ダイオ
ードＤ１，Ｄ２のＶBEによって、ｆ＝Ｉ１／(４・Ｃ１
・ＶBE)の如くＶBEの温度依存性を持つため、Ｑ２１，
Ｑ２２，Ｒ２からなるＶBE依存定電流原を作って４・Ｉ
１＝ＶBE／Ｒ２なる定電流を発生し、温度を補正してい
る。

【００４０】図８の回路でＶc なる制御電圧を印加した
場合の発振周波数ｆは、次の数１のように表される。

【００４１】

【数１】

【００４２】ここで、ｆのセンタ値を１００ｋＨｚ，Ｒ
１＝５００Ω，Ｉ１＝１ｍＡとして周波数の可変範囲を
５ｋＨｚ（±２.５ｋＨｚ）とすると、これに必要なＶc
の値は０〜２５ｍＶの範囲になる。

【００４３】図９はＶＣＯの制御回路の実施例を示す。
点線内の回路が制御回路である。図９の回路において
は、抵抗Ｒ７とダイオードＤ３〜Ｄ６の分圧回路により
ＶＣＯの定電流回路トランジスタＱ１７，Ｑ１８に共通
ベース電圧が与えられており、また、低抵抗Ｒ６を介し
て他方の定電流回路トランジスタＱ１９，Ｑ２０のベー
ス電圧が与えられている。定電流トランジスタＱ１９，
Ｑ２０のコレクタとベース間にはＱ２３〜Ｑ２５からな
るベース電流補償回路が設けられている。更に、トラン
ジスタＱ１９，Ｑ２０のベースには、トランジスタＱ２
６，抵抗Ｒ８，オペアンプ２５からなる定電流回路が接
続されている。

【００４４】以上のように構成されているので、オペア
ンプ２５の入力へＤ／Ａ変換器２０を介して制御電圧Ｖ
ｉを加えると、抵抗Ｒ６を介して電流Ｉ６が流れ、図示
の極性Ｖc＝Ｉ６・Ｒ６ なる制御電圧が発生する。この
場合Ｉ６＝Ｖｉ／Ｒ８であるから、結局Ｖc＝Ｒ６／Ｒ
８・Ｖｉ と表せる。Ｒ６の値は数１００Ω以下、Ｒ８
は数ｋΩ程度が適当なので、Ｒ６の値は単位抵抗の複数
並列、Ｒ８は複数直列で構成することにより、抵抗値の
ばらつきや温度変化の影響を受けぬようにでき、無調整
かつ高精度にできる。以上のような構成により、Ｄ／Ａ
変換器を介したディジタルデータにより、高い分解能で
共振周波数を探索することを可能にしている。

【００４５】次に、高速にモータ電流の大小判定を行う
回路の詳細について説明する。

【００４６】図１０は、プリアンプ，サンプルホール
ド，比較器部の実施例を示す。図１０においてプリアン
プ５０は、入力段がＰＮＰトランジスタＱ３０〜Ｑ３３
からなるダーリントン構成のオペアンプで、これに、Ｒ
１１〜Ｒ１４からなる帰還抵抗を用いて利得を定めてい
る。一例として、Ｒ１１＝Ｒ１３＝１ｋΩとして利得は
１０で、大略０〜１００ｍＶの入力範囲の電圧を増幅す
る。

【００４７】サンプルホールド回路６０は、プリアンプ
５０の出力電圧を高速，高精度に端子６３に接続される
キャパシタに充電する。そのため、サンプリングスイッ
チは、独立にベースバイアス回路を有するトランジスタ
Ｑ４２，Ｑ４３の逆並列スイッチで構成し、高電流充電
と低オフセット電圧特性の両立を図っている。スイッチ
のオン／オフ制御は端子６４よりゲート回路６２２を介
して行う。

【００４８】比較器７０は、入力段をＰＮＰトランジス
タＱ４６〜Ｑ４９を用いた差動増幅回路で構成し、接地
電位を含む低入力電圧範囲で動作可能にしている。ま
た、ホールドキャパシタが接続される側の入力端子に
は、トランジスタＱ５２〜Ｑ５４からなるベース電流補
償回路を設けて比較器入力側のベース電流を補償し、高
入力インピーダンス化を図っている。出力段は単一電源
フルスウィングのＣＭＯＳ等価振幅レベルにしている。

【００４９】以上のような構成により、プリアンプ５
０，サンプルホールド６０，比較器７０の回路は、入力
換算で数ｍＶ以内の精度を有し、一連の動作は数μｓで
動作できる。

【００５０】以上、本発明の実施例に基づいてその構成
と動作の詳細を説明してきたが、更に必要に応じて有効
な変更が施しうる。

【００５１】本発明における図２を用いた説明では、共
振周波数探索の順序として低い周波数から順次高い周波
数へ探索したが、高い周波数から低い周波数へ向かって
探索してもよい。また、周波数変更の刻みも必ずしも一
定である必要はなく、少し粗いステップでスタートし、
共振周波数近傍のある値に達したら、細かなステップ幅
にするような２段ステップ幅にしてもよい。この可変ス
テップ幅の方法は、全体のステップ数を増すことなく高
分解能な動作を可能にする。

【００５２】実施例図で述べたＶＣＯはＤ／Ａ変換器を
介して周波数を変化する回路方式で示したが、この部分
はＤ／Ａ変換器を介さずに直接ディジタル値で周波数を
変える方式を用いてもよい。即ち、高周波のクロック周
波数をカウンタ（あるいはスワロカウンタ）の分周回路
へ入れ、カウンタの分周比を細かく設定することにより
周波数を変える、いわゆるディジタルＶＣＯ(あるいは
数値制御発振器ＮＣＯ)で構成することができる。この
方法は、カウンタの論理回路は複雑であるが、発振器と
しては無調整にでき、発振周波数のドリフト等の問題が
ない利点がある。

【００５３】本発明の実施例図では、モータ電流の大小
判別は、簡単な回路で高速化を図るためサンプルホール
ドと比較器を用いたが、この部分は高速のＡ／Ｄ変換器
を用いることもできる。

【００５４】

【発明の効果】本発明によれば、共振周波数の検出信号
として従来の位相信号に代わって電流の平均値信号を用
い、また閉ループでなく開ループ動作なので、ノイズや
その他の外乱に強く、安定で確実な周波数トラッキング
を得ることができので、高速動作，高分解動作が得ら
れ、かつ、回路構成の簡単，低コスト化，高効率の超音
波モータの駆動装置を提供することができる。

【００５５】また、ＣＲＴ表示装置の複数からなる高電
圧フォーカスポテンショメータの電圧調整を小形で簡単
な装置で容易に行うことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例を示す駆動回路ブロック図であ
る。

【図２】本発明の実施例の動作を示す特性図である。

【図３】本発明の実施例を示す詳細集積化回路ブロック
図である。

【図４】本発明の実施例を示す部分詳細回路図である。

【図５】本発明の実施例を示す部分詳細回路図である。

【図６】本発明の実施例の図４，図５の動作状態を示す
図である。

【図７】本発明の実施例の図４，図５の動作状態を示す
図である。

【図８】本発明の実施例を示す詳細回路図である。

【図９】本発明の実施例を示す詳細回路図である。

【図１０】本発明の実施例を示す詳細回路図である。

【符号の説明】

１０…超音波モータ、２０…Ｄ／Ａ変換器、３０…ＶＣ
Ｏ、４０…ドライバ、５０…プリアンプ、６０…サンプ
ルホールド回路、７０…比較器、１００…マイクロプロ
セッサ、１３０…ＣＲフィルタ、２００…駆動制御回
路。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 大島 修三 岩手県水沢市真城字北野１番地 株式会 社 日立水沢エレクトロニクス内 (72)発明者 滝沢 一好 岩手県水沢市真城字北野１番地 株式会 社 日立水沢エレクトロニクス内 (56)参考文献 特開 昭62−2869（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−302774（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−65078（ＪＰ，Ａ) 実開 昭63−156591（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02N 2/00

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】少なくとも１つの超音波モータを駆動する
   駆動装置であって、該超音波モータの駆動電流が最も大
   きくなる駆動周波数で超音波モータを駆動する駆動装置
   において、マイクロプロセッサと、 該マイクロプロセッサが出力する、 所定の周波数範囲を
   細分して１ステップずつ走査させるディジタル信号を、
   アナログ信号に変換するディジタル・アナログ変換器
   と、 該アナログ信号を受けて 周波数を可変する可変周波数発
   振器と、 該発振器の発振信号を増幅して超音波モータを駆動する
   ドライバと、 前記走査周波数毎に前記超音波モータに流れる電流を検
   出する電流検出手段と、 該電流検出値をコンデンサに保持する保持手段と、 新たに検出した前記 電流検出値と前記保持手段の電流値
   とを比較する比較手段とを備え、 前記超音波モータの駆動に先立って、前記所定の周波数
   範囲の走査を行い、 前記新たに検出した電流検出値が大きい場合には前記マ
   イクロプロセッサのメモリを所定の値に書き直し、かつ
   比較手段で判定した電流値を新たに前記コンデンサに保
   持し、 前記超音波モータを駆動する電流が最も大きくなる駆動
   周波数を設定することを特徴とする超音波モータの駆動
   装置。
2. 【請求項２】請求項１において、駆動周波数を設定する
   際に前記ドライバから前記超音波モータに印加する電圧
   は該モ−タの定格電圧よりも低い電圧であることを特徴
   とする超音波モータ駆動装置。
3. 【請求項３】請求項１において、前記ドライバはその出
   力段を方形波パルスの電圧を出力するブリッジ回路から
   なるインバータで構成し、前記ドライバの電源端子が前
   記可 変周波数発振器及び比較手段の電源端子とは分離し
   ていて、前記電流検出手段は前記ドライバのブリッジ回
   路の直流側の一端に直列に抵抗を接続し、該抵抗を用い
   て前記負荷電流を駆動位相や極性に関係なく直流量で検
   出することを特徴とする超音波モータの駆動装置。
4. 【請求項４】請求項３において、複数の超音波モータを
   切り換えて駆動する際に、前記ブリッジ回路を構成する
   アームを切換手段として用い、前記複数の超音波モータ
   に共通する共通アームを備えたことを特徴とする超音波
   モータの駆動装置。