JP3289833B2 - 連続的横断方向スタブアンテナアレイと共に使用するアンテナ給電アーキテクチャ - Google Patents
連続的横断方向スタブアンテナアレイと共に使用するアンテナ給電アーキテクチャInfo
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
- H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
- H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
- H01Q3/2682—Time delay steered arrays
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
- H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
- H01Q13/20—Non-resonant leaky-waveguide or transmission-line antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
- H01Q13/28—Non-resonant leaky-waveguide or transmission-line antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave comprising elements constituting electric discontinuities and spaced in direction of wave propagation, e.g. dielectric elements or conductive elements forming artificial dielectric
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
- H01Q21/00—Antenna arrays or systems
- H01Q21/0006—Particular feeding systems
- H01Q21/0031—Parallel-plate fed arrays; Lens-fed arrays
Landscapes
- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［発明の技術的背景］ 本発明は一般にアンテナ給電アーキテクチャに関し、
特に、類似していない一定の反射係数の素子の折曲げら
れた多段で多レベルネットワークを使用するアンテナ給
電アーキテクチャに関し、これは広範囲の動作周波数と
走査角度にわたって類似していない放射器（負荷）およ
びラインソース（ソース）インピーダンスを実効的に整
合するように機能する。
特に、類似していない一定の反射係数の素子の折曲げら
れた多段で多レベルネットワークを使用するアンテナ給
電アーキテクチャに関し、これは広範囲の動作周波数と
走査角度にわたって類似していない放射器（負荷）およ
びラインソース（ソース）インピーダンスを実効的に整
合するように機能する。
主要なTE1.0モードで動作する通常の方形導波管のＥ
平面屈曲部、Ｅ平面Ｔ接合、Ｅ平面ステップ変成器の性
能が広く文献で説明されている。例えば、Montgomery,
C.G.、R.H.Dicke,E.M.Purcell（編集）の“Principles
of Microwave Circuits"（MIT Radiation Lab.Ser.No.
8）、188〜191、285頁、McGraw−Hill、ニューヨーク、
1951年と、Marcuvitz、Ｎ（編集）の“Waveguide Handb
ook"（MIT Radiation Lab.Ser.No.10）、307〜310、333
〜334、336〜350頁、McGraw−Hill、ニューヨーク、195
1年と、Moreno,T.の“Microwave Transmission Design
Data"、157〜164頁、Artech House、Norwood、MA、1989
年と、Matthaei,G.L.、L.Young、E.M.T.Jonesの“Micro
wave Filters,Impedance Matching Networks,and Coupl
ing Structures"、258〜259、522〜531、576〜581頁、A
rtech House、Norwood、MA、1980年が参照される。これ
らの素子は通常、方形導波管構造の固有の分散特性のた
めに動作周波数帯域幅が40％を大きく下回るように制限
される。それ故、複数のこれらの素子を使用してこれら
の装置の集積構造（給電ネットワーク等）の個々に整合
された（最小化された反射係数）狭帯域構造を使用する
ことが一般的である。
平面屈曲部、Ｅ平面Ｔ接合、Ｅ平面ステップ変成器の性
能が広く文献で説明されている。例えば、Montgomery,
C.G.、R.H.Dicke,E.M.Purcell（編集）の“Principles
of Microwave Circuits"（MIT Radiation Lab.Ser.No.
8）、188〜191、285頁、McGraw−Hill、ニューヨーク、
1951年と、Marcuvitz、Ｎ（編集）の“Waveguide Handb
ook"（MIT Radiation Lab.Ser.No.10）、307〜310、333
〜334、336〜350頁、McGraw−Hill、ニューヨーク、195
1年と、Moreno,T.の“Microwave Transmission Design
Data"、157〜164頁、Artech House、Norwood、MA、1989
年と、Matthaei,G.L.、L.Young、E.M.T.Jonesの“Micro
wave Filters,Impedance Matching Networks,and Coupl
ing Structures"、258〜259、522〜531、576〜581頁、A
rtech House、Norwood、MA、1980年が参照される。これ
らの素子は通常、方形導波管構造の固有の分散特性のた
めに動作周波数帯域幅が40％を大きく下回るように制限
される。それ故、複数のこれらの素子を使用してこれら
の装置の集積構造（給電ネットワーク等）の個々に整合
された（最小化された反射係数）狭帯域構造を使用する
ことが一般的である。
定性的に、類似の性能がこのようなＥ平面回路で得ら
れ、その場合に平行板導波管においてTEMモードで動作
する、または側面が導電性の壁により限定されている場
合にはTEm.0モードで動作する。しかしながら、定性的
に、方形導波管構造と対照的に、Ｅ平面屈曲部、ティ
ー、ステップの平行板構造は多オクターブの周波数範囲
を示すことができ、このため平行板構造の非分散特性に
より個々のインピーダンス特性は基本的に一定である。
さらに、方形導波管構造と対照的に、アンテナ構造から
放射される平面波のＨ平面走査は、複数のディスクリー
トな相互結合され複雑な導波管給電装置を有する方形導
波管構造のＨ平面走査を実現する難しさと比較して、平
行板の単一の連続的な横断方向構造で容易に実現される
ことができる。同様に、各段の走査角度の依存性は容易
に得られ、それ故走査角度にわたる性能の最適化に容易
に使用される。
れ、その場合に平行板導波管においてTEMモードで動作
する、または側面が導電性の壁により限定されている場
合にはTEm.0モードで動作する。しかしながら、定性的
に、方形導波管構造と対照的に、Ｅ平面屈曲部、ティ
ー、ステップの平行板構造は多オクターブの周波数範囲
を示すことができ、このため平行板構造の非分散特性に
より個々のインピーダンス特性は基本的に一定である。
さらに、方形導波管構造と対照的に、アンテナ構造から
放射される平面波のＨ平面走査は、複数のディスクリー
トな相互結合され複雑な導波管給電装置を有する方形導
波管構造のＨ平面走査を実現する難しさと比較して、平
行板の単一の連続的な横断方向構造で容易に実現される
ことができる。同様に、各段の走査角度の依存性は容易
に得られ、それ故走査角度にわたる性能の最適化に容易
に使用される。
［発明の解決しようとする課題］ したがって、本発明の目的は、一定の反射係数素子の
折曲げられた多段で多レベルのネットワークを使用して
改良されたアンテナ給電アーキテクチャを提供し、それ
によって広範囲の動作周波数および走査範囲にわたって
高い効率が可能である簡単な一体化された給電構造を実
現することである。
折曲げられた多段で多レベルのネットワークを使用して
改良されたアンテナ給電アーキテクチャを提供し、それ
によって広範囲の動作周波数および走査範囲にわたって
高い効率が可能である簡単な一体化された給電構造を実
現することである。
［課題解決のための手段］ 本発明は、連続的横断方向スタブアンテナアレイと共
に使用する真の時間遅延の超広帯域共同給電装置におい
て、RFパワーを受信するためのラインソースインターフ
ェイスと、複数の層として形成されている選択的に相互
接続された複数のＥ平面ステップ変成器と、Ｅ平面屈曲
部と、Ｅ平面Ｔ接合よりなる複数の素子と、RFパワーを
連続的横断方向スタブアンテナアレイのスタブへ結合す
る複数のラインソースインターフェイスとを具備し、前
記複数の素子は整合されていない素子と整合されている
素子の両者を含んでおり、整合されていない素子のイン
ピーダンスはリアクタンス素子のインピーダンスのリア
クタンス分を消去し、それによって純粋の実数成分だけ
のインピーダンスが得られ、周波数の関数としての位相
変化は無視できる程度しか存在しないことを特徴とす
る。
に使用する真の時間遅延の超広帯域共同給電装置におい
て、RFパワーを受信するためのラインソースインターフ
ェイスと、複数の層として形成されている選択的に相互
接続された複数のＥ平面ステップ変成器と、Ｅ平面屈曲
部と、Ｅ平面Ｔ接合よりなる複数の素子と、RFパワーを
連続的横断方向スタブアンテナアレイのスタブへ結合す
る複数のラインソースインターフェイスとを具備し、前
記複数の素子は整合されていない素子と整合されている
素子の両者を含んでおり、整合されていない素子のイン
ピーダンスはリアクタンス素子のインピーダンスのリア
クタンス分を消去し、それによって純粋の実数成分だけ
のインピーダンスが得られ、周波数の関数としての位相
変化は無視できる程度しか存在しないことを特徴とす
る。
アンテナ素子のアレイの駆動点または入力インピーダ
ンスは、放射素子の隔離された（即ち、自己インピーダ
ンス動作）効果と、全ての他の素子が前述の方法で励起
されたときのアレイのアンテナ素子間の相互結合効果と
の両者に強く依存している。真の時間遅延の共同給電ア
ーキテクチャは本発明により与えられ、それはアンテナ
給電アーキテクチャ、即ちＥ平面屈曲部、Ｅ平面Ｔの両
者の単一および多段の多レベルのＥ平面ステップ変成器
を形成するために使用される構成素子における周波数に
依存した故意に整合されていないインピーダンスを実現
し、使用することによって駆動点インピーダンスの走査
および周波数依存性の両者の変化を最小にする。本発明
は発明の名称“Continuous Transverse Element Device
s and Method of Making Same"の米国特許第5,266,961
号明細書の技術を改良している。
ンスは、放射素子の隔離された（即ち、自己インピーダ
ンス動作）効果と、全ての他の素子が前述の方法で励起
されたときのアレイのアンテナ素子間の相互結合効果と
の両者に強く依存している。真の時間遅延の共同給電ア
ーキテクチャは本発明により与えられ、それはアンテナ
給電アーキテクチャ、即ちＥ平面屈曲部、Ｅ平面Ｔの両
者の単一および多段の多レベルのＥ平面ステップ変成器
を形成するために使用される構成素子における周波数に
依存した故意に整合されていないインピーダンスを実現
し、使用することによって駆動点インピーダンスの走査
および周波数依存性の両者の変化を最小にする。本発明
は発明の名称“Continuous Transverse Element Device
s and Method of Making Same"の米国特許第5,266,961
号明細書の技術を改良している。
素子の所望のインピーダンスは、導波管の特性の特徴
である曖昧で周波数に依存する特性ではなく、平行板の
高さの簡単な変化により周波数と独立して得られる。こ
れは平行板素子が、多オクターブまたは偶数のディケー
ドの動作帯域幅を示すコンパクトな共同給電装置が設計
できる素子として使用されることを可能にする。例え
ば、実施例として８ウェイの時間遅延共同給電装置が本
発明の設計概念を使用して組立てられた。この給電装置
は、５乃至18GHzの帯域幅で適切に試験され使用可能な
性能は3.5乃至20GHzと予期される。
である曖昧で周波数に依存する特性ではなく、平行板の
高さの簡単な変化により周波数と独立して得られる。こ
れは平行板素子が、多オクターブまたは偶数のディケー
ドの動作帯域幅を示すコンパクトな共同給電装置が設計
できる素子として使用されることを可能にする。例え
ば、実施例として８ウェイの時間遅延共同給電装置が本
発明の設計概念を使用して組立てられた。この給電装置
は、５乃至18GHzの帯域幅で適切に試験され使用可能な
性能は3.5乃至20GHzと予期される。
本発明の超広帯域共同給電アーキテクチャは真の時間
遅延の連続的な横断方向スタブアレイアンテナと共に使
用されるために開発された。送信するとき、RFパワーが
平行板導板管のポートに供給される。パワーは、各Ｅ平
面Ｔの２つの水平なアームの間で各アームの高さの比に
正比例して連続的なレベルで分割され、これは全体を通
じて１であってもよい。この代わりに、任意の非均一な
位相および／または振幅分割がＴの中心および／または
出力アームの高さを変更することによって実現されても
よい。導波管の高さとそのインピーダンス値との間の簡
単な関係により、ｎ段の多レベルのＥ平面変成器の設計
方法は容易に実行される。入力ポートの反射係数は広い
周波数範囲にわたって十分に一定である。
遅延の連続的な横断方向スタブアレイアンテナと共に使
用されるために開発された。送信するとき、RFパワーが
平行板導板管のポートに供給される。パワーは、各Ｅ平
面Ｔの２つの水平なアームの間で各アームの高さの比に
正比例して連続的なレベルで分割され、これは全体を通
じて１であってもよい。この代わりに、任意の非均一な
位相および／または振幅分割がＴの中心および／または
出力アームの高さを変更することによって実現されても
よい。導波管の高さとそのインピーダンス値との間の簡
単な関係により、ｎ段の多レベルのＥ平面変成器の設計
方法は容易に実行される。入力ポートの反射係数は広い
周波数範囲にわたって十分に一定である。
広い瞬時帯域幅を適切に実現するため、共同給電装置
の伝送ラインおよびその他の素子は非分散性でなければ
ならず、即ち周波数の関数として無視できる程度の非線
形位相および／または振幅変化を持たなければならな
い。平行板導板管は非分散性のTEM伝送ラインの１例で
ある。高度にオーバーモードの方形導波管（ａ＞＞
λ０）は非常に低い周波数を除いて基本的に非分散性で
ある。
の伝送ラインおよびその他の素子は非分散性でなければ
ならず、即ち周波数の関数として無視できる程度の非線
形位相および／または振幅変化を持たなければならな
い。平行板導板管は非分散性のTEM伝送ラインの１例で
ある。高度にオーバーモードの方形導波管（ａ＞＞
λ０）は非常に低い周波数を除いて基本的に非分散性で
ある。
本発明の給電アーキテクチャの別の利点は、整合素
子、Ｅ平面ステップ、屈曲部、Ｔの組合わせが、直線的
な多段ステップ変成器が使用される場合よりも開口の後
方で低いプロフィールの幾何学形状を生じることであ
る。例えば本発明にしたがって組立てられた７段の給電
装置は全体的な深さが1.27cm（0.5インチ）（または空
気の誘電体では2.03cm［0.8インチ］）に過ぎず、等価
の従来の給電装置は2.79cm（1.1インチ）（または空気
の誘電体では4.45cm［1.75インチ］）の深さを有する。
また従来のステップ変成器ではなく段＃５において本発
明のアーキテクチャにおける整合されていないＴを挿入
することによって、インピーダンスとその平行板導波管
の高さは便利なレベルまで上げられる。したがって新し
い整合ネットワークの最終的なセクション（即ちセクシ
ョン＃７）は従来の設計の0.089cm（0.035インチ）と比
較して0.17cm（0.067インチ）の高さを有する。この
“折曲げ一体化された”アーキテクチャの相対的な厚さ
および平行板の高さの利点は帯域幅が増加するときの構
成においてより明確になる。
子、Ｅ平面ステップ、屈曲部、Ｔの組合わせが、直線的
な多段ステップ変成器が使用される場合よりも開口の後
方で低いプロフィールの幾何学形状を生じることであ
る。例えば本発明にしたがって組立てられた７段の給電
装置は全体的な深さが1.27cm（0.5インチ）（または空
気の誘電体では2.03cm［0.8インチ］）に過ぎず、等価
の従来の給電装置は2.79cm（1.1インチ）（または空気
の誘電体では4.45cm［1.75インチ］）の深さを有する。
また従来のステップ変成器ではなく段＃５において本発
明のアーキテクチャにおける整合されていないＴを挿入
することによって、インピーダンスとその平行板導波管
の高さは便利なレベルまで上げられる。したがって新し
い整合ネットワークの最終的なセクション（即ちセクシ
ョン＃７）は従来の設計の0.089cm（0.035インチ）と比
較して0.17cm（0.067インチ）の高さを有する。この
“折曲げ一体化された”アーキテクチャの相対的な厚さ
および平行板の高さの利点は帯域幅が増加するときの構
成においてより明確になる。
以下、本発明の主要な利点を要約する。本発明の給電
アーキテクチャの設計方法は、ソースと連続的横断方向
スタブ放射器の一定のインピーダンス特性を提供する。
問題は多段変成器設計に絞られ、これはコンパクトであ
り実現可能であるように最適化される。
アーキテクチャの設計方法は、ソースと連続的横断方向
スタブ放射器の一定のインピーダンス特性を提供する。
問題は多段変成器設計に絞られ、これはコンパクトであ
り実現可能であるように最適化される。
個々に整合された素子を使用する従来の構造とは異な
って、Ｅ平面屈曲部およびＥ平面Ｔ接合は意図的に不整
合にされ、これは給電構造が“z"方向（エネルギ伝播方
向）で折曲げられることを可能し、それによって多数の
レベルを横切って多数の変成段を効果的に延在すること
によって“x"方向（放射方向）の深さを減少する。不整
合な素子はリアクタンス成分を消去するように設計さ
れ、それによって“純粋な実数”インピーダンス成分だ
けが残り、それによって動作帯域幅を増大する。高さが
減少されたＥ平面Ｔを使用することによって全帯域幅が
最大にされ、厚さは最小にされる。
って、Ｅ平面屈曲部およびＥ平面Ｔ接合は意図的に不整
合にされ、これは給電構造が“z"方向（エネルギ伝播方
向）で折曲げられることを可能し、それによって多数の
レベルを横切って多数の変成段を効果的に延在すること
によって“x"方向（放射方向）の深さを減少する。不整
合な素子はリアクタンス成分を消去するように設計さ
れ、それによって“純粋な実数”インピーダンス成分だ
けが残り、それによって動作帯域幅を増大する。高さが
減少されたＥ平面Ｔを使用することによって全帯域幅が
最大にされ、厚さは最小にされる。
連続的な横断方向スタブ放射器に最も隣接する段は特
有であり、多数の段部は折曲げられ、意図的に不整合に
されたＥ平面屈曲部およびＴと一体化され、それによっ
て給電ネットワークの多数の層を横切って延在する一体
化され整合された多段サブコンポーネントを形成する。
使用されることのできる段数は基本的に限定されない。
平行板の水平範囲がより大きい開口からさらに離れた段
は、発明の名称“Planar Antenna Radiating Structure
Having Quasi−Scan,Frequency−Independent Driving
−Point Impedance"の米国特許明細書に開示され、PD−
960504として識別されている共通のインライン（折曲げ
られていない）多段ステップ変成セクションを有するよ
うな優秀な意図的に不整合にされたＥ平面屈曲部および
Ｔを使用する。隣接する“段”の相対的なインピーダン
スは、従来の多段変成器で慣例であるように所望にテー
パーされた周波数応答特性（チェビシェフ、均一、二項
式等）を実現するように選択される。
有であり、多数の段部は折曲げられ、意図的に不整合に
されたＥ平面屈曲部およびＴと一体化され、それによっ
て給電ネットワークの多数の層を横切って延在する一体
化され整合された多段サブコンポーネントを形成する。
使用されることのできる段数は基本的に限定されない。
平行板の水平範囲がより大きい開口からさらに離れた段
は、発明の名称“Planar Antenna Radiating Structure
Having Quasi−Scan,Frequency−Independent Driving
−Point Impedance"の米国特許明細書に開示され、PD−
960504として識別されている共通のインライン（折曲げ
られていない）多段ステップ変成セクションを有するよ
うな優秀な意図的に不整合にされたＥ平面屈曲部および
Ｔを使用する。隣接する“段”の相対的なインピーダン
スは、従来の多段変成器で慣例であるように所望にテー
パーされた周波数応答特性（チェビシェフ、均一、二項
式等）を実現するように選択される。
Ｈ平面走査は“y"方向の連続的な特性（即ち均一な断
面）により直接得られる。（“z"方向の）素子間の間隔
は走査中の格子ロープの生成を防止するように選択され
ることができる。Ｅ平面屈曲部ののど部の寸法は高い次
数のモードが通過して分配されるのを防止するように選
択されることができる。
面）により直接得られる。（“z"方向の）素子間の間隔
は走査中の格子ロープの生成を防止するように選択され
ることができる。Ｅ平面屈曲部ののど部の寸法は高い次
数のモードが通過して分配されるのを防止するように選
択されることができる。
本発明の給電アーキテクチャは連続した平行板構造と
オーバーモード導波管の幾つかの特有の特性に有効であ
る。これによって従来の導波管または伝送ライン構造と
比較して設計、生産性、価格について大きな利点が得ら
れる。2N対N2の複雑性が本発明により与えられる。Ｎウ
ェイのＨ平面給電装置がＮウェイのＥ平面平行板を給電
するために使用されてもよい。設計価格はディスクリー
トな放射素子を有する一般的なN2共同給電装置よりも非
常に低い。押出し成形、鋳造成形、射出成型等のより簡
単で廉価な製造プロセスが使用されることができる。基
本モードで動作する導波管の伝播定数は不所望なカット
オフ現象を含む導波管の“a"次元に感知度がある。一
方、平行板構造と、高度にオーバーモードの導波管はそ
れらの構造の“a"および“b"次元の両者に対して敏感で
はない。平衡板構造およびオーバーモードの導波管は従
来の導波管よりも低い損失であり、ストリップライン、
マイクロストリップおよび同一平面導波管よりもさらに
損失が少ない。これはさらに高いミリメートル波周波数
では重要性が高い。連続したＨ平面断面は解析および、
走査の実行を簡単にし、多数のディストリートな方形導
波管給電装置を使用するときに必要とされる複素数相互
インピーダンス公式と対照的に、簡単な形状の光学系が
使用されてもよい。
オーバーモード導波管の幾つかの特有の特性に有効であ
る。これによって従来の導波管または伝送ライン構造と
比較して設計、生産性、価格について大きな利点が得ら
れる。2N対N2の複雑性が本発明により与えられる。Ｎウ
ェイのＨ平面給電装置がＮウェイのＥ平面平行板を給電
するために使用されてもよい。設計価格はディスクリー
トな放射素子を有する一般的なN2共同給電装置よりも非
常に低い。押出し成形、鋳造成形、射出成型等のより簡
単で廉価な製造プロセスが使用されることができる。基
本モードで動作する導波管の伝播定数は不所望なカット
オフ現象を含む導波管の“a"次元に感知度がある。一
方、平行板構造と、高度にオーバーモードの導波管はそ
れらの構造の“a"および“b"次元の両者に対して敏感で
はない。平衡板構造およびオーバーモードの導波管は従
来の導波管よりも低い損失であり、ストリップライン、
マイクロストリップおよび同一平面導波管よりもさらに
損失が少ない。これはさらに高いミリメートル波周波数
では重要性が高い。連続したＨ平面断面は解析および、
走査の実行を簡単にし、多数のディストリートな方形導
波管給電装置を使用するときに必要とされる複素数相互
インピーダンス公式と対照的に、簡単な形状の光学系が
使用されてもよい。
超広帯域アンテナ給電アーキテクチャは、真の時間遅
延の連続的横断方向スタブアレイアンテナのようなアン
テナの導波管給電ネットワークを生成するために使用さ
れることができる。本発明のアーキテクチャは3.5乃至2
0.0GHzの拡張された帯域にわたって動作する広帯域の連
続的横断方向スタブアレイを製造するために適切に使用
された。
延の連続的横断方向スタブアレイアンテナのようなアン
テナの導波管給電ネットワークを生成するために使用さ
れることができる。本発明のアーキテクチャは3.5乃至2
0.0GHzの拡張された帯域にわたって動作する広帯域の連
続的横断方向スタブアレイを製造するために適切に使用
された。
本発明は、地点を結ぶデジタル無線またはグローバル
サテライトシステム（GBS）のように、１つの超広帯域
開口が幾つかの狭い帯域のアンテナを置換するために使
用される多機能軍事システムまたは高い生産性の商用製
品で使用されてもよい。また、本発明の断面は１次元で
は無変化であり、押出しプロセスまたはプラスティック
射出成型プロセス等の廉価で高容量の製造技術を使用し
て作られることができる。
サテライトシステム（GBS）のように、１つの超広帯域
開口が幾つかの狭い帯域のアンテナを置換するために使
用される多機能軍事システムまたは高い生産性の商用製
品で使用されてもよい。また、本発明の断面は１次元で
は無変化であり、押出しプロセスまたはプラスティック
射出成型プロセス等の廉価で高容量の製造技術を使用し
て作られることができる。
さらに、平行板伝播のTEM特性によって、給電構造を
囲む導電性表面の多数の縦方向の皺または亀裂は動作に
悪影響せず許容される。同様に、方形導波管構造の接合
点におけるこのような臨界特性と直接対照的に、給電装
置周囲の正確な伝導性密封は臨界的ではない。
囲む導電性表面の多数の縦方向の皺または亀裂は動作に
悪影響せず許容される。同様に、方形導波管構造の接合
点におけるこのような臨界特性と直接対照的に、給電装
置周囲の正確な伝導性密封は臨界的ではない。
［図面の簡単な説明］ 本発明の種々の特徴および利点は、添付図面を参照に
した以下の詳細な説明によって容易に理解されるであろ
う。同一の参照符号は同一の構造素子を表している。
した以下の詳細な説明によって容易に理解されるであろ
う。同一の参照符号は同一の構造素子を表している。
図１は、低損失マイクロ波誘電体を使用して製造され
た本発明の原理にしたがった８ウェイの真の時間遅延共
同給電装置を示している。
た本発明の原理にしたがった８ウェイの真の時間遅延共
同給電装置を示している。
図２は、図１の真の時間遅延給電装置の一体化された
第１の部分（レベル１）の断面図を示している。
第１の部分（レベル１）の断面図を示している。
図３は、折曲げられた多段レベル１の整合アーキテク
チャの概略図である。
チャの概略図である。
図４は、図１の真の時間遅延給電装置の第２の部分
（レベル３）の断面図を示している。
（レベル３）の断面図を示している。
図５は、図１の真の時間遅延給電装置の周波数の関数
として反射係数（ガンマ）の予測および測定された大き
さを示している。
として反射係数（ガンマ）の予測および測定された大き
さを示している。
図６は、本発明の原理にしたがった真の時間遅延共同
給電装置の周波数の関数として（外部線給電損失を除
く）予測および測定された開口効率を示している。
給電装置の周波数の関数として（外部線給電損失を除
く）予測および測定された開口効率を示している。
［好ましい実施例の詳細な説明］ 図面を参照すると図１は、本発明の原理にしたがった
真の時間遅延の超広帯域共同給電アーキテクチャ10の１
実施形態を示している。特に図１はRexolite（商標名）
のような低損失マイクロ波誘電体を使用して製造された
８ウェイの真の時間遅延共同給電装置10を示している。
誘電体素子は共に結合され、外部表面は銀またはアルミ
ニウムのようなRF導体で均一に金属被覆されており、そ
れによって平行板導波管給電構造を形成する。共同給電
アーキテクチャ10の３つのレベル（レベル１、レベル
２、レベル３）が図１で示されている。
真の時間遅延の超広帯域共同給電アーキテクチャ10の１
実施形態を示している。特に図１はRexolite（商標名）
のような低損失マイクロ波誘電体を使用して製造された
８ウェイの真の時間遅延共同給電装置10を示している。
誘電体素子は共に結合され、外部表面は銀またはアルミ
ニウムのようなRF導体で均一に金属被覆されており、そ
れによって平行板導波管給電構造を形成する。共同給電
アーキテクチャ10の３つのレベル（レベル１、レベル
２、レベル３）が図１で示されている。
空気誘電平行板導波管構造を製造する別の技術が本発
明を行うために使用されてもよい。誘電体を充填された
平行板導波管で製造されるここで説明した設計に加え
て、空気充填構造として設計される第２の設計が適切に
示されている。その代わりに部分的に充填された構造も
製造されることができる。Ｅ平面ステップ変成器を使用
して広帯域整合を実現する設計方法が文献に記載されて
いる。しかしながら、本発明は、真の時間遅延共同給電
装置10に、整合されていないＥ平面ステップ変成器14
a、整合されていないＥ平面屈曲部15a、整合されていな
いＥ平面Ｔ接合13aを構成することによって広帯域整合
を改良する。
明を行うために使用されてもよい。誘電体を充填された
平行板導波管で製造されるここで説明した設計に加え
て、空気充填構造として設計される第２の設計が適切に
示されている。その代わりに部分的に充填された構造も
製造されることができる。Ｅ平面ステップ変成器を使用
して広帯域整合を実現する設計方法が文献に記載されて
いる。しかしながら、本発明は、真の時間遅延共同給電
装置10に、整合されていないＥ平面ステップ変成器14
a、整合されていないＥ平面屈曲部15a、整合されていな
いＥ平面Ｔ接合13aを構成することによって広帯域整合
を改良する。
本発明の超広帯域共同給電アーキテクチャ10は、広帯
域の連続的横断方向スタブ放射器（図示せず）を使用し
て真の時間遅延の連続的横断方向スタブアレイアンテナ
と共に使用するために開発された。送信するとき、RFパ
ワーは図１の給電装置10の上部に沿って示されている平
行板導波管11のポート11a（ラインソースインターフェ
イス11a）で与えられる。パワーは各Ｅ平面Ｔ接合13、1
3aの２つの水平アーム12の高さの比に正比例してそれら
水平アーム間で連続的な給電レベルで分割され、この高
さの比は示されている例では全体を通じて１である。導
波管の高さとインピーダンスレベルとの簡単な関係によ
り、ｎ段の多レベルＥ平面変成器設計方法は容易に実行
される。入力ポート11aの反射係数は広い周波数範囲に
わたって完全に一定である。
域の連続的横断方向スタブ放射器（図示せず）を使用し
て真の時間遅延の連続的横断方向スタブアレイアンテナ
と共に使用するために開発された。送信するとき、RFパ
ワーは図１の給電装置10の上部に沿って示されている平
行板導波管11のポート11a（ラインソースインターフェ
イス11a）で与えられる。パワーは各Ｅ平面Ｔ接合13、1
3aの２つの水平アーム12の高さの比に正比例してそれら
水平アーム間で連続的な給電レベルで分割され、この高
さの比は示されている例では全体を通じて１である。導
波管の高さとインピーダンスレベルとの簡単な関係によ
り、ｎ段の多レベルＥ平面変成器設計方法は容易に実行
される。入力ポート11aの反射係数は広い周波数範囲に
わたって完全に一定である。
広い瞬間的な帯域幅を実現するため、共同給電装置10
の伝送ラインおよびその他の素子は非分散性でなければ
ならず、即ち周波数関数として無視できる程度の非線形
位相および振幅変化を持たなければならない。平行板導
波管は非分散性のTEM伝送ラインである。高いオーバー
モードの方形導波管（ａ＞＞λ０）は通常、カットオフ
からはるかに離れて動作するので、非常に低い周波数を
除いて基本的に非分散性である。
の伝送ラインおよびその他の素子は非分散性でなければ
ならず、即ち周波数関数として無視できる程度の非線形
位相および振幅変化を持たなければならない。平行板導
波管は非分散性のTEM伝送ラインである。高いオーバー
モードの方形導波管（ａ＞＞λ０）は通常、カットオフ
からはるかに離れて動作するので、非常に低い周波数を
除いて基本的に非分散性である。
図２は、図１の真の時間遅延共同給電装置10のレベル
１の部分（即ち連続的横断方向スタブアレイアンテナの
連続的横断方向スタブ放射器に最も近いレベル）の断面
図を示している。図２で示されているように、広帯域整
合は、平行板導波管のＥ平面ステップ変成器14、屈曲部
15、Ｔ接合16の折曲げられた７段の組合わせを使用して
レベル１で実現される。任意選択的な発泡層17が最上部
段（段１）に設けられてもよい。折曲げられ巻込まれて
整合された６段の境界を定める実効的な境界位置（即ち
位相中心）は図２で示されている円で囲まれた７つの数
により示されている。
１の部分（即ち連続的横断方向スタブアレイアンテナの
連続的横断方向スタブ放射器に最も近いレベル）の断面
図を示している。図２で示されているように、広帯域整
合は、平行板導波管のＥ平面ステップ変成器14、屈曲部
15、Ｔ接合16の折曲げられた７段の組合わせを使用して
レベル１で実現される。任意選択的な発泡層17が最上部
段（段１）に設けられてもよい。折曲げられ巻込まれて
整合された６段の境界を定める実効的な境界位置（即ち
位相中心）は図２で示されている円で囲まれた７つの数
により示されている。
図３はレベル１の整合アーキテクチャの“折曲げられ
ていない”概略図である。図３は７段の整合ネットワー
クを示しており、典型的な設計で使用される段間インピ
ーダンスレベルを示している。図３では“1"は自由空間
（377Ω）と、任意選択的な発泡層17（308Ω）との間の
インターフェイスを表している。“2"は選択的な発泡層
17と、平行板導波管を構成しているRexolite誘電体との
間のインターフェイス（212Ω）を表している。“3"は
整合された連続的横断方向のスタブ放射器21（103Ω）
を表している。“4"は第１の整合されていないＥ平面屈
曲部15a（49Ω）を表している。“5"は整合されていな
いＥ平面Ｔ接合16a（31Ω）を表している。“6"は第２
の整合されていないＥ平面屈曲部15a（23Ω）を表して
いる。最後に“7"はステップ変成器14a（21Ω）を表し
ている。各段の平行板導波管の高さは上にそれに隣接し
て表示されている。段“1"から“4"で示されている高さ
は、図２で示されている整合構造および一般的な７段ス
テップ変成器の両者で同一である。しかしながら、段
“5"から“7"で示されている高さは、セクション“5"の
通常のステップ変成器14と整合されていないＴ接合16を
置換するために本発明では異なっている（高さ値に隣接
する“＊”は一般的な設計の高さを示している）。本発
明の整合ネットワークの最終セクション（即ち＃７）
は、整合されていないＴ接合16により行われる有効な再
標準化によって、一般的な設計の0.089cm（0.035イン
チ）と比較して、0.17cm（0.067インチ）の高さを有す
る。また、付加的なステップの存在はインターフェイス
“2"と“3"で特徴とされ、その機能は純粋の反射係数を
実現する（即ちこれらの２つのインターフェイスでサセ
プタンス成分を消去する）。
ていない”概略図である。図３は７段の整合ネットワー
クを示しており、典型的な設計で使用される段間インピ
ーダンスレベルを示している。図３では“1"は自由空間
（377Ω）と、任意選択的な発泡層17（308Ω）との間の
インターフェイスを表している。“2"は選択的な発泡層
17と、平行板導波管を構成しているRexolite誘電体との
間のインターフェイス（212Ω）を表している。“3"は
整合された連続的横断方向のスタブ放射器21（103Ω）
を表している。“4"は第１の整合されていないＥ平面屈
曲部15a（49Ω）を表している。“5"は整合されていな
いＥ平面Ｔ接合16a（31Ω）を表している。“6"は第２
の整合されていないＥ平面屈曲部15a（23Ω）を表して
いる。最後に“7"はステップ変成器14a（21Ω）を表し
ている。各段の平行板導波管の高さは上にそれに隣接し
て表示されている。段“1"から“4"で示されている高さ
は、図２で示されている整合構造および一般的な７段ス
テップ変成器の両者で同一である。しかしながら、段
“5"から“7"で示されている高さは、セクション“5"の
通常のステップ変成器14と整合されていないＴ接合16を
置換するために本発明では異なっている（高さ値に隣接
する“＊”は一般的な設計の高さを示している）。本発
明の整合ネットワークの最終セクション（即ち＃７）
は、整合されていないＴ接合16により行われる有効な再
標準化によって、一般的な設計の0.089cm（0.035イン
チ）と比較して、0.17cm（0.067インチ）の高さを有す
る。また、付加的なステップの存在はインターフェイス
“2"と“3"で特徴とされ、その機能は純粋の反射係数を
実現する（即ちこれらの２つのインターフェイスでサセ
プタンス成分を消去する）。
したがって、本発明の給電アーキテクチャ10のＥ平面
ステップ変成器14、整合されていないＥ平面屈曲部15、
整合されていないＴ接合16は、通常の多段ステップ変成
器が使用されるよりも、開口の背後で折曲げられた低い
プロフィール形態を生成する。例えば、図２で示されて
いる７段給電装置10は全体の深さが僅か1.27cm（0.5イ
ンチ）（または空気誘電体を使用するとき2.03cm［0.8
インチ］）であり、同等の通常の給電装置は2.79cm（1.
1インチ）（または空気誘電体を使用するとき4.45cm
［1.75インチ］）の深さを有する。また、通常のステッ
プ変成器ではなく、整合されていないＴ接合16を段＃５
で給電アーキテクチャ10に挿入することによって、その
インピーダンスと平行板導波管の高さと、連続する段は
より便利なレベルまで上げられる。したがって整合ネッ
トワークの最終的にセクション（即ち＃７）は、通常の
設計の0.089cm（0.035インチ）と比較して、0.17cm（0.
067インチ）の高さを有する。この“折曲げ一体化され
た”アーキテクチャ10の相対的な厚さおよび平行板の高
さの利点は帯域幅が増加するとき構造においてより明確
になる。
ステップ変成器14、整合されていないＥ平面屈曲部15、
整合されていないＴ接合16は、通常の多段ステップ変成
器が使用されるよりも、開口の背後で折曲げられた低い
プロフィール形態を生成する。例えば、図２で示されて
いる７段給電装置10は全体の深さが僅か1.27cm（0.5イ
ンチ）（または空気誘電体を使用するとき2.03cm［0.8
インチ］）であり、同等の通常の給電装置は2.79cm（1.
1インチ）（または空気誘電体を使用するとき4.45cm
［1.75インチ］）の深さを有する。また、通常のステッ
プ変成器ではなく、整合されていないＴ接合16を段＃５
で給電アーキテクチャ10に挿入することによって、その
インピーダンスと平行板導波管の高さと、連続する段は
より便利なレベルまで上げられる。したがって整合ネッ
トワークの最終的にセクション（即ち＃７）は、通常の
設計の0.089cm（0.035インチ）と比較して、0.17cm（0.
067インチ）の高さを有する。この“折曲げ一体化され
た”アーキテクチャ10の相対的な厚さおよび平行板の高
さの利点は帯域幅が増加するとき構造においてより明確
になる。
図４は、図１の真の時間遅延給電装置の一部分（レベ
ル３）の断面図を示している。図４は、多段ステップ変
成器14aと、整合されていないＥ平面屈曲部15aと、特定
化された広帯域Ｔ接合16とを形成する同一線上の平行板
導波管Ｅ平面ステップの組合わせを使用して、広帯域整
合がレベル３で実現されたことを示している。図４は真
の時間遅延給電装置10のレベル３部分（即ち平行板導波
管のラインソースインターフェイス11aまたはポート11a
に最も近いレベル）の断面を示している。特定化された
広帯域の整合されたＥ平面Ｔ整合16は多段ステップ変成
器14aと結合され、この変成器の機能は整合されたＴ接
合16の広い入力アーム（幅“b2"）をＴ接合16の同一線
上の出力アーム（幅“b1"）に等しい大きさに変成する
ことである。特定化された広帯域の整合されたＥ平面Ｔ
接合16は“Compact,Ultra−Wideband,Matched E−Plane
Power Divider"と題し、PD−960505で識別されている
米国特許明細書に記載されている。整合素子の４つのイ
ンターフェイスは円で囲まれた数字により示されてい
る。“1"は整合されていないＥ平面屈曲部15aを表して
いる。“2"、“3"、“4"、“5"はステップ変成器14aを
表している。整合構造は、段“1"が整合されていないＥ
平面屈曲部15aによって置換されている点を除いて、通
常の４段ステップ変成器に類似している。このT/変成器
構造は給電装置10のレベル２とレベル３の両者に対して
共通である。
ル３）の断面図を示している。図４は、多段ステップ変
成器14aと、整合されていないＥ平面屈曲部15aと、特定
化された広帯域Ｔ接合16とを形成する同一線上の平行板
導波管Ｅ平面ステップの組合わせを使用して、広帯域整
合がレベル３で実現されたことを示している。図４は真
の時間遅延給電装置10のレベル３部分（即ち平行板導波
管のラインソースインターフェイス11aまたはポート11a
に最も近いレベル）の断面を示している。特定化された
広帯域の整合されたＥ平面Ｔ整合16は多段ステップ変成
器14aと結合され、この変成器の機能は整合されたＴ接
合16の広い入力アーム（幅“b2"）をＴ接合16の同一線
上の出力アーム（幅“b1"）に等しい大きさに変成する
ことである。特定化された広帯域の整合されたＥ平面Ｔ
接合16は“Compact,Ultra−Wideband,Matched E−Plane
Power Divider"と題し、PD−960505で識別されている
米国特許明細書に記載されている。整合素子の４つのイ
ンターフェイスは円で囲まれた数字により示されてい
る。“1"は整合されていないＥ平面屈曲部15aを表して
いる。“2"、“3"、“4"、“5"はステップ変成器14aを
表している。整合構造は、段“1"が整合されていないＥ
平面屈曲部15aによって置換されている点を除いて、通
常の４段ステップ変成器に類似している。このT/変成器
構造は給電装置10のレベル２とレベル３の両者に対して
共通である。
図１で示されているのと類似した４レベルの16ウェイ
の真の時間遅延共同給電装置10は、16の連続的横断方向
スタブ放射器を有するアレイアンテナを励振するために
使用された。アンテナは、パターン、利得、効率、入力
反射係数（ガンマ）について6.0乃至18.0GHzで測定され
た。周波数の関数としての入力反射係数（ガンマ）の予
測および測定された大きさが図５で示されている。デー
タは本発明の平行板導波管給電装置10の整合された構造
の優れた広帯域性能を確認する。
の真の時間遅延共同給電装置10は、16の連続的横断方向
スタブ放射器を有するアレイアンテナを励振するために
使用された。アンテナは、パターン、利得、効率、入力
反射係数（ガンマ）について6.0乃至18.0GHzで測定され
た。周波数の関数としての入力反射係数（ガンマ）の予
測および測定された大きさが図５で示されている。デー
タは本発明の平行板導波管給電装置10の整合された構造
の優れた広帯域性能を確認する。
外部ライン給電損失を除く、４レベルの16ウェイの真
の時間遅延共同給電装置10の周波数の関数としての予測
および測定された効率が図６で示されている。14GHzの
点は測定エラーであると考えられる。しかしながらデー
タは、平行板導波管給電装置10と連続的横断方向スタブ
アレイアンテナの整合構造の優れた広帯域効率を確認す
る。
の時間遅延共同給電装置10の周波数の関数としての予測
および測定された効率が図６で示されている。14GHzの
点は測定エラーであると考えられる。しかしながらデー
タは、平行板導波管給電装置10と連続的横断方向スタブ
アレイアンテナの整合構造の優れた広帯域効率を確認す
る。
以上、、類似していない一定反射係数素子の折曲げら
れた多段の多レベルネットワークを使用して改良された
アンテナ給電アーキテクチャについて説明した。前述し
た実施形態は本発明の原理の応用を表す多数の特別な実
施形態の単なる幾つかの例示であることが理解されよ
う。多数およびその他の装置が本発明の技術的範囲を逸
脱することなく当業者により容易に行われることができ
ることは明らかである。
れた多段の多レベルネットワークを使用して改良された
アンテナ給電アーキテクチャについて説明した。前述し
た実施形態は本発明の原理の応用を表す多数の特別な実
施形態の単なる幾つかの例示であることが理解されよ
う。多数およびその他の装置が本発明の技術的範囲を逸
脱することなく当業者により容易に行われることができ
ることは明らかである。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H01P 5/12 H01P 5/02 601
Claims (5)
- 【請求項１】連続的横断方向スタブアンテナアレイ（3
0）と共に使用する真の時間遅延の超広帯域共同給電装
置（10）において、 RFパワーを受信するためのラインソースインターフェイ
ス（11a）と、 複数の層として形成されている選択的に相互接続された
複数のＥ平面ステップ変成器（14、14a）と、Ｅ平面屈
曲部（15、15a）と、Ｅ平面Ｔ接合（13、13a）よりなる
複数の素子と、 RFパワーを連続的横断方向スタブアンテナアレイのスタ
ブへ結合する複数のラインソースインターフェイス（11
b）とを具備し、 前記複数の素子は整合されていない素子と整合されてい
る素子の両者を含んでおり、 整合されていない素子は、その不整合によって生成され
るインピーダンスのリアクタンス成分が素子のリアクタ
ンス成分を相殺して全体のインピーダンス中のリアクタ
ンス成分が消去されるような不整合状態となるように設
定され、それによってリアクタンス成分が消去されて純
粋な実数成分だけのインピーダンスとなり、周波数の関
数としての位相変化は無視できる程度でしか存在しない
ことを特徴とする給電装置（10）。 - 【請求項２】所望のインピーダンスはそれぞれの変成器
（14）と、Ｅ平面屈曲部（15）と、Ｅ平面Ｔ接合（13）
の高さを変化することにより得られる請求項１記載の給
電装置（10）。 - 【請求項３】駆動点インピーダンスにおける走査依存変
化と周波数依存変化との両者が最小にされている請求項
１記載の給電装置（10）。 - 【請求項４】Ｅ平面Ｔ接合（13、13a）の各水平アーム
の高さの比に正比例して各Ｅ平面Ｔ接合（13、13a）の
水平アーム間で連続的なレベルでパワーが分割される請
求項１記載の給電装置（10）。 - 【請求項５】連続的横断方向スタブ放射器に最も隣接す
る段は折曲げられ、意図的に不整合にされたＥ平面屈曲
部（15、15a）およびＴ接合（13、13a）と一体化され、
整合された多段サブ部品を形成している請求項１記載の
給電装置（10）。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US884,952 | 1997-06-30 | ||
| US08/884,952 US6075494A (en) | 1997-06-30 | 1997-06-30 | Compact, ultra-wideband, antenna feed architecture comprising a multistage, multilevel network of constant reflection-coefficient components |
| PCT/US1998/013769 WO1999000871A1 (en) | 1997-06-30 | 1998-06-30 | Antenna feed architecture for use with a continuous transverse stub antenna array |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000505991A JP2000505991A (ja) | 2000-05-16 |
| JP3289833B2 true JP3289833B2 (ja) | 2002-06-10 |
Family
ID=25385802
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP50591299A Expired - Lifetime JP3289833B2 (ja) | 1997-06-30 | 1998-06-30 | 連続的横断方向スタブアンテナアレイと共に使用するアンテナ給電アーキテクチャ |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6075494A (ja) |
| EP (1) | EP0928503B1 (ja) |
| JP (1) | JP3289833B2 (ja) |
| DE (1) | DE69800918T2 (ja) |
| IL (1) | IL128706A (ja) |
| WO (1) | WO1999000871A1 (ja) |
Families Citing this family (18)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101188325B (zh) | 1999-09-20 | 2013-06-05 | 弗拉克托斯股份有限公司 | 多级天线 |
| AU2001295015B2 (en) | 2000-08-31 | 2004-01-08 | Raytheon Company | Mechanically stearable array antenna |
| AU2001296876A1 (en) | 2000-09-15 | 2002-03-26 | Raytheon Company | Microelectromechanical phased array antenna |
| US6621468B2 (en) | 2000-09-22 | 2003-09-16 | Sarnoff Corporation | Low loss RF power distribution network |
| US6421021B1 (en) | 2001-04-17 | 2002-07-16 | Raytheon Company | Active array lens antenna using CTS space feed for reduced antenna depth |
| US7061443B2 (en) * | 2004-04-01 | 2006-06-13 | Raytheon Company | MMW electronically scanned antenna |
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