CN112035997A - 一种宽带小型化victs天线馈电网络设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种宽带小型化VICTS天线馈电网络设计方法，根据馈电网络横向尺寸确定功分网络的层级，由功分网络层级与馈电网络纵向尺寸确定T型结个数；对波导内传播的场模式进行分析，计算主模起始频率与终止频率，建立小型化T型结模型，建立T型结结构参数与反射系数关系；采用宽带技术设计宽带、小型化T型结，运用全波分析法提取宽带T型结与反射系数关系。对T型结幅度、相位进行调整，使其满足特定功率分配的同相激励输出；设计端口转换模块、过渡匹配与极化调整模块，对激励源相关指标进行查验，达到设定指标。本发明实现了馈电网络纵向尺寸的有效压缩，在所需的频带范围内同相输出的同时，实现对幅度的精确控制，从而保证天线的增益、驻波特性。

Description

一种宽带小型化VICTS天线馈电网络设计方法

技术领域

本发明属于卫星通信天线技术领域，特别是涉及一种VICTS天线宽带馈电网络设计方法。

背景技术

VICTS(Variable Inclination Continuous Transverse Stub) 阵列天线由连续断面节CTS(Continuous Transverse Stub)阵列天线发展而来，天线由激励源和平行板波导组成。激励源由端口转换模块、馈电网络模块、过渡匹配与极化调整模块组成，平行板波导由凸字型枝节、慢波、支撑结构等组成。天线激励源主体部分是馈电网络， VICTS天线对馈电网络的基本要求是：在给定横、纵向尺寸条件下实现特定幅度分布(等幅度分布/不等幅度分布)的同相功率合成/分配。需要说明的是，本发明中定义馈电网络所在的面为水平面，馈电输出口为横向，定义为x轴；水平面内垂直x轴为纵向，定义为y轴；垂直水平面的竖直向，定义为z轴。

为了实现VICTS天线的优良性能，激励源的孔径比(慢波纵向尺寸与激励源横向尺寸之比)一般在2:1与1:1之间。这一比例关系对于激励源设计提出了极其苛刻的要求：满足横向尺寸的要求下，纵向尺寸严重受限。对于激励源而言，端口转换模块、过渡匹配与极化调整模块结构尺寸较为固定，随着VICTS天线口径面的增加，这两部分模块纵向尺寸并不会增加，且性能也不会出现恶化；但馈电网络模块随着级联层数的增加，纵向尺寸会急速增加，且性能也会出现一定的恶化。设计VICTS天线馈电网络面临的难题是：如何在受限的纵向尺寸条件下，实现宽带等幅同相功率分配/合成，目前VICTS天线常用的馈电网络主要有两种：基于两层结构的波导功分馈电网络[见电子科技大学硕士论文：平板波导连续横向枝节天线及其平面化的研究] 和基于PillBox的馈电结构[见西安电子科技大学博士论文：多频带/ 超宽带平面印刷天线及连续切向节天线阵列研究]两种形式，这两种馈电网络原理简单，可以按照成熟理论设计，但都需要从底层馈电端口转换到激励输出端口，造成加工设计复杂、天线竖直向高度成倍增加、天线重心难以配平等问题，除此之外，基于PillBox结构的馈电网络存在着幅度与相位不可控的问题，波导功分馈电网络存在着带宽窄的问题。

为了对馈电网络输出的准TEM波幅度与相位进行有效控制，一般采用波导功分馈电方式，若能实现波导功分馈电网络的小型化，特别是纵向尺寸的压缩，实现馈电网络与慢波结构的同层设计，则可以大大降低天线竖直向高度，降低加工难度，实现天线整体的低剖面化。基于单层结构的波导功分馈电网络需要保证馈电网络与慢波结构同层布局，且在有限的纵向宽度内实现宽带端口转换、宽带功率分配与准TEM波的形成，理论分析难度大，结构设计复杂，目前尚无专门的文献研究。因此，本专利针对这一问题提出一种宽带、小型化VICTS 天线馈电网络设计方法，以解决VICTS天线设计中激励源尺寸受限与窄带问题。

发明内容

针对VICTS天线在限定孔径比的情况下，激励源无法与慢波结构同层放置，带宽窄的问题，本发明提供一种宽带小型化VICTS天线馈电网络设计方法。通过对T型结(包括E面T型结和H面T型结) 的宽带与小型化设计，实现馈电网络纵向尺寸的有效压缩，在所需的频带范围内同相输出的同时，实现对幅度的精确控制，从而保证天线的增益、驻波特性。

为了实现上述目的，本发明采用以下的技术方案：

本发明提供一种VICTS天线宽带、小型化馈电网络设计方法，该方法适用于宽带功率分配/合成的矩形波导并联网络设计，含有以下步骤：

步骤1，根据馈电网络横向尺寸确定功分网络的层级，由功分网络层级与馈电网络纵向尺寸确定T型结尺寸；

步骤2，对波导内传播的场模式进行分析，计算得出主模起始频率与终止频率，满足则建立小型化T型结模型，建立结构参数与反射系数的关系，若不满足则重新调整步骤1中T型结尺寸；

步骤3，建立宽带、小型化T型结模型，采用全波分析法提取宽带T型结与反射系数的关系，若满足驻波要求，则进行步骤4，不满足则继续调整匹配枝节相关参数，直至在设计的频段内满足驻波要求；

步骤4，对T型结幅度、相位进行调整，使其满足特定功率分配的同相激励输出；

步骤5，设计端口转换模块、过渡匹配与极化调整模块，对激励源相关指标进行查验，若不满足重复步骤3和步骤4，直至达到设定指标。

进一步地，所述步骤1的具体实现过程为：

功分器单元间距一般选择(0.8～2)λ₀，λ₀为中心频率波长，λ₀＝c/f₀,c和f₀是光速和中心频率。根据给定的馈电网络横向尺寸和功分器单元间距确定功分器单元个数，满足方程(1)

(n-1)*space_element+ab+2*t＝L (1)

其中，n为最后一级功分器单元个数，一般满足 n＝2^m,m取正整数，且m≥2，space_element为功分器单元间距，ab视选择的E-T结或H-T结而定(当选择E-T结时，ab取窄边长；当选择H-T 结时，ab取宽边长)，t为波导壁厚，L一般取(0.9～0.97)length，length 为激励源输出横向尺寸。在确定n的情况下，可以确定m值，即功分器的级数。

确定了功分器级数，根据馈电网络纵向尺寸，可以确定每级功分器纵向尺寸，满足公式(2)

B₁+B₂+…+B_i+…B_m-1＝H (2)

其中，B_i为第i级功分器纵向尺寸，B_i＝b_{i_upper}+b_{i_down}，b_{i_upper}与 b_{i_down}代表第i级功分器输入口与输出口纵向尺寸，为便于匹配与转接常选择b_{i_upper}＝b_{i-1_down}，且初始值一般选择标准波导尺寸，但在截止频率范围内可灵活优化设计。在可调整的区间内，选择H＝(0.5～0.75)height，H为馈电网络纵向尺寸，height为VICTS天线激励源纵向总体尺寸，天线激励源主体部分是馈电网络，但同时需要考虑为端口转换、极化扭转匹配结构连接预留足够空间。

进一步地，所述步骤2与步骤3的具体实现过程为：

对于T型结而言，缝隙处存在与不连续性有关的边缘场与高次模，存在边缘场与高次模必然存在着储能，可以用集总元件表示，为消除边缘场与高次模的影响，可以加入电抗调谐元件，一般采用多级阶梯或者拐角的方案。此时，输入端口1的反射系数为：

其中，Z1、Z2、Z3分别为端口1、端口2、端口3特性阻抗，Zmatch 为端口1采用的多级阶梯(或者拐角)匹配阻抗，主要由台阶高度与长度(拐角倾斜角)决定，Zslot为边缘场与高次模引入的阻抗，主要由缝隙宽度决定。这两个集总元件均可以采用全波分析法建立数值关系。

一般而言，在端口1采用多级阶梯或者拐角结构可以在一定带宽内实现匹配，但针对10％以上的相对带宽，则需要进一步拓展T型结带宽，可以在分支波导增加多级矩形台阶(或者三角形台阶)实现多谐振，在两个输出端口对称的增加匹配台阶，则可以实现等功率输出，若要实现不等功率输出，则应该调整各输出端口的特性阻抗，通过不同的特性阻抗来获得不同的功率分配比。

Z2'＝Z2||jB₂ (4)

Z3'＝Z3||jB₃ (5)

其中，Z2’、Z3’为附加匹配台阶后端口2、端口3的特性阻抗，jB 为增加匹配台阶的阻抗，若端口2和端口3对称的增加匹配台阶，则 jB₂＝jB₃，若不对称，则jB₂≠jB₃，也即Z2’≠Z3’，则端口2和端口3可以获得不同的功率分配比。通过全波分析法，可以提取Zmatch、Zslot、 jB与T型结结构尺寸参数的关系，要实现宽带匹配，需要满足条件：在0.9f_min～1.1f_max这个频率范围内使反射系数Γ尽可能小，f_min与f_max分别为所需频带的上、下截止频率。一般要求反射系数低于-25dB以上。

进一步地，所述步骤4的具体实现过程为：

若馈电网络各输出端口实现等功率输出，T型结功率分配无需进行调整；若馈电网络要实现特定分布的功率输出，则调整各个T型结输出端口的特性阻抗，也就是匹配台阶的阻抗。由于采用n＝2^m的方式实现分路/合路，相位调整较为容易，但由于采用压缩垂直向高度的方案，端口2和端口3相位必然不在平衡，两输出端口相对中心位置应该做一定范围的调整，以保证两端口同相输出。

特别的、对于E面T型结，当端口1输入时，端口2和端口3反相输出，即两端口相差180°，要实现同相输出，则应该增加拐角波导的方案实现同相输出。对于H面T型结则不存在反相输出的问题，无需进行调整。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

1、本发明能够在给定横向尺寸的情况下，在所需的频段范围内，实现馈电网络纵向尺寸的小型化，既可采用标准波导，也可采用非标准波导，能够有效压缩馈电网络纵向尺寸，这对于VICTS天线是极其有利的，能够实现馈电网络与慢波结构同层布局，极大地压缩了VICTS 天线的竖直向高度，且该方案不引入额外的插损。

2、采用传输线模型，建立起输入端口反射系数、输出端口功率分配比与各不连续性的关系，通过全波分析法可以得到匹配台阶、拐角长度与倾角、缝隙宽度的各集总元件的数据关系，在压缩纵向尺寸的同时，实现宽带匹配，这是实现宽带同相等功分/不等功分激励的必要的理论基础。

3、相对于PillBox的馈电形式，不仅可以有效地控制激励输出口面的幅度与相位，完成等功率/不等功率灵活控制，实现副瓣电平的有效控制。馈电网络也可以简化为“激励元”的方式，便于VICTS天线采用阵列的方式进行增益与波束指向的分析。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对现有技术和实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本发明实施例的流程示意图；

图2a是VICTS天线孔径比2:1示意图；

图2b是VICTS天线孔径比1:1示意图；

图3为三种馈电激励方式的VICTS天线示意图；

图3a.1是第一种馈电激励方式的VICTS天线纵剖面示意图；

图3a.2是图3a.1的馈电结构顶层示意图；

图3b.1是第二种馈电激励方式的VICTS天线纵剖面示意图；

图3b.2是图3b.1的馈电结构顶层示意图；

图3c.1是第三种馈电激励方式的VICTS天线纵剖面示意图；

图3c.2是图3c.1的馈电结构顶层示意图；

图4a是本发明的VICTS天线激励源示意图；

图4b是本发明的仿真模拟；

图5a是本发明小型化T型结示意图；

图5b是传统T型结示意图；

图5c是本发明的小型化T型结组成的一分四网络；

图5d是传统T型结组成的一分四网络；

图6a是小型化T型结输入端口带台阶匹配的示意图；

图6b是小型化T型结输入端口带拐角匹配的示意图；

图6c是小型化T型结的传输线模型；

图7a是宽带、小型化T型结台阶-台阶匹配方案示意图；

图7b是宽带、小型化T型结台阶-三角匹配方案示意图；

图7c是宽带、小型化T型结拐角-台阶匹配方案示意图；

图7d是宽带、小型化T型结拐角-三角匹配方案示意图；

图7e为宽带、小型化T型结传输线模型；

图8是E面T型结反相调整示意图；

图9是采用宽带、小型化T型结设计的激励源(仿真模型)；

图10a是激励源馈电网络反射系数的仿真结果；

图10b是激励源馈电网络传输系数的仿真结果；

图10c是激励源馈电网络输出端口相位曲线的仿真结果；

图11是根据本发明所设计的1分16的激励源。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有实施例，都属于本发明保护的范围。

首先介绍VICTS天线的整体结构，天线主要由辐射部分与激励部分组成。辐射结构由慢波结构和凸字型枝节等组成，如图3所示，形成带漏波性质的平行板波导。激励源由端口转换模块、馈电网络模块、过渡匹配与极化调整模块等组成，如图4a，图4b所示。辐射极化选择部分与支撑结构不涉及本发明内容。调整辐射部分与激励部分的相对角度就可以实现VICTS天线的波束扫描。图5a，图5b，图5c，图5d是采用常规T型结与垂直向压缩的T型结设计的一分四网络，随着网络级数的增加，这一缩减程度是大大降低的。图6是为了实现宽带匹配，在T型结输入、输出端口增加了匹配台阶或者拐角，并建立了传输线模型。图7是针对E面T型结，两输出端口反相的问题，增加了相位补偿方案。

请参照图1，图1是本发明一种宽带、纵向压缩的VICTS天线馈电网络设计方法的流程示意图，该方法采用“总-分-总”的思路设计性能优越的单层激励网络，该方法包括：

步骤1，完成总体架构设计—确定馈电网络级数与总体尺寸

根据天线所需的能量分布，确定天线的孔径比(如图2a，图2b 所示)，在确定孔径比以后，计算出激励源横向、纵向尺寸。根据中心频率确定最后一级T型结的间距和馈电网络横向尺寸，计算出所需要的网络级数。初始化采用标准波导，若满足纵向尺寸要求，则完成总体拓扑结构设计；若不满足纵向尺寸要求，则应该优化波导尺寸，采用非标准波导结构。

步骤2，设计宽带、小型化T型结—解决小型化T型结宽带匹配问题。

选择合适的带宽拓展方案设计宽带T型结，建立模型尺寸与各特性阻抗的数量关系。

图6a，图6b，图6c给出了拓展输入端口的方案，采用多级台阶或者拐角，实现与端口连接处不连续性引起的高次模产生的电抗特性相抵消，通过全波分析法，可以建立缝隙宽度、台阶尺寸(或者拐角倾斜角)与特性阻抗的关系，调整这些参量实现一定带宽的阻抗匹配。为实现10％以上相对带宽的馈电网络，单个T型结应该在驻波性能、带宽方面留有充足的调整空间，且为了调整两输出端口的功率分配比，应增加矩形(三角形)匹配台阶，如图7a，图7b，图7c，图7d，图7e所示。根据加工实现的难易程度、敏感度等因素选择合适的宽带T型结单元。

步骤3，解决T型结功率比和相位问题。

VICTS天线的理论基础是阵列天线理论，要实现窄波束、高增益，就要实现各个激励阵元的同相叠加，通过调整T型结输出端口偏离中心位置可以实现输出功分器的同相输出。对于最后一级E面T型结由于间距要保持为一定值space_element，两个输出端口相位差为180°，要消除这一相位差必须增加拐角扭转电场方向，实现输出端口同相输出，如图8所示。对于H面T型结则不存在扭转电场的需要。通过调整输出端口的特性阻抗可以实现不同的功率分配比，这对于设计特定幅度分布的馈电网络是极其重要的，这一目的通过调整矩形(三角形)台阶偏离中心位置来实现。

步骤4，完成激励源设计—利用T型结搭建馈电网络并完成准 TEM波激励。

a)、完成T型结驻波、功率分配和相位调整等基本问题后，根据整体架构搭建整个馈电网络，如图9所示为采用E面T型结设计的一分十六网络。该网络输入输出端口采用了标准波导尺寸，便于与其他模块连接，为了最大程度的压缩垂直向尺寸，在中间部分T型结采用了非标准波导尺寸。在搭建完馈电网络后，有必要对各个T型结的尺寸进一步微调，使馈电网络的整体性能达到最优，驻波一般优于 -20～-25dB，幅度差不超过1dB(±0.5dB)，相位差不超过10°，如图10a，图10b，图10c所示。在这一歩微调过程中，同一级的T型结一般保持参数相同，一方面是由于准对称性决定，另外一方面是若所有的T型结均保持独立，则计算、优化工作量巨大，且随着网络级数的增加呈指数增加。

b)、设计完馈电网络输入、输出端口应根据发射或者接收天线的实际需求，确定相应的端口转换模块、过渡与极化调整模块。这两部分设计的基本原则是：(1)实现与馈电网络的匹配，使激励部分的驻波尽可能低；(2)实现准TEM波，由于空心波导不能传播TEM波，传输主模为TE₁₀模，使用过渡与极化调整模块实现准TEM波，激励平行板波导向外辐射。整体的激励源如图11所示。

为了更透彻、更直观地理解CTS天线和VICTS天线慢波结构设计方法，下面举一个具体实例对其进行说明：

对于一个半径350mm的圆形口径VICTS天线，频率范围为 10.95～12.75GHz，激励部分尺寸为：587*110*34mm³，馈电网络尺寸为559*59.2*20.5mm³，注意到馈电网络垂直向尺寸/激励部分垂直向尺寸＝0.538，这是由于为了输入端口连接LNB预留了足够空间，若 LNB尺寸能够减小，整体的垂直向尺寸可以进一步压低，见图9。即使如此，由于采用了宽带化技术与垂直向尺寸压缩技术相结合的方案还是能够保证激励部分与慢波结构同层布局，在所需要的频段范围内, 除部分频点外，反射系数基本优于-25dB；幅差不超过0.4dB；中心频率相位差为：2°，见图10，这证明了该方法在VICTS天线阵列设计中的实用性和有效性。(该部分即为实例,馈电网络垂直向尺寸/激励部分垂直向尺寸＝0.538说明了小型化效果；在所需要的频段范围内, 除部分频点外，反射系数基本优于-25dB；幅差不超过0.4dB；中心频率相位差为：2°说明了达到的宽带特性)。

需要说明的是，在本说明书中，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来讲是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其他实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽范围。

Claims (4)

1.一种宽带小型化VICTS天线馈电网络设计方法，其特征在于：包括以下步骤：

步骤1，根据馈电网络横向尺寸确定功分网络的层级，由功分网络层级与馈电网络纵向尺寸确定T型结尺寸；

步骤2，对波导内传播的场模式进行分析，计算得出主模起始频率与终止频率，满足则建立小型化T型结模型，建立结构参数与反射系数的关系，若不满足则重新调整步骤1中T型结尺寸；

步骤3，建立宽带、小型化T型结模型，采用全波分析法提取宽带T型结与反射系数的关系，若满足驻波要求，则进行步骤4，不满足则继续调整匹配枝节相关参数，直至在设计的频段内满足驻波要求；

步骤4，对T型结幅度、相位进行调整，使其满足特定功率分配的同相激励输出；

步骤5，设计端口转换模块、过渡匹配与极化调整模块，对激励源相关指标进行查验，若不满足重复步骤3和步骤4，直至达到设定指标。

2.如权利要求1所述的宽带小型化VICTS天线馈电网络设计方法，其特征在于：

所述步骤1的具体实现过程为：

功分器单元间距选择(0.8～2)λ₀，λ₀为中心频率波长，λ₀＝c/f₀,c和f₀是光速和中心频率；根据给定的馈电网络横向尺寸和功分器单元间距确定功分器单元个数，满足方程(1)

(n-1)*space_element+ab+2*t＝L (1)

其中，n为最后一级功分器单元个数，满足n＝2^m,m取正整数，且m≥2，space_element为功分器单元间距，ab视选择的E-T结或H-T结而定，当选择E-T结时，ab取窄边长；当选择H-T结时，ab取宽边长；t为波导壁厚，L取(0.9～0.97)length，length为激励源输出横向尺寸；在确定n的情况下，可以确定m值，即功分器的级数；

确定了功分器级数，根据馈电网络纵向尺寸，可以确定每级功分器纵向尺寸，满足公式(2)

B₁+B₂+…+B_i+…B_m-1＝H (2)

其中，B_i为第i级功分器纵向尺寸，B_i＝b_{i_upper}+b_{i_down}，b_{i_upper}与b_{i_down}代表第i级功分器输入口与输出口纵向尺寸，H为馈电网络纵向尺寸。

3.如权利要求1所述的宽带小型化VICTS天线馈电网络设计方法，其特征在于：

进一步地，所述步骤2与步骤3的具体实现过程为：

对于T型结而言，缝隙处存在与不连续性有关的边缘场与高次模，存在边缘场与高次模必然存在着储能，可以用集总元件表示，为消除边缘场与高次模的影响，可以加入电抗调谐元件，一般采用多级阶梯或者拐角的方案；此时，输入端口1的反射系数为：

其中，Z1、Z2、Z3分别为端口1、端口2、端口3特性阻抗，Zmatch为端口1采用的多级阶梯或者拐角匹配阻抗，主要由台阶高度与长度决定，Zslot为边缘场与高次模引入的阻抗，由缝隙宽度决定；这两个集总元件均可以采用全波分析法建立数值关系；

在端口1采用多级阶梯或者拐角结构可以在一定带宽内实现匹配，对10％以上的相对带宽，在分支波导增加多级矩形台阶或者三角形台阶实现多谐振，在两个输出端口对称的增加匹配台阶，则可以实现等功率输出；若要实现不等功率输出，则调整各输出端口的特性阻抗，通过不同的特性阻抗来获得不同的功率分配比；

Z2'＝Z2||jB₂ (4)

Z3'＝Z3||jB₃ (5)

其中，Z2’、Z3’为附加匹配台阶后端口2、端口3的特性阻抗，jB为增加匹配台阶的阻抗，若端口2和端口3对称的增加匹配台阶，则jB₂＝jB₃，若不对称，则jB₂≠jB₃，也即Z2’≠Z3’，则端口2和端口3可以获得不同的功率分配比；通过全波分析法，可以提取Zmatch、Zslot、jB与T型结结构尺寸参数的关系，要实现宽带匹配，需要满足条件：在0.9f_min～1.1f_max这个频率范围内使反射系数Γ尽可能小，最低要求是-25dB，f_min与f_max分别为所需频带的上、下截止频率。

4.如权利要求1所述的宽带小型化VICTS天线馈电网络设计方法，其特征在于：

所述步骤4的具体实现过程为：

若馈电网络各输出端口实现等功率输出，T型结功率分配无需进行调整；若馈电网络要实现特定分布的功率输出，则调整各个T型结输出端口的特性阻抗，也就是匹配台阶的阻抗；由于采用n＝2^m的方式实现分路/合路，相位调整较为容易，但由于采用压缩垂直向高度的方案，端口2和端口3相位必然不在平衡，两输出端口相对中心位置应该做一定范围的调整，以保证两端口同相输出；

对于E面T型结，当端口1输入时，端口2和端口3反相输出，即两端口相差180°，要实现同相输出，则增加拐角波导的方案实现同相输出。

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