CN112018524A - 单端口输入任意n端口输出的victs馈电激励层设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于卫星通信天线技术领域，具体涉及一种单端口输入任意N端口输出的VICTS馈电激励层设计方法，通过馈电激励网络的横向尺寸和功分器单元间距，确定馈电激励网络输出端口数N；采用自顶而下的方法建立一分N网络的结构拓扑图，在结构拓扑图上采用自底而上的方法计算出各个功分器单元的功率分配比构建功率树状图；根据功率树状图选择合适的T型结设计满足功率分配比的功分器单元；对馈电激励网络的相位进行调整；针对发射天线/接收天线不同的要求，设计输入端口转换部分，并设计极化扭转与匹配部分。本发明实现对激励幅度、相位精确控制的基础上，馈电激励网络的横向尺寸能灵活匹配VICTS天线各种不同口径场景需求，发挥天线的高增益性能。

Description

单端口输入任意N端口输出的VICTS馈电激励层设计方法

技术领域

本发明属于卫星通信天线技术领域，具体涉及一种单端口输入任意N端口输出的VICTS馈电激励层设计方法。

背景技术

VICTS(Variable Inclination Continuous Transverse Stub)天线是在波导缝隙阵列天线CTS(Continuous Transverse Stub)天线的基础上发展起来的，VICTS天线通过辐射层与激励层的一维转动，实现天线波束在方位面、俯仰面灵活的三维扫描。从功能上划分，如图2所示，VICTS天线主要包括：馈电激励层、辐射层、极化层和支撑结构等组成。其中，馈电激励层由端口转换部分、功率分配/合成网络(对于发射天线而言，网络起功率分配的作用；对于接收天线而言，网络起功率合成作用)、极化扭转与匹配部分组成，主要功能是实现对辐射层的准TEM波激励；辐射层由慢波结构、凸字型枝节阵列组成，主要功能是能量合成完成电磁波的辐射；极化层主要功能是极化选择或者实现线-圆极化转换。三者缺一不可，每一模块性能的优劣都将直接影响天线整体性能。

VICTS天线口径效率能达到50％以上，通过卫星链路计算，可以得到发射/接收天线增益需求，并以此计算出所需的发射/接收天线口径尺寸。确定天线口径尺寸后，要实现理想的发射/接收方向图特性，留给馈电激励层的空间是相当有限且确定的，这对功率分配/合成网络的设计提出了巨大的挑战。

VICTS天线常用的激励方案是PillBox抛物柱面激励，该方案的优势是设计简单、灵活，可以匹配任意口径天线需求，不足之处主要体现在无法实现对激励幅度、相位的精确控制，激励幅度呈锥削分布，天线效率较低。除此之外，还可以采用波导功分器激励，常采用T型结或者Y型结方式，优势是便于实现对激励幅度、相位的精确控制，但不足之处是采用单端口输入2ⁿ(n取自然数)端口输出的方式，对于VICTS天线而言，基础理论是阵列理论，阵元的间距将会直接影响天线性能，因此，激励输出端口间距一般是确定的，但2ⁿ个取值离散的、步进间隔随n值增加而指数增加的方式造成了馈电激励网络横向尺寸不能灵活的匹配VICTS天线各种不同口径场景需求。除此之外，虽然采用微带威尔金森结构可以灵活的设计宽带激励网络，但带宽、损耗、接口等因素决定了该方案并不适合VICTS天线。基于T型结的单端口输入任意N端口输出的VICTS馈电激励网络可以满足任意口径尺寸的需求。N取大于3的自然数，考虑工程实际与理论分析的普遍性，N取大于4的自然数，更进一步的，针对VICTS天线，考虑到高增益需求，N的取值一般要求≥10。基于T型结单端口输入任意N端口输出的VICTS馈电激励虽能灵活的匹配不同口径尺寸VICTS天线需求，但总体设计、功率分配比、相位调整等问题理论难度大、结构复杂，目前尚无专门的文献研究。

发明内容

VICTS天线可定制化的满足多种应用场景的需求，在各种不同的应用需求下，天线性能会不尽相同，这给天线的灵活设计提出了极高的要求。为了解决馈电激励网络应灵活匹配天线口径尺寸、精确控制激励幅度与相位的问题，本发明提出了一种单端口输入任意N端口输出的VICTS馈电激励层设计方法，对馈电激励网络的横向尺寸灵活控制的同时，保证各输出端口相位-频率曲线斜率的一致性，实现馈电激励网络的高效设计，从而保证天线优良的性能以适应各个不同的应用场景。

为解决上述技术问题，本发明采用以下的技术方案：

本发明提供了一种单端口输入任意N端口输出的VICTS馈电激励层设计方法，包含以下步骤：

步骤1，通过馈电激励网络的横向尺寸和功分器单元间距，确定馈电激励网络输出端口数N；

步骤2，采用自顶而下的方法建立一分N网络的结构拓扑图，在结构拓扑图上采用自底而上的方法计算出各个功分器单元的功率分配比，构建功率树状图；

步骤3，根据步骤2的功率树状图选择合适的T型结设计满足功率分配比的功分器单元；

步骤1至步骤3初步完成了馈电激励网络的设计；

步骤4，对馈电激励网络的相位进行调整；

步骤5，针对发射天线/接收天线不同的要求，设计输入端口转换部分，并设计极化扭转与匹配部分。

进一步地，所述步骤1具体包括：

步骤S11，根据天线系统的总体性能指标确定天线的口径尺寸，结合具体的应用场景设计天线方向图，并以此得到馈电激励层的横向尺寸L_stimulate，按照一定的比例关系确定馈电激励网络的横向尺寸L_feeding；

步骤S12，选择功分器单元间距L_space＝λ₀作为初始值，λ₀为中心频率波长，采用阵列理论快速计算出不同功分器单元间距条件下的VICTS天线方向图、天线增益、波瓣宽度、副瓣电平指标，依据这些指标选择合适的功分器单元间距；

步骤S13，根据馈电激励网络的横向尺寸和功分器单元间距得到馈电激励网络输出端口数N：

(N-1)*L_space+2*t+h＝L_feeding (1)

其中，t为波导壁厚，h为波导T型结输出端口纵向尺寸。

进一步地，所述步骤2中采用自顶而下的方法建立一分N网络的结构拓扑图具体包括：

对一分N网络进行拆分，(1)对于N＝2n+1，n为自然数，拆分为N₁＝n的左子网络，N₂＝n+1的右子网络；(2)对于N＝2n，n为自然数，分为两种情况进行拆分，若n mod2＝0，mod 2代表模2运算，拆分为N₁＝n，N₂＝n，对应此种情况的一分N网络满足N mod 4＝0，称为对称网络；若n mod 2＝1，拆分为N1＝n-1，N2＝n+1；依次重复，直至最后一级N_m1≤2且N_m2≤2，N_m1为左子网络最后一级个数，N_m2为右子网络最后一级个数，则完成一分N网络的结构拓扑图的设计。

进一步地，所述步骤2中在结构拓扑图上采用自底而上的方法计算出各个功分器单元的功率分配比，构建功率树状图，具体包括：

在完成的一分N网络的结构拓扑图上，首先从最后一级算起，即每个输出端口输出功率为1/N，设定总功率为1，然后采用合路的方式累加得到输入端口的功率值，再结合该功分器单元两输出端口的功率值确定功率分配比，即功率分配损耗：

其中，S₂₁为输出左端口传输系数，S₃₁为输出右端口传输系数，P_in1、P_out2、P_out3分别为某一功分器单元输入端口和两个输出端口的功率值，满足P_out2+P_out3＝P_in1，对于最顶层功分器单元而言，P_in1＝1；一级一级往上计算每个功分器单元的功率分配比，建立功率树状图。

进一步地，所述步骤3具体包括：

根据馈电激励部网络横、纵向尺寸、低噪声放大器/高功率放大器型号、加工难易程度因素综合考虑选择合适的T型结，对于发射天线，带宽较窄，采用常规的带宽拓展实现阻抗匹配，对于接收天线，带宽较宽，采用多级匹配台阶或者拐角实现阻抗匹配；每个T型结单元的两输出端口的相位保持一致。

进一步地，所述步骤4采用斜率补偿法对馈电激励网络的相位进行调整，首先保证网络各输出端口相位-频率曲线斜率的一致性，再调整相对长度，保证绝对相位的一致性。

进一步地，所述保证网络各输出端口相位-频率曲线斜率的一致性具体包括：

对于N mod 4≠0的非对称网络，左、右子网络群时延不一致，计算左子网络斜率为k1，右子网络斜率为k2，再计算两子网络的斜率差，选择斜率补偿方案使左、右子网络群时延一致。

进一步地，所述步骤5中设计输入端口转换部分具体包括：

发射天线和接收天线对于输入端口的要求不一样，接收天线的馈电激励网络充当合路器的作用，输入端口连接低噪声放大器，低噪声放大器与馈电激励层同一层放置；发射天线的馈电激励网络充当分路器的作用，输入端口连接高功率放大器，高功率放大器与馈电激励层两层放置，要求输入端口转换部分与馈电激励网络输出端口呈90°扭转。

进一步地，所述步骤5中设计极化扭转与匹配部分具体包括：

功分器单元无法传播TEM波，而平行板波导激励需要TEM波/准TEM波，在馈电激励网络的输出端口增加极化调整模块，并且增加阻抗匹配部分使功分器单元与平行板波导阻抗匹配。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

1、本发明的单端口输入任意N端口输出的VICTS馈电激励层设计方法，通过对功率树状图分析、T型结功率分配比与相位-频率曲线斜率调整、发射/接收天线输入端口转换部分设计，实现对激励幅度、相位精确控制的基础上，馈电激励网络的横向尺寸能灵活匹配VICTS天线各种不同口径场景需求，发挥天线的高增益性能。

2、采用自顶而下的方法设计馈电激励网络的结构拓扑图，采用左、右子网络划分方式降低馈电激励网络相位调整的复杂度。针对N mod 4≠0的非对称网络存在的左、右子网络群时延不一致导致相位-频率曲线斜率相交的问题，采用斜率补偿法使网络的相位色散减小，保证阵元的同相叠加。

3、采用自底而上的方法设计馈电激励网络的功率树状图，完成对馈电激励网络功率分配/合成灵活的计算、调整，从而对馈电激励网络的幅度实现精确控制，幅度可通过T型结里面台阶调理中心位置来控制，便于进行等幅/非等幅设计。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本发明实施例的单端口输入任意N端口输出的VICTS馈电激励层设计方法的流程示意图；

图2是VICTS天线整体结构图；

图3是本发明实施例的发射天线馈电激励网络仿真模型图；

图4是本发明实施例的接收天线馈电激励网络仿真模型图；

图5是本发明实施例的发射天线馈电激励网络的结构拓扑图与功率树状图；

图6是本发明实施例的接收天线馈电激励网络的结构拓扑图与功率树状图；

图7是本发明实施例的相位-频率曲线斜率补偿方案示意图；

图8是本发明实施例的接收天线一分十四网络有/无斜率补偿相位曲线对比图，其中(a)为一分十四网络未加斜率补偿相位曲线图，(b)为一分十四网络有斜率补偿相位曲线图；

图9是本发明实施例的发射天线馈电激励网络输入端口转换模块仿真图；

图10是图9中输入端口转换模块反射系数曲线图；

图11是图9中输入端口转换模块传输系数曲线图；

图12是本发明实施例的接收天线馈电激励网络输入端口转换模块仿真图；

图13是图12中输入端口转换模块反射系数曲线图；

图14是图12中输入端口转换模块传输系数曲线图；

图15是本发明实施例的发射天线馈电激励层仿真模型图；

图16是本发明实施例的接收天线馈电激励层仿真模型图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例，基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

首先简要介绍发射天线和接收天线馈电激励层的基本结构：两天线馈电激励层均包括端口转换部分、功率分配/合成网络(也称馈电激励网络)及极化扭转与匹配部分，不同的是两天线采用的端口转换部分不一样，发射天线采用的一分十功率分配网络，而接收天线采用的是一分十四功率合成网络。针对一分十功率分配网络和一分十四功率合成网络最重要的是充分利用馈电激励网络的冗余空间设计第一级左、右子网络的相位补偿与空间布局，尽可能的实现左、右子网络群时延一致，为了充分利用空间，一分十功率分配网络采用了向上弯折两次，一分十四功率合成网络采用了向下弯折两次的方案，如图3和图4所示。

如图1所示，本实施例的单端口输入任意N端口输出的VICTS馈电激励层设计方法，该方法包含以下步骤：

步骤S101，通过馈电激励网络的横向尺寸和功分器单元间距，确定馈电激励网络输出端口数N。

根据具体的应用场景可以折算到天线的增益、波束指向等性能指标，通过这些指标可以换算成天线的口径尺寸，结合特定的应用场景设计天线方向图，并以此得到发射/接收天线馈电激励层的横向尺寸L_stimulate，按照一定的比例关系确定馈电激励网络的横向尺寸L_feeding，考虑到极化扭转与匹配部分会导致馈电激励网络的横向尺寸增加，一般选择L_feeding＝(0.88～0.98)L_stimulate，L_feeding的选择根据发射天线与接收天线的不同会略有差异。

作为串馈漏波天线，馈电激励网络功分器单元间距可选择L_space＝λ₀(λ₀为中心频率波长)作为初始值。采用阵列理论快速计算出不同功分器单元间距条件下的VICTS天线方向图、天线增益、波瓣宽度、副瓣电平等指标，依据这些指标选择合适的功分器单元间距。

根据馈电激励网络的横向尺寸和功分器单元间距得到馈电激励网络输出端口数N：

(N-1)*L_space+2*t+h＝L_feeding (1)

其中，t为波导壁厚，h为波导T型结输出端口纵向尺寸。考虑到VICTS天线对增益的高需求，N值一般满足：N≥10且N值一般取偶数，便于最后一级功分器单元相位调整与馈电激励网络的布局，当然，N取奇数值也不影响整体设计。

步骤S102，采用自顶而下的方法建立一分N网络的结构拓扑图，在结构拓扑图上采用自底而上的方法计算出各个功分器单元的功率分配比，构建功率树状图。

图5给出了一分十功率分配网络的结构拓扑/功率分配图，图6给出了一分十四功率合成网络的结构拓扑/功率分配图，一分十功率分配网络采用了6/4划分的方式，一分十四功率合成网络采用了8/6划分的方式，这两种方式保证了最后一级能采用一分二的方式，便于调整子网络的相位，并且使划分的子网络尽可能的多出现对称网络(一分四、一分八网络)。采用自顶而下法建立一分N网络的结构拓扑图：为尽可能保证相位调整的灵活性，对一分N网络进行拆分，(1)对于N＝2n+1(n＝1、2、3……)，拆分为N₁＝n的左子网络，N₂＝n+1的右子网络；(2)对于N＝2n(n＝1、2、3……)，分为两种情况进行拆分，若n mod2＝0，mod 2代表模2运算，拆分为N₁＝n，N₂＝n，对应此种情况的一分N网络满足Nmod 4＝0，称为对称网络(很显然，N＝2ⁿ属于这一情况的特例)；若n mod 2＝1，拆分为N1＝n-1，N2＝n+1；子网络一级一级往下拆分，直至网络拆解到最后一级T型结，从而建立一分N网络的结构拓扑图。

在完成的一分N网络的结构拓扑图上，采用自底而上的方法计算出各个功分器单元的功率分配比，本实施例设计的是等幅同相网络，首先从最后一级算起，即每个输出端口的输出功率为1/N(设定总功率为1)。若考虑压低副瓣等因素，也可以采用该种方法设计非等幅、同相网络，唯一的差别在于每个输出端口的输出功率不再是1/N，而是根据特定的幅度分布确定各个输出端口的输出功率值。完成最后一级功分器单元功率值计算，然后采用合路的方式累加得到输入端口的功率值，再结合该功分器单元两输出端口的功率值确定功率分配比，即功率分配损耗(也称传输系数)：

其中，S₂₁为输出左端口传输系数，S₃₁为输出右端口传输系数，P_in1、P_out2、P_out3分别为某一功分器单元输入端口和两个输出端口的功率值，满足P_out2+P_out3＝P_in1，对于最顶层功分器单元而言，P_in1＝1；一级一级往上计算每个功分器单元的功率分配比，建立功率树状图。

步骤S103，根据步骤S102的功率树状图选择合适的T型结设计满足功率分配比的功分器单元。

根据馈电激励网络横、纵向尺寸、低噪声放大器/高功率放大器型号、加工实现难易程度因素综合考虑选择合适的T型结，对于发射天线而言，一般带宽较窄，只需要考虑采用常规的带宽拓展实现阻抗匹配；对于接收天线而言，一般带宽较宽，需要采用多级匹配台阶或者拐角实现阻抗匹配；一般要求T型结单元的反射系数低于-25dB以上，两输出端口的相位保持一致。

对于一分十功率分配网络、一分十四功率合成网络，绝大部分T型结是等功率分配输出，但也有部分T型结是不等功率分配输出，这就需要调整两输出端口的阻抗，保证各个T型结满足图5和图6所示功率分配要求。对于每个T型结而言，还应该保证两输出端口的相位一致性。

步骤S104，采用斜率补偿法对馈电激励网络的相位进行调整，首先保证网络各输出端口相位-频率曲线斜率的一致性(即相对相位一致性)，再调整相对长度，保证绝对相位的一致性。

步骤S101～步骤S103初步完成了馈电激励网络的设计；选择合适的T型结完成左、右子网络的仿真，设计左、右子网络应保证各输出端口幅相差尽可能的小，并且输入端口反射系数应尽可能的低。由T型结单元自底而上垒积起来的网络在驻波、功率分配/合成方面只需要做略微调整，对于N mod 4＝0的对称网络，左、右子网络是可以翻折重合的，只需要在T型结单元设计过程中保证输出端口相位一致即可，不存在左、右子网络相位-频率曲线斜率不一致的问题。

对于N mod 4≠0的非对称网络，由于左、右子网络翻折不重合，导致左、右子网络群时延不一致，引起相位色散的问题，设计的左、右子网络将会出现相位-频率曲线斜率不平行而相交的情况，计算左子网络斜率为k1，右子网络斜率为k2，再计算两子网络的斜率差，选择合适的斜率补偿方案使左、右子网络群时延一致，如图7和8所示，图7给出了四种斜率补偿方案，图8给出了一分十四网络有/无斜率补偿相位曲线对比，通过添加斜率补偿，明显降低相位色散的影响。

假定左子网络功分器单元个数小于右子网络功分器单元个数，则|k1|<|k2|，最顶层功分器单元左输出端口则应该增加相位-频率曲线斜率调节部分，保证左、右子网络相位一致性。

步骤S105，完成馈电激励网络的设计，针对发射天线/接收天线不同的要求，设计输入端口转换部分，并设计极化扭转与匹配部分。

对于输入端口而言，针对发射天线与接收天线对于输入端口的不同要求设计相应的端口转换部分，接收天线一般要求输入端口在纵向扩展，给低噪声放大器预留足够空间，接收天线的馈电激励网络充当合路器的作用，输入端口连接低噪声放大器，低噪声放大器与馈电激励层同一层放置，馈电激励网络只需给低噪声放大器留出充足空间、保证连接的低插损即可，如图12、图13和图14所示。对于发射天线而言，要求输入端口在垂直向扩展，给高功率放大器预留足够空间，发射天线的馈电激励网络充当分路器的作用，输入端口连接高功率放大器，考虑到馈电激励网络无多余空间留给高功率放大器，高功率放大器与馈电激励层在两层放置，要求输入端口转换部分与馈电激励网络输出端口呈90°扭转，合理设计并增加带宽匹配枝节，如图9、图10和图11所示。

考虑到功分器单元只能传播TE、TM波，而平行板波导需要TEM/准TEM波激励，由馈电激励网络输出的电磁波必须进行极化调整，这就需要在馈电激励网络的输出端口增加极化调整模块；功分器单元输出端阻抗与平行板波导特性阻抗不相等，增加阻抗匹配部分使功分器单元与平行板波导阻抗匹配，完成功分器单元到平行板波导的转换，如图15和图16所示。

需要说明的是，在本文中，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。

本领域普通技术人员可以理解：实现上述方法实施例的全部或部分步骤可以通过程序指令相关的硬件来完成，前述的程序可以存储在计算机可读取的存储介质中，该程序在执行时，执行包括上述方法实施例的步骤；而前述的存储介质包括：ROM、RAM、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质中。

最后需要说明的是：以上所述仅为本发明的较佳实施例，仅用于说明本发明的技术方案，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内所做的任何修改、等同替换、改进等，均包含在本发明的保护范围内。

Claims (9)

1.一种单端口输入任意N端口输出的VICTS馈电激励层设计方法，其特征在于，包含以下步骤：

步骤1，通过馈电激励网络的横向尺寸和功分器单元间距，确定馈电激励网络输出端口数N；

步骤2，采用自顶而下的方法建立一分N网络的结构拓扑图，在结构拓扑图上采用自底而上的方法计算出各个功分器单元的功率分配比，构建功率树状图；

步骤3，根据步骤2的功率树状图选择合适的T型结设计满足功率分配比的功分器单元；

步骤1至步骤3初步完成了馈电激励网络的设计；

步骤4，对馈电激励网络的相位进行调整；

步骤5，针对发射天线/接收天线不同的要求，设计输入端口转换部分，并设计极化扭转与匹配部分。

2.根据权利要求1所述的单端口输入任意N端口输出的VICTS馈电激励层设计方法，其特征在于，所述步骤1具体包括：

步骤S11，根据天线系统的总体性能指标确定天线的口径尺寸，结合具体的应用场景设计天线方向图，并以此得到馈电激励层的横向尺寸L_stimulate，按照一定的比例关系确定馈电激励网络的横向尺寸L_feeding；

步骤S12，选择功分器单元间距L_space＝λ₀作为初始值，λ₀为中心频率波长，采用阵列理论快速计算出不同功分器单元间距条件下的VICTS天线方向图、天线增益、波瓣宽度、副瓣电平指标，依据这些指标选择合适的功分器单元间距；

步骤S13，根据馈电激励网络的横向尺寸和功分器单元间距得到馈电激励网络输出端口数N：

(N-1)*L_space+2*t+h＝L_feeding (1)

其中，t为波导壁厚，h为波导T型结输出端口纵向尺寸。

3.根据权利要求2所述的单端口输入任意N端口输出的VICTS馈电激励层设计方法，其特征在于，所述步骤2中采用自顶而下的方法建立一分N网络的结构拓扑图具体包括：

对一分N网络进行拆分，(1)对于N＝2n+1，n为自然数，拆分为N₁＝n的左子网络，N₂＝n+1的右子网络；(2)对于N＝2n，n为自然数，分为两种情况进行拆分，若n mod2＝0，mod 2代表模2运算，拆分为N₁＝n，N₂＝n，对应此种情况的一分N网络满足N mod 4＝0，称为对称网络；若n mod 2＝1，拆分为N1＝n-1，N2＝n+1；依次重复，直至最后一级N_m1≤2且N_m2≤2，N_m1为左子网络最后一级个数，N_m2为右子网络最后一级个数，则完成一分N网络的结构拓扑图的设计。

4.根据权利要求3所述的单端口输入任意N端口输出的VICTS馈电激励层设计方法，其特征在于，所述步骤2中在结构拓扑图上采用自底而上的方法计算出各个功分器单元的功率分配比，构建功率树状图，具体包括：

在完成的一分N网络的结构拓扑图上，首先从最后一级算起，即每个输出端口输出功率为1/N，设定总功率为1，然后采用合路的方式累加得到输入端口的功率值，再结合该功分器单元两输出端口的功率值确定功率分配比，即功率分配损耗：

其中，S₂₁为输出左端口传输系数，S₃₁为输出右端口传输系数，P_in1、P_out2、P_out3分别为某一功分器单元输入端口和两个输出端口的功率值，满足P_out2+P_out3＝P_in1，对于最顶层功分器单元而言，P_in1＝1；一级一级往上计算每个功分器单元的功率分配比，建立功率树状图。

5.根据权利要求4所述的单端口输入任意N端口输出的VICTS馈电激励层设计方法，其特征在于，所述步骤3具体包括：

根据馈电激励网络横、纵向尺寸、低噪声放大器/高功率放大器型号、加工难易程度因素综合考虑选择合适的T型结，对于发射天线，带宽较窄，采用常规的带宽拓展实现阻抗匹配，对于接收天线，带宽较宽，采用多级匹配台阶或者拐角实现阻抗匹配；每个T型结单元的两输出端口的相位保持一致。

6.根据权利要求5所述的单端口输入任意N端口输出的VICTS馈电激励层设计方法，其特征在于，所述步骤4采用斜率补偿法对馈电激励网络的相位进行调整，首先保证网络各输出端口相位-频率曲线斜率的一致性，再调整相对长度，保证绝对相位的一致性。

7.根据权利要求6所述的单端口输入任意N端口输出的VICTS馈电激励层设计方法，其特征在于，所述保证网络各输出端口相位-频率曲线斜率的一致性具体包括：

对于N mod 4≠0的非对称网络，左、右子网络群时延不一致，计算左子网络斜率为k1，右子网络斜率为k2，再计算两子网络的斜率差，选择斜率补偿方案使左、右子网络群时延一致。

8.根据权利要求6所述的单端口输入任意N端口输出的VICTS馈电激励层设计方法，其特征在于，所述步骤5中设计输入端口转换部分具体包括：

发射天线和接收天线对于输入端口的要求不一样，接收天线的馈电激励网络充当合路器的作用，输入端口连接低噪声放大器，低噪声放大器与馈电激励层同一层放置；发射天线的馈电激励网络充当分路器的作用，输入端口连接高功率放大器，高功率放大器与馈电激励层两层放置，要求输入端口转换部分与馈电激励网络输出端口呈90°扭转。

9.根据权利要求8所述的单端口输入任意N端口输出的VICTS馈电激励层设计方法，其特征在于，所述步骤5中设计极化扭转与匹配部分具体包括：

功分器单元无法传播TEM波，而平行板波导激励需要TEM波/准TEM波，在馈电激励网络的输出端口增加极化调整模块，并且增加阻抗匹配部分使功分器单元与平行板波导阻抗匹配。

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