CN106684561A - 天线结构及设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种天线结构及其设计方法，其中天线结构包括线阵辐射单元和基片集成波导馈电网络，基片集成波导馈电网络的输出端与辐射单元的输入端相连，基片集成波导功率分配器为一路分六路的结构，该一路分六路的结构包括一个输入通道和六路输出通道，在每路输出通道的入口设置有用于调节该路输出通道功率和相位的金属化孔，在每一路输出通道的出口连接一个辐射单元。本发明实现了一种基于紧凑馈电网络的中远距合一天线，大大压缩了馈电网络的尺寸。该天线能够同时满足雷达中距和远距测试的需求，无需使用毫米波开关在多种天线之间进行切换，同时具有紧凑，低成本，低剖面，小尺寸等优势。

Description

天线结构及设计方法

技术领域

本发明涉及电子、微波射频、雷达等领域，尤其涉及一种新型阵列天线的结构及设计方法。

技术背景

现状

天线作为雷达系统的关键部件对整个系统的指标性能有着非常重要的影响。测距雷达按照距离分主要有三种：远距、中距、近距。根据雷达方程：探测更远的目标需要更大的等效全向辐射功率（EIRP），实际条件不允许无限制的增大发射功率。如果要探测更远的距离，则需要增益更高的天线阵列。在多数应用场景中，希望雷达多模式工作，即同时满足中远距的探测要求。现有的方案一般有以下几种：1）发射部分使用两种天线（一种低增益宽波束，另一种高增益窄波束）并使用毫米波开关在二者之间进行切换；2）发射部分采用相控阵或者频率扫描天线等进行波束扫描。3）使用两副雷达各自独立工作在中距、远距模式下。4）使用一副中远距合一天线阵列实现中距、远距雷达多模式工作。

相比于前几种方案，第四种方案显然是更优的选择。目前公开的中远距合一天线只有一种，其天线馈电结构由三级基片集成波导（SIW）功分器级联而成，而且三级功分器中有两级均为基片集成波导（SIW）等功率分配器，其馈电的端口中间四路必须等幅同相，这样馈电网络面积很大而且每个端口实现的馈电功率、相位有限制。这会限制该种类型天线的应用场合。

在W波段车载测距雷达应用中，实现小尺寸雷达系统非常重要。然而天线往往占用了相当大的版图面积，可以说天线阵列尺寸制作的越小，雷达系统才有可能做得更小。而在天线单元已经确定的情况下，要想压缩天线阵列整体的尺寸，只有进一步压缩天线的馈电网络尺寸。从目前已公开的一种中远距合一天线来看，其馈电网络面积很大，且不能实现端口任意功率、相位馈电。

现有技术的缺点

针对雷达系统同时进行中距和远距探测的应用，目前的几种技术均存在相关缺点：采用毫米波开关进行切换，会引入较大的插入损耗，浪费宝贵的毫米波功率，而且开关的切换还带来不同模式之间的同步问题，加大后端算法的复杂度。在发射端采用相控阵需要引入移相部分，使得发射部分电路大大复杂，加大基带电路的处理难度，同时电路板面积、成本大大增加。最重要的是，以上两种方案均不能实现雷达系统同时工作在中距、远距模式下。第三种方案相当于用两套硬件各自独立实现中远距探测的功能，这会大大增加成本、电路面积以及基带处理数据的复杂度。

相比于前几种方案，第四种方案显然是更优的选择。目前公开的中远距合一天线只有一种，其天线馈电结构由三级基片集成波导（SIW）功分器级联而成，这样馈电网络面积会很大。而且三级功分器中有两级均为基片集成波导（SIW）等功率分配器，其馈电的端口中间四路必须等幅同相。而且，在该方案中是利用微带线与对应长度的基片集成波导的波程差来实现中间四路端口与边上两路之间的相位差的。当需要的相位差较大时，需要很长的微带线才能实现对应的相位差。这样会进一步加大馈电网络面积。综上，该方案提出的天线馈电网络无法实现每个端口任意幅度、相位馈电，且馈电网络面积很大，这会限制该种类型天线的应用场合。

在W波段车载测距雷达应用中，实现小尺寸雷达系统非常重要。然而天线往往占用了相当大的版图面积，可以说天线阵列尺寸制作的越小，雷达系统才有可能做得更小。而在天线单元已经确定的情况下，要想压缩天线阵列整体的尺寸，只有进一步压缩天线的馈电网络尺寸。从目前已公开的一种中远距合一天线来看，其馈电网络面积很大，且不能实现端口任意幅度、相位馈电。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是：提出一种基于紧凑馈电网络的波束赋形天线，在同时满足雷达远距和中距应用需求的情况下，在实现不同端口任意幅度、相位的馈电的同时，能压缩天线馈电网络的尺寸。

为解决上述技术问题，本发明的技术方案是：

一种天线结构，包括线阵辐射单元和基片集成波导馈电网络，基片集成波导馈电网络的输出端与辐射单元的输入端相连，所述馈电网络呈轴对称状，所述基片集成波导馈电网络包括基片集成波导功率分配器以及基片集成波导移相器，其特征在于：所述基片集成波导功率分配器为一级一路分2N路的结构，其中N为大于等于3的整数，该一路分2N路的结构包括一个输入通道和2N路输出通道，在每路输出通道的入口设置有用于调节该路输出通道功率和相位的金属化孔，在每一路输出通道的出口连接一个所述辐射单元。

在所述每一路输出通道出口均配有不等宽等长基片集成波导移相器，该不等宽等长基片集成波导移相器通过改变基片集成波导的宽度改变波导波长来实现移相功能，所述辐射单元连接在移相器的输出端。

所述一路分2N路的基片集成波导功率分配器连接在基片集成波导输入端口，2N基片集成波导通道的输出端口经过基片集成波导转接微带转接结构后保持位置平齐。

所述一路分2N路的基片集成波导功率分配器中心（N-2）或（N-4）路同相馈电，边上的两路或四路馈电相位超前，馈电幅度中间（N-2）或（N-4）路中两边路的馈电功率比其余各路高。

所述一路分2N路的基片集成波导功率分配器为一路分6路结构，六路基片集成波导通道的中间四路保持同相馈电，且中间四路中的两边路的馈电功率是中间两路馈电功率的1.7倍；六路中边上的两路与中间四路保持不同相位馈电，相位超前55度馈电，六路中边上的两路馈电功率与中间两路的馈电功率相同。为了形成W波段中远距合一应用的波束赋形方向图，即使得天线法向方向附近形成高增益窄波束，且在要求的水平探测范围内，天线水平面方向图不得存在零点，所以本发明采用了这种特殊的馈电方案。

所述线阵辐射单元采用串馈微带阵形式，两两线阵之间间距不相等。两两线阵之间间距的调节方法是先确定一个初值，然后调节每个端口的幅度、相位看是否满足中远距合一应用要求，不满足则换一组位置。反复调试直到满足中远距合一应用的要求为止。

为了压缩馈电网络面积，同时实现不同端口任意幅度、相位的馈电。本发明做了两点改进：首先是馈电网络结构采用设计难度较大的串行结构，直接一路分六路，不用几级功分器级联。在每一路的结构上均有匹配金属化孔控制每个端口输出的幅度、相位。其次是移相方式的改变。本发明涉及的天线馈电网络不采用不同传输线的波程差来移相，因为当需要实现较大的相位差时，需要很长的微带线才能实现对应的相位差，这样会进一步加大馈电网络面积。本发明设计采用基片集成波导（SIW）不等宽等长移相器的方式进行移相。这样可以进一步压缩馈电网络尺寸。

本发明天线结构的设计方法是：用全波软件仿真调节不同线阵之间的间距、馈电功率、相位，使得在法向附近具有较高的增益、较窄的波束；同时，在远距探测角度外、中距探测角度内呈台阶或缓慢下降趋势，方向图在探测范围内无任何零点。

具体设计步骤如下：

步骤一：实际需要的垂直方向波束宽度决定了线阵辐射单元的结构，根据反射系数性能要求调整天线阵元的相关结构参数；

步骤二：依据远距、中距雷达对天线增益以及对水平探测角度的要求，确定水平方向排列的线阵数目；

步骤三：依据之前设定的对中远距雷达探测的目标方向图，确定水平方向布阵时每两个天线阵元间的距离及每个天线阵元的激励的幅度和相位；具体操作如下：将步骤一中调节好的线阵辐射单元水平组阵，确保整个天线阵列的馈电网络保持沿中心线对称分布；初始设计的中心的两个辐射单元之间的距离比其余辐射单元之间的距离更大一些；本发明天线阵列中馈电方案要求中间四路（第2-5路）保持同相馈电，且第2、5路的馈电功率比中间两路馈电功率高一些；边上的两路与中间四路保持不同相位馈电，且相位超前于中间四路；利用全波电磁仿真软件HFSS建模按照上述步骤调节，使得天线法向方向附近形成高增益窄波束，且在要求的水平探测范围内，天线水平面方向图不得存在零点；若不满足要求则重复本步骤中的调节过程；

步骤四：根据步骤三中设计好的不同辐射单元之间的距离，每路的馈电功率、相位设计基片集成波导串行一路分六路馈电网络，并满足反射系数的要求；

步骤五：将步骤一设计的线阵辐射单元与步骤四设计的串行一路分六路基片集成波导馈电网络组合到一起，组成完整的天线阵列；并整体仿真方向图与反射系数是否满足项目需求。

与现有技术相比，本发明涉及的天线馈电网络采用串行一路分六路的基片集成波导馈电结构，由并行馈电的三级级联变成一级直接到位的馈电结构，移相方式采用SIW不等宽等长移相器，馈电网络面积大大缩小，馈电网络面积仅为已公开中远距合一天线馈电网络面积的40% 。在串行一路分六路的基片集成波导馈电结构中引入不同的金属化孔控制每个端口输出的功率、相位，可以实现不同端口任意幅度、相位的馈电。这不仅有利于天线的小型化以及雷达系统的小型化，而且扩展了应用场景。

附图说明

图1为本发明涉及的天线阵列的结构示意图；

图2为本发明涉及的天线阵列馈电网络结构示意图；

图3为本发明涉及的天线阵列反射系数性能的仿真和测试结果；

图4为本发明涉及的天线阵列水平面方向图仿真与测试结果；

图5为本发明涉及的天线阵列垂直面方向图仿真与测试结果。

具体实施方式

下面结合附图对本发明进一步的详细描述：

如图1所示，本发明涉及的天线阵列结构包括上层金属结构1，介质基片2和底层金属结构3。天线阵列结构包括串馈微带线阵辐射单元5，馈电网络4（7为馈电网络背面视图）以及SIW转标准矩形波导6。馈电网络4的基片集成波导功分器为一路分2N路结构，其中N为大于等于3的整数，在本实施例中，N取3。馈电网络的该天线阵列沿着+x方向共有6个线阵辐射单元，以上各部分一起构成整体的天线阵列。图中所有圆孔表示金属化通孔。线阵辐射单元5采用串馈微带阵形式。

图2为本发明中天线阵列的馈电网络（波束成型网络），馈电网络由串行一路分六路基片集成波导功分器和基片集成波导不等宽等长移相器14，15组成。

一路分六路基片集成波导功分器的结构由一级串行一分六基片集成波导功率分配器8组成，输入信号先在感性金属孔10的作用下分为左右两路，感性金属化孔13用来控制进入路19的功率大小并微调相位。感性金属化孔11，12用来控制进入路17，18的功率大小并微调相位。金属孔9用来调节串行一分六基片集成波导功分器的反射系数特性。根据馈电网络的要求：中间四路（15-18）同相馈电，路18、21的馈电功率是中间两路（19，20）馈电功率的1.7倍。边上两路（17，22）与中间两路（19，20）的馈电功率相等，同时馈电相位领先55°。为了实现预定的馈电方案，在每路基片集成波导输出之前都附有不等宽等长基片集成波导移相器14，15。这里移相器14，15相当于改变了基片集成波导的波导波长从而调节每一路输出的相位以满足馈电方案的需求，通过调节SIW移相器14，15金属化通孔偏移量的大小，可以得到不同的相位输出。

一级一路分六路的基片集成波导功率分配器8连接在基片集成波导输入端口，基片集成波导转微带结构16连接在基片集成波导功率分配器8的六路输出端口上，每一路集成波导转微带结构16还与一段50欧姆微带线（17-22）相连。最后六路微带线的输出端口17-22保持位置平齐。

一种具有特殊方向图的天线结构的设计方法，以一路分六路为例，包括以下步骤：

步骤一：实际需要的垂直方向波束宽度决定了线阵辐射单元的结构，根据反射系数性能要求调整天线阵元的相关结构参数。这里采用10单元的串馈微带阵作为线阵辐射单元。

步骤二：依据远距、中距雷达对天线增益以及对水平探测角度的要求，确定水平方向排列的线阵数目；

步骤三：调节不同线阵之间的间距、馈电功率、相位以满足中远距合一的应用需求，具体操作如下：将步骤一中调节好的线阵辐射单元水平组阵，确保整个天线阵列的馈电网络保持沿中心线对称分布。初始设计的中心的两个辐射单元之间的距离比其余辐射单元之间的距离更大一些。本发明天线阵列中馈电方案要求中间四路（第2-5路）保持同相馈电，且第2、5路的馈电功率比中间两路馈电功率高一些。边上的两路与中间四路保持不同相位馈电，且相位超前于中间四路。利用全波电磁仿真软件HFSS建模按照上述步骤调节，使得天线法向方向附近形成高增益窄波束，且在要求的水平探测范围内，天线水平面方向图不得存在零点。若不满足要求则重复本步骤中的调节过程。

步骤四：根据步骤三中设计好的不同辐射单元之间的距离，每路的馈电幅度、相位设计一体化的串行一路分六路基片集成波导馈电网络，并满足反射系数的要求；

步骤五：将步骤一设计的串馈微带线阵辐射单元、步骤四设计的串行一路分六路基片集成波导馈电网络组合到一起去，组成完整的天线阵列。并整体仿真方向图与反射系数是否满足项目需求。

为了验证本发明的天线阵列的性能，基于上述方法和结构采用介电常数2.2，厚度0.254mm的微波板材Taconic-TLY-5加工了工作频率在W波段的天线阵列。图3为本发明天线阵列的反射系数曲线，测试结果与仿真结果吻合较好；同时在远场暗室对天线的方向图进行了测试，天线阵列的水平面、垂直面方向图分别如图4、图5所示，仿真与测试结果均达到了设计目标。测试结果表明该天线结构可以满足中距、远距雷达同时工作的波束覆盖要求。

以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。

Claims (9)

1.一种天线结构，包括线阵辐射单元和基片集成波导馈电网络，基片集成波导馈电网络的输出端与辐射单元的输入端相连，所述馈电网络呈轴对称状，所述基片集成波导馈电网络包括基片集成波导功率分配器以及基片集成波导移相器，其特征在于：所述基片集成波导功率分配器为一级一路分2N路的结构，其中N为大于等于3的整数，该一路分2N路的结构包括一个输入通道和2N路输出通道，在每路输出通道的入口设置有用于调节该路输出通道功率和相位的金属化孔，在每一路输出通道的出口连接一个所述辐射单元。

2.根据权利要求1所述的天线结构，其特征在于：在所述每一路输出通道出口均配有不等宽等长基片集成波导移相器，该不等宽等长基片集成波导移相器通过改变基片集成波导的宽度改变波导波长来实现移相功能，所述辐射单元连接在移相器的输出端。

3.根据权利要求2所述的天线结构，其特征在于：所述一路分2N路的基片集成波导功率分配器连接在基片集成波导输入端口，2N基片集成波导通道的输出端口经过基片集成波导转接微带转接结构后保持位置平齐。

4.根据权利要求3所述的天线结构，其特征在于：所述一路分2N路的基片集成波导功率分配器中心（N-2）或（N-4）路同相馈电，边上的两路或四路馈电相位超前，馈电幅度中间（N-2）或（N-4）路中两边路的馈电功率比其余各路高。

5.根据权利要求4所述的天线结构，其特征在于：所述一路分2N路的基片集成波导功率分配器为一路分6路结构，六路基片集成波导通道的中间四路保持同相馈电，且中间四路中的两边路的馈电功率是中间两路馈电功率的1.7倍；六路中边上的两路与中间四路保持不同相位馈电，相位超前55度馈电，六路中边上的两路馈电功率与中间两路的馈电功率相同。

6.根据权利要求2所述的天线结构，其特征在于：所述线阵辐射单元采用串馈微带阵形式，两两线阵之间间距不相等。

7.一种如权利要求1至6任一所述天线结构的设计方法，其特征在于：用全波软件仿真调节不同线阵之间的间距、馈电功率、相位，使得在法向附近具有较高的增益、较窄的波束；同时，在远距探测角度外、中距探测角度内呈台阶或缓慢下降趋势，方向图在探测范围内无任何零点。

8.根据权利要求7所述的设计方法，其特征在于：具体包括以下步骤：

步骤一：实际需要的垂直方向波束宽度决定了线阵辐射单元的结构，根据反射系数性能要求调整天线阵元的相关结构参数；

步骤二：依据远距、中距雷达对天线增益以及对水平探测角度的要求，确定水平方向排列的线阵数目；

步骤三：依据之前设定的对中远距雷达探测的目标方向图，确定水平方向布阵时每两个天线阵元间的距离及每个天线阵元的激励的幅度和相位；

步骤四：根据步骤三中设计好的不同辐射单元之间的距离，每路的馈电幅度、相位设计基片集成波导串行一路分 2N路馈电网络，并满足反射系数的要求；

步骤五：将步骤一设计的串馈微带天线辐射单元、步骤四设计的串行一路分2N路基片集成波导天线馈电网络组合到一起去，组成完整的天线阵列，并整体仿真方向图与反射系数是否满足项目需求。

9.根据权利要求8所述的设计方法，其特征在于：所述步骤三的具体操作如下：

将步骤一中调节好的线阵辐射单元水平组阵，确保整个天线阵列的馈电网络保持沿中心线对称分布，初始设计中心两路的间距比其余辐射单元距离大，中心（N-2）或（N-4）路同相馈电，边上的两路或四路馈电相位超前，馈电幅度中间（N-2）或（N-4）路中两边路的馈电功率比其余各路高；

利用全波电磁仿真软件HFSS建模按照上述步骤调节，使得天线法向方向附近形成高增益窄波束，且在要求的水平探测范围内，天线水平面方向图不得存在零点；

若不满足要求则重复本步骤中的调节过程。