CN107069230A - 一种天线结构及设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种天线结构及其设计方法，其中天线结构包括线阵辐射单元与馈电网络，所述馈电网络为轴对称结构，所述馈电网络包括等功率与不等功率基片集成波导功率分配器以及基片集成波导移相器，所述辐射单元与所述轴对称基片集成波导馈电网络的末端相连。本发明天线实现了一种基于基片集成波导结构的中远距合一天线，该天线能够同时满足雷达中距和远距测试的需求，无需采用开关在多种发射天线之间进行切换，同时具有紧凑，低成本，小尺寸等优势。

Description

一种天线结构及设计方法

技术领域

本发明涉及电子、微波射频、雷达等领域，尤其涉及一种新型阵列天线的结构及设计方法。

技术背景

现状

毫米波天线阵列因具有紧凑、高增益等优良性能被广泛应用于雷达、导航、卫星通信、室内高速通信等场合。

天线作为雷达系统的关键部件对整个系统的链路指标性能有着非常重要的影响。测距雷达按照距离分主要有三种：远距、中距、近距。根据雷达方程：探测更远的目标需要更大的等效全向辐射功率(EIRP)，一味地增加发射功率不切实际，因此探测距离越远，需要的天线阵列增益越高。远距雷达需要高增益天线，中距雷达对于天线增益要求次之，近距雷达要求相对最低。在多数应用场景中，希望雷达多模式工作，即同时满足中远距的探测要求。现有的方案一般有以下几种：1)发射部分使用两种天线(一种低增益宽波束，另一种高增益窄波束)并使用毫米波开关在二者之间进行切换；2)发射部分采用相控阵或者频率扫描天线等结构通过波束的扫描探测需要的范围。3)使用两副雷达各自独立工作在中距、远距模式下。4)使用一副中远距合一天线阵列实现中距、远距雷达多模式工作。

现有技术的缺点

针对雷达系统兼顾远距和中距探测的应用，目前的几种技术均存在相关缺点：采用毫米波开关进行切换，进入较大的插损，消耗宝贵的毫米波功率，而且开关的切换还带来不同模式之间的同步问题，加大后端算法的复杂度。在发射端采用相控阵需要引入移相部分，使得发射部分电路大大复杂，电路板面积、成本大大增加。最重要的是，以上两种方案均不能实现雷达系统同时工作在中距、远距模式下。第三种方案相当于采用两套硬件各自独立实现中远距探测的功能，这会大大增加成本、电路面积以及基带处理数据的复杂度。

相比于前几种方案，第四种方案显然是更优的选择。目前公开的中远距合一天线只有一种，其天线结构基于串馈微带天线。然而进入W频段(75-110GHz) 以后，微带传输线会带来很大的辐射损耗、导体损耗与介质损耗。这会恶化天线的方向图、降低天线的辐射效率，恶化的毫米波链路的整体性能。同时，该方案提出的中远距合一天线阵元是串馈微带天线，馈电的时候相邻两个贴片同相馈电距离为一个波导波长。一根线阵若由10个阵元组成就需要十倍的波导波长，这无疑使得天线整体的尺寸不够紧凑。

基片集成波导是近年来提出的一种新型平面传输结构，其结构等效于一个填充介质的矩形波导。由于基片集成波导上下表面都是金属几乎没有辐射损耗，SIW已成为毫米波天线最常见的形式之一。然而，目前没有任何一种基片集成波导天线能够支持W波段测速雷达中远距合一应用。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是：提出一种调试容易、设计周期短，易于实现SIW线阵辐射单元与馈电网络匹配的基于基片集成波导(SIW)的波束赋形天线，能够同时满足雷达中远距合一应用的需求。

为了解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是：

一种天线结构，包括辐射单元和基片集成波导馈电网络，所述基片集成波导馈电网络包括基片集成波导功率分配器以及基片集成波导移相器，基片集成波导移相器的输出端与辐射单元的输入端相连，其特征在于：所述辐射单元为基片集成波导辐射线阵单元，在该基片集成波导辐射线阵单元上设置有改善线阵反射系数的感性窗，该感性窗的位置满足：

其中，Z_A为感性窗位置前任意一点处输入阻抗、Z_B为感性窗位置处输入阻抗、Z_C为感性窗位置后任意一点处输入阻抗，Z₀为SIW的特性阻抗，Z₁为计算过程中间变量，ω为角频率，β为SIW的传播常数，l₀为感性窗位置前任意一点A与感性窗位置B之间间距，l₁为感性窗位置后任意一点C与感性窗位置B之间间距，L_h为并联电感值，|S₁₁|为线阵辐射单元反射系数。

所述基片集成波导功率分配器为一路分2N路的结构，其中N为大于等于3 的整数，在每一路输出端上连接一个基片集成波导线阵辐射单元。

所述一路分2N路的结构由三级基片集成波导功率分配器组成，边上的两路配有不等宽等长基片集成波导移相器，通过改变基片集成波导的宽度改变波导波长从而实现移相功能。

所述一路分2N路的结构为一路分六路，所述三级基片集成波导功率分配器包括第一级一路分两路的基片集成波导等功率分配器、第二级一路分两路的基片集成波导不等功率分配器以及第三级一路分两路的基片集成波导等功率分配器，所述第一级一路分两路的基片集成波导功率分配器连接在基片集成波导输入端口，所述剩余二级一路分两路的基片集成波导功率分配器连接在所述一级一路分两路的基片集成波导功率分配器的两路输出端口上，六路基片集成波导通道的输出端口最后保持位置平齐。

六路基片集成波导通道的中间四路保持等幅同相馈电，边上的两路与中间四路保持不同幅度(馈电功率均为其余四路的三分之一)，相位超前70度馈电。

所述线阵辐射单元采用基片集成波导缝隙形式，两两线阵之间采用不等间距排布。

通过控制每个线性阵列端口馈电的幅度与相位，可使得天线阵的水平面方向图在法向附近波束较窄，具有较高的增益，使其能够满足远距探测所需的增益要求，而水平方向图在远距探测角度之外且在中距探测角度范围之内的部分呈缓慢下降的台阶或斜坡状，且无任何零点。这样可以同时满足雷达远距和中距探测的要求。

本发明天线结构的设计方法，具体包括以下步骤：

步骤一：线阵辐射单元结构由实际需要的垂直面波束宽度确定，根据反射系数性能要求调整天线阵元的相关结构参数；先用Elliott方法综合出SIW缝隙阵的初始参数，再根据一阶感性窗的等效电路，通过调节感性窗的位置改善线阵的反射系数。

步骤二：根据雷达远距和中距作用对天线增益的要求以及对水平探测范围的要求，确定水平方向排列的线阵数目；

步骤三：根据预先设定的对中远距雷达探测的目标方向图，确定两两线阵之间的距离以及激励的幅度、相位；具体步骤如下：将步骤一中调节好的线阵辐射 单元水平组阵，保证整个天线阵列的馈电保持沿中心线对称分布；初始设计的中心的两个辐射单元之间的距离比其余辐射单元的距离更大，中心(N-2)或(N-4)路等幅同相馈电，边上的两路或四路存在馈电相位的超前，馈电幅度比其余(N-2)或(N-4)路低；利用全波电磁仿真软件HFSS建模按照上述步骤调节，使得在要求的水平探测范围内水平面方向图不存在零点并同时满足中远距雷达探测的波束要求，若不满足则重复本步骤中的调节过程；

步骤四：根据步骤三中设计好的不同辐射单元之间的距离，每路的馈电幅度、相位设计一体化的基片集成波导馈电网络，并满足反射系数的要求；

步骤五：将步骤一设计的基片集成波导缝隙天线辐射单元、步骤四设计的基片集成波导馈电网络组合到一起去，组成完整的天线阵列。并整体仿真方向图与反射系数是否满足项目需求。

与现有技术相比，本发明给出的天线结构无需引入射频开关，不引入额外插损。一副天线可以同时实现雷达中距、远距的探测需求。发射部分简单，无需具备调相单元。减小系统的成本。

目前公开的中远距合一天线只有一种，其天线结构基于串馈微带天线。然而进入W频段(75-110GHz)以后，微带传输线会带来很大的辐射损耗、导体损耗与介质损耗。这会降低天线的辐射效率、增益，从而恶化的毫米波链路的整体性能。与已公开的一种中远距合一天线相比，本发明首次提出一种基于基片集成波导的中远距合一天线，本发明涉及的基片集成波导(SIW)天线由于辐射损耗小，因而具有更高的辐射效率，且采用SIW缝隙作为线阵辐射单元可以做到半波导波长同相馈电。这意味着在相近的面积下，SIW天线可以容纳更多的天线阵元，实现更高的增益。在设计的过程中发现：由于SIW等效于一个介质填充的矩形波导，SIW缝隙阵通常采用矩形波导缝隙阵的综合方法(Elliott方法)进行设计。随着频率提高、介质厚度变薄，SIW并不能很好的等效成矩形波导，用Elliott方法综合出来的线性阵列反射系数效果较差，|S11|仅在-10dB附近。改善反射系数的传统方式是以Elliott方法迭代的结果作为初值，进一步在仿真软件里调节各个缝隙的参数。由于缝隙众多、优化过程没有方向性，调试起来非常困难，需要耗费大量的时间与计算机资源，且最后的调节反射系数效果未必提升很多。如果|S11|在-10dB附近，这在普通的线阵应用里问题不大，但在W波段中远距 合一应用这种特殊的波束赋形应用里有很大的问题。W波段中远距合一天线本质上是一种波束赋形应用，是通过特殊的馈电方案将天线的副瓣抬高来扩展探测角度范围。线阵辐射单元的反射系数较差，会造成馈电网络与线阵辐射单元之间的不匹配，从而造成各个端口实际得到的功率、相位与原来的设计值有较大的偏差，这会严重影响天线阵整体辐射方向图，影响实际场景下的应用。因此，希望设计的SIW线阵辐射单元在工作带宽内的反射系数|S11|<-15dB。为此，本发明涉及的SIW缝隙线阵单元引入一种简单的一阶感性窗结构来调节SIW缝隙线阵的反射系数，并建立等效电路模型进行调试。与传统SIW缝隙阵调节反射系数的方法相比，不仅结构简单，而且调试容易、设计周期短，易于实现符合要求的SIW线阵。而且成功地解决了SIW线阵辐射单元与馈电网络不匹配从而恶化天线整体方向图的问题。

附图说明

图1为本发明涉及的天线阵列的结构示意图；

图2为现有技术缝隙天线线阵结构示意图；

图3本发明添加一阶感性窗的SIW缝隙天线线阵结构示意图；

图4为图3中一阶感性窗放大示意图；

图5为本发明涉及的一阶感性窗等效电路模型示意图；

图6为本发明涉及的添加一阶感性窗前后的SIW缝隙天线线阵反射系数仿真结果对比

图7为本发明涉及的天线阵列馈电网络结构示意图；

图8为本发明涉及的天线阵列反射系数性能的仿真和测试结果；

图9为本发明涉及的天线阵列水平面方向图仿真与测试结果；

图10为本发明涉及的天线阵列垂直面方向图仿真与测试结果。

具体实施方式

下面结合附图对本发明进一步的详细描述：

如图1所示，本发明涉及的天线阵列结构，包含上层金属结构1，介质基片2和底层金属结构3。天线阵列结构包括SIW线阵辐射单元5，馈电网络4(7为馈电网络背面视图)以及SIW转标准矩形波导6。馈电网络4的基片集成波导功率分配器为一路分2N路的结构，N为大于等于3的整数，在本实施例中，N 取值3。该天线阵列沿着+x方向共有6个线阵辐射单元，一起构成整体的天线阵列。图中所有圆孔表示金属化通孔。线阵辐射单元5采用基片集成波导(SIW)缝隙形式。

图7为本发明中天线阵列的馈电网络(波束成型网络)，馈电网络由一路分六路基片集成波导功分器4和基片集成波导不等宽等长移相器13组成。

一路分六路基片集成波导功分器的结构4由三级基片集成波导功率分配器组成，包括一级一路分两路的基片集成波导功率分配器8和二级一路分两路的基片集成波导功率分配器10、12。输入信号先一分为二，转角的感性金属化孔9用来改善反射系数。接着进入SIW一分二不等功率分配器10，感性金属化孔11用来调节两条通路的功率比和相位差.根据馈电网络的要求，中间四路(15-18)等幅同相馈电，边上两路(14,19)馈电功率是其余四路15-18的三分之一，同时馈电相位领先70°，由于中间的四路输出一直呈轴对称结构，输出是等幅同相的。边上两路馈电功率、相位的调整需要使用SIW一分二不等功率分配器10和SIW等长不等宽移相器13进行相位的调整。这里移相器13相当于改变了基片集成波导的波导波长从而使得边上两路(14,19)的相位，通过调节SIW移相器13金属化通孔偏移量的大小，可以得到不同的相位输出。

第一级一路分两路的基片集成波导功率分配器8连接在基片集成波导输入端口，二级一路分两路的基片集成波导功率分配器为两个(10,12)且连接在一级一路分两路的基片集成波导功率分配器的两路输出端口上，最后六路基片集成波导通道的输出端口14-19保持位置平齐。

一种具有特殊方向图的天线结构的设计方法，以一路分六路为例，包括以下步骤：

步骤一：确定线阵辐射单元的结构。这里采用16单元的基片集成波导(SIW)缝隙阵作为线阵辐射单元，在满足垂直方向±4～4.5°的波束宽度要求下获得尽量高的增益。先用Elliott算法得到16个缝隙的初始参数。如图3所示，与传统的SIW缝隙阵(图2)相比，本发明SIW缝隙阵在SIW端口前引入一对感性窗20，这在等效电路上相当于并联一个电感。图5展示了该结构的等效电路模型，反射系数与感性窗位置、电感值大小关系推导如下：

说明：Z_A、Z_B、Z_C为附图4、5中所示SIW缝隙阵阻抗提取平面A、感性窗位置B、SIW输入端口平面C处的输入阻抗，Z₀为SIW的特性阻抗，Z₁为计算过程中间变量，ω为角频率，β为SIW的传播常数。l₀为平面A、B之间间距，l₁为平面B、C之间间距，L_h为并联电感值，|S₁₁|为待求的线阵辐射单元反射系数，Z_A、Z₀和β可在全波软件HFSS中提取出来。在全波仿真软件HFSS里提取SIW缝隙阵的整体阻抗参数后，调节l₀和L_h大小，即可快速设计满足反射系数要求的SIW线性阵列。同时，需要对感性窗进行参数提取，不同大小的L_h对应感性窗的响应偏置x。这样，只要l₀和L_h确定，匹配过程结束。

相比于传统的全波仿真软件调试方法，利用一阶感性窗匹配结构简单参数少，而且根据等效电路模型设计所消耗的时间、计算时间几乎忽略不计。设计效率大大提升。图6的结果表明利用一阶感性窗结构，SIW线阵的反射系数性能有很大提升。|S11|<-15dB带宽从匹配前的0.3％提升到2.8％，而且等效电路模型的结果与在精确模型中的结果几乎一致，这也验证了本发明涉及的感性窗结构等效电路模型的准确性。

步骤二：根据雷达远距和中距作用对天线增益的要求以及对水平探测范围的要求，确定水平方向排列的线阵数目；

步骤三：根据预先设定的对中远距雷达探测的目标方向图，确定水平方向布阵时每两个天线阵元间的距离及每个天线阵元的激励的幅度和相位；具体操作如下：将步骤一中调节好的线阵辐射单元水平组阵，保证整个天线阵列的馈电保持沿中心线对称分布。初始设计的中心的两个辐射单元之间的距离比其余辐射单元的距离更大一些。要求中心四路线阵单元等幅同相馈电，用来保证在法向附近的高增益窄波束，而边上的两路辐射单元则要与其余四路存在一定馈电相位的超前，馈电幅度比其余四路降低。利用全波电磁仿真软件HFSS建模按照上述步骤调节，使得在要求的水平探测范围内水平面方向图不存在零点并同时满足中远距雷达探测的波束要求，如果不满足则重复本步骤中的调节过程；

步骤四：根据步骤三中设计好的不同辐射单元之间的距离，每路的馈电幅度、相位设计一体化的基片集成波导馈电网络，并满足反射系数的要求；

步骤五：将步骤一设计的基片集成波导缝隙天线辐射单元、步骤四设计的基片集成波导天线馈电网络组合到一起去，组成完整的天线阵列。并整体仿真方向图与反射系数是否满足项目需求。

为了验证本发明的天线阵列的性能，基于上述方法和结构，采用介电常数2.2、厚度为0.508mm的微波板材Rogers5880加工了工作于W波段的天线阵列。采用矢量网络分析仪以及频率扩展设备进行了天线反射系数的测试，测试结果如图8所示，测试结果与仿真结果符合较好；同时在远场暗室对天线的方向图进行了测试，天线阵列的水平面、垂直面方向图分别如图9、图10所示，仿真与测试结果均达到了设计目标。对于阵列天线结构的相关仿真和测试结果均表明该发明所涉及的天线结构能够满足雷达同时进行中距、远距探测的波束宽度要求。以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。

Claims (10)

1.一种天线结构，包括辐射单元和基片集成波导馈电网络，所述基片集成波导馈电网络包括基片集成波导功率分配器以及基片集成波导移相器，基片集成波导移相器的输出端与辐射单元的输入端相连，其特征在于：所述辐射单元为基片集成波导辐射线阵单元，在该基片集成波导辐射线阵单元上设置有改善线阵反射系数的感性窗，该感性窗的位置满足：

其中，Z_A为感性窗位置前任意一点处输入阻抗、Z_B为感性窗位置处输入阻抗、Z_C为感性窗位置后任意一点处输入阻抗，Z₀为SIW的特性阻抗，Z₁为计算过程中间变量，ω为角频率，β为SIW的传播常数，l₀为感性窗位置前任意一点A与感性窗位置B之间间距，l₁为感性窗位置后任意一点C与感性窗位置B之间间距，L_h为并联电感值，|S₁₁|为线阵辐射单元反射系数。

2.根据权利要求1所述的天线结构，其特征在于：所述基片集成波导功率分配器为一路分2N路的结构，其中N为大于等于3的整数，在每一路输出端上连接一个基片集成波导线阵辐射单元。

3.根据权利要求2所述的天线结构，其特征在于：所述一路分2N路的结构由三级基片集成波导功率分配器组成，边上的两路配有不等宽等长基片集成波导移相器，通过改变基片集成波导的宽度改变波导波长从而实现移相功能。

4.根据权利要求3所述的天线结构，其特征在于：所述一路分2N路的结构为一路分六路，所述三级基片集成波导功率分配器包括第一级一路分两路的基片集成波导等功率分配器、第二级一路分两路的基片集成波导不等功率分配器以及第三级一路分两路的基片集成波导等功率分配器，所述第一级一路分两路的基片集成波导功率分配器连接在基片集成波导输入端口，所述剩余二级一路分两路的基片集成波导功率分配器连接在所述一级一路分两路的基片集成波导功率分配器的两路输出端口上，六路基片集成波导通道的输出端口最后保持位置平齐。

5.根据权利要求4所述的天线结构，其特征在于：六路基片集成波导通道的中间四路保持等幅同相馈电；边上的两路与中间四路保持不同幅度，边上的两 路馈电功率均为其余四路的三分之一，相位超前70度馈电。

6.根据权利要求1所述的天线结构，其特征在于：所述线阵辐射单元采用基片集成波导缝隙形式，两两线阵之间采用不等间距排布。

7.一种如权利要求1至6任一所述天线结构的设计方法，其特征在于：调节每个线性阵列端口馈电的幅度与相位，使得天线阵的水平面方向图在法向附近波束较窄，具有较高的增益，使其能满足远距雷达探测的增益需求，而水平方向图在远距探测角度之外且在中距探测角度范围之内的部分呈缓慢下降的台阶或斜坡状，且无任何零点。

8.根据权利要求7所述的设计方法，其特征在于：具体包括以下步骤：

步骤一：线阵辐射单元结构由实际需要的垂直面波束宽度确定，根据反射系数性能要求调整天线阵元的相关结构参数；

步骤二：根据雷达远距和中距作用对天线增益的要求以及对水平探测范围的要求，确定水平方向排列的线阵辐射单元数目；

步骤三：根据预先设定的对中远距雷达探测的目标方向图，确定两两线阵之间的距离以及激励的幅度、相位；

步骤四：根据步骤三中设计好的不同辐射单元之间的距离，每路的馈电幅度、相位设计一体化的基片集成波导馈电网络，并满足反射系数的要求；

步骤五：将步骤一设计的基片集成波导缝隙天线辐射单元、步骤四设计的基片集成波导天线馈电网络组合到一起去，组成完整的天线阵列。

9.根据权利要求8所述的设计方法，其特征在于：调整天线阵元的相关结构参数的具体方法是：先用埃利奥特方法综合出SIW缝隙阵的初始参数，再根据一阶感性窗的等效电路，通过调节感性窗的位置改善线阵的反射系数。

10.根据权利要求8所述的设计方法，其特征在于：所述步骤三的具体方法如下：将步骤一中调节好的线阵辐射单元水平组阵，保证整个天线阵列的馈电保持沿中心线对称分布；初始设计的中心的两个辐射单元之间的距离比其余辐射单元的距离更大，中心(N-2)或(N-4)路等幅同相馈电，边上的两路或四路存在馈电相位的超前，馈电幅度比其余(N-2)或(N-4)路低；利用全波电磁仿真软件HFSS建模按照上述步骤调节，使得在要求的水平探测范围内水平面方向图不存在零点并同时满足中远距雷达探测的波束要求，若不满足则重复本步骤中 的调节过程。