KR101851951B1 - L형 슬롯을 이용한 wlan 대역 mimo 안테나 - Google Patents

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Abstract

L형 슬롯을 이용한 WLAN 대역 MIMO 안테나에 관한 것으로, 측면이 개방되고 기판 접지면의 일측 모서리에 형성되는 L형 슬롯, 상기 L형 슬롯과 상기 기판 접지면의 일측 모서리 사이에 형성되는 n형 슬롯 및 기판 도체면에 형성되고 비아를 통해 상기 L형 및 n형 슬롯과 전기적으로 연결되는 마이크로스트립 급전선로를 포함하는 두 개의 안테나가 상기 기판에 대칭 구조로 배치되는 구성을 마련하여, 역 L 형상의 측면이 개방된 L형 슬롯에 n형 슬롯을 추가하여 마이크로스트립으로 급전된 안테나를 서로 대칭으로 배치해서 두 개의 안테나가 동일한 성능을 내도록 하고, 두 안테나 간에 커플링을 최소화하기 위해서 일정 거리만큼 거리를 이격시켜 WLAN 이중 대역 MIMO 안테나를 제조할 수 있다는 효과가 얻어진다.

Description

L형 슬롯을 이용한 WLAN 대역 MIMO 안테나{MIMO ANTENNA}
본 발명은 MIMO 안테나에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 안테나 간의 전기적 결합 구조를 줄이기 위한 디커플링 구조를 사용하지 않는 L형 슬롯을 이용한 WLAN 대역 MIMO 안테나에 관한 것이다.
스마트폰, 태블릿 PC 등 여러 무선 통신기기의 급속한 발달로 인해서 다양하고 편리한 서비스를 받고 있다. 이러한 무선 통신기기는 언제 어디서나 사용 가능하고 대용량 데이터를 빠르게 전송할 수 있으며, 외형적인 요소 때문에 점차 소형화되고, 슬림화가 되어 두께가 더 얇아지면서, 디스플레이 크기는 증가하여 안테나를 장착할 수 있는 공간이 점점 협소해지고 있다. 이로 인해, 안테나의 탑재 공간도 줄어들면서 크기 제한을 받게 되고, 점점 소형화되는 추세이다.
최근에는 2.4㎓ 주파수 대역을 이용하는 근거리 무선 통신 시스템에 관한 연구가 활발하게 진행되고 있다.
무선 LAN(Wirelsess-LAN)은 기존의 유선 LAN의 기능을 포함하면서도 케이블을 통한 연결이 필요 없다는 장점이 있다. 또한, 무선 서비스에 대한 수요의 증가와 함께, 하나의 통신 단말기에 여러 서비스를 제공하기 위한 기술의 필요성이 증가하고 있다.
이러한 기술을 실현하기 위해 여러 안테나를 동시에 설계하기도 하는데 이는 단말기의 부피를 지나치게 많이 차지하는 문제점이 발생한다.
이러한 문제점을 해결하기 위해, 다중대역 안테나에 대해 활발한 연구가 진행되고 있다. 노트북이나 스마트폰 등 여러 무선 기기들의 사용이 증가하고, 더 높은 전송속도를 요구함에 따라, 무선 LAN(wireless-LAN)의 주파수 대역이 통신용으로 비교적 높은 주파수인 5㎓ 대역으로 높아지고 있다.
5㎓ 주파수 대역을 사용하는 무선 LAN(wireless-LAN)은 IEEE 802.11a 표준을 사용한다. 그리고 최대 54Mbps 데이터 전송이 가능하므로, 차세대 멀티미디어 통신의 대안 중 하나로 많은 연구가 이루어지고 있다.
이러한 5㎓ 대역의 높은 주파수 사용을 위한 중요한 요소가 되는 것이 낮은 송신전력으로 안정된 기능을 하기 위해서는 효율이 우수하며, 전송 속도도 높고, 대용량을 전송하는 안테나의 연구가 필요하다.
높은 전송 속도와 효율을 위하여, 최근 가장 중요하게 대두되는 안테나 기술은 MIMO(Multiple Input Multiple Ouput) 안테나 시스템이다.
MIMO 안테나 시스템은 전력이나 주파수의 변화 없이 송수신기에 다수의 안테나를 사용하여 각 안테나에 서로 다른 데이터를 동시에 전송 가능하고, 대용량 데이터를 다수의 안테나를 통해 보낼 수 있어 고속 데이터 전송이 가능해진다.
특히, 다양한 전파 경로에 의해 전기장 세기가 약해지는 페이딩(fading) 현상을 방지하기 위해, MIMO 시스템이 많이 사용되고 있다.
그러나 MIMO 시스템은 송수신을 위해 2개 이상의 다수의 안테나를 장착하면, 안테나 사이에 전자기적인 상호 간섭이 발생하여 단일 안테나의 임피던스 대역폭 및 방사패턴 결과에 영향을 줌에 따라, 고유의 특성을 유지할 수 없다.
이러한 문제점을 최소화하면서 높은 격리도를 가지는 MIMO 안테나 설계 기술이 중요하게 연구되고 있다.
예를 들어, 하기의 비특허문헌 1에는 안테나 성능을 유지하면서 좁은 면적에 다수의 안테나를 탑재하기 위한 기술이 기재되어 있다.
한편, MIMO 시스템에서 높은 격리도를 확보하기 위한 방법으로 단말기 내에서 각 안테나의 이격거리와 배치 조절, 다이버시티 기법, 디커플링 회로, SRR, AMC, EBG, 등을 삽입하는 방법 등 여러 가지 방법이 이용되고 있다.
그 중에서 디커플링 회로(Decoupling Network)를 이용하는 방법이 있다. 상기 디커플링 회로를 이용하는 방법은 두 안테나 사이의 거리가 아주 가까운 경우에도 적용 가능한 기법으로, 두 안테나 사이의 S21의 크기와 위상을 추출하여 이 값을 보상해 주는 회로만 추가함으로써, 격리도 특성을 개선할 수 있는 장점을 가지고 있다.
그리나 상기의 기법은 특정 주파수 대역에서만 적용 가능함에 따라 이중 대역에서 적용이 어렵고, 일정한 공간이 필연적으로 확보되어 함에 따라 안테나의 크기가 증가하는 결과를 초래한다.
이러한 단점을 보완하기 위해서 슬롯을 이용하여 격리도를 향상시키는 방법을 제안되고 있다.
슬롯을 제외한 다른 구조에서는 안테나 사이에 커플링(Coupling)을 많이 발생하기 때문에, MIMO 안테나에서 제한이 따르나, 슬롯 안테나의 경우에는 전류가 슬롯으로 흐르기 때문에 별도의 디커플링(Decoupling) 구조가 필요하지 않다.
예를 들어, 하기의 특허문헌 1 및 특허문헌 2에는 슬롯을 이용해서 안테나 간의 상호 커플링을 방지하고, 격리도를 개선하는 기술이 개시되어 있다.
대한민국 특허 등록번호 제10-0932420호(2009년 12월 17일 공고) 대한민국 특허 등록번호 제10-1551721호(2015년 9월 11일 공고)
Pil Hyun Jung, Woon Geun Yang, "Isolation Enhancement of Internal MIMO Antenna", j.inst.Korean.electr.electron.eng, Vol.19, No.1, pp.18-26, 2015.
그러나 특허문헌 1은 기판상에 복수 개의 안테나 주위에 다수의 L형 슬롯 쌍을 형성해서 안테나 간의 상호 커플링을 방지할 수 있으나, 단일 대역에 적용하는 구성으로, 이중대역 적용이 불가능한 문제점이 있었다.
또한, 특허문헌 2는 기판의 그라운드 영역에 형성되는 제1 및 제2 링 공진기와 제1 및 제2 안테나가 형성된 비그라운드 영역을 한 쌍의 슬롯을 이용해서 연결하여 격리도를 개선할 수 있으나, 안테나 구조가 복잡하고, 이중대역 적용이 불가능한 한계가 있었다.
본 발명의 목적은 상기한 바와 같은 문제점을 해결하기 위한 것으로, WLAN 대역에서 낮은 송신전력에서 효율이 우수하고, 전송 속도도 높으며, 대용량을 전송할 수 있는 L형 슬롯을 이용한 WLAN 대역 MIMO 안테나를 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 L형 슬롯을 이용해서 격리도를 개선하고, 디커플링을 방지하는 L형 슬롯을 이용한 WLAN 대역 MIMO 안테나를 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 WLAN 2.4㎓와 5㎓의 이중 대역에서 이용 가능한 L형 슬롯을 이용한 WLAN 대역 MIMO 안테나를 제공하는 것이다.
상기한 바와 같은 목적을 달성하기 위하여, 본 발명에 따른 L형 슬롯을 이용한 WLAN 대역 MIMO 안테나는 측면이 개방되고 기판 접지면의 일측 모서리에 형성되는 L형 슬롯, 상기 L형 슬롯과 상기 기판 접지면의 일측 모서리 사이에 형성되는 n형 슬롯 및 기판 도체면에 형성되고 비아를 통해 상기 L형 및 n형 슬롯과 전기적으로 연결되는 마이크로스트립 급전선로를 포함하는 두 개의 안테나가 상기 기판에 대칭 구조로 배치되는 것을 특징으로 한다.
상술한 바와 같이, 본 발명에 따른 L형 슬롯을 이용한 WLAN 대역 MIMO 안테나에 의하면, 역 L 형상의 측면이 개방된 L형 슬롯에 n형 슬롯을 추가하여 마이크로스트립으로 급전된 안테나를 서로 대칭으로 배치해서 두 개의 안테나가 동일한 성능을 내도록 하고, 두 안테나 간에 커플링을 최소화하기 위해서 일정 거리만큼 거리를 이격시켜 WLAN 이중 대역 MIMO 안테나를 제조할 수 있다는 효과가 얻어진다.
그리고 본 발명에 의하면, MIMO 안테나의 반사계수는 2.4㎓ WLAN 대역인 2400 내지 2484Hz와 5㎓ WLAN 대역인 5150 내지 5825Hz에서 약 20㏈ 정도로 측정됨에 따라, 설계시 예상했던 반사손실인 -10㏈을 충분히 만족시킬 수 있다는 효과가 얻어진다.
또, 본 발명의 의하면, MIMO 안테나에서 안테나 사이의 격리도는 WLAN 대역에서 약 -15㏈ 정도로 측정됨에 따라, 설계시 예상했던 -10㏈ 이하로 측정되고, 표면 전류분포를 통해 서로 영향을 주지 않고 각자의 성능을 내는 MIMO 안테나를 설계, 제조할 수 있다는 효과가 얻어진다.
또한, 본 발명에 의하면, MIMO 안테나의 성능을 나타내는 상관계수에서도 WLAN 대역에서 0에 근접한 결과가 나오면서 양호한 안테나 성능을 보이며, 효율을 나타내는 방사패턴의 측정 결과 양호한 방사 효율을 가지는 안테나를 설계, 제조할 수 있다는 효과가 얻어진다.
또한, 본 발명에 의하면, MIMO 안테나에서 사용된 대칭구조를 이용해서 두 개의 안테나를 서로 간의 간섭 없이 기존 안테나 성능의 두 배 이상의 성능을 가짐에 따라, 증가하는 데이터 사용량을 충족시킬 수 있는 MIMO 시스템에 적용할 수 있으며, 인쇄형 안테나로써 다양한 기판에 적용하여 유용하게 활용할 수 있다는 효과가 얻어진다.
도 1은 L형 슬롯 안테나의 예시도,
도 2는 단락회로로 구성된 마이크로스트립 급전 슬롯 안테나의 구성도,
도 3은 개방된 스터브로 구성된 마이크로스트립 급전 슬롯 안테나의 구성도,
도 4는 MIMO 시스템의 구성도,
도 5 내지 도 7은 MIMO 시스템의 동작 원리를 설명하는 예시도,
도 8은 케이스 1 안테나의 구성도,
도 9는 케이스 1 안테나의 모의실험 결과에 따른 반사계수 그래프,
도 10 내지 도 18은 각각 L1, s1_L, s2_L1, s2_L2, s1_W, s1_W1, s1_W2, s2_W1, s2_W2의 변화에 따른 성능변화 그래프,
도 19는 최적화된 케이스 1 안테나의 모의실험과 측정 결과 비교 그래프,
도 20은 케이스 2 안테나의 구성도,
도 21은 케이스 1의 기본 n 슬롯 안테나와 케이스 2의 MIMO 안테나의 반사손실을 비교한 그래프,
도 22 및 도 23은 각각 기판의 가로 사이즈 변화에 따른 S11, S21 반사손실 그래프,
도 24 및 도 25는 L1의 변화에 따른 S11, S21 반사손실 그래프,
도 26 및 도 27은 s1_L의 변화에 따른 S11, S21 반사손실 그래프,
도 28은 s1_W2의 변화에 따른 S21 반사손실 그래프,
도 29는 s2_W1의 변화에 따른 S21 반사손실 그래프,
도 30 및 도 31은 최적화된 안테나의 모의실험과 제작 후 측정한 결과 비교 그래프,
도 32는 모의실험에 사용된 최적화된 안테나의 구성도,
도 33은 실제 제작된 최적화된 안테나의 구성도,
도 34는 최적화된 안테나의 모의실험과 제작 후 측정된 S11 반사손실 그래프,
도 35는 최적화된 안테나의 모의실험과 제작후 측정된 S21 반사손실 그래프,
도 36 및 도 37은 케이스 1 안테나의 2.4㎓와 5.5㎓ 대역 표면 전류분포 그래프,
도 40 및 도 41은 케이스 2 안테나의 5.5㎓ 대역 표면 전류분포 그래프,
도 42는 방사패턴 측정에 사용된 3D 챔버의 구성도,
도 43 및 도 44는 각각 모의실험과 제작물의 2.4㎓ 대역 3D 방사패턴,
도 45와 도 46은 각각 모의실험과 제작물의 5㎓ 대역 3D 방사패턴,
도 47 내지 도 49는 각각 2.4㎓ WLAN 대역에서 X-Y, X-Z, Y-Z 평면의 2D 방사패턴,
도 50 내지 도 52는 각각 5㎓ WLAN 대역에서 X-Y, X-Z, Y-Z 평면의 2D 방사패턴,
도 53 및 도 54는 본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 MIMO 안테나의 전체 효율 그래프,
도 55는 MIMO 안테나의 상관계수 그래프.
이하 본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 L형 슬롯을 이용한 WLAN 대역 MIMO 안테나 및 그의 제조방법을 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.
이하에서는 '좌측', '우측', '전방', '후방', '상방' 및 '하방'과 같은 방향을 지시하는 용어들은 각 도면에 도시된 상태를 기준으로 각각의 방향을 지시하는 것으로 정의한다.
본 발명은 WLAN(2.4 내지 2.484㎓, 5.15 내지 5.825㎓) 이중대역용 MIMO 안테나 및 그의 제조방법으로서, EM 시뮬레이션(CST Microwave studio)을 이용해서 최적화하고, 슬롯 안테나를 PCB 양쪽 측면에 배치하여 두 안테나 사이의 거리를 조정함으로써 격리도를 향상시킬 수 있다.
아래에서 1장에서는 안테나 제작의 기초 이론으로 슬롯 안테나, 마이크로스트립 안테나, MIMO 시스템에 대해서 설명하고, 2장의 케이스 1에서는 무선랜용 이중대역 안테나를 설계하는 과정을 설명하며, 케이스 2에서는 케이스 1의 이중대역 안테나를 이용해서 MIMO 안테나로 배치하여 설계하는 과정과 시뮬레이션 결과 및 시뮬레이션 결과에서 만족하는 최적화된 파라미터 값을 가지고 안테나를 제조하는 방법을 설명한다.
그리고 3장에서는 제조된 안테나를 이용해서 측정된 결과를 분석하는 과정을 설명하고, 4장에서는 전체적인 설계를 통한 결론을 설명한다.
1장. 슬롯 안테나와 MIMO 안테나
(1) 슬롯 안테나
도 1은 L형 슬롯 안테나의 예시도이다.
도 1에 도시된 바와 같이, 도체 평면에 약 λ/2의 슬롯을 만들고, 그 중앙에서 급전하면, 전류는 판의 한 면에 퍼져 능률이 좋은 방사체가 되는데, 이를 슬롯 안테나라 한다.
상기 슬롯 안테나는 일반적으로 300㎒ 내지 24㎓ 주파수 대역에서 사용되고, 슬롯 길이는 원하는 주파수에서의 반 파장이며, 슬롯의 폭은 파장의 작은 부분이다.
이러한 슬롯 안테나는 방사 패턴이 거의 전 방향이고, 편파는 선형이다.
슬롯 안테의 짧은 단부에 걸쳐 전원을 인가하면, 슬롯 내에 전기장(E-field)이 유도되고, 전류가 슬롯 주변 금속 시트에 흐르면서 슬롯 내 방사에 기여한다.
이러한 전류는 슬롯의 가장자리에 국한되지 않고 오히려 시트에 널리 퍼지므로, 슬롯 양쪽의 전류값은 최대값을 가진다. 즉 슬롯 한쪽은 양의 최대값, 다른 한쪽은 음의 최대값이 되고, 슬롯의 중앙은 0이 된다.
슬롯 안테나의 대역폭은 반파장 다이폴 안테나에서 도선의 지름을 굵게 하면, 그 대역폭이 넓어지는 것과 같이 슬롯의 폭(W)을 넓게 하면, 대역폭은 넓어진다.
(2) 마이크로스트립 슬롯 안테나
도 2는 단락회로로 구성된 마이크로스트립 급전 슬롯 안테나의 구성도이고, 도 3은 개방된 스터브로 구성된 마이크로스트립 급전 슬롯 안테나의 구성도이다.
마이크로스트립 급전 슬롯 안테나는 접지면에 사각형 슬롯이 뚫려있고, 유전체 반대편으로 마이크로스트립 선로가 놓여있는 형태로 지닌다.
상기 슬롯 안테나에 마이크로스트립 선로가 급전선이 되어 선로에서 발생하는 전계가 슬롯을 방사시킴으로써, 슬롯이 방사소자가 된다.
따라서 슬롯을 효과적으로 방사시키기 위해, 도 2에 도시된 바와 같이 스트립 선로는 슬롯의 끝 부분에 단락되어 연결되거나, 또는 도 3에 도시된 바와 같이 스트립 선로는 개방 회로 스터브와 같이 제조되기도 한다.
개방 회로 스터브의 길이(Lm)는 슬롯의 끝 부분에서 대략적으로 1/4 파장의 길이를 갖도록 설계된다. 이러한 같은 효과를 얻기 위해, 도 2와 같이 슬롯과 스터브를 단락시켜 슬롯을 방사할 수 있다.
중앙 급전식 슬롯 안테나는 매우 높은 방사 저항을 가지고, 슬롯을 기울여 놓거나 급전의 위치를 슬롯 중앙에서 벗어나게 하여 임피던스를 낮출 수 있다.
슬롯 선로의 경우 일반적인 공진형 안테나와 마찬가지로 1/2의 공진 길이를 필요로 하나, 슬롯 선로의 폭은 길이에 비해 1/10배 이하의 값을 지닌다.
이러한 슬롯 안테나는 단일 기판에 평면형 구조로 제작이 용이하며, 양방향으로 방사가 가능한 장점이 있다.
또한 마이크로스트립 패치 안테나는 제작이 용이하며, 저렴한 가격과 대량생산, 가볍고 작은 부피를 가지고 장점이 있으나, 대역폭이 협소한 단점을 가진다.
이러한 좁은 대역폭 특성을 개선하기 위해, 단일 방사 소자만을 사용하여 비교적 넓은 대역을 얻을 수 있는 마이크로스트립 슬롯 안테나가 많이 사용된다.
최근에는 폭이 넓은 슬롯 안테나에 대한 연구가 진행되고 있다. 폭이 넓은 슬롯에서는 전계가 슬롯의 폭 방향뿐만 아니라 길이 방향으로도 존재함에 따라, 다중 모드가 발생할 수 있다.
이를 이용해서 슬롯 안테나에서의 급전 구조를 변형함으로써, 다중 모드에 대해서 임피던스 정합을 이루어 대역폭을 개선할 수 있다.
(3) MIMO 안테나
스마트폰을 이용한 통신과 각종 멀티미디어 서비스에 대한 사용량이 매우 증가함에 따라, 대용량, 고속 데이터 전송은 차세대 무선통신 시스템 중에서 매우 중요한 부분이 되고 있다. 제한된 대역폭과 낮은 전력을 이용하는 무선 채널을 통해서 고속의 데이터 전송이 가능하면서 용량의 증가가 필수적이다.
이러한 대량의 데이터를 고속 전송을 가능하게 하려면, 한정된 주파수 안에서 효율적인 사용이 필요하다. 최근에 용량을 개선하기 위한 다양한 기술들에 대한 관심이 증가하고 있다.
그 중에서도 높은 주파수 효율을 위해, MIMO(Multiple Input Multiple Output) 시스템 신호를 전달하는 송신기와 수신기에 다수의 안테나를 이용하여 통신하는 MIMO 시스템의 연구가 활발하게 진행되고 있다.
MIMO 시스템은 전체 시스템이 사용하는 주파수영역을 더 증가시키지 않고도, 다수의 안테나를 통해서 많은 용량의 데이터 전송을 가능한 장점이 있다.
이러한 MIMO 안테나 시스템은 반 파장보다 작은 공간 내에 두 개 이상의 안테나를 배치해야 하므로 공간의 제약이 존재하고, 둘 이상의 안테나 사이에는 상호간의 커플링(Coupling) 영향이 존재하기 때문에 구현 시 고려해야 한다.
1) MIMO 시스템의 동작원리
도 4는 MIMO 시스템의 구성도이다.
도 4에 도시된 바와 같이, MIMO 시스템은 송신을 위한 N개의 안테나와 수신을 위한 M개의 안테나를 포함한다.
이러한 MIMO 시스템에서 송수신되는 신호는 아래의 수학식 1과 같은 벡터식으로 표현될 수 있다.
Figure 112016073582871-pat00001
여기서,
Figure 112016073582871-pat00002
는 i번째 성분 xi 가 i번째 송신안테나에서 전송되는 신호를 나타내는 M×1 송신신호벡터에 해당하고,
Figure 112016073582871-pat00003
Figure 112016073582871-pat00004
는 j 번째 성분 yj 가 j번째 수신안테나에서 수신되는 신호를 나타내는 N×1 수신신호벡터를 나타낸다. H는 j번째 행과 i 번째 열의 성분
Figure 112016073582871-pat00005
가 i 번째 송신안테나에서 j 번째 수신안테나간의 채널 응답 특성을 나타내는 N×M 채널 행렬에 해당한다.
Figure 112016073582871-pat00006
은 N×1 백색 가우시안 잡음 벡터이다.
MIMO 시스템은 각 송신 안테나에서 정보를 전달하고, 이를 수신 안테나를 이용해서 정보를 받는다. 여러 개의 안테나의 특성상 서로 다른 정보를 주고받기 때문에 각각의 전송정보를 구별할 수 있어야 한다.
만약, 송수신 안테나가 각각 3개씩 존재한다고 가정하면, 도 5 내지 도 7을 참조하여 각 수신 안테나에서 서로 다른 정보를 구별해서 수신하는 방법을 설명할 수 있다.
도 5 내지 도 7은 MIMO 시스템의 동작 원리를 설명하는 예시도이다.
도 5에 도시된 바와 같이, s1의 신호를 첫번째 송신 안테나를 이용하여 특정한 정보를 전송한다. 3개의 수신 안테나는 각각 수신된 신호에 적절한 가중치(g11, g12, g13)를 곱하여 모두 더해서 처음 송신기에서 송신된 신호인 s1을 출력한다.
그리고 수신기에서 정확한 신호를 얻기 위해선 정확한 채널 값을 측정하여 알아야 한다.
도 6에 도시된 바와 같이, 두번째 송신안테나에서도 s2의 신호가 각각의 수신 안테나에 전송된다.
이러한 신호들이 수신 안테나에 s1의 신호만 출력되는 것을 방해하기 때문에, 간섭 신호라 하고, 가중치(g11, g12, g13)를 이용해서 간섭신호를 제거해야 한다.
도 7은 도 6과 동일하게 s3신호가 s1이 나오는 것을 방해하는 간섭 신호이므로, 적절한 가중치(g11, g12, g13)를 이용해서 제거해야 한다.
s2와 s3의 신호를 송수신할 때도 s1 신호를 검출한 방법과 동일한 방법을 이용하면, 각각의 신호에 대해 간섭 없이 원하는 신호를 검출할 수 있다. 이
이와 같이, 다수의 송신안테나의 신호를 받아 간섭을 제거하고 s1의 신호를 검출할 수 있어야 MIMO 시스템에서 정확한 신호를 송수신할 수 있다.
2) MIMO 시스템 채널용량
MIMO 시스템에서 송수신 안테나 수를 동시에 증가시키면, 평균 채널 용량이 선형적으로 증가한다.
전체적인 신호모델은 상술한 동작원리와 같고, 잡음벡터(n)의 각 성분은 평균이 0이고, 분산이 σ2인 복소 가우시안 확률변수라 가정한다. 그리고 수신기에서는 채널에 대한 정보를 정확히 알고 있고, 전체 시스템이 쓸 수 있는 송신전력은 송신안테나의 개수에 상관없이 PT로 일정하게 제한되어 있다고 가정한다.
이때, MIMO 시스템의 채널용량은 하기의 수학식 2로 표현될 수 있다.
Figure 112016073582871-pat00007
여기서, IN은 N×N 항등행렬이고, Kx는 송신신호벡터의 공분산(covariance)행렬이며, HH연산은 에르미트(Hermitian) 연산을 나타낸다.
주어진 채널용량은 송신기에서 채널정보를 알 수 없는 경우와 알 수 있는 경우에 따라, 각각 개루프 방식에서의 용량과 폐루프 방식에서의 용량으로 구분될 수 있고, 그 값 또한 다르다.
만약, 채널정보를 송신기에서 알 수 있다면, 최적화된 신호처리를 통해 주어진 MIMO 채널의 최대용량을 달성할 수 있다.
다음, 개루프 방식에서의 용량은 송신기에서 채널 정보를 알지 못하므로, 각 전송 신호마다 단순히 주어진 전체 송신전력을 균등하게 할당하여 전송하고, 하기의 수학식 3으로 표현될 수 있다.
Figure 112016073582871-pat00008
다음으로, 폐루프 방식에서의 용량은 채널행렬(H)를 SVD(Singular Value Decomposition)시킨 결과를 이용하여 송수신기에서 서로 교차되는 다중 입출력 채널의 시스템을 여러 개의 평행한 단일 입출력 부채널들이 존재하는 시스템으로 변환한 뒤, 각 단일 입출력 부채널에 최적의 송신전력을 할당함으로써 얻어진다.
따라서 송신기에서는 이러한 최적의 신호처리과정을 수행하기 위해 주어진 채널에 대한 정보가 반드시 필요하게 된다.
폐루프 방식의 채널용량은 하기의 수학식 4로 표현될 수 있다.
Figure 112016073582871-pat00009
여기서, λi는 행렬 HHH의 고유값(eigenvalue)이고, pi는 다음과 같이 주어진다.
Figure 112016073582871-pat00010
여기서, ν는 전체 송신전력 제한조건
Figure 112016073582871-pat00011
를 만족시키도록 주어진다. 결과적으로, 각 부채널의 채널 이득은 H의 특히값(singular value)에 해당하며, 이에 맞추어 가장 최적으로 할당되는 송신전력이 바로 pi가 된다.
이때의 최적 송신전력 할당방법은 water-filling solution이라 불린다. 이는 가우시안 백색잡음의 전력을 채널 이득의 제곱으로 나눈 값을 해당 부채널의 전체 잡음 전력을 나타내는 값으로 하고, 이를 수직레벨로 표시한 경우, 전체 송신 전력을 마치 물을 붓듯이 부었을 때, 위에 채워지는 물의 양이 각 부채널에 할당되는 송신전력이 됨으로 인해 붙여진 명칭이다.
이와 같이 산출된 채널용량을 기준으로, 안테나수는 송수신기에서 모두 같은 수를 가정했으며, 평균 신호대 잡음비(average SNR)은 PT/σ2로 정의했다.
주어진 일정한 평균 신호대 잡음비에서, 송수신 안테나수가 동시에 증가함에 따라 평균 채널용량이 선형적으로 증가한다는 것을 알 수 있다.
그러므로 MIMO 송수신 안테나의 수에 따라 채널용량이 증가하고, 고속의 데이터를 전송할 수 있다.
(4) 안테나에서 MIMO 활용
MIMO 시스템을 이용해서 안테나를 설계하는 경우, 기판에 여러 개의 안테나를 탑재하여 만들 수 있다. 그러나 MIMO 안테나는 여러 개의 안테나 방사체를 사용하기 때문에 서로 간섭이 발생한다. 이러한 간섭은 방사 패턴을 왜곡시키고, 방사체간의 상호 결합 현상을 발생한다.
위와 같은 MIMO 안테나에서 방사체간의 간섭을 최소화하는 방법은 디커플링 회로(Decoupling Network)를 사용, 다이버시티 기법, 배열된 여러개 안테나 사이에 SRR(Splite Ring Resonator), AMC(Artificial Magnetic Conductor), EBG(Electro magnetic Band Gab) 등을 삽입하는 방법 등이 있다.
그 중에서 다수의 안테나가 공통으로 접지된 그라운드 사이에 슬롯이나 슬릿을 삽입하여 그라운드를 확장시켜서 격리도(isolation)를 높일 수 있다.
각각의 안테나들이 독립된 더 넓은 그라운드를 가지게 되어 서로 상호 간섭이 줄어들고, 확장된 그라운드는 리플렉터(Reflector)로 동작하여 각 안테나 소자의 방사패턴이 상호 반대방향으로 발생하게 되어 격리도를 향상시킨다. 그러나 이러한 방법은 슬릿이나 슬롯으로 인해서 그 사이 공간 사용이 제한될 수 있다.
또 다른 방법으로, 안테나 방사체 간의 간격을 일정 거리만큼 멀리 이격시켜서 서로 간의 간섭을 최소화하는 구조가 사용되고 있다. 안테나 사이에 일정 거리를 두고 배치하는 경우에는 안테나 본래의 성능을 저하할 수 있기 때문에 주의해야한다.
별도의 격리도 요소(isolation element)를 사용하는 방법들도 기본적으로 두 안테나 간의 거리가 충분히 확보되어야 원하는 격리도를 확보할 수 있다.
2장. 무선랜용 이중대역 안테나 설계
(1) 케이스 1의 파라미터 변화에 따른 성능 변화 분석
도 8은 케이스 1 안테나의 구성도이다.
도 8의 (a) 내지 (d)에는 각각 케이스 1 안테나의 평면도와 저면도, 도 8의 (b)에 도시된 n형 슬롯의 부분 확대도 및 C-C'선에 대한 단면도가 도시되어 있다.
케이스 1 안테나는 40*50㎜의 기판 크기를 가지며, 양 끝단이 개방된 L-형 모노폴 슬롯 안테나이다.
케이스 1 안테나는 도 8의 (a) 내지 (d)에 도시된 바와 같이, 기판 접지면의 모서리에 위치하고 있으며, 기판 윗면의 마이크로스트립 선로의 끝단과 기판 아랫면의 슬롯에 의해 접지면과 부유된 도체면이 비아로 연결된다.
케이스 1 안테나에는 2.4㎓와 5㎓ WLAN 두 대역에서 공진을 발생시키기 위해, 양 끝단이 개방된 L-형 슬롯 내부에 n-형 슬롯이 추가 형성될 수 있다.
표 1은 도 8에 도시된 케이스 1 안테나의 구조와 각 부분의 주요 파라미터 값 테이블이다.
파라미터 치수[mm] 파라미터 치수[mm] 파라미터 치수[mm]
A 40 s1_W 15 s2_W1 1
B 50 s1_W1 1.5 s2_W2 1.6
W1 2 s1_W2 0.4 h 1.6
L1 3 s2_L1 11 t 0.035
s1_L 24 s2_L2 18
기판은 FR-4 기판을 이용하고, 기판의 유전율은 4.3이고, 기판의 높이는 모의실험 시, CST사의 마이크로파 스튜디오(Microwave Studio, MWS)를 사용하였다.
도 9는 케이스 1 안테나의 모의실험 결과에 따른 반사계수 그래프이다.
그리고 표 2는 케이스 1 안테나의 반사손실 테이블이다.
2.4㎓ WLAN 5㎓ WLAN
one-slot - 5280㎒ (24.4㏈)
added n slot 2416㎒ (21.0㏈) 5240㎒ (15.2㏈)
도 9에 도시된 바와 같이, one-slot 안테나에서는 5280㎒에서 공진을 발생시키고, 약 24.4㏈의 반사손실을 가진다.
하나의 L형 슬롯 안테나에 n 슬롯을 추가한(added n slot) 안테나는 공진을 발생시키는 높은 쪽 주파수가 약 5240㎒이며, 약 15.2㏈의 하나의 L형 슬롯 안테나보다 작은 반사손실을 가진다. 동시에 2416㎒에서도 공진이 발생하며, 약 21㏈의 반사손실을 가진다. 이는 슬롯을 추가함으로써 생기는 공진임을 알 수 있다.
이 두 가지 공진 주파수를 적절하게 조절하여 2.4㎓ WLAN(2400 내지 2484㎒) 대역과 5㎓ WLAN(5150 내지 5825㎒) 대역을 만족시킬 수 있다.
이러한 반사손실의 공진주파수를 조절하기 위해, 여러 파라미터의 변화에 따른 성능 변화를 분석한 자료가 필요하므로, 케이스 1 안테나를 기준으로 안테나의 길이 L1, L형 슬롯의 길이 s1_L, n형 슬롯의 전체 폭 s2_L1, n형 슬롯의 길이 s2_L2, L형 슬롯의 전체 폭 s1_W, L형 슬롯의 상단부 폭 s1_W1, L형 슬롯의 하단부 폭 s1_W2, n형 슬롯의 상단부 폭 s2_W1, n형 슬롯의 양단부 폭 s2_W2 파라미터의 변화에 따른 성능 변화를 분석하였다.
먼저, 케이스 1 안테나(Case_1)의 파라미터 중에서 5㎓ WLAN 대역의 공진주파수의 변화가 예상되는 주 안테나의 길이를 변화시키기 위하여 L1의 길이를 조절하였다.
도 10은 L1의 변화에 따른 성능변화 그래프이고, 표 3은 도 10에 도시된 L1의 수치에 따른 두 WLAN 대역에서의 공진주파수와 반사손실 테이블이다.
L1
[mm]		 Case_1
2.4㎓ WLAN 5㎓ WLAN
공진주파수 반사손실 공진주파수 반사손실
1.5 2416 ㎒ 22.2 ㏈ 5216 ㎒ 17.8 ㏈
2 2416 ㎒ 21.0 ㏈ 5240 ㎒ 15.2 ㏈
2.5 2416 ㎒ 20.1 ㏈ 5664 ㎒ 14.8 ㏈
표 3에 기재된 바와 같이, L1이 증가하면 2.4㎓ WLAN 대역에서는 공진주파수의 이동이 일어나지 않으며, 반사손실 값도 거의 변화가 없는 것을 확인할 수 있으며, 5㎓ WLAN 대역에서는 L1이 증가하면 공진주파수가 증가하는 것을 확인할 수 있다.
그리고 도 10에 도시된 바와 같이, L1이 증가할수록 5㎓ WLAN 대역의 전체적인 반사손실이 -10㏈보다 낮아지는 것을 확인할 수 있다.
이를 통해, 안테나의 길이가 5㎓ WLAN 대역에서 공진주파수와 반사손실을 모두 충족하도록 결정할 수 있다. 즉, L1을 적절하게 결정하여 5㎓ WLAN 대역을 만족하도록 설정한다.
이와 같이, 주 안테나 길이 L1에서 5㎓ WLAN 대역의 공진주파수를 결정한다.
따라서 L형 슬롯의 길이인 s1_L가 변함에 따라, 5㎓ WLAN 대역의 공진주파수가 변화할 것으로 예상된다.
도 11은 s1_L의 변화에 따른 성능변화 그래프이고, 표 4는 도 11에 도시된 s1_L의 변화에 따른 두 WLAN 대역에서의 공진주파수와 반사손실 테이블이다.
s1_L
[mm]		 Case_1
2.4㎓ WLAN 5㎓ WLAN
공진주파수 반사손실 공진주파수 반사손실
24 2440 ㎒ 18.3 ㏈ 5688 ㎒ 23.5 ㏈
25 2416 ㎒ 20.8 ㏈ 5232 ㎒ 15.2 ㏈
26 2400 ㎒ 24.4 ㏈ 5128 ㎒ 20.5 ㏈
표 4에는 s1_L의 길이 변화에 따른 두 대역에서의 공진주파수와 그때의 반사손실 값이 기재되어 있다.
표 4에 기재된 바와 같이, s1_L의 길이가 증가하면 두 대역 모두 공진주파수가 감소하는 것을 확인할 수 있다.
여기서, 2.4㎓ WLAN 대역에서는 s1_L의 길이가 증가함으로써 반사손실이 증가하나, 공진주파수는 큰 차이를 확인할 수 없다.
반면, 도 11에 도시된 바와 같이, 5㎓ WLAN 대역의 공진주파수의 변화가 두드러지는 것을 쉽게 확인할 수 있다. 이러한 5㎓ WLAN 대역을 맞추기 위하여 적절한 s1_L값이 사용되어야 한다.
위에서 확인한 L1, s1_L 두 가지 값을 적절하게 조절하여 두 대역의 공진주파수에 맞게 조정할 수 있음을 확인할 수 있다.
다음, 도 12와 표 5를 참조하여 n형 슬롯의 전체 폭으로서, n형 슬롯의 위치를 결정하는 s2_L1의 변화에 따른 성능 변화 경향을 설명한다.
도 12는 s2_L1의 변화에 따른 성능변화 그래프이고, 표 5는 도 12에 도시된 s2_L1의 변화에 따른 두 WLAN 대역에서의 공진주파수와 반사손실 테이블이다.
s2_L1
[mm]		 Case_1
2.4㎓ WLAN 5㎓ WLAN
공진주파수 반사손실 공진주파수 반사손실
11.5 2448 ㎒ 31.0 ㏈ 5264 ㎒ 15.8 ㏈
12 2416 ㎒ 20.8 ㏈ 5232 ㎒ 15.2 ㏈
12.5 2400 ㎒ 16.8 ㏈ 5200 ㎒ 15.2 ㏈
표 5에 기재된 바와 같이, s2_L1의 길이가 증가하면 두 대역 모두 공진주파수가 감소하는 것을 확인할 수 있다.
특히, 도 12에 도시된 바와 같이, 5㎓ WLAN 대역에서 s2_L1의 값이 감소할수록 반사손실이 -10㏈에서 어느 정도 감소하는 것을 볼 수 있다.
이와 같이, s2_L1를 적절히 이용하면 두 대역의 공진 주파수를 어느 정도 조절할 수 있으며, 5㎓ WLAN 대역에서의 반사손실도 감소시킬 수 있다.
다음, 도 13 및 표 6을 참조하여 n형 슬롯의 길이인 s2_L2의 변화에 따른 성능 변화 경향을 설명한다.
도 13은 s2_L2의 변화에 따른 성능변화 그래프이고, 표 6은 도 13에 도시된 s2_L2의 변화에 따른 두 WLAN 대역에서의 공진주파수와 반사손실 테이블이다.
s2_L2
[mm]		 Case_1
2.4㎓ WLAN 5㎓ WLAN
공진주파수 반사손실 공진주파수 반사손실
16.5 2512 ㎒ 21.0 ㏈ 5272 ㎒ 16.0 ㏈
17.5 2416 ㎒ 20.8 ㏈ 5232 ㎒ 15.2 ㏈
18.5 2336 ㎒ 19.5 ㏈ 5176 ㎒ 13.5 ㏈
표 6에 기재된 바와 같이, s2_L2의 길이가 증가하면 두 대역 모두 공진주파수가 감소하는 것을 확인할 수 있다. 특히, 2.4㎓ WLAN 대역에서 감소 폭이 크다.
그리고 도 13에 도시된 바와 같이, 전체적인 그래프가 왼쪽 상단으로 이동하는 것을 알 수 있다. 또한, s2_L2의 길이가 증가에 따라, 5㎓ WLAN 대역에서 -10㏈에 가까워지는 것을 볼 수 있다.
이와 같이, s2_L2를 이용하면 2.4㎓ WLAN 대역 주파수와 5㎓ WLAN 대역의 반사손실을 적절히 조절할 수 있다.
다음, 도 14 및 표 7을 참조하여 L형 슬롯의 전체 폭인 s1_W의 변화에 따른 성능 변화 경향을 설명한다.
도 14는 s1_W의 변화에 따른 성능변화 그래프이고, 표 7은 도 14에 도시된 s1_W의 변화에 따른 두 WLAN 대역에서의 공진주파수와 반사손실 테이블이다.
s1_W
[mm]		 Case_1
2.4㎓ WLAN 5㎓ WLAN
공진주파수 반사손실 공진주파수 반사손실
13 2424 ㎒ 9.5 ㏈ 4984 ㎒ 22.8 ㏈
14 2416 ㎒ 20.8 ㏈ 5232 ㎒ 15.2 ㏈
15 2432 ㎒ 26.4 ㏈ 5200 ㎒ 22.3 ㏈
표 7에 기재된 바와 같이, s1_W의 길이가 감소할수록 2.4㎓ WLAN 대역에서는 공진주파수의 이동이 거의 일어나지 않는 것을 확인할 수 있으며, 5㎓ WLAN 대역에서는 s1_W이 증가하면 공진주파수가 증가하는 것을 확인할 수 있다.
이를 통해, s1_W의 길이가 5㎓ WLAN 대역에서 공진주파수를 결정함을 확인할 수 있다.
따라서 s1_W을 적절하게 결정하여 5㎓ WLAN 대역을 만족하도록 설정할 수 있다.
다음, 도 15 및 표 8을 참조하여 L형 슬롯의 상단부 폭인 s1_W1의 변화에 따른 성능 변화 경향을 설명한다.
도 15는 s1_W1의 변화에 따른 성능변화 그래프이고, 표 8은 도 15에 도시된 s1_W1의 변화에 따른 두 WLAN 대역에서의 공진주파수와 반사손실 테이블이다.
s1_W1
[mm]		 Case_1
2.4㎓ WLAN 5㎓ WLAN
공진주파수 반사손실 공진주파수 반사손실
1.1 2416 ㎒ 19.7 ㏈ 5208 ㎒ 14.5 ㏈
1.2 2416 ㎒ 20.8 ㏈ 5232 ㎒ 15.2 ㏈
1.3 2424 ㎒ 22.0 ㏈ 5248 ㎒ 16.0 ㏈
표 8에 기재된 바와 같이, s1_W1의 길이가 증가하면, 2.4㎓ WLAN 대역에서는 공진주파수의 이동이 일어나지 않으며, 반사손실 값도 큰 변화가 없는 것을 확인 할 수 있다.
반면, 5㎓ WLAN 대역에서는 s1_W1의 길이가 증가하면, 공진주파수의 변화가 크게 없고, 반사손실이 증가하여 -10㏈에서 멀어지는 것을 확인할 수 있다.
이에 따라, L형 슬롯의 상단부 폭이 5㎓ WLAN 대역에서 반사손실을 결정함을 확인할 수 있다. 이러한 s1_W1 길이를 적절하게 결정하여 5㎓ WLAN 대역을 만족하도록 설정할 수 있다.
다음, 도 16 및 표 9를 참조하여 L형 슬롯의 하단부 폭인 s1_W2의 변화에 따른 성능 변화 경향을 설명한다.
도 16은 s1_W2의 변화에 따른 성능변화 그래프이고, 표 9는 도 16에 도시된 s1_W2의 변화에 따른 두 WLAN 대역에서의 공진주파수와 반사손실 테이블이다.
s1_W2
[mm]		 Case_1
2.4㎓ WLAN 5㎓ WLAN
공진주파수 반사손실 공진주파수 반사손실
0.4 2440 ㎒ 21.8 ㏈ 5288 ㎒ 19.7 ㏈
0.5 2416 ㎒ 20.8 ㏈ 5232 ㎒ 15.2 ㏈
0.6 2408 ㎒ 20.8 ㏈ 5184 ㎒ 13.2 ㏈
표 9에 기재된 바와 같이, s1_W2의 길이가 증가하면 두 대역 모두 공진주파수가 감소하는 것을 확인할 수 있다.
도 16에 도시된 바와 같이, s1_W2에 길이가 증가함으로써 2.4㎓ WLAN에서는 변화가 뚜렷하지 않고, 5㎓ WLAN 대역에서는 공진주파수와 반사손실 둘 다 감소 되는 것을 확인할 수 있다.
이러한 s1_W2의 길이를 이용하면 5㎓ WLAN 대역의 공진 주파수와 반사손실을 용이하게 조절할 수 있다.
다음, 도 17 및 표 10을 참조하여 n형 슬롯의 상단부 폭인 s2_W1의 변화에 따른 성능 변화 경향을 설명한다.
도 17은 s2_W1의 변화에 따른 성능변화 그래프이고, 표 10은 도 17에 도시된 s2_W1의 변화에 따른 두 WLAN 대역에서의 공진주파수와 반사손실 테이블이다.
s2_W1
[mm]		 Case_1
2.4㎓ WLAN 5㎓ WLAN
공진주파수 반사손실 공진주파수 반사손실
1.4 2440 ㎒ 21.2 ㏈ 5224 ㎒ 15.4 ㏈
1.5 2440 ㎒ 21.5 ㏈ 5232 ㎒ 15.3 ㏈
1.6 2440 ㎒ 21.8 ㏈ 5240 ㎒ 15.3 ㏈
표 10에 기재된 바와 같이, s2_W1의 길이가 증가하더라도, 2.4㎓ WLAN 대역에서는 공진주파수의 이동이 일어나지 않는 것을 확인할 수 있다.
그리고 5㎓ WLAN 대역에서는 s2_W1의 길이가 증가하면, 공진주파수가 증가하는 것을 확인할 수 있다.
도 17에 도시된 바와 같이, 안테나의 반사손실이나 공진주파수에는 큰 영향을 주지 않는다. 이를 통해, n형 슬롯의 상단부 폭이 5㎓ WLAN 대역에서 공진주파수를 결정하는데 영향이 작다는 것을 확인할 수 있다.
다음, 도 18 및 표 11을 참조하여 n형 슬롯의 양단부 폭인 s2_W2의 변화에 따른 성능 변화 경향을 설명한다.
도 18은 s2_W2의 변화에 따른 성능변화 그래프이고, 표 11은 도 18에 도시된 s2_W2의 변화에 따른 두 WLAN 대역에서의 공진주파수와 반사손실 테이블이다.
s2_W2
[mm]		 Case_1
2.4㎓ WLAN 5㎓ WLAN
공진주파수 반사손실 공진주파수 반사손실
1.4 2400 ㎒ 20.3 ㏈ 5232 ㎒ 15.3 ㏈
1.5 2416 ㎒ 20.8 ㏈ 5232 ㎒ 15.2 ㏈
1.6 2440 ㎒ 21.5 ㏈ 5232 ㎒ 15.3 ㏈
표 11에 기재된 바와 같이, s2_W2의 길이가 증가하더라도, 5㎓ WLAN 대역에서는 공진주파수의 이동이 일어나지 않는 것을 확인할 수 있다.
2.4㎓ WLAN 대역에서는 s2_W2의 길이가 증가하면, 공진주파수와 반사손실이 조금 증가하는 것을 확인할 수 있다.
이를 통해, n형 슬롯의 양단부 폭이 2.4㎓ WLAN 대역에서 공진주파수와 반사손실을 결정함을 확인할 수 있다.
이에 따라, s2_W2을 적절하게 결정하여 2.4㎓ WLAN 대역을 만족하도록 설정할 수 있다.
이와 같이, L1, s1_L, s2_L1, s2_L2, s1_W, s1_W1, s1_W2, s2_W1, s2_W2 파라미터들을 2.4㎓ WLAN 대역과 5㎓ WLAN 대역을 만족하도록 적절한 값으로 최적화하였다.
도 19 및 표 12를 참조해서 최적화된 케이스 1 안테나의 모의실험과 제작 후 측정한 결과를 비교해서 설명한다.
도 19는 최적화된 케이스 1 안테나의 모의실험과 측정 결과 비교 그래프이고, 표 12는 최적화된 케이스 1 안테나의 세부 파라미터 테이블이다.
파라미터 치수[mm] 파라미터 치수[mm] 파라미터 치수[mm]
A 40 S1_W 14 S2_W1 1.5
B 50 S1_W1 1.2 S2_W2 1.5
W1 3 S1_W2 0.5 h 1.6
L1 2 S2_L1 12 t 0.035
S1_L 25 S2_L2 17.5
도 19에 도시된 측정결과를 통해, 2.4㎓ WLAN 대역과 5㎓ WLAN 대역 모두 만족하는 반사손실을 가지는 것을 확인할 수 있고, 모의실험값과 비교하였을 때 5㎓ WLAN 대역에서 약 160㎒ 대역폭이 넓어진 것을 확인할 수 있다.
이와 같이, 케이스 1 안테나 설계시, 양 끝단이 개방된 L-형 모노폴 슬롯 구조를 기판 접지면의 모서리에 위치시켰다.
이러한 케이스 1 안테나의 여러 파라미터의 변화에 따른 성능 변화를 분석한 결과, 케이스 1 안테나는 2.4㎓, 5㎓ WLAN 대역에서 높은 효율과 이득을 가지는 것을 확인할 수 있었다.
이하에서는 케이스 1 안테나의 대칭구조를 이용하여 2.4㎓와 5㎓ WLAN 이중대역 MIMO 안테나를 설명한다.
(2) 케이스 2 안테나의 파라미터 변화에 따른 성능 변화 분석
케이스 2 안테나는 케이스 1 안테나를 기판의 양측 모서리에 배치함으로써, 대칭 구조의 MIMO 안테나를 용이하게 구현할 수 있다.
도 20은 케이스 2 안테나의 구성도이고, 표 13은 도 20에 도시된 케이스 2 안테나의 구조와 각 부분의 주요 파라미터 테이블이다.
도 20의 (a) 내지 (d)에는 각각 케이스 1 안테나의 평면도와 저면도, 도 20의 (b)에 도시된 n형 슬롯의 부분 확대도 및 D-D'선에 대한 단면도가 도시되어 있다.
파라미터 치수[mm] 파라미터 치수[mm] 파라미터 치수[mm]
A 40 S1_W 14 S2_W1 1.5
B 50 S1_W1 1.2 S2_W2 1.5
W1 3 S1_W2 0.5 h 1.6
L1 2 S2_L1 12 t 0.035
S1_L 25 S2_L2 17.5
도 21은 케이스 1의 기본 n 슬롯 안테나와 케이스 2의 MIMO 안테나의 반사손실을 비교한 그래프이고, 표 14는 케이스 2 안테나의 반사손실 테이블이다.
2.4㎓ WLAN 5㎓ WLAN
N slot ant 2416㎒ (21.0㏈) 5240㎒ (15.2㏈)
mimo ant 2440㎒ (16.3㏈) 5248㎒ (13.9㏈)
도 21에 도시된 바와 같이, MIMO 안테나를 구현하기 위해, 기본 n 슬롯 안테나를 x=0인 축을 기준으로 대칭 구조로 배치하였다.
여기서, 1포트의 반사손실 S11을 비교한 결과 5㎓ 대역에서 결과값이 나빠지는 것을 확인할 수 있다.
이와 같이 MIMO 안테나에서 결과가 나빠진 것으로 유추하였을 때, 안테나 간의 거리가 짧아 간섭이 발생한 것으로 판단할 수 있다.
이에 따라, 케이스 2 안테나를 기준으로 먼저 기판의 가로 사이즈인 A를 변화시키고 그에 따른 성능 변화를 분석한다.
도 22는 기판의 가로 사이즈 변화에 따른 S11 반사손실 그래프이고, 표 15는 도 22에 도시된 기판의 가로 사이즈 변화에 따른 두 대역에서의 공진주파수와 S11 반사손실 테이블이다.
A
[mm]		 Case_2
2.4㎓ WLAN 5㎓ WLAN
공진주파수 반사손실 공진주파수 반사손실
40 2408 ㎒ 20.7 ㏈ 5200 ㎒ 12.5 ㏈
50 2424 ㎒ 21.2 ㏈ 5232 ㎒ 19.6 ㏈
60 2440 ㎒ 16.3 ㏈ 5248 ㎒ 13.9 ㏈
표 15에 기재된 바와 같이, A가 증가하면 2.4㎓ WLAN 대역에서는 공진주파수는 증가하고, 반사손실은 증가하다가 오히려 안테나 간의 거리가 멀어져 다시 감소하는 것을 확인할 수 있다.
5㎓ WLAN 대역에서도 A가 증가하면 공진주파수가 증가하는 것을 확인할 수 있으며, 반사손실은 증가하다가 감소한다.
도 22에 도시된 바와 같이, A의 길이에 따라 5㎓ WLAN 대역에서 반사손실의 변화가 뚜렷한 것을 확인할 수 있다.
이를 통해, 기판의 가로 사이즈 A가 약 50mm인 경우, S11에서 가장 좋은 반사손실을 가지는 것을 확인할 수 있다.
S11이 만족하는 것과 같이 S21에서도 동일한 조건에서 설계 사양에 맞는 반사손실을 가지는지를 분석한다.
도 23은 기판의 가로 사이즈 변화에 따른 S21 반사손실 그래프이고, 표 16은 도 23에 도시된 기판의 가로 사이즈 변화에 따른 두 대역에서의 공진주파수와 S21 반사손실 테이블이다.
A
[mm]		 Case_2
2.4㎓ WLAN 5㎓ WLAN
공진주파수 반사손실 공진주파수 반사손실
40 2408 ㎒ 20.7 ㏈ 5200 ㎒ 12.5 ㏈
50 2424 ㎒ 21.2 ㏈ 5232 ㎒ 19.6 ㏈
60 2440 ㎒ 16.3 ㏈ 5248 ㎒ 13.9 ㏈
S21에서의 반사손실은 두 안테나 간의 격리도를 나타내는 수치로서, 반사손실이 감소할수록(절대값이 증가할수록) 좋은 격리도를 가지고 있다는 것이다.
표 16에 기재된 바와 같이, A가 증가하면 2.4㎓ WLAN 대역에서 공진주파수는 증가하고, 반사손실은 증가하다가 오히려 안테나 간의 거리가 멀어져 다시 감소하는 것을 확인할 수 있다.
5㎓ WLAN 대역에서도 A가 증가하면 공진주파수는 증가하는 것을 확인할 수 있으며, 반사손실은 증가하다가 감소한다.
도 23에서 A=40일 때, 5㎓ WLAN의 범위에서 -10㏈에 가깝게 가는 것을 확인할 수 있고, 격리도가 좋지 않다는 의미이다.
그러므로 기판의 가로 사이즈 A가 50mm 이상 일 때, 두 안테나 사이의 격리도가 증가하는 것을 확인할 수 있다.
즉, A의 길이가 안테나의 가로 사이즈를 나타내기 때문에 두 안테나 사이의 거리를 나타내는 파라미터 값이다. 따라서 두 안테나 사이의 거리가 멀어질수록 격리도가 좋아지는 것을 확인할 수 있다.
다음, S11과 S21을 모두 만족하는 반사손실의 공진주파수를 조절하기 위해, 여러 파라미터의 변화에 따른 성능 변화를 분석한 자료가 필요하므로, 케이스 2 안테나를 기준으로 L1, s1_L, s1_W2, s2_W1 파라미터의 변화에 따른 성능 변화를 분석한다.
먼저, 케이스 2 안테나의 파라미터 중 5㎓ WLAN 대역의 공진주파수의 변화가 예상되는 주 안테나의 길이를 변화시키기 위하여 L1의 길이를 조절한다.
도 24는 L1의 변화에 따른 S11 반사손실 그래프이고, 표 17은 도 24에 도시된 L1의 변화에 따른 두 대역에서의 공진주파수와 S11 반사손실 테이블이다.
L1
[mm]		 Case_2
2.4㎓ WLAN 5㎓ WLAN
공진주파수 반사손실 공진주파수 반사손실
1.5 2424 ㎒ 22.4 ㏈ 5216 ㎒ 25.6 ㏈
2 2424 ㎒ 21.2 ㏈ 5232 ㎒ 19.3 ㏈
3 2424 ㎒ 19.0 ㏈ 5624 ㎒ 23.0 ㏈
표 17에 기재된 바와 같이, L1이 증가하면 2.4㎓ WLAN 대역에서는 공진주파수의 이동이 일어나지 않으며 반사손실 값이 감소하는 것을 확인할 수 있다.
5㎓ WLAN 대역에서는 L1이 증가하면 공진주파수가 증가하는 것을 확인할 수 있다.
이를 통해, 안테나의 길이 L1이 5㎓ WLAN 대역에서 공진주파수를 결정함을 확인할 수 있다.
이러한 L1을 적절하게 결정하여 5㎓ WLAN 대역을 만족하도록 설정한다.
도 24에서 상기의 케이스 1 안테나의 S11과 유사한 것을 볼 수 있다. 즉, 안테나를 대칭으로 설계함에 따라, S11는 큰 변화가 없는 것을 확인할 수 있다.
도 25는 L1의 변화에 따른 S21 반사손실 그래프이고, 표 18은 도 25에 도시된 L1의 변화에 따른 두 대역에서의 공진주파수와 S21 반사손실 테이블이다.
L1
[mm]		 Case_2
2.4㎓ WLAN 5㎓ WLAN
공진주파수 반사손실 공진주파수 반사손실
1.5 2488 ㎒ 18.2 ㏈ 5136 ㎒ 14.7 ㏈
2 2488 ㎒ 18.3 ㏈ 5128 ㎒ 14.8 ㏈
3 2480 ㎒ 18.3 ㏈ 5120 ㎒ 15.5 ㏈
표 18에 기재된 바와 같이, L1의 길이가 증가하면 두 대역 모두 큰 변화가 없다는 것을 알 수 있다.
반사손실은 5㎓ WLAN 대역에서 증가하면서, 격리도가 좋아지는 것을 확인할 수 있다. 즉, S21은 5㎓ WLAN 대역에서 격리도를 나타내는 반사손실을 조절하고, S11에서도 5㎓ WLAN 대역에서 반사손실을 조절한다. 이에 따라, 두 파라미터의 반사손실을 고려하여 적절한 L1의 길이를 결정하면, 5㎓ WLAN 대역에서의 반사손실을 조절할 수 있다.
이러한 과정을 통해 확인한 L1의 안테나 길이를 적절하게 조절하여 S11과 S21에 모두 만족하는 5㎓ WLAN 대역을 공진주파수에 맞게 조절할 수 있음을 확인하였다.
다음, 도 26 및 표 19를 참조해서 L형 슬롯의 길이로 L형 슬롯의 위치를 결정하는 s1_L의 변화에 따른 성능 변화 경향을 설명한다.
도 26은 s1_L의 변화에 따른 S11 반사손실 그래프이고, 표 19는 도 26에 도시된 s1_L의 변화에 따른 두 대역에서의 공진주파수와 S11 반사손실 테이블이다.
s1_L
[mm]		 Case_2
2.4㎓ WLAN 5㎓ WLAN
공진주파수 반사손실 공진주파수 반사손실
24 2448 ㎒ 18.4 ㏈ 5704 ㎒ 22.1 ㏈
25 2424 ㎒ 21.2 ㏈ 5232 ㎒ 19.6 ㏈
26 2400 ㎒ 25.3 ㏈ 5136 ㎒ 35.6 ㏈
표 19에 기재된 바와 같이, s1_L의 길이가 증가하면 두 대역 모두 공진주파수가 감소하고, 5㎓ WLAN 대역의 대역폭이 변하는 것을 확인할 수 있다. 그리고 두 대역에서 모두 반사손실의 변화도 크다.
도 26에 도시된 바와 같이, 5㎓ WLAN 대역에서 반사손실의 변화가 많은 것을 확인할 수 있다. 이에 따라, s1_L를 이용하면 두 대역의 공진 주파수와 반사손실을 용이할 것으로 조절할 수 있다.
다음, 도 27 및 표 20을 참조하여 s1_L의 변화에 따른 S21 반사손실 변화 경향을 설명한다.
도 27은 s1_L의 변화에 따른 S21 반사손실 그래프이고, 표 20은 도 27에 도시된 s1_L의 변화에 따른 두 대역에서의 공진주파수와 S21 반사손실 테이블이다.
s1_L
[mm]		 Case_2
2.4㎓ WLAN 5㎓ WLAN
공진주파수 반사손실 공진주파수 반사손실
24 2488 ㎒ 16.6 ㏈ 5232 ㎒ 14.6 ㏈
25 2488 ㎒ 18.3 ㏈ 5128 ㎒ 14.8 ㏈
26 2480 ㎒ 20.3 ㏈ 5048 ㎒ 15.2 ㏈
표 20에 기재된 바와 같이, s1_L의 길이가 증가하면 5㎓ WLAN 대역에서 공진주파수가 감소하는 것을 확인할 수 있다.
2.4㎓ WLAN 대역은 공진주파수는 일정하고, 반사손실이 좋아지는 것을 확인 할 수 있다.
도 27에 도시된 바와 같이, 두 대역에서의 반사손실의 변화가 있는 것을 확인할 수 있다. 즉, s1_L이 감소할수록 2.4㎓ WLAN 대역에서는 반사손실이 전체적으로 감소하고, 5㎓ WLAN 대역에서는 공진주파수 주변의 반사손실이 감소한다. 이에 따라, s1_L를 이용하면 5㎓ WLAN 대역 주파수를 적절히 조절할 수 있고, 두 대역에서 좋은 격리도를 얻을 수 있다.
상기한 바와 같이, s1_L의 슬롯의 길이를 조절해서 S11과 S21 모두를 만족하는 공진주파수와 반사손실에 맞게 조절할 수 있음을 확인할 수 있다.
다음, 도 28 및 표 21을 참조해서 L형 슬롯의 하단부 폭인 s1_W2의 변화에 따른 S21 성능 변화 경향을 설명한다.
이하에서 S11은 대칭 구조인 안테나의 구조상 케이스 1 안테나와 유사함에 따라, 중복되는 설명을 생략하기로 한다.
도 28은 s1_W2의 변화에 따른 S21 반사손실 그래프이고, 표 21은 도 28에 도시된 s1_W2의 변화에 따른 두 대역에서의 공진주파수와 S21 반사손실 테이블이다.
s1_W2
[mm]		 Case_2
2.4㎓ WLAN 5㎓ WLAN
공진주파수 반사손실 공진주파수 반사손실
0.5 2488 ㎒ 18.3 ㏈ 5128 ㎒ 14.8 ㏈
1 2464 ㎒ 21.5 ㏈ 4984 ㎒ 15.6 ㏈
1.5 2288 ㎒ 23.7 ㏈ 4896 ㎒ 16.1 ㏈
표 21에 기재된 바와 같이, s1_W2이 증가하면 두 대역 모두 공진주파수가 감소하는 것을 확인할 수 있다. 특히, 5㎓ WLAN 대역에서 감소 폭이 크다.
도 28에 도시된 바와 같이, 2.4㎓ WLAN 대역에서 반사손실이 약 -18 내지 -23㏈ 정도로 변화하고, 5㎓ WLAN 대역에서도 감소하는 것을 확인할 수 있다.
이에 따라, s1_W을 적절하게 결정하여 S21에서 5㎓ WLAN 대역에서 적절한 공진주파수를 맞출 수 있고, 2.4㎓ WLAN 대역에서의 좋은 격리도를 맞출 수 있다.
다음, 도 29 및 표 22를 참조하여 n형 슬롯의 상단부 폭인 s2_W1의 변화에 따른 S21 성능 변화 경향을 설명한다.
도 29는 s2_W1의 변화에 따른 S21 반사손실 그래프이고, 표 22는 도 29에 도시된 s2_W1의 변화에 따른 두 대역에서의 공진주파수와 S21 반사손실 테이블이다.
s2_W1
[mm]		 Case_2
2.4㎓ WLAN 5㎓ WLAN
공진주파수 반사손실 공진주파수 반사손실
0.5 2088 ㎒ 14.7 ㏈ 5192 ㎒ 15.9 ㏈
1 2312 ㎒ 17.1 ㏈ 5152 ㎒ 15.2 ㏈
1.5 2488 ㎒ 18.3 ㏈ 5128 ㎒ 14.8 ㏈
표 22에 기재된 바와 같이, s2_W1이 증가하면 5㎓ WLAN 대역에서는 공진주파수의 이동이 일어나지 않으며, 반사손실 값도 거의 변화가 없는 것을 확인할 수 있다. 2.4㎓ WLAN 대역에서는 s2_W1이 감소하면 공진주파수가 감소하면서, 반사손실을 감소시킨다.
도 29에 도시된 바와 같이, 2.4㎓ WLAN 대역에서의 많은 변화를 확인할 수 있다. 즉, s2_W1의 길이가 감소하면서 격리도가 나빠진다는 것을 의미한다.
따라서 n형 슬롯의 상단부 폭이 2.4㎓ WLAN 대역에서 공진주파수와 격리도를 결정함을 확인할 수 있다. 이에 따라, s2_W1을 적절하게 결정하여 2.4㎓ WLAN 대역을 만족하도록 설정할 수 있다.
이와 같이, L1, s1_L, s2_L1, s2_L2, s1_W, s1_W1, s1_W2, s2_W1, s2_W2 파라미터들을 2.4㎓ WLAN 대역과 5㎓ WLAN 대역을 만족하도록 적절한 값으로 최적화할 수 있다.
도 30 및 도 31은 최적화된 안테나의 모의실험과 제작 후 측정한 결과 비교 그래프이다.
도 30에는 최적화된 안테나의 모의실험과 제작 후 측정결과 S11 비교 그래프가 도시되어 있고, 도 31에는 최적화된 안테나의 모의실험과 제작후 측정결과 S21 비교 그래프가 도시되어 있다.
WLAN 대역인 2.4㎓ WLAN와 5㎓ WLAN 대역에서 두 결과 모두 반사손실이 목표했던 -10㏈이하로 떨어지는 것을 확인할 수 있다.
특히, 모의실험(Simulated) 결과보다 제작 후 측정한(Measured) 결과에서 파형이 양쪽으로 약간씩 옮겨진 것을 볼 수 있다.
그리고 2.4㎓ WLAN 대역에서는 반사손실이 5㏈ 정도 감소된 것을 확인할 수 있으나, 5.5㎓ WLAN 대역에서는 공진주파수가 오히려 5.5㎓로 이동하면서 대역폭도 더 넓어지고 충분한 반사손실을 가진다.
따라서 측정결과가 모의실험 결과를 충족하는 그래프라는 것을 알 수 있다.
한편, S21은 반사손실의 ㏈값을 통해서 격리도를 가늠할 수 있는 수치이므로, -10㏈ 이하로 떨어져야 한다.
도 31에 도시된 바와 같이, 전체적으로 -10㏈ 이하가 되는 것을 볼 수 있고, 또한 설계한 WLAN 주파수 대역인 2.4㎓와 5.5㎓ 대역에서 -10㏈ 이하에서 분포함에 따라, MIMO 안테나에서 두 안테나 사이의 충분한 격리도를 가지는 것을 확인할 수 있다.
(3) 파라미터가 최적화된 안테나의 제조
도 32는 모의실험에 사용된 최적화된 안테나의 구성도이고, 도 33은 실제 제작된 최적화된 안테나의 구성도이다.
도 32 및 도 33의 (a)에는 각 안테나의 평면도가 도시되어 있고, (b)에는 각 안테나의 저면도가 도시되어 있다.
그리고 표 23은 최적화된 안테나의 세부 파라미터 테이블이다.
파라미터 치수[mm] 파라미터 치수[mm] 파라미터 치수[mm]
A 50 S1_W 14 S2_W1 1.5
B 50 S1_W1 1.2 S2_W2 1.5
W1 3 S1_W2 0.5 h 1.6
L1 2 S2_L1 12 t 0.035
S1_L 25 S2_L2 17.5
3장. 측정 및 결과 분석
도 34는 최적화된 안테나의 모의실험과 제작 후 측정된 S11 반사손실 그래프이고, 도 35는 최적화된 안테나의 모의실험과 제작 후 측정된 S21 반사손실 그래프이다.
그리고 표 24는 도 34에 도시된 최적화된 안테나의 모의실험과 제작 후 측정된 S11 반사손실 테이블이다.
최적화된 안테나 S11
모의실험 제작
10㏈
대역폭		 2351 ~ 2590 ㎐ 2280 ~ 2580 ㎐
5082 ~ 5885 ㎐ 5130 ~ 6000 ㎐
S21은 두 안테나 사이의 격리도를 알 수 있는 척도로써, 도 35에 도시된 바와 같이, 모의실험(Simulated)과 제작 후 측정한(Measured) 결과 모두 -10㏈보다 낮은 S21 값을 가지는 것을 확인할 수 있다.
그리고 모의실험보다 제작 후 측정한 결과에서 더 좋은 격리도를 가지는 것을 확인할 수 있다.
(2) 표면 전류분포 결과
도 36 및 도 37은 케이스 1 안테나의 2.4㎓와 5.5㎓ 대역 표면 전류분포 그래프이다.
도 38 및 도 39는 케이스 2 안테나의 2.4㎓ 대역 표면 전류분포 그래프이다.
도 38과 도 39에는 각각 2.4㎓ 대역에서 port1, 2의 표면 전류분포가 도시되어 있다.
즉, 도 36과 같은 전류 흐름을 가지는 것을 확인할 수 있다.
그리고 port1에 인가된 전류는 port2의 안테나에 전류 분포에 영향을 주지 않는 것을 확인할 수 있다. 또한, port2의 경우에도 port1에 영향을 주지 않으므로, 두 안테나 사이의 격리도가 좋다는 것을 확인할 수 있다.
도 40 및 도 41은 케이스 2 안테나의 5.5㎓ 대역 표면 전류분포 그래프이다.
도 40과 도 41에는 각각 5.5㎓ 대역에서 port1, 2의 표면 전류분포가 도시되어 있다.
도 40 및 도 41은 도 38과 비교하면, 같은 전류 흐름을 가지는 것을 확인할 수 있고, port1에 인가된 전류는 port2의 안테나의 영향을 주지 않는다.
따라서 port2의 전류분포도 port1의 안테나에 영향을 주지 않으므로, 두 안테나 사이에 격리도가 좋다는 것을 알 수 있다.
(3) 3D 방사패턴
다음, 도 42를 참조하여 모의실험과 제작물의 방사패턴을 설명한다.
도 42는 방사패턴 측정에 사용된 3D 챔버의 구성도이다.
도 42에는 방사패턴 측정에 사용된 3D 무반사 챔버의 내부 구조가 도시되어 있다.
여기서, 방사패턴은 사용대역(WLAN 대역 2.4~2.484㎓, 5.15~5.825㎓)의 중심주파수를 기준으로 측정하고, 신뢰성이 인증된 안테나 방사측정 시스템(OTA)을 사용하였다.
측정방법은 제조된 안테나를 턴테이블 위 ㄱ자 모양의 암(Arm)에 고정하고, 전력을 인가한 후 챔버의 한쪽 벽면에 설치된 기준 안테나에서 수신된 전력을 측정한다.
여기서, 턴테이블은 3D의 φ각도이므로, 0°에서 360°까지 회전하고, 턴테이블 위에 ㄱ자 모양으로 세워져 있는 제작물을 고정시키는 암(Arm)은 θ를 담당하고 180°까지 회전하면서 안테나의 3D 방사패턴을 측정한다.
이러한 방식으로 측정된 각도별 방사세기를 도식화한 것이 방사패턴이다.
도 43 및 도 44는 각각 모의실험과 제작물의 2.4㎓ 대역 3D 방사패턴이다.
도 43과 도 44에는 2.4㎓ 대역의 중심주파수인 2.45㎓에서 측정한 모의실험과 제작물의 3D 방사패턴이 도시되어 있다.
도 43에 도시된 바와 같이 모의실험 결과는 사과 모양과 유사한 방사패턴을 보이나, 도 44에 도시된 바와 같이 제작물의 3D 방사패턴에는 굴곡이 생긴 것을 확인할 수 있다.
이에 따라, 제작물의 효율은 모의실험 결과의 효율 96%에서 69%로 낮아지나, 이득은 모의실험 결과의 이득 2.668㏈i에서 5.66㏈i로 증가한 것을 확인할 수 있다.
다음, 도 45와 도 46을 참조하여 5㎓ 대역의 방사패턴을 설명한다.
도 45와 도 46은 각각 모의실험과 제작물의 5㎓ 대역 3D 방사패턴이다.
도 45와 도 46에는 5㎓ 대역의 중심주파수인 5.5㎓에서 측정한 모의실험과 제작물의 3D 방사패턴이 도시되어 있다.
5㎓의 경우, 상기의 측정장비인 챔버가 0 내지 5㎓ 사이에서만 측정 가능함에 따라, 효율과 이득을 측정할 수 없었다.
다만, 도 45와 도 46을 비교하면, 제작물의 측정결과는 모의실험 결과와 상이함을 확인할 수 있다.
여기서, 모의실험 결과의 효율은 92%이고, 이득은 3.733㏈i이다.
도 45에서는 xy 평면을 기준으로 z 방향으로 최대 방사가 일어남을 확인할 수 있다.
(4) 2D 방사패턴
도 47 내지 도 49는 각각 2.4㎓ WLAN 대역에서 X-Y, X-Z, Y-Z 평면의 2D 방사패턴이다.
도 47 내지 도 49에 도시된 바와 같이, 각 평면의 방사패턴은 모두 모의실험 결과와 제작물 측정 결과가 유사하다는 것을 확인할 수 있다.
그리고 X-Z 평면에서는 대체적으로 등방성 구조가 나타나고, Y-Z 평면에서도 등방성 구조가 나타나는 것을 확인할 수 있다.
도 50 내지 도 52는 각각 5㎓ WLAN 대역에서 X-Y, X-Z, Y-Z 평면의 2D 방사패턴이다.
도 50 내지 도 52에 도시된 바와 같이, X-Z 평면에서는 등방성 구조가 나타나고, Y-Z 평면에서도 대체적으로 등방성 구조가 나타나는 것을 확인할 수 있다.
챔버로 측정시 5° 간격으로 측정함에 따라, 제작물 측정결과의 2D 방사패턴이 매끄럽지 않고 모의실험 결과에 비해 균일하지 않게 측정된 것으로 판단할 수 있다.
(5) 상관계수
MIMO 안테나의 전체 효율은 아래의 수학식 5를 이용해서 산출할 수 있다.
Figure 112016073582871-pat00012
수학식 5를 이용해서 효율을 산출해보면, 도 43과 같이 설계하고자 하는 WLAN 대역에서 80% 이상의 높은 효율을 가지는 것을 확인할 수 있다.
상관계수(Envelope Correlation Coefficient, ECC)는 MIMO 안테나의 성능을 평가할 수 있는 중요한 파라미터이다.
이러한 상관계수를 근사화하면 아래의 수학식 6 및 수학식 7과 같다.
Figure 112016073582871-pat00013
Figure 112016073582871-pat00014
여기서, m,n은 안테나 포트의 번호를 나타내고, XPR은 교차 편파 전력비를 나타내는 값으로, 수신된 θ,φ방향으로 입사된 입사파의 평균전력비를 나타낸 것이다. Eθ,m과 Eφ,n은 안테나 배치에 따른 위상차를 포함하는 전계패턴에 대한 θ와 φ성분의 복소수 표현이다.
이와 같은 복잡한 계산 과정을 균일한 다중경로 환경을 가정하면, 측정된 산란 파라미터로부터 상관계수를 근사화하여 아래의 수학식 8과 같이 구할 수 있다.
Figure 112016073582871-pat00015
본 발명에서는 두 안테나를 완벽한 대칭으로 설계함에 따라, S11=S22, S12=S21이다.
그리하여 수학식 8을 아래의 수학식 9와 같이 간단하게 표현할 수 있다.
Figure 112016073582871-pat00016
수학식 9는 무손실 안테나의 경우, 기지국에서는 0.7 이하, 휴대 단말기에서는 0.5 이하를 만족하여야 한다.
도 53 및 도 54는 본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 MIMO 안테나의 전체 효율 그래프이고, 도 55는 MIMO 안테나의 상관계수 그래프이다.
도 53과 도 54에는 각각 5㎓ WLAN 대역과 2.4㎓ WLAN 대역에서 안테나의 전체 효율 그래프가 도시되어 있고, 도 55에는 수학식 9를 이용해서 계산된 상관계수 그래프가 도시되어 있다.
도 55에 도시된 바와 같이, WLAN 대역에서 거의 0에 가까운 매우 작은 값을 가지는 것을 확인할 수 있다.
4장. 결론
본 발명에서는 MIMO 안테나를 WLAN 대역에서 사용 가능하도록 설계하고 제조 및 측정하였다.
즉, 본 발명은 MIMO 안테나를 설계하기 위해서 역 L 형상의 측면이 개방된 L형 슬롯에 n형 슬롯을 추가하여 마이크로스트립으로 급전된 안테나를 서로 대칭으로 배치해서 두 개의 안테나가 동일한 성능을 내도록 하고, 두 안테나 간에 커플링을 최소화하기 위해서 일정 거리만큼 거리를 이격시킨다.
이와 같은 과정을 통해 제조된 MIMO 안테나의 반사계수는 2.4㎓ WLAN 대역인 2400 내지 2484Hz와 5㎓ WLAN 대역인 5150 내지 5825Hz에서 약 20㏈ 정도로 측정됨에 따라, 설계시 예상했던 반사손실인 -10㏈을 충분히 만족시킬 수 있다.
MIMO 안테나에서 안테나 사이의 격리도(S21)는 WLAN 대역에서 약 -15㏈ 정도로 측정됨에 따라, 설계시 예상했던 -10㏈ 이하로 떨어졌다.
또한, 표면 전류분포는 서로 영향을 거의 주지 않는 것을 확인할 수 있으므로, 안테나 사이에 거리가 적당히 떨어져 있다고 할 수 있다.
그러므로 서로 영향을 주지 않고 각자의 성능을 내는 MIMO 안테나 설계를 만족하였다.
이러한 MIMO 안테나의 성능을 나타내는 상관계수에서도 WLAN 대역에서 0에 근접한 결과가 나오면서 안테나 성능이 양호하다는 것을 확인할 수 있다.
또한, 효율을 나타내는 방사패턴이 설계과정에서 시뮬레이션한 3D 방사패턴 모양보다 실제 안테나를 제작하여 챔버를 이용해서 직접 측정한 3D 방사패턴 모양이 매끄럽지 못하고, 효율도 약 25% 떨어진 수치인 69% 정도이나, 안테나로써는 양호한 방사 효율을 가진다.
또한, MIMO 안테나에서 사용된 대칭구조를 이용해서 두 개의 안테나를 서로 간의 간섭 없이 기존 안테나 성능의 두 배 이상의 성능을 가질 수 있다.
이에 따라, 본 발명은 증가하는 데이터 사용량을 충족시킬 수 있는 MIMO 시스템에 적용할 수 있으며, 인쇄형 안테나로써 다양한 기판에 적용하여 유용하게 쓰일 수 있다.
이상 본 발명자에 의해서 이루어진 발명을 상기 실시 예에 따라 구체적으로 설명하였지만, 본 발명은 상기 실시 예에 한정되는 것은 아니고, 그 요지를 이탈하지 않는 범위에서 여러 가지로 변경 가능한 것은 물론이다.
본 발명은 L형 슬롯과 n형 슬롯을 서로 대칭 구조로 배치하여 WLAN 이중 대역 MIMO 안테나를 설계 및 제조해서 높은 전송 속도와 효율로 대용량 데이터를 전송하는 안테나 기술에 적용된다.

Claims (10)

  1. 측면이 개방되고 기판 접지면의 일측 모서리에 대칭 구조로 형성되는 L형 슬롯,
    상기 L형 슬롯과 상기 기판 접지면의 일측 모서리 사이에 형성되는 n형 슬롯 및
    기판 도체면에 형성되고 비아를 통해 상기 L형 및 n형 슬롯과 전기적으로 연결되는 마이크로스트립 급전선로를 포함하는 두 개의 안테나가 상기 기판에 대칭 구조로 배치되며,
    상기 L형 슬롯은 5㎓ WLAN 대역에서 공진을 발생하고,
    상기 n형 슬롯은 2.4㎓ WLAN 대역에서 공진을 발생하여 WLAN 이중 대역 MIMO 안테나로 마련되며,
    상기 5㎓ WLAN 대역의 공진주파수는 각 안테나 길이(L1), 상기 L형 슬롯의 길이(s1_L), 상기 n형 슬롯의 전체 폭(s2_L1), 상기 n형 슬롯의 길이(s2_L2), 상기 L형 슬롯의 전체 폭(s1_W), 상기 L형 슬롯의 하단부 폭(s1_W2), 상기 n형 슬롯의 상단부 폭(s2_W1)에 의해 결정되고,
    상기 5㎓ WLAN 대역의 반사손실은 각 안테나의 길이(L1), 상기 n형 슬롯의 전체 폭(s2_L1), 상기 n형 슬롯의 길이(s2_L2), 상기 L형 슬롯의 상단부 폭(s1_W1), 상기 L형 슬롯의 하단부 폭(s1_W2)에 의해 결정되며,
    상기 2.4㎓ WLAN 대역의 공진주파수는 상기 L형 슬롯의 길이(s1_L), 상기 n형 슬롯의 전체 폭(s2_L1), 상기 n형 슬롯의 길이(s2_L2), 상기 L형 슬롯의 하단부 폭(s1_W2), 상기 n형 슬롯의 양단부 폭(s2_W2)에 의해 결정되고,
    상기 2.4㎓ WLAN 대역의 반사손실은 각 안테나의 길이(L1), 상기 L형 슬롯의 길이(s1_L), 상기 n형 슬롯의 양단부 폭(s2_W2)에 의해 결정되며,
    상기 기판의 가로 길이는 상기 2.4㎓ WLAN 대역과 5㎓ WLAN 대역의 공진주파수와 반사손실을 결정하고,
    상기 두 안테나 사이의 격리도를 높이도록 50㎜ 이상으로 설정되는 것을 특징으로 하는 L형 슬롯을 이용한 WLAN 대역 MIMO 안테나.
  2. 삭제
  3. 삭제
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  6. 삭제
  7. 삭제
  8. 제1항에 있어서,
    상기 두 안테나는 각 안테나에 연결된 제1 및 제2 포트에 인가된 전류를 측정한 표면 전류분포에서 간섭 발생을 방지하도록, 미리 설정된 간격만큼 이격되어 배치되는 것을 특징으로 하는 L형 슬롯을 이용한 WLAN 대역 MIMO 안테나.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 MIMO 안테나의 3D 방사패턴은 xy 평면을 기준으로 z 방향으로 최대 방사가 발생하고,
    상기 2.4㎓ WLAN 대역과 5㎓ WLAN 대역에서 상기 MIMO 안테나의 2D 방사패턴은 X-Y, X-Z, Y-Z 평면에서 등방성 구조를 가지는 것을 특징으로 하는 L형 슬롯을 이용한 WLAN 대역 MIMO 안테나.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 MIMO 안테나의 상관계수(ρe)는 대칭 구조로 배치된 상기 두 안테나의 구조에 의해 근사화된 수학식 1에 의해 산출되고,
    WLAN 대역에서 0에 근접한 값을 갖는 것을 특징으로 하는 L형 슬롯을 이용한 WLAN 대역 MIMO 안테나.
    Figure 112017088005115-pat00017
    ........[수학식 1]
    여기서, S11=S22, S12=S21.
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