CN108987946B - 基于基片集成波导的缝隙阵列天线及其功分网络 - Google Patents

Abstract

本申请公开一种基于基片集成波导的缝隙阵列天线及其功分网络，该缝隙阵列天线包括：基片集成波导阵面，包括依序布设的多个基片集成波导和布设于基片集成波导上的缝隙阵列；功分网络单元，位于基片集成波导阵面后方；功分网络单元中功分网络的输出端与各个基片集成波导相接实现对基片集成波导的馈电；和差网络单元，位于功分网络单元后方；和差网络单元包括工作于W波段的和差网络，和差网络与功分网络相接。本申请缝隙阵列天线中的基片集成波导阵面、功分网络单元、和差网络单元为分层立体结构，实现结构紧凑及天线的小型化和低剖面要求，且，本申请缝隙阵列天线工作于W波段，频率高，可实现窄波束和低副瓣，能提供极高的精度和良好的分辨力。

Description

基于基片集成波导的缝隙阵列天线及其功分网络

技术领域

本申请属于天线技术领域，具体涉及一种基于基片集成波导的缝隙阵列天线和应用于所述缝隙阵列天线的功分网络。

背景技术

天线是无线通信系统的重要组成部分，随着社会的进步和技术的发展，对于实现电子系统高性能、小型化的需求日益迫切。阵列天线在通信、导航、雷达、探测等诸多领域的电子系统里面有着广泛的应用，能够实现高性能，小型化的阵列天线结构必然能带来良好的经济效益和社会效益。

基片集成波导(Substrate Integrated Waveguide，SIW)是一种可以集成于介质基片中的新型导波结构，这种结构在介质基片中按一定间隔排列多个金属化通孔成为波导光滑侧壁的替代结构，从而与上下表面金属围成一个准封闭的导波结构，保持了金属波导的低插入损耗、低辐射、高功率容量等特点。基片集成波导已经被成功地用于设计多种微波结构，如基片集成波导天线、滤波器、双工器、功分器等。

之前已有相关技术公开了利用基片集成波导技术设计毫米波阵列的方案，然而，目前基于基片集成波导且能够支持W波段(75GHz至110GHz)的圆口径阵列天线的应用却很难实现。

发明内容

鉴于以上相关技术的缺失，本申请的目的在于公开一种基于基片集成波导的缝隙阵列天线及其功分网络，用于解决相关技术难实现支持W波段的圆口径阵列天线的问题。

为实现上述目的及其他目的，本申请一方面公开一种基于基片集成波导的缝隙阵列天线，包括：基片集成波导阵面，包括依序布设的多个基片集成波导和布设于所述基片集成波导上的缝隙阵列；功分网络单元，位于所述基片集成波导阵面后方；所述功分网络单元中功分网络的输出端与各个所述基片集成波导相接实现对所述基片集成波导的馈电；和差网络单元，位于所述功分网络单元后方；所述和差网络单元包括工作于W波段的和差网络，所述和差网络与功分网络相接。

在本申请的某些实施方式中，所述基片集成波导阵面为圆形阵面；在所述基片集成波导阵面中，在第一方向上，所述多个基片集成波导等间距布设，在第二方向上，所述多个基片集成波导的两端朝向中心轴逐渐变长，且所述多个基片集成波导相对于中心轴呈对称设置；在每一个基片集成波导上，等间距布设有多个缝隙以形成一排缝隙阵列；每一个基片集成波导上的多个缝隙相对于中心轴的垂轴呈对称设置。

在本申请的某些实施方式中，所述基片集成波导阵面的直径为100毫米，在所述基片集成波导阵面中，俯仰向等间距地放置32个基片集成波导，邻近中心轴的基片集成波导布设有36个缝隙。

在本申请的某些实施方式中，所述基片集成波导的宽度为2毫米，厚度为0.508毫米，相邻两个基片集成波导的中心间距为3毫米，其中，相邻两个基片集成波导之间通过1毫米宽的金属条隔开。

在本申请的某些实施方式中，所述缝隙为矩形缝隙，同一个基片集成波导中相邻两个缝隙的间距为λ_g毫米，λ_g为基片集成波导的波导波长。

在本申请的某些实施方式中，同一个基片集成波导中与所述功分网络单元中功分网络相连的馈电端口的同一侧的各个缝隙的偏置方向相同，同一个基片集成波导中与所述功分网络单元中功分网络相连的馈电端口的相对两侧的缝隙的偏置方向相反。

在本申请的某些实施方式中，基于缝隙的等效电导与缝隙的长度、宽度以及偏置相关，通过数值仿真提取缝隙中包括长度、宽度以及偏置的各项几何参数，进而拟合得到缝隙的几何参数。

在本申请的某些实施方式中，所述功分网络单元包括四个功分网络，分别对应于所述基片集成波导阵面的四个子阵，且，每一个功分网络通过波导H-T功分器级联而成。

在本申请的某些实施方式中，所述功分网络为包括初级馈电网络和次级馈电网络的双层结构，其中，所述初级馈电网络与所述次级馈电网络通过一直立波导连接，所述初级馈电网络的馈电输出端口对应于所述基片集成波导阵面上确定的馈电端口。

在本申请的某些实施方式中，所述初级馈电网络中波导H-T功分器的走向与所述次级馈电网络中波导H-T功分器的走向相反。

在本申请的某些实施方式中，所述和差网络包括通过弯波导连接的四个和差比较器，所述和差网络包括和端口、俯仰差端口、方位差端口、负载端口、以及四个输出端口，所述四个输出端口分别与所述四个功分网络相接。

本申请另一方面公开一种应用于基于基片集成波导的缝隙阵列天线的功分网络，在所述基于基片集成波导的缝隙阵列天线中，设有基片集成波导阵面，所述基片集成波导阵面包括依序布设的多个基片集成波导和布设于所述基片集成波导上的缝隙阵列，所述功分网络包括分层的初级馈电网络和次级馈电网络，所述初级馈电网络与所述次级馈电网络通过一直立波导连接，所述初级馈电网络的馈电输出端口对应于所述基片集成波导阵面上确定的馈电端口。

在本申请的某些实施方式中，所述功分网络通过波导H-T功分器级联而成。

在本申请的某些实施方式中，所述初级馈电网络中波导H-T功分器的走向与所述次级馈电网络中波导H-T功分器的走向相反。

如上所述，本申请的基于基片集成波导的缝隙阵列天线，具有以下有益效果：

本申请缝隙阵列天线是基于基片集成波导的，基片集成波导可在印刷电路板上制作，这种波导结构加工容易且成本较低。

本申请缝隙阵列天线为圆口径天线，基片集成波导阵面、功分网络单元、和差网络单元为分层立体结构，功分网络单元采用双层结构，实现结构紧凑及天线的小型化、低剖面要求，机械强度高，降低了加工难度和成本。

本申请缝隙阵列天线工作于W波段，频率高，可实现窄波束和低副瓣，能提供极高的精度和良好的分辨力。

附图说明

图1显示为本申请基于基片集成波导的缝隙阵列天线在某些实施例中的分解示意图。

图2显示为一种应用于谐振式缝隙阵列天线的基于基片集成波导的驻波阵。

图3显示为基片集成波导阵面中缝隙阵列的示意图。

图4显示为基片集成波导的宽边上开设纵缝的等效电路。

图5显示为数值仿真方法中建立的小阵模型。

图6显示为缝隙的谐振缝长与偏置的关系。

图7显示为谐振时电导与偏置的关系。

图8显示为终端缝隙的模型。

图9显示为方位向泰勒分布及方向图。

图10显示为俯仰向泰勒分布及方向图。

图11显示为缝隙阵列的辐射功率分布。

图12显示为基片集成波导阵面中缝隙阵列的模型。

图13显示为在某些实施例中波导H-T功分器的结构示意图。

图14显示为某一个功分网络的模型。

图15显示了直立波导的模型。

图16显示为图15中直立波导的回波损耗与插损的仿真结果

图17显示为功分网络进行参数优化后的仿真结果。

图18显示为将基片集成波导阵面及其上的缝隙阵列划分为四个子阵的示意图。

图19显示为在和差网络的模型。

图20显示为图19所示的和差网络中某一和差比较器的结构示意图。

图21显示为和差网络进行仿真得到的传输系统的示意图。

图22显示为和差网络进行仿真得到的相位差的示意图。

图23显示为和差网络进行仿真得到的回波损耗的示意图。

图24显示为缝隙阵列在理想激励下得到的93GHz的E面和H面的方向图。

具体实施方式

以下由特定的具体实施例说明本申请的实施方式，熟悉此技术的人士可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本申请的其他优点及功效。

在下述描述中，参考附图，附图描述了本申请的若干实施例。应当理解，还可使用其他实施例，并且可以在不背离本公开的精神和范围的情况下进行组成以及操作上的改变。下面的详细描述不应该被认为是限制性的，并且本申请的实施例的范围仅由本申请的专利的权利要求书所限定。这里使用的术语仅是为了描述特定实施例，而并非旨在限制本申请。

虽然在一些实例中术语第一、第二等在本文中用来描述各种元素，但是这些元素不应当被这些术语限制。这些术语仅用来将一个元素与另一个元素进行区分。例如，第一预设阈值可以被称作第二预设阈值，并且类似地，第二预设阈值可以被称作第一预设阈值，而不脱离各种所描述的实施例的范围。第一预设阈值和预设阈值均是在描述一个阈值，但是除非上下文以其他方式明确指出，否则它们不是同一个预设阈值。

再者，如同在本文中所使用的，单数形式“一”、“一个”和“该”旨在也包括复数形式，除非上下文中有相反的指示。应当进一步理解，术语“包含”、“包括”表明存在所述的特征、步骤、操作、元素、组件、项目、种类、和/或组，但不排除一个或多个其他特征、步骤、操作、元素、组件、项目、种类、和/或组的存在、出现或添加。此处使用的术语“或”和“和/或”被解释为包括性的，或意味着任一个或任何组合。因此，“A、B或C”或者“A、B和/或C”意味着“以下任一个：A；B；C；A和B；A和C；B和C；A、B和C”。仅当元素、功能、步骤或操作的组合在某些方式下内在地互相排斥时，才会出现该定义的例外。

请参阅图1，显示为本申请基于基片集成波导的缝隙阵列天线在某些实施例中的分解示意图。在此，需说明的是，图1仅为简略示意图，其重点在于基于基片集成波导的缝隙阵列天线的主体构造，但并不以此为限，例如，该缝隙阵列天线还可包括更多的膜层结构。本申请基于基片集成波导的缝隙阵列天线可工作于W波段(75GHz至110GHz)，W波段是毫米波频段的一个重要窗口，具有全天候和高分辨力的特点，其又具有本身的固有特点：波长短、宽频带以及与大气的相互作用。由于其波长短，使得工作于W波段的设备具有体积小、重量轻及机动性好的优点，如此，在同样口径天线下，波长短可以实现窄波束和低副瓣，能提供极高的精度和良好的分辨力，还能提高低仰角下的探测精度和跟踪能力；宽频带可以降低多径效应和杂波影响，使得系统的抗干扰能力较强，同时对低径向速度目标可以得到更大的多普勒频移，从而提高对慢速目标的发现能力；与大气的相互作用使得W波段兼有微波与红外的部分传播优点。

如图1所示，本实施例中的基于基片集成波导的缝隙阵列天线包括：基片集成波导阵面12、功分网络单元14、和差网络单元16，其中，基片集成波导阵面12由带有缝隙阵列的基片集成波导组成，功分网络单元14位于基片集成波导阵面12后方，包括有与各个所述基片集成波导相接以提供馈电的功分网络，和差网络单元16位于功分网络单元14后方，包括有与功分网络相接且工作于W波段的和差网络。在本实施例中，基片集成波导阵面12、功分网络单元14、和差网络单元16为分层立体结构，从而可使得形成的缝隙阵列天线结构紧凑、实现小型化，同时也相应增强了整体的机械强度。

基片集成波导阵面包括依序布设的多个基片集成波导和布设于所述基片集成波导上的缝隙阵列。

天线作为重要的收发器件，其性能的好坏对整个通信系统具有很大影响。随着现代通信技术的迅速发展，特别是微波、毫米波技术的应用，应用于微波、毫米波技术的新一代天线要满足小型化、轻型化、低剖面的特点，并需具有抗干扰能力强，高信道容量等特性。在传统技术中，金属波导元件由于体积大、成本高以及调试过程复杂等问题，其应用受到了严重制约，微带电路虽然结构紧凑、体积小、造价低，但是工作在高频带时其电磁辐射比较严重，传输损耗比较大。较于金属波导或微带电路，基片集成波导(Substrate IntegratedWaveguide，SIW)是一种新型的微波传输结构，其具有高集成度、低剖面、低损耗和易加工的特点，在微波、毫米波等频段进行平面电路和阵列天线的设计，基片集成波导是一个很好的选择。在本实施中，公开的缝隙阵列天线即是基于基片集成波导而形成的。

在本申请缝隙阵列天线中，天线指向为垂直口径面0°指向，因此，应选择谐振式缝隙阵列天线(即，缝隙驻波阵天线)。图2显示为一种应用于谐振式缝隙阵列天线的基于基片集成波导的驻波阵，包括基片集成波导以及布设于基片集成波导上的缝隙阵列。

一般地，所谓的基片集成波导(Substrate Integrated Waveguide，SIW)是一种在介质基片上采用印刷工艺实现的新型微波、毫米波导波结构，具体地，基片集成波导可包括介质基片和形成于介质基片上的双排金属通孔。

介质基片可例如为一矩形介质基片，进一步包括上金属面、中间介质基板、以及下金属面，其中，所述中间介质基板以及分别位于所述中间介质基板相对两侧的所述上金属面和所述下金属面可通过热压方法结合为一体。在本实施例中，所述介质基片可选用Rogers(罗杰斯)出品的RT/

5880高频层压板(ε_r＝2.20，tanδ＝0.0009)，其厚度为0.508毫米(该厚度即为基片集成波导的窄边长)。RT/

5880高频层压板是聚四氟乙烯玻璃纤维增强材料，这些微纤维随机分布在材料内，为电路应用过程和电路生产过程提供了最大的强度增强。这些高频材料拥有同类材料最低的介电常数，其极低的介质损耗使得它们非常适用于要求最小化色散和损耗的高频、宽频段应用。RT/

5880很容易被切割成需要的形状，同时它能抵抗蚀刻、镀通孔过程中使用的的所有溶液、试剂的侵蚀。RT/

5880高频层压板具有加固聚四氟乙烯材料中最低的介质损耗、低吸湿率、各向同性、电气性能随频率变化极小。

所述双排金属通孔布设于所述介质基片的相对两侧，每一排金属通孔具有依序排列的多个金属通孔，每一个金属通孔贯穿中间介质基板且使得上金属面与下金属面电导通。这样，在上金属面、下金属面、以及两排金属通孔之间就形成了一个类矩形波导的结构(介质基片的上下金属面可以看成相应矩形波导的上下波导壁，两排金属通孔看出相应矩形波导的两个金属侧壁)。

基片集成波导内传输的主模为TE₁₀模，它的传输常数及辐射损耗由金属通孔的直径、同一排中相邻两个金属化过孔之间的间距、以及双排金属化过孔之间的间距所决定。

需说明的是，由于基片集成波导的结构已为本领域技术人员所熟知，且，在本实施例中，为便于显示形成于基片集成波导上的缝隙以及整体的基片集成波导阵面，故对图式作了一定的简化处理，未在图式中显示出双排金属通孔，本领域技术人员通过上述描述应可理解本申请中的基片集成波导。

缝隙阵列布设于基片集成波导上，在实际应用中，缝隙阵列可通过蚀刻工艺形成于基片集成波导的上金属面上。在图2所示的缝隙驻波阵天线中，在一个基片集成波导上布设有两排缝隙，这两排缝隙分别位于基片集成波导的中心轴线的相对两侧(即，两排缝隙中的缝隙的偏置方向不同)，每一排缝隙均包括间距布设的多个缝隙。在某些实施例中，这些缝隙均为矩形缝隙，且尺寸大小一致。对于缝隙驻波阵天线而言，传统地，要求相同波导上相邻两个缝隙的间距为λ_g/2，短路端距离终端的缝隙的间距为λ_g/4，其中，λ_g为波导波长，具体可参阅图2。

在本实施例中，以工作于W波段为例，例如，电磁波的工作频率为93GHz，那么，所述电磁波在自由空间内的波长

为了使天线不产生栅瓣，相邻两个基片集成波导的中心间距选取为3毫米(mm)，基片集成波导的宽边长a＝2毫米(mm)，相邻的基片集成波导之间采用宽为1毫米(mm)的金属条隔开。

由基片介质波导的尺寸及填充介质的参数，经过理论计算及仿真验证，可得λ_g＝2.592毫米(mm)。此时，如果按照传统的缝隙驻波阵天线相邻两个缝隙的间距为λ_g/2进行设计，将会导致缝隙排布过于紧凑，不利于后续功分网络单元的设计。因此，在本实施例中，相邻两个缝隙的间距为λ_g＝2.592，相邻两个缝隙的偏置方向相同，且各个缝隙的偏置距离相同。

基于以上对选取的基片集成波导的设定，本申请缝隙阵列天线中基片集成波导阵面就是由若干个布设有缝隙阵列的基片集成波导依序排列而形成，在本实施例中，形成的基片集成波导阵面整体呈圆形阵面，因此，布设的基片集成波导长短不一。具体地，在基片集成波导阵面中，在第一方向上，所述多个基片集成波导等间距布设，在第二方向上，所述多个基片集成波导的两端朝向中心轴逐渐变长，且所述多个基片集成波导相对于中心轴呈对称设置；在每一个基片集成波导上，等间距布设有多个缝隙以形成一排缝隙阵列；每一个基片集成波导上的多个缝隙相对于中心轴的垂轴呈对称设置。例如，假设基片集成波导阵面的直径大致在100毫米(mm)左右，那么，为使得不超出直径为100毫米的圆形阵面，俯仰向等间距地放置32条长短不一的基片集成波导且相邻两个基片集成波导之间由金属条相隔开，其中，沿着与中心轴相垂直的垂轴的末端至中心轴，基片集成波导的长度逐渐变长(越靠近中心轴的基片集成波导越长，越远离中心轴的基片集成波导越短)，临近中心轴的中间位置的基片集成波导最长，其等间距地排列有36个缝隙，详见图3所示。

至于基片集成波导上缝隙的参数，在本申请中，通过在基片集成波导的宽边上开设纵缝以切割基片集成波导宽边的横向电流来为缝隙提供激励。

图4显示为基片集成波导的宽边上开设纵缝的等效电路，缝隙使横向电流向两端分流，引起沿传输线方向的纵向电流突变，故宽边上开设纵缝等效于传输线上的并联电导。

为了实现缝隙阵列天线的低副瓣特性，需要得到缝隙的模式电压与等效导纳的关系，而缝隙的等效电导与缝隙的长度、宽度及偏置之间满足一定的函数关系，而得到这些关系的基础是研究孤立缝隙的电特性。

通常可以通过以下三种方法得到孤立缝隙的电特性参数：(a)实验法：通过大量的实验测试数据拟合得到孤立缝隙的几何参数与电特性参数之间的函数表达式。(b)理论计算：通过电磁理论计算出孤立缝隙的几何参数与电特性参数之间的函数表达式，如史蒂文森方法。(c)数值仿真：通过仿真提取孤立缝隙的各项参数，然后拟合。

以数值仿真方法来说，用软件进行数值仿真设计又分为两种方法：一是利用仿真软件进行孤立缝隙的仿真，以模拟实测结果，得到孤立缝隙的数据曲线，为基于Elliot三个设计方程的设计方法提供初值数据。二是利用仿真软件建立小阵分析的方法从而进行整个平板缝隙阵的设计，后者不需采用三个设计方程。

以数值仿真方法中的小阵分析为例，具体的操作如下：

(1)、建立小阵模型，在仿真软件HFSS中建立5×10的小阵模型(如图5所示)，其中，缝隙的缝宽设定为0.25毫米(mm)，小阵中所有缝隙的缝长和偏置都取相同的值。HFSS，即，High Frequency Structure Simulator，是由Ansoft公司推出的三维电磁仿真软件。

(2)、选取偏置offset 1进行仿真分析，改变缝长l使小型平面阵中间一个基片集成波导的S参数的虚部为0，此时缝隙处于谐振，此时的缝长作为谐振缝长l1。通过计算公式计算电导g1。

(3)、以步长0.01毫米(mm)，取不同的偏置offset 2、offset 3，……，重复第(2)步，最终得到一组谐振缝长与偏置的关系和一组谐振时电导与偏置的关系，分别如图6和图7所示。

不过，以上提取的缝隙参数并不适用于终端的缝隙，将这些缝隙参数代入终端缝隙时终端缝隙并不谐振。因此，对终端缝隙，单独建立了模型(如图8所示)，按照与其它缝隙类似的方法提取其缝隙参数，结果如表1所示。

表1

偏置/mm	缝长/mm	Re(S11)	电导
				0.15	1.212	0.8784	0.0989
0.17	1.22	0.7735	0.1277
				0.18	1.228	0.7492	0.1434
0.19	1.236	0.725	0.1595
				0.2	1.244	0.7033	0.1742
0.21	1.251	0.6768	0.1928
				0.22	1.259	0.6543	0.209
0.23	1.267	0.6311	0.2268
				0.24	1.275	0.6086	0.2433
0.25	1.284	0.5869	0.2576

为了获得高增益、低副瓣的方向图，需要对天线进行口径综合，使基片集成波导阵面中的各个缝隙的辐射功率满足某种特定分布。常用的阵列综合方法有泰勒综合法、切比雪夫法等。例如，由泰勒综合法得到的方向图，在靠近主瓣的小范围内，副瓣电平近似相等，随后单调地减小，有利于提高天线方向性。

因此，基片集成波导阵面的行口径和列口径均可采用泰勒综合法进行设计，其中，方位面由缝隙与功分网络共同实现-22dB的泰勒分布，俯仰面由功分网络(例如不等分功分器)实现-22dB的泰勒分布。考虑到仿真和测试的误差，仿真时方位面和俯仰面均按-25dB的泰勒分布进行设计。

根据泰勒综合法，对方位向，按照N＝36，最大副瓣电平SLL＝25dB，主瓣旁的等幅副瓣数

计算泰勒分布，结果如图9所示。对俯仰向，按照N＝32，最大副瓣电平SLL＝25dB，主瓣旁的等幅副瓣数

计算泰勒分布，结果如图10所示。将两个泰勒分布作二维乘法，再去掉缝隙阵列以外的部分，即可得到缝隙阵列的辐射功率分布，如图11所示。

在得到缝隙阵列中每个缝隙的相对辐射功率之后，可根据电导与辐射功率的关系来确定每个缝隙的电导值，再由前述中得到的缝长、偏置及电导的关系确定每个缝隙的偏置和缝长。缝隙的电导值由如下公式计算：

其中，P_L表示馈电端口左侧所有缝隙的辐射功率之和，P_R表示馈电端口右侧所有缝隙的辐射功率之和，∑g_L表示馈电端口左侧所有缝隙的电导之和，∑g_R表示馈电端口右侧所有缝隙的电导之和。由这个方程组，可以解出∑g_L和∑g_R。

令

对左侧的缝隙，其电导与辐射功率成正比：

对右侧的缝隙，

为使所有缝隙均能处于理想的谐振状态，需要选取合适的馈电位置(即，馈电端口所在的位置)，使所有缝隙的电导值在0.1至0.9的范围之内。

对10个缝隙以下的波导，可以选取靠近中间的位置馈电，使缝隙的电导值满足要求。对10个缝隙以上的波导，无论如何选取馈电位置，均会存在电导值不满足要求的缝隙。因此需要对这些较长的波导进行分段馈电，将较长的波导在中间用短路片隔开，分成两段较短的波导，再分别选取合适的馈电位置，直至所有缝隙电导满足要求。为便于后续功分网络的设计，各个波导间分段和馈电位置尽量对齐。

由于圆形基片集成波导阵面中缝隙的功率分布是中心对称的，因此，这里，为便于分析，仅需计算一个象限的电导分布即可，在本实施例中，将圆形基片集成波导阵面以对应象限的方式分为四个子阵，对其中一个象限内的一个子阵中的各个缝隙进行电导计算，最终得到的某一个象限内一个子阵中各个缝隙的电导。表2即显示为位于第一象限内某一子阵中各个缝隙的电导分布，如表2所示，在与中心轴相垂直的垂轴处(即该象限的第18列与另一象限中的第19列之间，以粗实线表示)作了分段，且，对第5行至第16行基片集成波导的第10列与第11列之间(以粗实线表示)作了分段。除此之外，带阴影部分的缝隙和白色部分的缝隙的分界线为馈电位置，即，第1行至第2行基片集成波导的第16列与第17列之间(以粗虚线表示)为馈电位置，第3行至第16行基片集成波导的第14列与第15列之间(以粗虚线表示)为馈电位置，第5行至第8行基片集成波导的第8列与第9列之间(以粗虚线表示)为馈电位置，第9行至第16行基片集成波导的第6列与第7列之间(以粗虚线表示)为馈电位置。由表2可知，所有缝隙的电导均能满足电导值在0.1至0.9的范围之内的要求。

表2

由此，可以得到圆形基片集成波导阵面中所有缝隙的偏置和电导，从而可完成基片集成波导阵面中缝隙阵列的建模，详见图12。如图12所示，整个圆形基片集成波导阵面中，在与中心轴相垂直的垂轴处(即第18列与第19列之间)作了分段，在第5行至第28行基片集成波导的第10列和第11列之间作了分段，以及在第5行至第28行基片集成波导的第26列和第27列之间作了分段。另外，图12中显示的即为缝隙阵列经分段后的馈电位置，在馈电位置处即可设置相应的馈电端口。

值得注意的是，在图3所显示的圆形基片集成波导阵面中缝隙阵列中，属于同一个基片集成波导中的各个缝隙的偏置方向是相同的。不过，在实际应用中，为便于后续后方的功分网络能通过馈电位置处的馈电端口向缝隙阵列提供馈电，在本实施例中，同一个基片集成波导中位于馈电端口相对两侧的缝隙的偏置方向相反，同一个基片集成波导中馈电端口同一侧的各个缝隙的偏置方向相同，具体可详见图12。例如，以第5行基片集成波导为例，在第一象限的子阵中，第5行基片集成波导的馈电位置及对应的馈电端口位于第8列和第9列之间，那么，在该第5行基片集成波导分段中，位于馈电位置(或馈电端口)第一侧中的第8列和第7列的缝隙的偏置方向相同以及第二侧中的第9列和第10列的缝隙的偏置方向相同，位于馈电位置(或馈电端口)第一侧中的第8列和第7列的缝隙的偏置方向与第二侧中的第9列和第10列的缝隙的偏置方向相反。

功分网络单元位于基片集成波导阵面后方，功分网络单元包括有功分网络，所述功分网络的输出端与各个基片集成波导相接实现对基片集成波导阵面提供馈电。具体地，缝隙阵列的辐射功率分布需要由缝隙阵列和功分网络共同实现。如上所述，基片集成波导阵面为圆形阵面，且，基片集成波导阵面中的基片集成波导及其相应的缝隙阵列的布设为中心对称，因此，缝隙阵列中各个缝隙的功率分布是中心对称的。因此，功分网络单元可包括四个功分网络，分别对应于基片集成波导阵面的四个象限的子阵。

在实际应用中，每一个功分网络都是通过若干个波导H-T功分器级联而成的。典型地，波导H-T功分器可例如为E面波导H-T功分器。请参阅图13，显示为在某些实施例中波导H-T功分器的结构示意图。如图13所示，在波导H-T功分器中，awg表示输出端波导宽度，bwg表示输出端波导厚度，l₁_adj表示隔片的长度，w₁_adj表示隔片的宽度，d_offset表示隔片相对中心轴线Axle Line的偏置，l₂_adj表示缩窄段的长度，w₂_adj表示缩窄段的的宽度，R表示倒圆角半径。对于波导H-T功分器而言，可在T型结中加入隔片，通过调整隔片的偏置d_offset来调整输出端的输出功率比。单个波导H-T功分器可实现低于-20dB的回波损耗，不过，随着多次连接后，整个馈电网络的整体性能将恶化。一种改进的方法是将波导H-T功分器的输入端作缩窄处理，通过调节缩窄段的长度l₂_adj和宽度w₂_adj来改善电性能。

鉴于基片集成波导阵面的整体结构(整体呈圆形且其直径约为100毫米)所引发的空间限制，对功分网络作了适应性地设计。请参阅图14，显示为某一个功分网络的模型。结合图1和图14，在本实施例中，所述功分网络为采用双层结构，包括初级馈电网络和次级馈电网络，其中，所述初级馈电网络的馈电输出端口对应于基片集成波导阵面上确定的馈电位置处的馈电端口并实现相接，所述次级馈电网络则位于所述初级馈电网络的后方。通过将功分网络设计为包括初级馈电网络和次级馈电网络的双层结构，可以避免功分网络在一个平面上铺陈，能适应于圆口径基片集成波导阵面的整体结构，实现结构紧凑及天线的小型化要求，机械强度高，降低了加工难度和成本。另外，所述初级馈电网络中波导H-T功分器的走向与所述次级馈电网络中波导H-T功分器的走向相反，实现功分网络单元的合理布局。

所述初级馈电网络与所述次级馈电网络设计为不在同一平面的双层结构，因此，在本实施中，所述初级馈电网络与所述次级馈电之间更可通过一段直立波导将两者连接起来。请参阅图15和图16，其中，图15显示了直立波导的模型，图16显示为图15中直立波导的回波损耗与插损的仿真结果。

由前述表2中对第一象限的缝隙阵列中的各个缝隙的电导分布以及图12中基片集成波导阵面中缝隙阵列的建模，可知，对于某一象限的缝隙阵列而言，缝隙阵列所在的基片集成波导通过分段处理可形成28个分段结构(以第一象限的缝隙阵列为例，垂轴处的分段线与第5行至第16行基片集成波导的第10列和第11列之间的分段线之间包括有16个基片集成波导分段，第5行至第16行基片集成波导的第10列和第11列之间的分段线与基片集成波导阵面的外周沿之间包括12个基片集成波导分段)，因此，在本实施例中，与某一象限的缝隙阵列对应的一个功分网络采用1分28功分器(可参阅图14)。具体地，如图14所示，对于1分28功分器而言，由输入端口分离出包含16个第一级波导H-T功分器的一个分支和包含12个第一级波导H-T功分器的另一个分支。与基片集成波导阵面上确定的馈电位置处的馈电端口相接的初级馈电网络包括第一级波导H-T功分器，所述次级馈电网络则包括第二级波导H-T功分器、第三级波导H-T功分器、第四级波导H-T功分器、以及第五级波导H-T功分器，其中，第一级波导H-T功分器的走向可与第二级波导H-T功分器、第三级波导H-T功分器、第四级波导H-T功分器、以及第五级波导H-T功分器的走向相反，例如，第二级波导H-T功分器、第三级波导H-T功分器、第四级波导H-T功分器、以及第五级波导H-T功分器的走向为相对输入端口朝外延伸，第一级波导H-T功分器的走向为相对输入端口朝内延伸，通过合理布局节省空间并实现结构紧凑。当然，上述走向的设置仅为示例性说明，并非用以限制本申请的保护范围，例如，在某些实施例中，第一级波导H-T功分器的走向可与第二级波导H-T功分器、第三级波导H-T功分器、第四级波导H-T功分器、以及第五级波导H-T功分器的走向相同，或者，某些第一级波导H-T功分器的走向可与第二级波导H-T功分器、第三级波导H-T功分器、第四级波导H-T功分器、以及第五级波导H-T功分器的走向相同而某些第一级波导H-T功分器的走向可与第二级波导H-T功分器、第三级波导H-T功分器、第四级波导H-T功分器、以及第五级波导H-T功分器的走向相反。

对上述功分网络进行初步的参数优化，仿真结果可参阅图17。如图17所示，所示，在93GHz附近区域(例如92.00GHz至94.00GHz的范围内)，输入端口驻波比在1.36以下，实现了较佳的匹配效果。

对于上述1分28功分器，要求其各个馈电输出端口相位一致，它们的输出功率则应满足表3的要求。

表3

由表3中可以看出，功分器输出端口间的功率比最小为3.006/2.959≈1.016，而功率比最大的是经过多次级联后的为18.745/2.926≈6.406。

和差网络单元位于功分网络单元后方，包括工作于W波段的和差网络，所述和差网络与功分网络单元中的功分网络相接。

根据指标要求，需要在天线的方位面和俯仰面均实现和、差方向图，将基片集成波导阵面及其上的缝隙阵列依据中心轴和垂轴而划分为四个子阵(如图18所示)，这四个子阵与由中心轴和垂轴形成的四个象限相对应，其中，和方向图需要四个子阵的相位相同，方位面的差方向图需要子阵I、IV同相，子阵II、III同相，而子阵I、IV和II、III之间反相。俯仰面的差方向图需要子阵I、II同相，子阵III、IV同相，而子阵I、II和III、IV之间反相。因此，需要设计一个和差网络，从不同的端口输入信号，四个输出端口按要求同相或反相，经功分网络连接至缝阵，得到上述不同的方向图。

请参阅图19，显示为在和差网络的模型。如图19所示，本实施例中，和差网络是由四个和差比较器通过弯波导连接形成的，所述和差网络包括和端口sum、俯仰差端口eldif、方位差端口azdif、负载端口load、以及四个输出端口1、2、3、4，所述四个输出端口1、2、3、4分别与四个功分网络的输入端口相接。

图20显示为图19所示的和差网络中某一和差比较器的结构示意图。如图20所示，所述和差比较器可工作于W波段(90GHz至96GHz)，由和端口sum输入的信号等幅同相输出至输出端口1、2，由差端口dif输入的信号等幅反相输出至输出端口1、2，另外，λ_g表示波导波长，t_slot表示耦合孔的厚度，l_slot表示耦合孔的长度，a_slot表示耦合波导的宽度，l_c表示耦合波导的长度，a表示矩形波导的宽度，l表示矩形波导的长度，a′表示补偿波导的宽度，l′表示补偿波导的长度。关于所述和差比较器的特性，具体可参考文献(RongShen，JungangMiao and Xiuzhu Ye，“Design of a Multimode Feed Horn Applied in a TrackingAntenna”，IEEE Transactions on Antennas and Propagation，vol.65，no.6，pp.2779-2788，Mar.2017)。

通过对图19中的和差网络进行仿真得到图21至图23的仿真结果，其中，图21显示为传输系统的示意图，图22显示为相位差的示意图，图23显示为回波损耗的示意图。由图21至图23可知：从和端口输入的信号经和差网络可以由输出端口1、2、3、4等幅同相输出，从方位差端口输入的信号经和差网络可以由输出端口1、3等幅同相输出，由输出端口2、4等幅同相输出，而输出端口1、3和输出端口2、4之间反相。从俯仰差端口输入的信号经和差网络可以由输出端口1、2等幅同相输出，输出端口3、4等幅同相输出，而输出端口1、2和输出端口3、4之间反相。各个端口的回波损耗小于-25dB。

继续回到图1和图12，针对本申请缝隙阵列天线，在各个馈电端口添加理想的激励(功率按泰勒分布，相位一致)，可得到93GHz的E面和H面的方向图，如图24所示。由图14可以看出，在理想馈电的情况下，天线的峰值增益大于37dB，E面的最大副瓣电平小于-27dB，H面的最大副瓣电平小于-25dB，满足指标要求。

综上所述，本申请的基于基片集成波导的缝隙阵列天线，具有以下有益效果：

本申请缝隙阵列天线是基于基片集成波导的，基片集成波导可在印刷电路板上制作，这种波导结构加工容易且成本较低。

本申请缝隙阵列天线为圆口径天线，基片集成波导阵面、功分网络单元、和差网络单元为分层立体结构，功分网络单元采用包括初级馈电网络和次级馈电网络的双层结构，实现结构紧凑及天线的小型化、低剖面要求，机械强度高，降低了加工难度和成本。

本申请缝隙阵列天线工作于W波段，频率高，可实现窄波束和低副瓣，能提供极高的精度和良好的分辨力。

上述实施例仅例示性说明本申请的原理及其功效，而非用于限制本申请。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本申请的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本申请所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本申请的权利要求所涵盖。

Claims (13)

1.一种基于基片集成波导的缝隙阵列天线，其特征在于，包括：

基片集成波导阵面，包括依序布设的多个基片集成波导和布设于所述基片集成波导上的缝隙阵列；在所述基片集成波导阵面中，在第一方向上，所述多个基片集成波导等间距布设，在第二方向上，所述多个基片集成波导的两端朝向中心轴逐渐变长；在每一个基片集成波导上，等间距布设有多个缝隙以形成一排缝隙阵列；

功分网络单元，位于所述基片集成波导阵面后方；所述功分网络单元中功分网络的输出端与各个所述基片集成波导相接实现对所述基片集成波导的馈电；所述功分网络为包括初级馈电网络和次级馈电网络的双层结构，其中，所述初级馈电网络与所述次级馈电网络通过一直立波导连接，所述初级馈电网络的馈电输出端口对应于所述基片集成波导阵面上确定的馈电端口；以及

和差网络单元，位于所述功分网络单元后方；所述和差网络单元包括工作于W波段的和差网络，所述和差网络与功分网络相接。

2.根据权利要求1所述的基于基片集成波导的缝隙阵列天线，其特征在于，所述基片集成波导阵面为圆形阵面；在所述基片集成波导阵面中，所述多个基片集成波导相对于中心轴呈对称设置；每一个基片集成波导上的多个缝隙相对于中心轴的垂轴呈对称设置。

3.根据权利要求2所述的基于基片集成波导的缝隙阵列天线，其特征在于，所述基片集成波导阵面的直径为100毫米，在所述基片集成波导阵面中，俯仰向等间距地放置32个基片集成波导，邻近中心轴的基片集成波导布设有36个缝隙。

4.根据权利要求2所述的基于基片集成波导的缝隙阵列天线，其特征在于，所述基片集成波导的宽度为2毫米，厚度为0.508毫米，相邻两个基片集成波导的中心间距为3毫米，其中，相邻两个基片集成波导之间通过1毫米宽的金属条隔开。

5.根据权利要求2所述的基于基片集成波导的缝隙阵列天线，其特征在于，所述缝隙为矩形缝隙，同一个基片集成波导中相邻两个缝隙的间距为λ_g，λ_g为基片集成波导的波导波长。

6.根据权利要求5所述的基于基片集成波导的缝隙阵列天线，其特征在于，同一个基片集成波导中与所述功分网络单元中功分网络相连的馈电端口的同一侧的各个缝隙的偏置方向相同，同一个基片集成波导中与所述功分网络单元中功分网络相连的馈电端口的相对两侧的缝隙的偏置方向相反。

7.根据权利要求2所述的基于基片集成波导的缝隙阵列天线，其特征在于，基于缝隙的等效电导与缝隙的长度、宽度以及偏置相关，通过数值仿真提取缝隙中包括长度、宽度以及偏置的各项几何参数，进而拟合得到缝隙的几何参数。

8.根据权利要求2所述的基于基片集成波导的缝隙阵列天线，其特征在于，所述功分网络单元包括四个功分网络，分别对应于所述基片集成波导阵面的四个子阵，且，每一个功分网络通过波导H-T功分器级联而成。

9.根据权利要求8所述的基于基片集成波导的缝隙阵列天线，其特征在于，所述初级馈电网络中波导H-T功分器的走向与所述次级馈电网络中波导H-T功分器的走向相反。

10.根据权利要求8所述的基于基片集成波导的缝隙阵列天线，其特征在于，所述和差网络包括通过弯波导连接的四个和差比较器，所述和差网络包括和端口、俯仰差端口、方位差端口、负载端口、以及四个输出端口，所述四个输出端口分别与所述四个功分网络相接。

11.一种应用于基于基片集成波导的缝隙阵列天线的功分网络，在所述基于基片集成波导的缝隙阵列天线中，设有基片集成波导阵面，所述基片集成波导阵面包括依序布设的多个基片集成波导和布设于所述基片集成波导上的缝隙阵列，其特征在于，所述功分网络包括分层的初级馈电网络和次级馈电网络，所述初级馈电网络与所述次级馈电网络通过一直立波导连接，所述初级馈电网络的馈电输出端口对应于所述基片集成波导阵面上确定的馈电端口。

12.根据权利要求11所述的功分网络，其特征在于，所述功分网络通过波导H-T功分器级联而成。

13.根据权利要求12所述的功分网络，其特征在于，所述初级馈电网络中波导H-T功分器的走向与所述次级馈电网络中波导H-T功分器的走向相反。

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