JP3268360B2 - 改良されたロングターム予測器を有するデジタル音声コーダ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 発明の背景 この発明は、1988年６月28日に出願され今は放棄され
ている、米国出願番号第07/212,455号の一部継続出願で
ある、1989年９月１日に出願されかつ今は放棄されてい
る、米国出願番号第07/402,206号の継続出願である。

コード励起リニア予測（code−excited linear pre
diction:CELP）は低いビットレース、すなわち、4.8〜
9.6キロビット／秒（kbps）における高品質の合成音声
を生成できる可能性を有する音声コーディング技術であ
る。このクラスの音声符号化は、またベクトル励起リニ
ア予測または推計符号化（stochastic coding）として
知られているが、数多くの音声通信および音声合成の用
途に最もよく用いられる。CELPは音声品質、データレー
ト、大きさおよびコストが重要な要素であるデジタル音
声暗号化およびデジタル無線電話通信システムに特に適
用可能であることが分っている。

「符号励起（code−excited）」またはベクトル励起
（vector−excited）」という用語は音声コーダのため
の励起シーケンスがベクトル量子化されている、すなわ
ち単一のコード語（codeword）が励起サンプルのシーケ
ンス、ベクトルを表すのに用いられるという事実からき
ている。このようにして、毎サンプルにつき１ビットよ
り小さなデータレートが励起シーケンスを符号化するた
めに可能となる。記憶された励起符号ベクトルは一般に
独立のランダムなホワイトガウスシーケンスからなる。
コードブックからの１つのコードベクトルはＮ個の励起
サンプルの各ブロックを表すのに用いられる。各々の記
憶されたコードベクトルはコード語、すなわちコードベ
クトルメモリのロケーションのアドレスによって表され
る。受信機において音声フレームを再構成するために通
信チャネルを介して音声シンセサイザに引き続き送られ
るのはこのコード語である。エム・アール・シュローダ
およびビー・エス・アタルによる、「コード励起リニア
予測（CELP）、非常に低いビットレートにおける高品質
音声」、音響に関するIEEE国際会議紀要、音声および信
号処理（ICASSP）、第３巻、PP.937−40、1985年３月、
をCELPのより詳細な説明のために参照。

CELP音声コーダにおいては、コードブックからの励起
コードベクトルは入力音声信号の特性を作る２個の時間
変動リニアフィルタに印加される。第１のフィルタはそ
のフィードバックループにロングターム予測器を含み、
これは有声音（voiced speech）のピッチの周期性を導
入するために使用される、長い遅延、すなわち、２〜15
ミリセカンドを有している。第２のフィルタはそのフィ
ードバックループにショートターム予測器を含み、これ
はスペクトル的なエンベロープまたはフォーマット構造
を導入するために使用される、短い遅延、すなわち、２
ミリセカンドより短い遅延、を有している。音声の各フ
レームに対して、音声コーダはそれぞれの個々のコード
ベクトルをフィルタに印加して再構成された音声信号を
発生し、元の入力音声信号を該再構成された信号と比較
してエラー信号を発生する。このエラー信号は次に人間
の聴覚に基づく応答を有する重み付けフィルタを通すこ
とにより重み付けされる。最適の励起信号は現在のフレ
ームに対して最小のエネルギを有する重み付けエラー信
号を生成するコードベクトルを選択することにより決定
される。最適のコードベクトルに対するコード語は次に
通信チャネルによって送信される。

CELP音声合成器においては、チャネルから受信された
コード語は励起ベクトルのコードブックをアドレスする
ために使用される。単一のコードベクトルは次にゲイン
ファクタによって乗算され、ロングタームおよびショー
トタームフィルタによってろ波され再構成された音声ベ
クトルを得る。ゲインファクタおよび予測器パラメータ
はまた該チャネルから得られる。より良好な品質の合成
信号は合成器によって使用される実際のパラメータが解
析段において使用され、従って量子化誤差を最小化する
ことにより発生できることが分っている。従って、より
高い品質の音声を生成するためにCELP音声解析段におい
てこれらの合成パラメータを使用することはアナリシス
・バイ・シンセシス音声コーディングと称されている。

ショートターム予測器は次の式に従って、直前の出力
サンプルｓ（ｎ−ｉ）のリニアな組み合わせにより現在
の出力サンプルｓ（ｎ）を予測しようと試みる。

ｓ（ｎ）＝α₁s（ｎ−１）＋α₂s（ｎ−２） ＋…＋α_ps（ｎ−ｐ）＋ｅ（ｎ） この式で、ｐはショートターム予測器の次数（orde
r）であり、ｅ（ｎ）は予測残差（prediction residua
l）、すなわち、ｐ個の先のサンプルの重み付けされた
和によって表すことのできないｓ（ｎ）の部分、であ
る。予測器の次数ｐは典型的には、８キロヘルツ（KH
z）のサンプリングレートを仮定すると、８〜12の範囲
にわたっている。この式における重みα₁,α₂,α_ｐは予
測器係数と呼ばれている。ショートターム予測器係数は
伝統的なリニア予測コーディング（LPC）技術を用いて
音声信号から決定される。ショートタームフィルタの出
力応答はｚ変換表現で次のように表される。

ショートタームフイルタパラメータのその他の説明に
関しては、「低ビットレートにおける音声の予測的コー
ディング」と題する、IEEE紀要、通信、COM−30、pp.60
0−14、1982年４月、ビー・エス・アタルによる論文を
参照。

これに対し、ロングタームフィルタはずっと長い期間
にわたり延在する先行サンプルから次の出力サンプルを
予測しなければならない。予測器において単一の過去の
サンプルのみが使用されれば、予測器は単一タップ予測
器である。典型的には、１〜３タップが使用される。単
一タップ、ロングターム予測器を導入したロングターム
フィルタのための出力応答はＺ変換表示で次のように与
えられる。

この出力応答はフィルタの遅延またはラグＬおよびフ
ィルタ係数βのみの関数であることに注意を要する。有
声音に対しては、ラグＬは典型的には音声のピッチ期
間、あるいはその倍数である。8KHzのサンプリングレー
トにおいては、ラグＬの適切な範囲は16と143の間であ
り、これは500Hzから56Hzの間のピッチレンジに対応す
る。

ロングターム予測器のラグＬおよびロングターム予測
器の係数βは開ループまたは閉ループ構成のいずれかか
ら決定できる。開ループ構成を用いると、ラグＬおよび
係数βは入力信号（またはその残差）から直接計算され
る。閉ループ構成では、ラグＬ、および係数βはロング
タームフィルタの過去の出力を表す符号化データおよび
入力音声信号からフレームレートで計算される。符号化
データを使用する場合における、ロングターム予測器の
ラグ決定は合成器において存在する実際のロングターム
フィルタの状態に基づいている。従って、閉ループ構成
が開ループ方法よりもより良好な性能を与えるが、それ
はピッチフィルタそれ自体がエラー信号の最適化に貢献
するからである。さらに、単一タップの予測器は閉ルー
プ構成で非常に良好に作動する。

閉ループ構成を使用すると、ロングタームフィルタの
出力応答ｂ（ｎ）はロングタームフィルタからの過去の
出力サンプルのみから、かつ次の式による現在の入力音
声サンプルｓ（ｎ）から決定される。

ｂ（ｎ）＝ｓ（ｎ）＋βｂ（ｎ−Ｌ） この技術はフレーム長Ｎより大きなピッチラグＬに対
し、すなわち、Ｌ≧Ｎの場合に、直接的であるが、これ
は項ｂ（ｎ−Ｌ）は常にすべてのサンプル番号n,0≦ｎ
≦Ｎ−１に対し過去のサンプルを表すからである。さら
に、Ｌ＞Ｎの場合、励起ゲインファクタγおよびロング
ターム予測器係数βはラグＬおよびコード語ｉの与えら
れた値に対し同時に最適化することができる。この組み
合わされた最適化技術は音声品質の注目すべき改善をも
たらすことが発見されている。

しかしながら、もしロングターム予測器のフレーム長
Ｎより小さなラグＬを収容しなければならない場合に
は、閉ループ手法は不都合である。この問題は高いピッ
チの女性の声の場合に容易に起こり得る。たとえば250H
zのピッチ周波数に対応する女性の音声は４ミリセカン
ド（msec）に等しいロングターム予測器ラグＬを必要と
する。8KHzのサンプリングレートにおける250Hzのピッ
チは32サンプルのロングターム予測器のラグＬに対応す
る。しかしながら、４ミリセカンドより小さなフレーム
長Ｎを用いることは望ましくなく、これはCELP励起ベク
トルはより長いフレーム長が用いられる場合により効率
的に符号化できるからである。従って、8KHzのサンプリ
ングレートにおける7.5ミリセカンドのフレーム長時間
を用いると、フレーム長Ｎは60サンプルに等しくなるで
あろう。これはフレームの次の60サンプルを予測するた
めに32の過去のサンプルのみが利用できることを意味す
る。従って、もしロングターム予測器のラグＬがフレー
ム長Ｎより小さければ、必要とされるＮサンプルの内の
Ｌの過去のサンプルのみが規定される。

フレーム長Ｎより小さなピッチラグＬの問題に対処す
るため従来技術においていくつかの別の手法がとられて
いる。ロングターム予測器のラグＬおよび係数βを組み
合わせて最適化する試みにおいて、第１の手法はなんら
の励起信号も存在しないと仮定して方程式を直接解くよ
う試みることである。この手法は「規則的なパルス励起
−音声の有効かつ効率的な多重パルス符号化」、クルー
ン他、音響、音声および信号処理に関するIEEE紀要、AS
SP−34巻、第５号、1986年10月、pp.1054−1063の論文
に説明されている。しかしながら、この手法に従うと、
単一のパラメータβにおける非線形方程式を解かなけれ
ばならない。βにおける２次方程式または３次方程式の
解を解かなければならない。βにおける２または３次方
程式の解は計算機的に実際的でない。その上、利得ファ
クタγと係数βとを一緒にして最適化することはこの手
法では依然として不可能である。

ロングターム予測器遅延Ｌをフレーム長Ｎより大きい
ものと限定することによる、第２の解法は、シングハル
およびアタルにより提案された論文「低いビットレート
における多重パルスLPCコーダの性能の改善」、音響、
音声、および信号処理に関するIEEE国際会議の紀要、第
１巻、1984年３月19−21日、pp.1.3.1−1.3.4において
提案されている。ピッチラグＬに対するこの人工的な制
約はしばしばピッチ情報を正確に表さない。従って、こ
の手法を用いると音声品質が高いピッチの音声に対し劣
化する。

第３の解法はフレーム長Ｎの大きさを低減することで
ある。より短いフレーム長により、ロングターム予測器
のラグＬは常に過去のサンプルから決定することができ
る。しかしながら、この手法は厳しいビットレートのペ
ナルティを被る。より短いフレーム長では、より大きな
数のロングターム予測器パラメータおよび励起ベクトル
を符号化しなければならず、かつ従ってチャネルのビッ
トレートは余分のコーディングを収容するためにより大
きくなければならない。

第２の問題は高いピッチの話者に対して存在する。コ
ーダにおいて使用されるサンプリングレートは単一タッ
プのピッチ予測器の性能に対し上限を設ける。たとえ
ば、もしピッチ周波数が実際には485Hzであれば、最も
近いラグ値は16でありこれは500Hzに対応する。これは
音声品質を劣化させる基本ピッチ周波数に対し15Hzのエ
ラーを生ずる結果となる。このエラーは該ピッチ周波数
の高調波に対し増倍されさらに劣化を引き起こす。

従って、ロングターム予測器のラグＬを決定するため
の改良された方法を提供する必要性が存在する。最適の
解法は高いピッチの音声のコーディングに対し計算機的
な複雑性および音声品質の双方に向けられなければなら
ない。

発明の概要 従って、本発明の一般的な目的は、低いビットレート
において高い品質の音声を生成する改良されたデジタル
音声コーディング技術を提供することにある。

本発明のより特定的な目的は、閉ループ手法を用いた
ロングターム予測器のパラメータを決定するための方法
を提供することにある。

本発明の他の目的は、ロングターム予測器のラグパラ
メータＬが非整数である場合にロングターム予測器の出
力応答を決定するための改良された方法を提供すること
にある。

本発明のさらに他の目的は、最適の励起コードベクト
ルのためのコードブックサーチの間に利得ファクタγお
よびロングターム予測器係数βの組み合わされた最適化
を許容する改良されたCELP音声コーダを提供することに
ある。

本発明の新規な見地によれば、パラメータＬの分解能
（resolution）はＬが整数でない値をとることを許容す
ることにより増大される。これはロングターム予測器の
状態の補間されたサンプルを提供するために補間フィル
タを使用することにより達成される。閉ループ構成にお
いては、ロングターム予測器の状態の将来のサンプルは
補間フィルタにとって利用できない。この問題はロング
ターム予測器の状態を補間フィルタによる使用のために
将来にわたってピッチ同期的に延長することにより回避
される。次のフレームに対する実際の励起サンプルが利
用できるようになると、ロングターム予測器の状態が
（ピッチ同期的に延長されたサンプルに基づくものに置
き代わる）実際の励起サンプルを反映するために更新さ
れる。たとえば、補間は各々の存在するサンプルの間の
１つのサンプルを補間するために使用でき従ってＬの分
解能をサンプルの半分に倍加する。３または４のよう
な、より高い補間ファクタもまた選択でき、これはＬの
分解能を１つのサンプルの３分の１または４分の１に増
加するであろう。

図面の簡単な説明 新規であると信じられる本発明の特徴は特に添付の請
求の範囲に記載されている。本発明は、そのさらに他の
目的および利点とともに、添付の図面を取り入れて以下
の説明を参照することにより最もよく理解でき、そのい
くつかの図面においては同様の参照数字は同様の要素を
表わし、かつ各図面において、 第１図は、本発明とともに使用するためのロングター
ムフィルタの位置を示す、コード励起リニア予測音声コ
ーダの一般的なブロック図であり、 第2A図は、第１図のロングタームフィルタの１実施例
を示す詳細なブロック図であり、フィルタのラグＬが整
数である場合のロングターム予測器の応答を示してお
り、 第2B図は、第2A図におけるロングターム予測器の動作
を説明するために用いることができるシフトレジスタを
示す概略図であり、 第2C図は、第１図のロングタームフィルタの他の実施
例を示す詳細なブロック図であり、フィルタのラグＬが
整数である場合のロングターム予測器の応答を示してお
り、 第３図は、第2A図のロングタームフィルタにより達成
される動作を説明する詳細なフローチャートであり、 第４図は、本発明に従って使用するための音声合成器
の一般的なブロック図であり、 第５図は、第１図のロングタームフィルタの詳細なブ
ロック図であり、本発明に従いサブサンプルの分解能の
ロングターム予測器応答を示しており、 第6A図および第6B図は、第５図のロングタームフィル
タにより行われる動作を説明する詳細なフローチャート
であり、そして 第７図は、第４図における音声合成器のショートター
ムフィルタおよびD/Aコンバータを相互結合するための
ピッチポストフイルタを示す詳細なブロック図である。

好ましい実施例の詳細な説明 次に第１図を参照すると、本発明に係わるロングター
ムフィルタを利用するコード励起リニア予測音声コーダ
100の一般的なブロック図が示されている。分析される
べき音響入力信号はマイクロホン102において音声コー
ダ100に印加される。典型的には音声信号である、入力
信号は次にフィルタ104に印加される。フィルタ104は一
般的にはバンドパスフィルタ特性を示す。しかしなが
ら、もし音声の帯域幅がすでに適切であれば、フィルタ
104は直接的なワイヤ接続であってもよい。

フィルタ104からのアナログ音声信号は次に一続きの
Ｎパルスのサンプルに変換され、かつ各パルスサンプル
の振幅は次に、技術上知られているように、アナログ−
デジタル（A/D）コンバータ108においてデジタル符号に
より表される。サンプリングレートはサンプルクロック
SCにより決定され、これは好ましい実施例においては8.
0kHzのレートを呈する。サンプルクロックSCはクロック
112によってフレームクロックFCとともに発生される。

A/D108のデジタル出力は、入力音声ベクトルｓ（ｎ）
として表されるが、次に係数アナライザ110に印加され
る。この入力音声ベクトルｓ（ｎ）は別々のフレーム、
すなわち、その長さがフレームクロックFCによって決定
される、時間のブロック、において反復的に得られる。
好ましい実施例においては、入力音声ベクトルｓ
（ｎ）、０≦ｎ≦Ｎ−１、はＮ＝60サンプルを含む7.5
ミリセカンドのフレームを表し、この場合各サンプルは
デジタルコードの12〜16ビットによって表される。この
実施例においては、音声の各ブロックに際し、一組のリ
ニア予測コーディング（LPC）パラメータがオープンル
ープ構成の係数アナライザ110によって生成される。シ
ョトターム予測器パラメータα_ｉ、ロングターム予測器
係数β、公称ロングターム予測器ラグパラメータＬ、重
み付けフィルタパラメータWFP、および励起利得ファク
タγ（後に説明する最善の励起コード語Ｉとともに）は
マルチプレクサ150に印加されかつ音声合成器による使
用のためチャネルによって送られる。この実施例のため
にこれらのパラメータを発生する代表的な方法について
は、ビー・エス・アタルによる、1982年４月、pp.600−
14、COM−30巻、IEEE通信紀要、「低いビットレートに
おける音声の予測コーディング」と題する論文を参照。
入力音声ベクトルｓ（ｎ）はまた減算器130にも印加さ
れ、その機能は後に説明する。

コードブックROM120は一組のＭ個の励起ベクトルu
_i（ｎ）を含み、ここで１≦ｉ≦Ｍであり、各々Ｎ個の
サンプルから成り、この場合０≦ｎ≦Ｎ−１である。コ
ードブックROM120は好ましくはここに参照のため導入さ
れる、米国特許第4,817,157号に述べられたようにして
実施される。コードブックROM120は一組の励起コード語
ｉの内の特定の１つに応じてこれらの擬似ランダム励起
ベクトルを発生する。Ｍ個の励起ベクトルの各々は一続
きのランダムなホワイトガウスサンプルから成るが、他
の形式の励起ベクトルも本発明とともに使用することが
できる。もし励起信号が60サンプルの各々に対しサンプ
ルごとに0.2ビットのレートで符号化されたならば、可
能な励起ベクトルに対応する4096のコード語ｉがある。

各々の個々の励起ベクトルu_i（ｎ）に対し、再構成さ
れた音声ベクトルｓ´_ｉ（ｎ）が入力音声ベクトルｓ
（ｎ）に対する比較のために発生される。利得ブロック
122には、フレームに対する内容である、励起利得ファ
クタγにより励起ベクトルu_i（ｎ）を尺度変更（scal
e）する。励起利得ファクタγは係数アナライザ110によ
ってあらかじめ計算されかつ第１図に示されるようにす
べての励起ベクトルを解析するために使用され、あるい
は最善の励起コード語Ｉのサーチと組み合わせて最適化
されかつコードブックサーチコントローラ140により発
生される。

尺度変更された励起信号γu_i（ｎ）は次に再構成され
た音声ベクトルｓ´_ｉ（ｎ）を発生するためにロングタ
ームフィルタ124およびショートタームフィルタ126によ
りろ波される。フィルタ124は音声の周期性を導入する
ためにロングターム予測器パラメータβおよびＬを利用
し、かつフィルタ126は上に述べたように、スペクトル
的なエンベロープを導入するためにショートターム予測
器パラメータα_１を利用する。ロングタームフィルタ12
4は以下の図面において詳細に説明する。ブロック124お
よび126は実際にはそれぞれのフィードバック経路にロ
ングターム予測器およびショートターム予測器を含む再
帰（recursive）フィルタである。

ｉ番目の励起コードベクトルに対する再構成された音
声ベクトルｓ´_ｉ（ｎ）は入力音声ベクトルｓ（ｎ）の
同じブロックとこれら２つの信号を減算器130において
減算することにより比較される。差分ベクトルe_i（ｎ）
は音声の元のおよび再構成されたブロックの間の差を表
す。差分ベクトルは係数アナライザ110によって発生さ
れる重み付けフィルタのパラメータWTPを利用して、重
み付けフィルタ132により知覚的に重み付けされる。代
表的な重み付けフィルタの伝達関数に対する先の参照物
を参照されたい。知覚的な重み付けはエラーが知覚的に
人間の耳にとってより重要な周波数を強調し、かつ他の
周波数を減衰させる。

エネルギ計算機134は重み付け差分ベクトルｅ´
_ｉ（ｎ）のエネルギを計算し、かつこのエラー信号E_iを
コードブックサーチコントローラ140に印加する。該サ
ーチコントローラは現在の励起ベクトルu_i（ｎ）に対す
るｉ番目のエラー信号を先のエラー信号に対して比較し
最小のエラーを生成する励起ベクトルを決定する。最小
のエラーを有するｉ番目の励起ベクトルのコードは次に
チャネルによって最善の励起コードＩとして出力され
る。あるいは、サーチコントローラ140は、あらかじめ
規定されたエラーしきい値に合致するような、何等かの
所定の基準を有するエラー信号を提供する特定のコード
語を決定することができる。

第１図は、コード励起リニア予測音声コーダに対する
本発明の１実施例を示す。この実施例においては、ロン
グタームフィルタのパラメータＬおよびβは係数アナラ
イザ110によってオープンループ構成で決定される。あ
るいは、ロングタームフィルタのパラメータは先に述べ
たシングハルおよびアタルの参照文献に述べられている
ように閉ループ構成で決定することができる。一般に、
音声コーダの性能は閉ループ構成で決定されるロングタ
ームフィルタのパラメータを使用することにより改善さ
れる。本発明に係わるロングターム予測器の新規な構造
はフレーム長Ｎより小さなラグＬに対するこれらのパラ
メータの閉ループ決定の使用に大いに便宜を与える。

第2A図は、第１図のロングタームフィルタ124の１実
施例を示し、この場合Ｌは整数に限定されている。第１
図は尺度変更された励起ベクトルγu_i（ｎ）が利得ブロ
ック122からロングタームフィルタ124へ入力されるもの
として示されているが、第2A図においては説明の目的で
代表的な入力音声ベクトルｓ（ｎ）が使用されている。
従って、入力音声ベクトルｓ（ｎ）のＮ個のサンプルの
フレームが加算器210に印加される。加算器210の出力は
ロングタームフィルタ124のための出力ベクトルｂ
（ｎ）を生成する。出力ベクトルｂ（ｎ）はロングター
ム予測器の遅延ブロック230にフィードバックされる。
公称ロングターム予測器ラグパラメータＬもまた遅延ブ
ロック230に入力される。ロングターム予測器遅延ブロ
ックは出力ベクトルｑ（ｎ）をロングターム予測器の乗
算器ブロック220に提供し、これはロングターム予測器
の係数βによりロングターム予測器の応答を尺度変更す
る。尺度変更された出力βｑ（ｎ）は次に再帰フィルタ
のフィードバックループを完成させるために加算器210
に印加される。

ロングタームフィルタ124の出力応答H_n（ｚ）はＺ変
換表示で次のように定義される。

この場合、ｎはＮ個のサンプルを含むフレームのサン
プル数を表し、０≦ｎ≦Ｎ−１であり、βはフィルタ係
数を表し、Ｌはロングターム予測器の公称ラグまたは遅
延を表し、かつ は（ｎ＋Ｌ）/Lより小さいかまたは等しい最も近い整数
を表す。ロングターム予測器の遅延 はサンプル数ｎの関数として変化する。従って、本発明
によれば、実際のロングターム予測器の遅延はkLにな
り、この場合Ｌは基本的なまたは公称のロングターム予
測器のラグであり、かつｋはサンプル数ｎの関数として
組み｛1,2,3,4,...｝から選択された整数である。従っ
て、ロングタームフィルタの出力応答ｂ（ｎ）は公称ロ
ングターム予測器のラグパラメータＬおよびフレームの
始めに存在するフィルタ状態FSの関数である。このステ
ートメントはピッチラグＬがフレーム長Ｎより小さい問
題の場合に対してさえ、Ｌのすべての値に対して当ては
まる。

ロングターム予測器の遅延ブロック230の機能は将来
のサンプルを予測するために現在の入力サンプルを記憶
することである。第2B図は、シフトレジスタの単純化し
た図であり、これは第2A図のロングターム予測器遅延ブ
ロック230の動作を理解する上で有用であろう。ｎ＝ｌ
（エル）のようなサンプル数ｌ（エル）に対し、現在の
出力サンプルｂ（ｎ）がシフトレジスタの入力に印加さ
れ、これは第2B図の右側に示されている。次のサンプル
ｎ＝ｌ＋１に対しては、先のサンプルｂ（ｎ）は左にシ
フトレジスタの中にシフトされる。このサンプルは今や
最初の過去のサンプルｂ（ｎ−１）となる。次のサンプ
ルｎ＝ｌ＋２に対しては、ｂ（ｎ）の他のサンプルがレ
ジスタ中にシフトされ、かつ元のサンプルが再び左にシ
フトされて第２の過去のサンプルｂ（ｎ−２）になる。
Ｌ個のサンプルがシフトされた後、元のサンプルはＬの
回数左にシフトされており従ってそれはｂ（ｎ−Ｌ）と
して表すことができる。

上に述べたように、ラグＬは典型的には有声音のピッ
チ期間またはその倍数であろう。もしラグＬが少なくと
もフレーム長Ｎと同じぐらい長ければ、十分な数の過去
のサンプルが音声の次のフレームを予測するためにシフ
ト入力されかつ記憶されている。Ｌ＝Ｎかつｎ＝Ｎ−１
の極端な場合でも、ｂ（ｎ−Ｌ）はｂ（−１）であり、
これは真に過去のサンプルである。従って、サンプルｂ
（ｎ−Ｌ）は出力サンプルｑ（ｎ）としてシフトレジス
タから出力されるであろう。

しかしながら、もしロングターム予測器のラグパラメ
ータＬがフレーム長Ｎより短ければ、不十分な数のサン
プルが次のフレームの開始までにシフトレジスタ中にシ
フト入力される。250Hzのピッチ期間の上の例を用いる
と、ピッチラグＬは32に等しくなる。従って、Ｌ＝32か
つＮ＝60の場合、かつｋ＝Ｎ−１＝59の場合、ｂ（ｎ−
Ｌ）は通常ｂ（27）となり、これは60サンプルのフレー
ムの始めに関して将来のサンプルを表す。言い換えれ
ば、完全なロングターム予測器応答を提供するためには
不十分な過去のサンプルが格納されていることになる。
予測器パラメータの閉ループ解析が達成できるようにフ
レームの始めにおいて完全なロングターム予測器の応答
が必要である。その場合本発明によれば、同じ記憶され
たサンプルｂ（ｎ−Ｌ）、０≦ｎ≦Ｌ、が繰り返されそ
れによりロングターム予測器の出力応答は常に現在のフ
レームの開始に先立ちロングターム予測器の遅延ブロッ
クに入力されたサンプルの関数である。第2B図に関して
は、ロングターム予測器の遅延ブロック230の構造を変
更することを示す、他のkLサンプルの記憶のためにシフ
トレジスタが延長されている。従って、該シフトレジス
タが新しいサンプルｂ（ｎ）で満たされるから、ｋはｂ
（ｎ−kL）がフレームの開始に先立ちシフトレジスタ中
に存在するサンプルを表すように選択されなければなら
ない。Ｌ＝32およびＮ＝60の先の例を用いると、出力サ
ンプルｑ（32）はサンプルｑ（０）の繰り返しであり、
これはｂ（０−Ｌ）＝ｂ（32−2L）またはｂ（−32）で
ある。

従って、ロングターム予測器遅延ブロック230の出力
応答ｑ（ｎ）は、 ｑ（ｎ）＝ｂ（ｎ−kL） に対応し、ここで０≦ｎ≦Ｎ−１であり、ｋは（ｎ−k
L）が負になるように選択された最も小さな整数であ
る。より特定的にはもしｓ（ｎ）のＮサンプルのフレー
ムがロングターム予測器フィルタ124に入力されると、
各サンプル番号ｎはｊ≦ｎ≦Ｎ＋ｊ−１であり、ここで
ｊはＮサンプルのフレームの最初のサンプルに対するイ
ンデックスである。従って、変数ｋは（ｎ−kL）が常に
ｊより小さくなるように変化する。このことはロングタ
ーム予測器が出力応答を予測するために該フレームの開
始に先立ち利用できるサンプルのみを利用することを保
証する。

第2A図のロングタームフィルタ124の動作を第３図の
フローチャートに従って説明する。ステップ350におい
てスタートすると、サンプル番号ｎはステップ351にお
いて０に初期化される。公称ロングターム予測器ラグパ
ラメータＬおよびロングターム予測器係数βはステップ
352において係数アナライザ110から入力される。ステッ
プ353において、サンプル数または番号ｎがテストされ
全フレームが出力されたかを見る。もしｎ≧Ｎであれ
ば、動作はステップ361において終了する。もしすべて
のサンプルがまだ計算されておらなければ、ステップ35
4において信号サンプルｓ（ｎ）が入力される。ステッ
プ355において、ロングターム予測器遅延ブロック230の
出力応答が次の式に従って計算される。

ここで、 は（ｎ＋Ｌ）/Lより小さいかまたは等しい最も近い整数
を表す。たとえば、もしｎ＝56かつＬ＝32であれば、 は となり、これは Ｌまたは2Lとなる。ステップ356において、ロングター
ムフィルタの出力応答ｂ（ｎ）は次の式に従って計算さ
れる。

ｂ（ｎ）＝βｑ（ｎ）＋ｓ（ｎ） これは乗算器220および加算器210の機能を表す。ステ
ップ357において、ｂ（ｎ−２）およびｂ（ｎ−L_MAX）
の間のすべてのレジスタのロケーションに対して、シフ
トレジスタのサンプルが左に１ポジションシフトされ、
ここでL_MAXは割り当て可能な最大のロングターム予測器
ラグを表す。好ましい実施例においては、L_MAXは143に
等しい。ステップ358において、出力サンプルｂ（ｎ）
がシフトレジスタの最初のロケーションｂ（ｎ−１）に
入力される。ステップ359はろ波されたサンプルｂ
（ｎ）を出力する。サンプル数ｎは次にステップ360に
おいて増分され、かつ次にステップ353においてテスト
される。すべてのＮサンプルが計算されたとき、処理は
ステップ361において終了する。

第2C図は本発明を導入したロングタームフィルタの別
の実施例である。フィルタ124´は第2A図の再帰（recur
sive）フィルタ構成のフィードフォワード反転版であ
る。入力ベクトルｓ（ｎ）は減算器240およびロングタ
ーム予測器遅延ブロック260の双方に印加される。遅延
されたベクトルｑ（ｎ）は乗算器250に出力され、該乗
算器250はロングターム予測器係数βによって該ベクト
ルを尺度変更する。デジタルフィルタ124´の出力応答H
_n（ｚ）はｚ変換表示で次のように与えられる。

この式において、ｎはＮのサンプルを含むフレームの
サンプル番号を表し、０≦ｎ≦Ｎ−１であり、βはロン
グタームフイルタの係数を表し、Ｌはロングターム予測
器の公称ラグまたは遅延を表し、そして は（ｎ＋Ｌ）/Lより小さいかまたはこれに等しい最も近
い整数を表す。フィルタ124´の出力信号ｂ（ｎ）はま
た入力信号ｓ（ｎ）に関し次のように規定できる。

この場合、０≦ｎ≦Ｎ−１である。当業者に理解でき
るように、ロングターム予測器の構造は再びロングター
ム予測器のラグＬがフレーム長Ｎより小さい場合に該ロ
ングターム予測器の同じ記憶されたサンプルを繰り返し
出力するように変更されている。

次に第５図を参照すると、第１図のロングタームフィ
ルタ124の好ましい実施例が示されており、これはラグ
パラメータＬに対するサブサンプルの分解能を許容す
る。入力音声ベクトルｓ（ｎ）のＮサンプルのフレーム
が加算器510に印加される。加算器510の出力はロングタ
ームフィルタ124に対する出力ベクトルｂ（ｎ）を生成
する。出力ベクトルｂ（ｎ）はロングターム予測器の遅
延されたベクトル発生器ブロック530にフィードバック
される。公称ロングターム予測器ラグパラメータＬもま
た遅延ベクトル発生器ブロック530に入力される。ロン
グターム予測器ラグパラメータＬは非整数有理数の値を
取り得る。好ましい実施例はＬが２分の１の倍数である
値を取ることを許容する。本発明のサブサンプル分解能
ロングターム予測器の別の構成は３分の１または４分の
１あるいは任意の他の有理分数の倍数である値を許容す
ることができる。

好ましい実施例においては、遅延ベクトル発生器530
はｂ（ｎ）の過去のサンプルを保持するメモリを含む。
さらに、ｂ（ｎ）の補間されたサンプルもまた遅延ベク
トル発生器530で計算されかつそのメモリ内に格納され
る。好ましい実施例においては、遅延ベクトル発生器53
0に含まれるロングターム予測器の状態（state）はｂ
（ｎ）の各々の記憶されたサンプルに対し２つのサンプ
ルを有している。１つのサンプルはｂ（ｎ）に対するも
のでありかつ他のサンプルは２つの連続するｂ（ｎ）の
サンプルの間の補間されたサンプルを表す。このように
して、ｂ（ｎ）のサンプルは整数の遅延またはハーフサ
ンプルの遅延の倍数に対応する遅延ベクトル発生器530
から得ることができる。この補間は、1983年に、プレン
ティス・ホール・ルービン・ドナリーにより出版され
た、アール・クロチーアおよびエル・ラビナーによる
「多重レート・デジタル信号処理」に述べられている補
間有限インパルス応答フィルタを用いて行われる。ベク
トル遅延発生器530の動作は第6A図および第6B図のフロ
ーチャートに関連してさらに詳細に説明される。

遅延ベクトル発生器530はロングターム乗算器ブロッ
ク520に出力ベクトルｑ（ｎ）を提供し、該ロングター
ム乗算器ブロック520はロングターム予測器係数βによ
りロングターム予測器応答を尺度変更する。尺度変更さ
れた出力βｑ（ｎ）は次に加算器510に印加され第５図
における再帰フィルタ124のフィードバックループを完
成する。

第6A図および第6B図を参照すると、第５図のロングタ
ームフィルタにより行われる動作を詳細に説明するため
の詳細フローチャートが示されている。本発明の好まし
い実施例によれば、ロングターム予測器メモリの分解能
はＮポイントのシーケンスｂ（ｎ）を、2Nポイントのベ
クトルex（ｉ）にマッピングすることにより拡張され
る。ex（ｉ）の負のインデックスされたサンプルはロン
グタームフィルタ出力ｂ（ｎ）、励起、または拡張分解
能ロングタームヒストリの拡張された分解能の過去の値
を含む。該マッピング処理はそれが印加される各時間ご
とに、ロングターム予測器メモリの一時的な分解能を倍
加する。ここでは簡単化のために単一段のマッピングが
説明されているが、付加的な段も本発明の他の実施例に
おいては実施することができる。

第6A図におけるステップ602のスタートに入ると、フ
ローチャートはステップ604に進み、そこでＬ、βおよ
びｓ（ｎ）が入力される。ステップ608において、ベク
トルｑ（ｎ）が次の式に従って構成される。

この式において は（ｎ＋Ｌ）/Lより小さいかまたは等しい最も近い整数
を表し、かつＬはロングターム予測器ラグである。有声
音に対しては、ロングターム予測器ラグＬはピッチ期間
またはピッチ期間の倍数である。Ｌは整数または好まし
い実施例においてはその少数部分が0.5である実数であ
る。Ｌの少数部分が0.5である場合、Ｌはサンプルの半
分の実効分解能を有する。

ステップ610において、ロングタームフィルタのベク
トルｂ（ｎ）は次の式によって計算される。

ｂ（ｎ）＝βｑ（ｎ）＋ｓ（ｎ） 但し、０≦ｎ≦Ｎ−１ ステップ612において、ロングタームフィルタのベク
トルｂ（ｎ）が出力される。ステップ614において、拡
張された分解能の状態ex（ｎ）が更新されｑ（ｎ）の補
間値が発生されかつ遅延ベクトル発生器530のメモリ内
に格納される。ステップ614は第6B図により詳細に示さ
れている。次に、ステップ616において処理は完了しか
つ停止する。

第6B図のステップ622におけるスタートに入ると、フ
ローチャートはステップ624に進み、そこでこのサブフ
レームにおいて計算されるべきex（ｉ）におけるサンプ
ルが０に合わせられ、すなわちｉ＝−M,−Ｍ＋2,...,2N
−１に対しex（ｉ）＝０とされ、ここでＭは2M＋１次の
フィルタのために奇数に選択される。たとえば、フィル
タの次数が39であれば、Ｍは19である。もちろんＭは単
純化のために奇数であるとして選択されているが、Ｍは
また偶数でもよい。ステップ626において、ｉ＝0,
2,...,2（Ｎ−１）に対するex（ｉ）の１つおきのサン
プルが次の式に従いｂ（ｎ）のサンプルで初期化され
る。

ex（2i）＝ｂ（ｉ） 但し、ｉ＝0,1,...,N−1. 従って、ｉ＝0,2,...,2（Ｎ−１）に対するex（ｉ）
はその偶数の指数に対しマッピングされた現在のサブフ
レームに対する出力ベクトルｂ（ｎ）を保持し、一方ｉ
＝1,3,...,2（Ｎ−１）＋１に対するexd（ｉ）の奇数の
指数は０で初期化されている。

ステップ628において、０に初期化されたex（ｉ）の
補間されたサンプルがそのようなFIRフィルタの次数が
上に述べたように2M＋１であると仮定して、対称、ゼロ
位相シフトフィルタを使用し、FIR補間により再構成さ
れる。FIRフィルタの係数はａ（ｊ）であり、ここでｊ
＝−M,−Ｍ＋2,...,M−1,Mおよびａ（ｊ）＝ａ（−ｊ）
である。FIRフィルタのタップに向けられた偶数サンプ
ルのみがサンプル再構成において使用されるが、それは
奇数サンプルは０にセットされているからである。その
結果、2M＋１サンプルの代わりにＭ＋１サンプルが実際
に重み付けられかつ各々の再構成されたサンプルのため
に加算される。FIR補間は次の式に従って行われる。

再構成されるべき最初のサンプルはex（−Ｍ）であ
り、期待するようにex（１）ではないことに注意を要す
る。これは、指数−M,−Ｍ＋2,...,−１における補間さ
れたサンプルは現在のフレームにおける励起の評価を用
いて先のフレームにおいて再構成されたからであり、そ
れは実際の励起サンプルはその時規定されていなかった
からである。現在のフレームにおいてこれらのサンプル
は知られており（我々はｂ（ｎ）を有している）、かつ
従ってｉ＝−M,−Ｍ＋,...,−１に対するex（ｉ）のサ
ンプルは今や再び再構成され、フィルタのタップは実際
のかつ評価されていない値ｂ（ｎ）に向けられている。

上の式においてｉの最大の値は２（Ｎ−１）−Ｍであ
る。これは、ｉ＝2N−M,2N−Ｍ＋2,...,2（Ｎ−１）＋
１に対し、ex（ｉ）の（Ｍ＋１）/2の奇数サンプルが依
然として再構成されるべきであることを意味する。しか
しながら、指数（index）ｉのこれらの値に対し、補間
フィルタのより上のタップはまだ規定されていない励起
の将来のサンプルを指示している。これらの指数に対す
るex（ｉ）の値を計算するためには、ｉ＝2N,2N＋
2,...,2N＋Ｍに対するex（ｉ）の将来の状態がステップ
630において評価することにより拡張される。

ex（ｉ）＝λex（ｉ−2L） 但し、ｉ＝2N,2N＋2,...,2N＋Ｍ−１ この機構において使用されるべき2Lの最小値は2M＋１
である。この束縛は次のように規定することにより解放
できる。

ex（ｉ）＝λex（Ｆ（ｉ−2L）） 但し、ｉ＝2N,2N＋2,...,2N＋Ｍ−１ この場合、奇数に等しいｉ−2Lに対し、Ｆ（ｉ−2L）
は次式で与えられる。

また、偶数に等しいｉ−2Lに対するＦ（ｉ−2L）は次
式により与えられる。

パラメータλ、すなわちヒストリ拡張スケールファク
タは、ピッチ予測器係数である、βに等しくセットする
ことができ、あるいは１にセットされる。

励起ヒストリがこのように拡張されると、ステップ63
2において、現行の拡張されたレゾリューションのサブ
フレームの最後の（Ｍ＋１）/2のゼロサンプルは次式を
用いて計算される。

これらのサンプルは、ｉ＝2N,2N＋2,...,2N＋Ｍ−１
に対するex（ｉ）のための実際の励起サンプルが一旦利
用可能になると、次のサブフレームで再計算されるであ
ろう。

従って、ｎ＝0,N−１に対し、ｂ（ｎ）がベクトルex
（ｉ）にマッピングされ、ここでｉ＝0,2,...,2（Ｎ−
１）である。失われたゼロ化サンプルはFIR補間フィル
タを用いて再構成されている。FIR補間は失われたサン
プルにのみ適用されることに注意を要する。これはex
（ｉ）の偶数の指数に格納されている、知られたサンプ
ルに何等のひずみも無用に導入されないことを保証す
る。失われたサンプルのみを処理する付加的な利点は補
間に関連する計算が半分になることである。

ステップ634において、最後にロングターム予測器ヒ
ストリが2Nポイントにより拡張されたレゾリューション
励起ベクトルex（ｉ）の内容をシフトダウンすることに
より更新される。

ex（ｉ）＝ex（ｉ＋2N） 但し、ｉ＝2Max_L,−１ ここで、Max_Lは用いられる最大のロングターム予測
器遅延である。次に、ステップ636において、処理は完
了しかつ停止する。

次に第４図を参照すると、音声合成器（speech synt
hesizor）のブロック図が本発明のロングタームフィル
タを用いて図示されている。シンセサイザ400はデマル
チプレクサ450を介し、チヤネルから受信したショート
ターム予測器パラメータα_ｉ、ロングターム予測器パラ
メータβおよびＬ、励起利得ファクタγおよびコード語
Ｉを得る。コード語ＩはコードブックROM420に印加され
励起ベクトルのコードブックをアドレスする。コードブ
ックROM420は好ましくは、ここに参照のため導入され
る、米国特許第4,817,157号に述べられているようにし
て実施される。単一の励起ベクトルu_I（ｎ）が次にブロ
ック422において利得ファクタγにより乗算され、ロン
グターム予測器フィルタ424およびショートターム予測
器フィルタ426によりろ波され再構成された音声ベクト
ルｓ´_Ｉ（ｎ）を得る。再構成された音声のフレームを
表す、このベクトルは次にアナログ−デジタル（A/D）
コンバータ408に印加され再構成されたアナログ信号を
生成し、これは次にフィルタ404によりエイリアシング
を低減するために低域ろ波され、かつスピーカ402のよ
うな出力変換器に印加される。従って、このCELPシンセ
サイザは第１図のCELPアナライザと同じコードブック、
利得ブロック、ロングタームフィルタ、およびショート
タームフィルタを用いる。

第７図は、第４図における音声シンセサイザのショー
トタームフィルタ426およびD/Aコンバータ408を相互結
合するためのピッチポストフィルタの詳細なブロック図
である。ピッチポストフィルタは音声品質をフィルタ42
4および426により導入されるノイズを除去することによ
り増大する。Ｎサンプルの再構成された音声ベクトルｓ
´_Ｉ（ｎ）のフレームが加算器710に印加される。加算
器710の出力はピッチポストフィルタのための出力ベク
トルｓ´´（ｎ）を生成する。出力ベクトルｓ´´
（ｎ）はピッチポストフィルタの遅延サンプル発生器ブ
ロック630にフィードバックされる。公称（nominal）ロ
ングターム予測器ラグパラメータＬもまた遅延サンプル
発生器ブロック730に入力される。Ｌは本発明に対して
は非整数値をとることができる。もしＬが非整数であれ
ば、補間FIRフィルタが使用され必要とされる分数的サ
ンプル遅延を発生する。遅延サンプル発生器730は出力
ベクトルｑ（ｎ）を乗算器ブロック720に提供し、該乗
算器ブロック720はピッチポストフィルタ応答をロング
ターム予測器係数βの関数である係数Ｒによって尺度変
更する。尺度変更された出力Rq（ｎ）は次に加算器710
に印加され第７図のピッチポストフィルタのフィードバ
ックループを完成する。

本発明に係わるロングターム予測器応答を利用する際
に、励起利得ファクタγおよびロングターム予測器係数
βは閉ループ構成におけるＬのすべての値に対し同時に
最適化することができる。この結合された最適化技術は
Ｌ＜Ｎの値に対しては今までは実際的ではなかったが、
それは結合最適化方程式が単一パラメータβにおいて非
線形となるからであった。本発明はロングターム予測器
の構造を変更しリニアな結合最適化方程式を許容する。
さらに、本発明はロングターム予測器ラグが１サンプル
より良好な分解能を持つことを許容し、それによりその
性能を増強する。

さらに、コードブックサーチ手順がさらに単純化され
るが、それはロングタームフィルタのゼロ状態応答がフ
レーム長より小さなラグに対しゼロになるからである。
この付加的な特徴は当業者がロングタームフィルタの効
果をコードブックサーチ手順から除去することを許容す
る。従って、実際の実施上の利点および低いビットレー
トを維持しながらすべてのピッチレートに対しより高い
品質の音声を提供できるCELP音声コーダが示された。

本発明の特定の実施例が示されかつ説明されたが、そ
の広い見地における本発明から離れることなくさらに別
の変更および改良を行うことができる。例えば、任意の
形式の音声コーディング（例えば、RELP、マルチパル
ス、RPE、LPC、その他）をここに述べたサブサンプル分
解能ロングターム予測器ろ波技術とともに用いることが
できる。さらに、サブサンプル分解能のロングターム予
測器構造の付加的な等価構成を上に述べたものと同じ計
算を行うように構成することができる。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ジャシウク・マーク エイ アメリカ合衆国イリノイ州 60646、シ カゴ、ノース・ハイアワサ・アベニュー 6611 (56)参考文献 特開 昭60−93500（ＪＰ，Ａ) 特開 昭64−13200（ＪＰ，Ａ) 特開 昭64−40899（ＪＰ，Ａ) 特開 昭64−54497（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−293800（ＪＰ，Ａ) 欧州特許出願公開392126（ＥＰ，Ａ １) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) G10L 19/00 - 19/14 H03M 7/30 H04B 14/04

Claims (16)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】音声を再構成する方法であって： コード語Ｉと遅延パラメータＬを含む音声パラメータの
   組を通信チャネルから受信する段階であって、前記遅延
   パラメータＬは音声ピッチ周期を表現するための値をと
   ることが可能であり、該値は整数および非整数の値を含
   む所定の範囲内にあるところの段階； 前記コード語Ｉに応じて、コードブック・メモリから複
   数のサンプルを有する励起ベクトルを選択する段階； 少なくとも前記遅延パラメータＬと、格納されたフィル
   タ状態サンプルとに基づいて前記励起ベクトルを濾波す
   る段階；および フィルタ出力ベクトルを処理して再構成された音声を生
   成する段階； から構成され、前記励起ベクトルを濾波する段階は： 非整数の遅延パラメータＬを利用して、格納されたフィ
   ルタ状態サンプルを補間することによって補間フィルタ
   状態サンプルを計算する段階であって、前記補間フィル
   タ状態サンプルの数は、前記遅延パラメータの分解能に
   依存して定められるところの段階；および 前記励起ベクトルと前記補間フィルタ状態サンプルとを
   結合して、複数のフィルタ出力サンプルを有するフィル
   タ出力ベクトルを形成する段階； から構成されることを特徴とする方法。
2. 【請求項２】前記励起ベクトルを濾波する段階は、整数
   である遅延パラメータＬに対して、前記励起ベクトルと
   前記格納されたフィルタ状態サンプルとを結合してフィ
   ルタ出力サンプルを形成する段階から構成されることを
   特徴とする請求項１記載の方法。
3. 【請求項３】前記励起ベクトルを濾波する段階は、さら
   に、前記フィルタ出力サンプルを所定のサンプル数だけ
   シフトさせることによって、前記格納されたフィルタ状
   態サンプルを更新するか階段から構成されることを特徴
   とする請求項１記載の方法。
4. 【請求項４】さらに、 前記再構成された音声をアナログ音声信号に変換する段
   階；および 前記アナログ音声信号を知覚可能なオーディオ出力に変
   換する段階； から構成されることを特徴とする請求項１記載の方法。
5. 【請求項５】音声を再構成する装置であって： コード語Ｉと遅延パラメータＬを含む音声パラメータの
   組を通信チャネルから受信する受信回路であって、前記
   遅延パラメータＬは音声ピッチ周期を表現するための値
   をとることが可能であり、該値は整数および非整数の値
   を含む所定の範囲内にあるところの受信回路； 前記コード語Ｉに応じて、コードブック・メモリから複
   数のサンプルを有する励起ベクトルを選択する生成回
   路； 少なくとも前記遅延パラメータＬと、格納されたフィル
   タ状態サンプルとに基づいて前記励起ベクトルを濾波す
   るフィルタ回路；および フィルタ出力ベクトルを処理して再構成された音声を生
   成する処理回路； から構成され、前記フィルタ回路は： 非整数の遅延パラメータＬを利用して、格納されたフィ
   ルタ状態サンプルを補間することによって補間フィルタ
   状態サンプルを計算する演算回路であって、前記補間フ
   ィルタ状態サンプルの数は、前記遅延パラメータの分解
   能に依存して定められるところの演算回路；および 前記励起ベクトルと前記補間フィルタ状態サンプルとを
   結合して、複数のフィルタ出力サンプルを有するフィル
   タ出力ベクトルを形成する結合回路； から構成されることを特徴とする装置。
6. 【請求項６】前記結合回路は、さらに、整数である遅延
   パラメータＬに対して、前記励起ベクトルと前記格納さ
   れたフィルタ状態サンプルとを結合してフィルタ出力サ
   ンプルを形成する回路から構成されることを特徴とする
   請求項５記載の装置。
7. 【請求項７】前記励起ベクトルを濾波する段階は、さら
   に、前記フィルタ出力サンプルを所定のサンプル数だけ
   シフトさせることによって、前記格納されたフィルタ状
   態サンプルを更新する更新回路から構成されることを特
   徴とする請求項５記載の装置。
8. 【請求項８】さらに、 前記再構成され他音声をアナログ音声信号に変換する音
   声変換回路；および 前記アナログ音声信号を知覚可能なオーディオ出力に変
   換する変換回路； から構成されることを特徴とする請求項５記載の装置。
9. 【請求項９】音声を再構成する方法であって： コード語Ｉと遅延パラメータＬを含む音声パラメータの
   組を通信チャネルから受信する段階であって、前記遅延
   パラメータＬは音声ピッチ周期を表現するための値をと
   ることが可能であり、該値は整数および非整数の値を含
   む所定の範囲内にあるところの段階； 前記コード語Ｉに応じて、コードブック・メモリから複
   数のサンプルを有する励起ベクトルを選択する段階； 少なくとも前記遅延パラメータと、格納されたフィルタ
   状態サンプルの組と、格納され補間されたフィルタ状態
   サンプルの組の少なくとも１つに基づいて前記励起ベク
   トルを濾波する段階；および フィルタ出力ベクトルを処理して再構成された音声を生
   成する段階； から構成され、前記励起ベクトルを濾波する段階は： 前記遅延パラメータが整数であるか否かに応じて、前記
   格納されたフィルタ状態サンプル、または格納され補間
   されたフィルタ状態サンプルの一方を選択する段階；お
   よび 前記励起ベクトルと選択されたフィルタ状態サンプルと
   を結合して、複数のフィルタ出力サンプルを有するフィ
   ルタ出力ベクトルを形成する段階； から構成されることを特徴とする方法。
10. 【請求項１０】さらに、 前記再構成された音声をアナログ音声信号に変換する段
    階；および 前記アナログ音声信号を知覚可能なオーディオ出力に変
    換する段階； から構成されることを特徴とする請求項９記載の方法。
11. 【請求項１１】音声を再構成する装置であって： コード語Ｉと遅延パラメータＬを含む音声パラメータの
    組を通信チャネルから受信する受信回路であって、前記
    遅延パラメータＬは音声ピッチ周期を表現するための値
    をとることが可能であり、該値は整数および非整数の値
    を含む所定の範囲内にあるところの受信回路； 前記コード語Ｉに応じて、コードブック・メモリから複
    数のサンプルを有する励起ベクトルを選択する回路； 少なくとも前記遅延パラメータと、格納されたフィルタ
    状態サンプルの組と、格納され補間されたフィルタ状態
    サンプルの組の少なくとも１つに基づいて前記励起ベク
    トルを濾波するフィルタ回路；および フィルタ出力ベクトルを処理して再構成された音声を生
    成する処理回路； から構成され、前記フィルタ回路は： 前記遅延パラメータが整数であるか否かに応じて、前記
    格納されたフィルタ状態サンプル、または格納され補間
    されたフィルタ状態サンプルの一方を選択する選択回
    路；および 前記励起ベクトルと選択されたフィルタ状態サンプルと
    を結合して、複数のフィルタ出力サンプルを有するフィ
    ルタ出力ベクトルを形成する結合回路； から構成されることを特徴とする装置。
12. 【請求項１２】さらに、 前記再構成された音声をアナログ音声信号に変換する音
    声変換回路；および 前記アナログ音声信号を知覚可能なオーディオ出力に変
    換する変換回路； から構成されることを特徴とする請求項11記載の装置。
13. 【請求項１３】通信チャネルで伝送するために音声を音
    声パラメータの組に符号化する方法であって、当該方法
    は： 音声信号を複数回サンプルして現在の音声ベクトルを構
    成する複数のサンプルを求める段階； 前記現在の音声ベクトルの音声ピッチ周期に関する遅延
    パラメータＬを求める段階であって、前記遅延パラメー
    タＬは音声ピッチ周期を表現するための値をとることが
    可能であり、該値は整数および非整数の値を含む所定の
    範囲内にあるところの段階； 前記現在の音声ベクトルに最適なコード語Ｉを決定する
    ために励起ベクトルを検索する段階；および 前記現在の音声ベクトルに対して選択されたコード語Ｉ
    および遅延パラメータＬを所定の音声パラメータと共に
    通信チャネルで伝送する段階； から構成され、前記励起ベクトルを検索する段階は： 対応するコード語に応じて励起ベクトルを選択する段
    階； 励起ベクトルを濾波する段階； フィルタ出力ベクトルを処理して再構成された音声ベク
    トルを与える段階； 前記再構成された音声ベクトルと前記現在の音声ベクト
    ルとを比較してそれらの差異を求める段階；および 前記差異を最小にする励起ベクトルのコード語Ｉを選択
    する段階； 前記現在の音声ベクトルに関し、前記選択されたコード
    語Ｉおよび遅延パラメータＬを選択された音声パラメー
    タとともに前記通信チャネル上で伝送する段階； から構成され、前記励起ベクトルを濾波する段階は： 非整数の遅延パラメータＬを利用して、格納されたフィ
    ルタ状態サンプルを補間することによって補間フィルタ
    状態サンプルを計算する段階であって、前記補間フィル
    タ状態サンプルの数は、前記遅延パラメータの分解能に
    依存して定められるところの段階；および 前記励起ベクトルと、前記補間フィルタ状態サンプルと
    を結合して、複数のフィルタ出力サンプルを有するフィ
    ルタ出力ベクトルを形成する段階； から構成されることを特徴とする方法。
14. 【請求項１４】通信チャネルで伝送するために音声を音
    声パラメータの組に符号化する装置であって、当該装置
    は： 音声信号を複数回サンプルして現在の音声ベクトルを構
    成する複数のサンプルを求めるサンプル回路； 前記現在の音声ベクトルの音声ピッチ周期に関する遅延
    パラメータＬを求める回路であって、前記遅延パラメー
    タＬは音声ピッチ周期を表現するための値をとることが
    可能であり、該値は整数および非整数の値を含む所定の
    範囲内にあるところの回路； 前記現在の音声ベクトルに最適なコード語Ｉを決定する
    ために励起ベクトルを検索する検索回路；および 前記現在の音声ベクトルに対して選択されたコード語Ｉ
    および遅延パラメータＬを所定の音声パラメータと共に
    通信チャネルで伝送する伝送回路； から構成され、前記検索回路は： 対応するコード語に応じて励起ベクトルを選択する回
    路； 励起ベクトルを濾波するフィルタ回路； フィルタ出力ベクトルを処理して再構成された音声ベク
    トルを与える処理回路； 前記再構成された音声ベクトルと前記現在の音声ベクト
    ルとを比較してそれらの差異を求める比較回路；および 前記差異を最小にする励起ベクトルのコード語Ｉを選択
    する選択回路； 前記現在の音声ベクトルに関し、前記選択されたコード
    語Ｉおよび遅延パラメータＬを選択された音声パラメー
    タとともに前記通信チャネル上で伝送する伝送回路； から構成され、前記励起ベクトルを濾波するフィルタ回
    路は： 非整数の遅延パラメータＬを利用して、格納されたフィ
    ルタ状態サンプルを補間することによって補間フィルタ
    状態サンプルを計算する演算回路であって、前記補間フ
    ィルタ状態サンプルの数は、前記遅延パラメータの分解
    能に依存して定められるところの演算回路；および 前記励起ベクトルと、前記補間フィルタ状態サンプルと
    を結合して、複数のフィルタ出力サンプルを有するフィ
    ルタ出力ベクトルを形成する結合回路； から構成されることを特徴とする装置。
15. 【請求項１５】通信チャネルで伝送するために音声を音
    声パラメータの組に符号化する方法であって、当該方法
    は： 音声信号を複数回サンプルして現在の音声ベクトルを構
    成する複数のサンプルを求める段階； 前記現在の音声ベクトルの音声ピッチ周期に関する遅延
    パラメータＬを求める段階であって、前記遅延パラメー
    タＬは音声ピッチ周期を表現するための値をとることが
    可能であり、該値は整数および非整数の値を含む所定の
    範囲内にあるところの段階； 前記現在の音声ベクトルに最適なコード語Ｉを決定する
    ために励起ベクトルを検索する段階；および 前記現在の音声ベクトルに対して選択されたコード語Ｉ
    および遅延パラメータＬを所定の音声パラメータと共に
    通信チャネルで伝送する段階； から構成され、前記励起ベクトルを検索する段階は： 対応するコード語に応じて励起ベクトルを選択する段
    階； 少なくとも前記遅延パラメータＬと、格納されたフィル
    タ状態サンプルの組と、格納され補間されたフィルタ状
    態サンプルの組の少なくとも１つに基づいて励起ベクト
    ルを濾波する段階； フィルタ出力ベクトルを処理して再構成された音声ベク
    トルを与える段階； 前記再構成された音声ベクトルと前記現在の音声ベクト
    ルとを比較してそれらの差異を求める段階；および 前記差異を最小にする励起ベクトルのコード語Ｉを選択
    する段階； から構成され、前記励起ベクトルを濾波する段階は： 前記遅延パラメータが整数であるか否かに応じて、前記
    格納されたフィルタ状態サンプル、または格納され補間
    されたフィルタ状態サンプルの一方を選択する段階；お
    よび 前記励起ベクトルと、前記選択されたフィルタ状態サン
    プルとを結合して、複数のフィルタ出力サンプルを有す
    るフィルタ出力ベクトルを形成する段階； から構成されることを特徴とする方法。
16. 【請求項１６】通信チャネルで伝送するために音声を音
    声パラメータの組に符号化する装置であって、当該装置
    は： 音声信号を複数回サンプルして現在の音声ベクトルを構
    成する複数のサンプルを求めるサンプル回路； 前記現在の音声ベクトルの音声ピッチ周期に関する遅延
    パラメータＬを求める回路であって、前記遅延パラメー
    タＬは音声ピッチ周期を表現するための値をとることが
    可能であり、該値は整数および非整数の値を含む所定の
    範囲内にあるところの回路； 前記現在の音声ベクトルに最適なコード語Ｉを決定する
    ために励起ベクトルを検索する検索回路；および 前記現在の音声ベクトルに対して選択されたコード語Ｉ
    および遅延パラメータＬを所定の音声パラメータと共に
    通信チャネルで伝送する伝送回路； から構成され、前記検索回路は： 対応するコード語に応じて励起ベクトルを選択する回
    路； 少なくとも前記遅延パラメータＬと、格納されたフィル
    タ状態サンプルの組と、格納され補間されたフィルタ状
    態サンプルの組の少なくとも１つに基づいて励起ベクト
    ルを濾波するフィルタ回路； フィルタ出力ベクトルを処理して再構成された音声ベク
    トルを与える処理回路； 前記再構成された音声ベクトルと前記現在の音声ベクト
    ルとを比較してそれらの差異を求める比較回路；および 前記差異を最小にする励起ベクトルのコード語Ｉを選択
    する選択回路； から構成され、前記フィルタ回路は： 前記遅延パラメータが整数であるか否かに応じて、格納
    されたフィルタ状態サンプル、または格納され補間され
    たフィルタ状態サンプルの一方を選択する選択回路；お
    よび 前記励起ベクトルと、前記選択されたフィルタ状態サン
    プルとを結合して、複数のフィルタ出力サンプルを有す
    るフィルタ出力ベクトルを形成する結合回路； から構成されることを特徴とする装置。