JP3264286B2 - アンプ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、消費電流を低減した
アンプに関する。

【０００２】

【従来の技術】電池を電源とするオーディオ機器に使用
されるＩＣ、例えば、ラジオ受信機用のＩＣにおいて
は、電池の寿命を長くするため、ＩＣの消費電流が十分
に小さいことが要求される。

【０００３】また、一般に、スピーカのインピーダンス
は４〜８Ω、イヤホンのインピーダンスは100 Ω程度で
あり、インピーダンスが大きく異なる。しかし、ラジオ
受信機のオーディオアンプは、スピーカの使用時と、イ
ヤホンの使用時とで、負荷インピーダンスが大きく変化
しても、歪率などの特性が低下しないで動作する必要が
ある。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】この発明は、上述よう
な点にかんがみ、ＩＣ化に適するとともに、スピーカ使
用時でもイヤホン使用時でも特性の低下がなく、しか
も、イヤホン使用時には、消費電流を大幅に減らすこと
のできるアンプを提供しようとするものである。

【０００５】

【課題を解決するための手段】このため、この発明にお
いては、入力信号の供給される１対のトランジスタ及び
第１の定電流源を有する差動アンプと、この差動アンプ
に負荷として接続された第１のカレントミラー回路と、
上記差動アンプの出力信号の正の半サイクル部分が供給
される第２のカレントミラー回路と、上記差動アンプの
出力信号の負の半サイクル部分が供給される第３のカレ
ントミラー回路と、上記第２のカレントミラー回路の出
力信号が供給される第１の電流アンプと、上記第３のカ
レントミラー回路の出力信号が供給される第２の電流ア
ンプと、上記第１及び第２の電流アンプの出力信号がそ
れぞれ供給されるとともに、ＳＥＰＰ接続された第１及
び第２の出力トランジスタと、上記第２及び第３のカレ
ントミラー回路に所定の大きさの定電流を供給する第２
の定電流源とを有し、上記第１及び第２の定電流源は、
その出力電流を変更可能に構成し、上記第１の定電流源
の出力電流の大きさ、及び上記第２の定電流源の出力電
流の大きさを、上記第１及び第２の出力トランジスタに
接続される負荷のインピーダンスの大きさとは逆関係に
変更するようにしたアンプとするものである。

【０００６】

【作用】負荷ＲL が低インピーダンスのスピーカのとき
には、これをドライブするのに必要な十分な大きさ動作
電流が供給されるが、負荷ＲL が高インピーダンスのイ
ヤホンのときには、動作電流が小さくなって消費電流が
低減される。

【０００７】

【実施例】図１は、この発明によるアンプの一例を示
し、検波回路DETCから互いに逆相の１対のオーディオ信
号が取り出され、このオーディオ信号が、Ａ級のベース
バイアス電圧（図示せず）とともに、トランジスタＰ1
、Ｐ2 のベースにそれぞれ供給される。この場合、ト
ランジスタＰ1 、Ｐ2 は、差動アンプ１を構成している
もので、それらのエミッタが、電源端子Ｔ5 を基準電位
点とする可変定電流源ＰD に共通接続される。なお、こ
の明細書においては、「可変定電流源」は、「負荷の大
きさが変化してもその負荷に一定の大きさの出力電流を
供給するが、制御信号によりその出力電流の大きさを変
更できる電流源」の意味で使用する。

【０００８】そして、差動アンプ１は、カレントミラー
回路２とともに、ドライブアンプを構成しているもの
で、トランジスタＰ1 、Ｐ2 とは逆極性のトランジスタ
Ｑ1 、Ｑ2 が設けられ、そのトランジスタＱ1 を入力
側、トランジスタＱ2 を出力側、接地を基準電位点とし
てカレントミラー回路２が構成され、トランジスタＰ1
、Ｐ2 のコレクタがトランジスタＱ1 、Ｑ2 のコレク
タにそれぞれ接続される。

【０００９】さらに、トランジスタＰ3 を入力側、トラ
ンジスタＰ4 を出力側、ボルテージフォロワ６の出力端
を基準電位点としてカレントミラー回路３が構成される
とともに、トランジスタＰ3 、Ｐ4 とは逆極性のトラン
ジスタＱ3 、Ｑ4 が設けられ、トランジスタＱ3 を入力
側、トランジスタＱ4 を出力側、接地を基準電位点とし
てカレントミラー回路４が構成される。そして、トラン
ジスタＰ2 、Ｑ2 のコレクタが、トランジスタＰ3 、Ｑ
3 のコレクタに共通接続される。

【００１０】また、端子Ｔ5 と接地との間に、可変定電
流源ＰB と、ダイオード接続されたトランジスタＰ5 、
Ｑ5 とが直列接続され、トランジスタＰ5 、Ｑ5 の直列
回路に得られる直流電圧Ｖ5 が、ボルテージフォロワ６
に供給される。

【００１１】さらに、トランジスタＰ4 、Ｑ4 のコレク
タ出力が、電流アンプ７、８を通じてトランジスタＰ6
、Ｑ6 のベースにそれぞれ供給される。このトランジ
スタＰ6 、Ｑ6 はＳＥＰＰ接続されてＢ級の終段アンプ
を構成しているもので、トランジスタＰ6 、Ｑ6 のエミ
ッタが、端子Ｔ5 及び接地にそれぞれ接続され、そのコ
レクタが、出力端子Ｔ4 に共通接続される。そして、端
子Ｔ4 に負荷ＲL として、スピーカあるいはイヤホンが
接続される。

【００１２】なお、可変定電流源ＰD 、ＰB の出力定電
流の大きさは、例えば、負荷ＲL がスピーカのときに
は、大きくなるように、負荷ＲL がイヤホンのときに
は、小さくなるように、すなわち、負荷ＲL のインピー
ダンスに逆に比例するように変更される。また、トラン
ジスタＰ4 、Ｑ4 のベース・エミッタ間の接合面積は、
トランジスタＰ3 、Ｑ3 のそれのｍ倍（ｍ＞１）、例え
ば５倍とされる。また、アンプ７、８以降の電流利得は
ｎ倍（ｎ＞１）、例えば20倍とされる。

【００１３】このような構成において、 ＩP1：トランジスタＰ1 のコレクタ電流 ＩP2：トランジスタＰ2 のコレクタ電流 とすれば、 ＩP1＝ＩD −ｉ／２ ＩP2＝ＩD ＋ｉ／２ ＩD ：定電流源ＰD の出力定電流（直流分） ｉ／２：オーディオ信号による信号電流（交流分） である。

【００１４】そして、 ＩQ1：トランジスタＱ1 のコレクタ電流 ＩQ2：トランジスタＱ2 のコレクタ電流 とすれば、 ＩQ1＝ＩP1 であるとともに、トランジスタＱ1 、Ｑ2 はカレントミ
ラー回路２を構成しているので、 ＩQ2＝ＩQ1 ＝ＩP1 である。

【００１５】そして、トランジスタＰ2 のコレクタ電流
ＩP2と、トランジスタＱ2 のコレクタ電流ＩQ2との差の
電流ＩPQが、カレントミラー回路３、４に供給されるの
で、その差電流ＩPQを求めると、 ＩPQ＝ＩP2−ＩQ2 ＝ＩP2−ＩP1 ＝（ＩD ＋ｉ／２）−（ＩD −ｉ／２） ＝ｉ となる。すなわち、回路１、２からカレントミラー回路
３、４へは、信号電流ｉだけが流れ、直流電流が流れ込
んだり、逆に流れ出たりすることはない。

【００１６】そこで、 ＩB ：定電流源ＰB の出力定電流 とすれば、この定電流ＩB が、ダイオード接続されたト
ランジスタＰ5 、Ｑ5 の直列回路を流れるので、この直
列回路には、定電流ＩB に比例した大きさの定電圧Ｖ5
が得られる。

【００１７】そして、この定電圧Ｖ5 がボルテージフォ
ロワ６に供給されるので、その出力端にも定電圧Ｖ5 が
得られ、この定電圧Ｖ5 がトランジスタＰ3 のエミッタ
に供給される。そして、このとき、トランジスタＰ3 、
Ｑ3 は、トランジスタＰ5 、Ｑ5 と同極性で、同様に直
列接続されている。また、このとき、上述のように、回
路１、２からカレントミラー回路３、４に、直流電流が
流れ込んだり、逆に流れ出たりすることはない。

【００１８】したがって、トランジスタＰ3 、Ｑ3 の直
列回路には、定電流ＩB が流れることになる。

【００１９】そして、トランジスタＰ3 、Ｑ3 の直列回
路に流れる定電流ＩB は、トランジスタＰ3 、Ｑ3 の各
コレクタ電流の直流分でもある。また、トランジスタＰ
3 、Ｑ3 はトランジスタＰ4 、Ｑ4 とともにカレントミ
ラー回路３、４を構成しているとともに、トランジスタ
Ｐ4 、Ｑ4 のベース・エミッタ間の接合面積は、トラン
ジスタＰ3 、Ｑ3 のそれの例えば５倍（＝ｍ倍）とされ
ている。したがって、トランジスタＰ4 、Ｑ4 のコレク
タには、定電流ＩB の５倍の直流電流５ＩB が流れる。

【００２０】そして、この直流電流５ＩB が、アンプ
７、８及びトランジスタＰ6 、Ｑ6 により例えば20倍
（＝ｎ倍）されるので、トランジスタＰ6 、Ｑ6 のコレ
クタには、定電流ＩB の100 倍（＝５倍×20倍）の直流
電流Ｉo が流れることになる。

【００２１】すなわち、 Ａi ：カレントミラー回路３、４以降の電流利得 とすれば、 Ａi ＝ｍ・ｎ であり、 Ｉo ＝Ａi ・ＩB ・・・・・ (1) となり、この直流電流Ｉo が、トランジスタＰ6 、Ｑ6
のコレクタに流れることになる。以上が、この図１のア
ンプの直流動作である。

【００２２】そして、図１のアンプは、上述のような直
流動作をしているので、回路１、２から信号電流ｉが、
カレントミラー回路３、４に供給されると、その正の半
サイクル部分は、カレントミラー回路４→アンプ８→ト
ランジスタＱ6 を通じて順に増幅されて端子Ｔ4 に出力
され、負の半サイクル部分は、カレントミラー回路３→
アンプ７→トランジスタＰ6 を通じて順に増幅されて端
子Ｔ4 に出力される。

【００２３】したがって、端子Ｔ4 には、増幅されたオ
ーディオ信号が出力され、これが負荷ＲL に供給され
る。

【００２４】そして、この場合、 ｉo ：端子Ｔ4 の出力電流（信号分） とすれば、信号電流についても(1) 式が成立するので、 ｉo ＝Ａi ・ｉ ・・・・・ (2) である。

【００２５】また、 ｅo ：端子Ｔ4 の出力電圧（信号分） とすれば、 ｉo ＝ｅo ／ＲL ・・・・・ (3) である。

【００２６】したがって、(2) 、(3) 式から Ａi ・ｉ＝ｅo ／ＲL となり、これを変形して ｉ＝ｅo ／（ＲL ・Ａi ） ・・・・・ (4) となる。

【００２７】そして、このとき、出力電圧ｅo の最大値
は、端子Ｔ5 の電源電圧ＶCCからトランジスタＰ6 、Ｑ
6 のコレクタ・エミッタ間飽和電圧を減じた値で決ま
り、トランジスタＰ6 、Ｑ6 のベースドライブ電流が十
分な大きさであれば、負荷ＲLの大きさにかかわらずほ
ぼ一定となる。

【００２８】したがって、(4) 式から、信号電流ｉは、
負荷ＲL に逆比例して小さくすることができる。

【００２９】また、回路１、２が正常に動作するために
は、 ＩD ≧｜ｉ｜ ・・・・・ (5) でなければならないが、信号電流ｉを小さくすることが
できれば、定電流ＩD も小さくすることができる。

【００３０】そして、ここで、図１のアンプが通常のオ
ーディオアンプであり、負荷ＲL にかかわらず定電流Ｉ
D 、ＩB の大きさが一定であるとする。すると、使用す
る負荷ＲL のインピーダンスの最も小さい値に対し十分
なマージンを持つように、信号電流ｉの値、すなわち、
直流電流ＩD の値を設定するので、負荷ＲL が大きくな
っても消費電流はあまり減らない。

【００３１】例えば、 Ａi ＝100 倍、ＲL ＝８Ω、ＶCC＝３Ｖ とすると、(3) 式及び(2) 式から ｉo ＝1.5 Ｖ／８Ω ＝187.5 ｍＡ ｉ＝187.5 ｍＡ／100 倍 ＝1.875 ｍＡ となる。

【００３２】したがって、(5) 式から ＩD ≧1.875 ｍＡ となり、通常は、 ＩD ＝３〜４ｍＡ に設定される。また、終段のトランジスタＰ6 、Ｑ6 の
直流電流Ｉo は、歪み及び消費電流を考慮して信号電流
ｉo の最大値の1/100 〜1/1000に選ばれるので、 Ｉo ＝200 μＡ〜２ｍＡ となる。

【００３３】なお、このとき、(1) 式から ＩB ＝Ｉo ／Ａi ＝200 μＡ〜２ｍＡ／100 倍 ＝２〜20μＡ となり、電流ＩB は無視できる。

【００３４】この結果、図１のアンプの消費電流は、電
流ＩD と電流Ｉo とを合わせて3.2〜６ｍＡになり、す
なわち、５ｍＡ前後の消費電流となる。そして、この消
費電流の大きさは、負荷ＲL が、スピーカであってもイ
ヤホンであっても変わらない。

【００３５】しかし、この発明においては、定電流源Ｐ
D 、ＰB は可変定電流源とされ、その出力定電流ＩD 、
ＩB の大きさは、負荷ＲL の大きさ、すなわち、負荷Ｒ
L がスピーカのときと、イヤホンのときとで変更され
る。

【００３６】例えば、負荷ＲL がスピーカのときには、
ＲL ＝８Ωなので、各電流は上述ような大きさとされ
る。

【００３７】しかし、負荷ＲL がイヤホンのときには、
ＲL ＝100 Ωなので、(3) 式及び(2) 式から ｉo ＝1.5 Ｖ／100 Ω ＝15ｍＡ ｉ＝15ｍＡ／100 倍 ＝150 μＡ となる。

【００３８】したがって、(5) 式から ＩD ≧150 μＡ となり、 ＩD ＝200 〜300 μＡ に設定することができる。また、終段のトランジスタＰ
6 、Ｑ6 の直流電流Ｉoは、信号電流ｉo の最大値の1/1
00 〜1/1000に選ばれるので、 Ｉo ＝15〜150 μＡ となる。なお、このとき、(1) 式から ＩB ＝Ｉo ／Ａi ＝15〜150 μＡ／100 倍 ＝150 ｎＡ〜1.5 μＡ となり、電流ＩB は無視できる。

【００３９】この結果、この発明によるアンプの消費電
流は、電流ＩD と電流Ｉo とを合わせて215 〜450 μＡ
になり、すなわち、300 μＡ前後の消費電流となる。

【００４０】つまり、このアンプの消費電流は、スピー
カを使用しているときには、５ｍＡ前後となるが、イヤ
ホンを使用しているときには、300 μＡ前後まで減らす
ことができる。

【００４１】こうして、この発明によれば、インピーダ
ンスの高いイヤホンの使用時には、消費電流を大幅に低
減することができる。しかも、イヤホンの使用時と、ス
ピーカの使用時とで、アンプの負荷インピーダンスが大
幅に変わっても、それぞれに適した動作電流を供給する
ことができるので、歪率などの特性の低下することがな
い。

【００４２】図２〜図５は、この発明の他の例を、回路
ＰD 、ＰB 、６〜８の具体的な接続例とともに示すもの
で、図２の右側に図３の左側が続き、図３の右側に図４
の左側が続き、図４の右側に図５の左側が続く。

【００４３】そして、これらの図において、鎖線で囲っ
た範囲が１チップＩＣ化され、Ｔ11〜Ｔ16はその外部接
続端子（ピン）である。さらに、トランジスタＰ91、Ｐ
92のエミッタが定電流源用のトランジスタＰ93に接続さ
れて端子Ｔ15を基準電位点とする差動アンプ９１が構成
され、そのトランジスタＰ91のベースに、入力端子Ｔ11
を通じてオーディオ信号が供給される。また、トランジ
スタＱ91、Ｑ92により、接地端子Ｔ16を基準電位点とし
てカレントミラー回路９２が構成されるとともに、トラ
ンジスタＱ91、Ｑ92のコレクタは、トランジスタＰ91、
Ｐ92のコレクタに接続される。

【００４４】さらに、トランジスタＰ11、Ｐ12のエミッ
タ間に抵抗器Ｒ11が接続されるとともに、これらエミッ
タに、定電流源用のトランジスタＰ13、Ｐ14が接続され
て端子Ｔ15を基準電位点とする差動アンプ１１が構成さ
れる。また、トランジスタＰ15、Ｐ16のエミッタ間に抵
抗器Ｒ12が接続されるとともに、これらエミッタに、定
電流源用のトランジスタＰ17、Ｐ18が接続されて端子Ｔ
15を基準電位点とする差動アンプ１２が構成される。

【００４５】こうして、これら差動アンプ１１、１２に
より、差動アンプ１が構成されるとともに、トランジス
タＰ13、Ｐ14、Ｐ17、Ｐ18により、定電流源ＰD が構成
される。なお、この定電流源ＰD においては、トランジ
スタＰ17、Ｐ18がオン・オフされることにより、その出
力定電流ＩD の大きさが上述のように変更される。

【００４６】また、トランジスタＱ21、Ｑ22により、端
子Ｔ16を基準電位点としてカレントミラー回路２が構成
されるとともに、トランジスタＱ21、Ｑ22のコレクタ
が、トランジスタＰ15、Ｐ11及びＰ12、Ｐ16のコレクタ
に接続される。そして、トランジスタＰ92、Ｑ92のコレ
クタが、トランジスタＰ15、Ｐ11のベースに共通接続さ
れるとともに、トランジスタＰ92、Ｐ12、Ｐ16のベース
が、端子Ｔ12に外付けされたバイパスコンデンサＣ11を
通じて接地される。

【００４７】さらに、トランジスタＰ17、Ｐ18にトラン
ジスタＰ94が接続されて、端子Ｔ15を基準電位点とする
カレントミラー回路９３が構成されるとともに、端子Ｔ
13が、スイッチング用のトランジスタＰ97、Ｑ97を通じ
てトランジスタＰ94のベースに接続される。そして、端
子Ｔ13には、抵抗器Ｒ0 を通じてパワーセーブ用のスイ
ッチSWが接続される。

【００４８】また、端子Ｔ15を基準電位点とする定電流
源用のトランジスタＰ95が設けられるとともに、カレン
トミラー回路９３に、出力用のトランジスタＰ96が設け
られ、そのコレクタがトランジスタＰ95のコレクタに接
続され、これらコレクタと、端子Ｔ16との間に、ダイオ
ード接続されたトランジスタＰ51、Ｑ51が直列接続され
る。この場合、トランジスタＰ95、Ｐ96により、定電流
源ＰB が構成されるとともに、トランジスタＰ96がオン
・オフされることにより、その出力定電流ＩBの大きさ
が変更される。また、トランジスタＰ51、Ｑ51が、図１
のトランジスタＰ5 、Ｑ5 に対応する。

【００４９】さらに、トランジスタＱ61〜Ｑ63により、
トランジスタＰ63を定電流源とし、端子Ｔ16を基準電位
点とする差動アンプ６１が構成されるとともに、そのト
ランジスタＱ61、Ｑ62のコレクタがトランジスタＰ61、
Ｐ62のコレクタにそれぞれ接続される。この場合、トラ
ンジスタＰ61、Ｐ62は、端子Ｔ15を基準電位点としてカ
レントミラー回路９２を構成しているものである。

【００５０】そして、トランジスタＱ61、Ｐ61のコレク
タ出力が、エミッタ接地のトランジスタＰ63を通じてト
ランジスタＱ62のベースに負帰還される。こうして、回
路６１、６２及びトランジスタＰ63により、ボルテージ
フォロワ６が構成される。そして、このボルテージフォ
ロワ６の入力端、すなわち、トランジスタＱ61のベース
が、トランジスタＰ95、Ｐ96のコレクタに接続される。

【００５１】さらに、トランジスタＰ31、Ｐ32により、
トランジスタＰ63のコレクタを基準電位点としてカレン
トミラー回路３が構成されるとともに、トランジスタＱ
41、Ｑ42により、端子Ｔ16を基準電位点としてカレント
ミラー回路４が構成される。そして、トランジスタＰ3
1、Ｑ41のコレクタが、トランジスタＰ12、Ｐ16、Ｑ22
のコレクタに共通接続される。また、トランジスタＰ3
2、Ｑ42のベース・エミッタ間接合面積が、トランジス
タＰ31、Ｑ41のそれの例えば６倍とされる。

【００５２】また、トランジスタＰ32のコレクタが、ト
ランジスタＱ71、Ｑ72を有し、端子Ｔ16を基準電位点と
するカレントミラー回路７１を通じてトランジスタＰ71
のコレクタに接続される。このトランジスタＰ71は、ト
ランジスタＰ72、Ｐ73とともに、端子Ｔ15を基準電位点
としてカレントミラー回路７２を構成しているものであ
り、トランジスタＰ72のコレクタが出力端子Ｔ14に接続
される。

【００５３】さらに、トランジスタＱ42のコレクタが、
ベース接地のトランジスタＱ80のエミッタに接続され、
このトランジスタＱ80のコレクタが、トランジスタＰ8
1、Ｐ82を有し、端子Ｔ15を基準電位点とするカレント
ミラー回路８１を通じてトランジスタＱ81のコレクタに
接続される。このトランジスタＱ81は、トランジスタＱ
82、Ｑ83とともに、端子Ｔ16を基準電位点としてカレン
トミラー回路８２を構成しているものであり、トランジ
スタＱ83のコレクタが出力端子Ｔ14に接続される。

【００５４】また、この場合、トランジスタＰ82、Ｑ72
のベース・エミッタ間接合面積は、トランジスタＰ81、
Ｑ71のそれの例えば６倍とされる。また、トランジスタ
Ｐ72、Ｑ82のベース・エミッタ間接合面積は、トランジ
スタＰ71、Ｑ81のそれの例えば100 倍とされる。こうし
て、カレントミラー回路７１、７２及び８１、８２によ
り、アンプ７、８がそれぞれ構成される。

【００５５】なお、上記以外の他のトランジスタは、上
記のトランジスタにバイアスを供給するためのものであ
る。

【００５６】このような構成において、スイッチSWがオ
ンの場合には、トランジスタＰ97がオンになってトラン
ジスタＱ97がオンになるので、トランジスタＰ94がオン
になってカレントミラー回路９３は動作状態となる。

【００５７】したがって、トランジスタＰ17、Ｐ18を定
電流源として、トランジスタＰ15、Ｐ16が差動アンプ１
２として動作するとともに、このとき、トランジスタＰ
13、Ｐ14を定電流源として、トランジスタＰ11、Ｐ12
が、差動アンプ１１として動作している。したがって、
これら差動アンプ１１、１２が、差動アンプ１として動
作することになる。

【００５８】また、このとき、トランジスタＰ13、Ｐ1
4、Ｐ17、Ｐ18の各コレクタ電流の和の電流が定電流ＩD
となる。なお、この状態が、定電流ＩD の大きくされ
たモードである。

【００５９】さらに、カレントミラー回路９３において
は、トランジスタＰ96もオンになるので、トランジスタ
Ｐ96、Ｐ95の各コレクタ電流の和の電流が、定電流ＩB
としてトランジスタＰ51、Ｑ51の直列回路に供給され
る。なお、この定電流ＩB の状態が、定電流ＩB の大き
くされたモードである。

【００６０】一方、、スイッチSWがオフの場合には、ト
ランジスタＰ97がオフになってトランジスタＱ97がオフ
になるので、トランジスタＰ94がオフになってカレント
ミラー回路９３は非動作状態となる。

【００６１】したがって、トランジスタＰ15、Ｐ16が差
動アンプ１２として動作しなくなり、差動アンプ１１だ
けが動作する。また、このとき、トランジスタＰ13、Ｐ
14の各コレクタ電流の和の電流が定電流ＩD となる。し
たがって、定電流ＩD は小さくなり、すなわち、定電流
ＩD の小さくされたモードである。

【００６２】さらに、カレントミラー回路９３において
は、トランジスタＰ96もオフになるので、トランジスタ
Ｐ95のコレクタ電流だけが、定電流ＩB としてトランジ
スタＰ51、Ｑ51の直列回路に供給される。したがって、
この状態が、定電流ＩB の小さくされたモードである。

【００６３】こうして、スイッチSWをオンにすると、定
電流ＩD 、ＩB は大きくなり、スイッチSWをオフにする
と、定電流ＩD 、ＩB は小さくなる。したがって、負荷
ＲLがイヤホンのとき、スイッチSWをオフにすることに
より、消費電流を低減することができる。

【００６４】また、電源端子Ｔ15と接地端子Ｔ16との間
には、最大で、１つの抵抗器と、１つのコレクタ・エミ
ッタと、２つのベース・エミッタ間とがスタックされる
だけなので、端子Ｔ15の電源電圧ＶCCを低くすることが
でき、電池を電源とするとき、有利である。

【００６５】

【発明の効果】この発明によれば、スピーカの使用時に
は、５ｍＡ前後となる消費電流を、イヤホンの使用時に
は、300 μＡ程度と大幅に低減することができる。しか
も、イヤホンの使用時と、スピーカの使用時とで、アン
プの負荷インピーダンスが大幅に変わっても、それぞれ
に適した動作電流を供給することができるので、歪率な
どの特性の低下することがない。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一例を示す系統図である。

【図２】この発明の一例の一部を示す接続図である。

【図３】図２の続きを示す接続図である。

【図４】図３の続きを示す接続図である。

【図５】図４の続きを示す接続図である。

【符号の説明】

１ 差動アンプ ２〜４ カレントミラー回路 ６ ボルテージフォロワ ７、８ 電流アンプ ＰD 、ＰB 可変定電流源

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】入力信号の供給される１対のトランジスタ
   及び第１の定電流源を有する差動アンプと、 この差動アンプに負荷として接続された第１のカレント
   ミラー回路と、 上記差動アンプの出力信号の正の半サイクル部分が供給
   される第２のカレントミラー回路と、 上記差動アンプの出力信号の負の半サイクル部分が供給
   される第３のカレントミラー回路と、 上記第２のカレントミラー回路の出力信号が供給される
   第１の電流アンプと、 上記第３のカレントミラー回路の出力信号が供給される
   第２の電流アンプと、 上記第１及び第２の電流アンプの出力信号がそれぞれ供
   給されるとともに、ＳＥＰＰ接続された第１及び第２の
   出力トランジスタと、 上記第２及び第３のカレントミラー回路に所定の大きさ
   の定電流を供給する第２の定電流源とを有し、 上記第１及び第２の定電流源は、その出力電流を変更可
   能に構成し、 上記第１の定電流源の出力電流の大きさ、及び上記第２
   の定電流源の出力電流の大きさを、上記第１及び第２の
   出力トランジスタに接続される負荷のインピーダンスの
   大きさとは逆関係に変更するようにしたアンプ。