JP3241958B2

JP3241958B2 - 制御装置

Info

Publication number: JP3241958B2
Application number: JP04091995A
Authority: JP
Inventors: 田道吉園
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1995-02-28
Filing date: 1995-02-28
Publication date: 2001-12-25
Anticipated expiration: 2016-12-25
Also published as: JPH08237210A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、フォトカプラなどの絶
縁伝送手段を介して信号伝送を行なう二つの回路を備え
た制御装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年は電子回路の小形化・高性能化が図
られ、低レベルの電圧での制御が可能になるとともに電
力装置の内部や近傍に電子回路がおかれる機会が増加し
ている。それに加えて、電力装置におけるインバータ化
が進み、それらのインバータ装置に使用される電力変換
素子として高電圧用ＩＧＢＴ（ＩｎｓｕｌａｔｅｄＧ
ａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の
高周波スイッチング素子が出現し、電力装置としても高
周波制御による小形・高性能化が図られるようになって
きた。

【０００３】上記のように制御装置の小形化・高性能化
が図られるのに伴い、電力装置より発生するノイズ、外
部より侵入してくるノイズ等によって電子回路が誤動作
したり機器を破損したりする問題も増えてきている。こ
のように、ノイズに対し悪環境となる状況において、外
部接点、外部検出器あるいは信号を受けて動作する駆動
装置等の外部機器とマイクロコンピュータ等の電子回路
によりシステム全体を制御する主制御装置との間、ま
た、誘導機等の電力機器を駆動する主回路電力変換装置
と電子回路で構成された主回路電力変換装置制御用駆動
信号を作成する電力変換駆動制御装置との間、あるい
は、少くとも２種類以上の制御機器を有する制御装置内
でそれらの制御機器の間の信号を伝送する場合に、電子
回路の破壊防止あるいは電子回路の誤動作による制御異
常や機器の破損を防止するために、信号を出力する機器
又は信号を入力する機器によって信号を絶縁して伝送す
ることが一般的に行なわれている。

【０００４】それらの信号を絶縁する手段として、機械
的に絶縁する継電器、光化して絶縁するフォトカプラ、
光ファイバ伝送、あるいは磁気結合によるトランス等の
電気的絶縁を行う絶縁伝送手段がある。このうち継電
器、トランスは信号を入力側より出力側に伝送するまで
の動作時間がかかる上、コスト的にも高価になる。その
ためフォトカプラを使用する方法が最も一般的である。
このように、フォトカプラは最も有効な絶縁伝送手段で
あるが、フォトカプラ自体、フォトカプラ入力側（以
下、１次側と称することがある。）、出力側（以下、２
次側と称することがある。）の周辺回路の条件によって
はノイズの発生状況により、このフォトカプラ絶縁回路
が誤動作して、制御異常、機器破損を生ずる可能性もあ
った。そこで、フォトカプラ絶縁回路のノイズ耐量を強
化するため、例えば、実公平６−２３００５号公報に示
すように、フォトカプラ周辺回路によりノイズ耐量を強
化する方法が提案されている。

【０００５】図７は、上記実公平６−２３００５号公報
で提案されたフォトカプラ回路を示すものである。図７
において、４４はフォトカプラをオンさせる直流電源、
６はフォトカプラ１次側電流制限抵抗、７はフォトカプ
ラ１次側に並列接続された分圧抵抗、４５はフォトカプ
ラ１次側ノイズ除去用コンデンサ、８はフォトカプラ、
４６はフォトトランジスタ電流制限抵抗、４７は分圧抵
抗、４８は出力側フィルタコンデンサである。

【０００６】図７に示すフォトカプラ１次側回路は代表
的応用回路として各種の文献等で見うけられすでに公知
であるが、上記実公平６−２３００５号公報で呈示され
た構成の特徴は並列抵抗７にかかるノイズ電圧の時間幅
内の最大値が発光素子の発光しきい値の１．５倍以下に
なるように時定数を選択したことである。

【０００７】しかし、すでに述べたように、高耐圧ＩＧ
ＢＴ等を使用した電力機器における信号絶縁に図７の回
路を使用した場合、ＩＧＢＴの高周波スイッチング動
作、高電圧回路等の影響により、ノイズレベルが大きく
なり、フォトカプラ１次側の時定数を大きくする必要が
生じる。そのため、フォトカプラ絶縁回路の伝送時間が
長くなって、制御上、悪影響を及ぼすようになるととも
に、スイッチング動作時の１００ｎsec 〜１μsec オー
ダーの主回路電圧変動に対しては、図７のフィルタ回路
はほとんど有効に動作しないことが確認されている。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】ここで、図７に示した
ようなフォトカプラを使用した絶縁回路がノイズにより
誤動作する場合のノイズの種類と誤動作メカニズムにつ
いて、ノイズ環境が最もきびしい電力機器と電子回路の
絶縁をする場合について説明する。

【０００９】フォトカプラ絶縁回路が誤動作する場合、
回路構成より分けて以下の３つの種類の誤動作が考えら
れる。

【００１０】（１）フォトカプラ１次側回路（前記電力
変換駆動制御装置と直接接続されるフォトカプラ１次側
のフォトダイオードとの間）での誤動作（２）フォトカプラ自体の誤動作（３）フォトカプラ２次側回路（前記主回路電力変換装
置と直接接続されるフォトカプラ２次側のフォトトラン
ジスタとの間）での誤動作上記（１）〜（３）項のうち（２）項目は、フォトカプ
ラ自体のノイズ耐量（１次−２次間にノイズ印加時のコ
モンモード除去電圧）の特性によって誤動作レベルが決
定するもので、フォトカプラ自体をノイズ耐量の高いも
のに変更することにより解決できるので、本明細書では
その説明を省略する。

【００１１】上記（１）項目の回路で誤動作する場合の
ノイズ発生モードとしては下記の３つが考えられる。主回路電力変換装置と電子回路で構成される電力変
換駆動制御装置の間に発生するノイズ（フォトカプラ１
次−２次間に発生するコモンモードノイズ）電子回路で構成される電力変換駆動制御装置の０Ｖ
コモン電源とアース間に発生するコモンモードノイズ主回路電力変換装置側に含まれるフォトカプラ１次
側と電力変換駆動制御装置間の信号ケーブルに誘導する
誘導ノイズ又、上記（３）項目の回路で誤動作する場合のノイズ発
生モードとしては上記した項目のフォトカプラ１次−
２次間に発生するコモンモードノイズが原因と考えられ
る。

【００１２】次に、上記〜項目についてノイズ発生
とフォトカプラ絶縁回路誤動作メカニズムについて説明
する。

【００１３】まず項のノイズにより誤動作する場合に
ついて説明する。図８は主回路電力変換装置内電力変換
素子としてＩＧＢＴを使用した時の一般的なインバータ
制御駆動回路を示した図である。図８において、１は電
子回路で構成される電力変換駆動制御装置、２はインバ
ータ制御によりＩＧＢＴ最終駆動信号を作成するＩＧＢ
Ｔ信号作成回路、３はＩＧＢＴ信号作成回路２によって
出力された点弧パルスを電流信号に変換する制御側トラ
ンジスタドライバ、４，６はフォトカプラ１次側電流を
制限する１次側電流制限抵抗、５は主回路電力変換装置
側に設置されるＩＧＢＴゲートドライブ制御装置、７は
フォトカプラ１次側に並列接続される分圧抵抗、８は電
力変換駆動制御装置１に接続されるドライブ回路と、Ｉ
ＧＢＴゲートドライブ装置５の主回路側に接続されるド
ライブ回路とを絶縁するフォトカプラ、９はフォトカプ
ラ８の２次側に接続され、フォトカプラ８の動作により
ＩＧＢＴ点弧パルス信号を電流増幅するゲート電流増幅
装置、１０Ａ，１０ＢはＩＧＢＴのゲート回路に流し込
む電流を制限するＩＧＢＴゲート抵抗、１１Ａ，１１Ｂ
はＩＧＢＴゲート回路にゲート電流を流し込むための主
回路側トランジスタドライバ、１２Ａ，１２Ｂはゲート
電流増幅装置９及び主回路側トランジスタドライバ１１
Ａ，１１Ｂに安定化電源を供給するための平滑コンデン
サ、１３はゲート駆動用電源を作成する整流器やＤＣ／
ＤＣコンバータなどを含むゲート駆動電源作成回路、１
４，３８はインバータ制御により直流を交流に電力変換
するＩＧＢＴである。そして、ＩＧＢＴ１４のコレクタ
は直流電源の正側、ＩＧＢＴ３８のエミッタは負側に接
続されている。また、ＩＧＢＴ１４のエミッタとＩＧＢ
Ｔ３８のコレクタとが直接接続され、そこから負荷の１
相（図８ではＵ相）に接続されている。

【００１４】３０は電力変換駆動制御装置１内のＶcc
（正電源）及び０Ｖ（コモン電源）間に設けられる平滑
コンデンサ、３１は上記制御装置１にＶcc及び０Ｖ電源
を供給するための制御用電源装置（スイッチングレギュ
レータ）、３２は前記スイッチングレギュレータ３１の
Ｖcc−０Ｖ間に設けられる平滑コンデンサ、３３は０Ｖ
−アース間に設けられる接地コンデンサ、３４はゲート
駆動電源作成回路１３に電源を供給する交流電源、３５
は交流電源３４とゲート駆動電源作成回路１３とを絶縁
する絶縁トランス、３７はＩＧＢＴインバータ負荷回路
（Ｕ相）とアース間にある分布定数回路を考慮した浮遊
容量、３６は交流電源３４、絶縁トランス３５及びゲー
ト駆動電源作成回路１３とアースとの間にある分布定数
回路を考慮した浮遊容量である。

【００１５】以上のように構成される図８のゲートドラ
イブ回路において、ＩＧＢＴ信号作成回路２で点弧信号
が出力されるとトランジスタドライバ３がオンし、フォ
トカプラ８の１次側フォトダイオードに１次側電流が流
れてフォトカプラ２次側フォトトランジスタがオンす
る。これにより、ゲート電流増幅装置９を経てトランジ
スタドライバ１１Ａがオンし、ＩＧＢＴ１４のゲート端
子にゲート電流が流れてＩＧＢＴ１４がオンする。作成
回路２で点弧信号がなくなると、トランジスタドライバ
３及びフォトカプラ８がオフすることにより、主回路側
トランジスタの１１Ａがオフ、１１Ｂがオンし、ゲート
電流がオン時とは逆方向に流れてＩＧＢＴ１４をオフさ
せる。いま、インバータ制御によりゲートドライブ回路
の点弧動作に従ってＩＧＢＴ１４及び３８が交互にオ
ン、オフ動作をした時、ＩＧＢＴ１４のコレクタ側及び
ＩＧＢＴ３８のエミッタ側は直流電圧にクランプされて
いるため一定電圧となっているが、負荷に接続されてい
るＩＧＢＴ１４のエミッタ及びＩＧＢＴ３８のコレクタ
はスイッチング動作のたびに０Ｖ及び直流電圧の間で電
位変動をしている。

【００１６】この電位変動している瞬間は、図９に示す
ように、時間ｔ₁，ｔ₂の間に０Ｖ−Ｖ_DC（直流電圧）
間を立ち上がり、立ち下がりしている。上記ｔ₁，ｔ₂
の区間はｆ＝１／ｔ₁＝１／ｔ₂（ｔ₁＝ｔ₂の場合）
の高周波電圧となるため、浮遊容量３７を通って、もれ
電流ｉ＝Ｃ・（ｄＶ／ｄｔ）が流れる。なお、浮遊容量
３７の容量をＣとした。このもれ電流ｉにより負荷端子
Ｕとアース間に

【００１７】

【数１】の電圧が発生する。これにより、図中Ｉｘ₁，Ｉｘ₂で
示すように、フォトカプラ１次−２次間の浮遊容量（図
示しない）を通って、電力変換駆動制御装置１−スイッ
チングレギュレータ３１の電源（Ｖcc・０Ｖ）−接地コ
ンデンサ３３、あるいは浮遊容量３６を通ってアースへ
コモンモードノイズ電流が流れる。コモンモードノイズ
電流Ｉｘ₁に対しては、図１０に示すごとく、フォトカ
プラ８の２次側へ侵入したＩｘ₁はフォトカプラ１次−
２次間の浮遊容量を通って１次側へ抜け、電源供給側回
路へＩｘ₁₁、信号側回路へＩｘ₁₂と分流して流れる。

【００１８】この時、電源供給側回路と信号側回路のそ
れぞれのインピダンスを比較すると、図８よりわかるよ
うに、電源供給側回路はコンデンサ３０，３２，３３の
みを通りアースへ接続されることになり、ｄＶ／ｄｔの
高周波ノイズに対しては低インピダンス回路を構成する
ことになる。これに対し、信号側回路は１次側電流制限
抵抗６，４及びコンデンサ３３を通りアースに接続され
るため電源供給側回路に比較して高インピダンス回路を
構成している。

【００１９】従って、Ｉｘ₁₁、Ｉｘ₁₂のノイズ電流を比
較すると、Ｉｘ₁₁>>Ｉｘ12となり、又、Ｉｘ₁＝Ｉｘ₁₁
（略等しい）の関係でノイズ電流が流れると考えられ
る。これにより、負荷端子Ｕとアースとの間に電圧Ｖｘ
が発生した場合、フォトカプラ８の浮遊容量及びコンデ
ンサ３０，３２，３３の合成インピダンスを１／Ｃｘと
すると、Ｉｘ₁＝Ｉｘ₁₁＝Ｃｘ・（ｄＶ／ｄｔ）のノイ
ズ電流がフォトカプラ１次−２次間を流れ、この電流Ｉ
ｘ₁がフォトダイオード８で発光している光エネルギー
を打消して光量不足に至ると、フォトカプラ８がオフ動
作をする。又、これと逆に、電流Ｉｘ₁が図８と逆方向
に流れる時に電流Ｉｘ₁がフォトトランジスタのベース
端子に入り込むとフォトカプラ８がオン動作をする。

【００２０】コモンモードノイズ電流Ｉｘ₂は、ＩＧＢ
Ｔ素子と直接接続される主回路側ドライブ回路（増幅装
置９、トランジスタドライバ１１Ａ，１１Ｂ、平滑コン
デンサ１２Ａ，１２Ｂ、ゲート駆動電源作成回路１３）
より直接浮遊容量３６を通ってアースに流れこむが、上
記主回路ドライブ回路において、（＋）電源に接続され
る回路（コンデンサ１２Ａの正極側）、０Ｖ電源に接続
される回路（コンデンサ１２Ａの負極側、コンデンサ１
２Ｂの正極側）及び（−）電源に接続される回路（コン
デンサ１２Ｂの負極側）の各々が有するインピダンスの
差により０Ｖ電源回路より侵入したノイズが（＋）電源
回路及び（−）電源回路に侵入してくるまでの間、
（＋）電源、０Ｖ電源、（−）電源に接続される回路間
に電位変動が発生する。そして、その電位変動が主回路
ドライブ回路の安定動作電圧範囲外になると、主回路ド
ライブ回路を構成している部品（トランジスタ、ダイオ
ード、フォトカプラ等）が誤動作する。

【００２１】例えば、フォトカプラ８の電源回路に電位
差が生じ、動作可能電源電圧以下になると、フォトカプ
ラ８がオフしたり、トランジスタ１１Ａ，１１Ｂのベー
ス・エミッタ間電圧が変動する。そして、ベース・エミ
ッタ間が飽和電圧を越えるとオンし、飽和電圧以下にな
るとオフしたりする。

【００２２】次に、項のノイズにより誤動作する場合
について説明する。図１１も図８と同様の回路である
が、説明に必要な回路のみを記載している。図１１にお
いて、３９は信号ラインとアース間にある浮遊容量、４
１はＩＧＢＴゲートドライブ制御装置５のフォトカプラ
１次側回路に制御側０Ｖ電源（スイッチングレギュレー
タ３１の０Ｖ電源）をとり込んだ時に０Ｖ電源ラインと
アース間にある浮遊容量、４０はＶcc電源供給ラインと
アースとの間に発生する浮遊容量、４２はＶcc−０Ｖ間
に設けられる平滑コンデンサである。

【００２３】ゲートドライブ制御装置５の１次側に制御
用０Ｖ電源をとり込むのはこの装置５より何らかの検出
信号をとり出したい時に必要であり、ここでは制御用０
Ｖ電源をとり込んだ場合について説明するが、ない場合
も同様に説明できる。いま、雷サージあるいは開閉サー
ジ等の何らかの原因によってアースよりノイズが侵入
し、制御用０Ｖとアースとの間にＶ_Y1なる電圧が、又、
浮遊容量３９，４０，４１を介するラインとアースとの
間にＶ_Y2なる電圧が発生したとする。この場合、接地コ
ンデンサ３３の容量を１／Ｃ_Y1、浮遊容量３９，４０，
４１の合成インピダンスを１／Ｃ_Y2とすると、Ｃ_Y1≠Ｃ
_Y2のため、アース間に発生する電圧はＶ_Y1≠Ｖ_Y2とな
り、異なる電圧が印加される。このＶ_Y1，Ｖ_Y2の電位差
により、図１１に示すように、電位の高い方から低い方
へ（図ではＶ_Y2＞Ｖ_Y1）向かって、Ｖcc電源ラインにＩ
_Y3、信号ラインにＩ_Y4、０Ｖ電源ラインにＩ_Y5なるコモ
ンモードノイズ電流（合成してＩ_Y1のノイズ電流：Ｉ_Y1
＝Ｉ_Y3＋Ｉ_Y4＋Ｉ_Y5）が流れる。

【００２４】このコモンモードノイズ電流Ｉ_Y1により接
地コンデンサ３３が充電され、電位が逆転して、今度は
Ｖ_Y2＜Ｖ_Y1となり、同じ電線経路で逆方向に電流が流れ
る。このように、接地コンデンサ３３と浮遊容量３９，
４０，４１との間で共振現象が生じ、共振電流が流れ
る。この共振電流はコモンモードであるためＶcc電源ラ
イン、信号ライン、０Ｖ電源ラインとも同一方向に流れ
るが、各回路間のインピダンスの差があるため、それぞ
れのラインは異なる電流が流れＩ_Y3≠Ｉ_Y4≠Ｉ_Y5であ
る。この回路間のインピダンスの差による共振電流の違
いにより、Ｖcc電源ラインと信号ラインとの間に共振電
流に見合った振動電圧が発生する。そのため、振動電圧
がフォトカプラ１次側フォトダイオードの発光しきい値
をこえると、ＩＧＢＴ信号作成回路２の点弧信号と無関
係にオンしたり、また、発光しきい値以下になると点弧
状態にもかかわらずオフしたりする。

【００２５】最後に、項のノイズにより誤動作する場
合について説明する。図１２も図１１と同様、説明に必
要な回路のみを記載している。いま、空間よりΦなる磁
界、電界あるいは電磁波等が発生し、電源供給ライン、
及び信号ラインに誘導ノイズを受けた場合、Ｖcc電源ラ
インにはケーブルを伝わるノーマルモードのノイズ電流
Ｉ_Z11が、又、浮遊容量４０を充電すべくＩ_Z12なるノ
イズ電流が流れる。同様に、信号ラインにおいてもＩ
_Z21、Ｉ_Z22のノイズ電流が流れる。このように、電源
供給ラインと信号ラインとに全く同一の誘導ノイズが発
生しても、Ｖcc電源供給ラインと信号ラインとのインピ
ダンスの差によりＩ_Z11≠Ｉ_Z21となり、結局Ｉ_Z12≠
Ｉ_Z22となる。したがって、各ラインの浮遊容量４０，
３９は同じだとしても充電時間が異なるため、Ｖ_Z1≠Ｖ
_Z2となって、Ｖcc電源ラインと信号ラインとの間に電位
差が発生し、上記項で説明したように、フォトカプラ
１次側の発光しきい値に応じてオンしたりオフしたりし
て誤動作するのである。

【００２６】上記したように、電力変換駆動制御装置１
とＩＧＢＴゲートドライブ制御装置５との間のフォトカ
プラ絶縁回路において、〜項のいずれかのノイズが
発生し得るため、ＩＧＢＴのゲートドライブ回路のフォ
トカプラ１次側もしくは２次側回路が誤動作することに
よりＩＧＢＴが誤動作し、直流短絡による過電流破損や
異常スイッチングによる過熱破損等が生じるおそれがあ
った。又、具体的には説明しなかったが、外部機器と主
制御装置間もしくは同一制御装置内２種類以上の機器間
で上記のようなフォトカプラ絶縁回路を使用して信号を
伝送する場合も同様な誤動作が考えられ、制御異常、機
器の破損等を発生するおそれがあった。

【００２７】本発明は上記事情に鑑みてなされたもので
あり、フォトカプラなどの絶縁伝送手段を介して二つの
回路間で信号伝送を行う際に、浮遊容量の存在に起因す
るノイズが発生した場合であっても、制御異常や機器の
破損を防止することが可能な制御装置を提供することを
目的としている。

【００２８】

【課題を解決するための手段】本発明は、上記課題を解
決するための手段として、第１の回路と第２の回路との
間を電気的に絶縁する絶縁伝送手段を介して両回路間で
の信号伝送を行ない、しかも、この信号伝送の際に、浮
遊容量の存在に起因するノイズが発生し得る制御装置に
おいて、前記第１の回路と前記絶縁伝送手段とを接続す
る電源供給側ライン上及び信号側ライン上に、互に同一
又は同一に近い抵抗値を有する二つの入力抵抗を設け、
電源側供給ラインのインピダンスと信号側ラインのイン
ピダンスとがほぼ等しくなるようにしたこと、を特徴と
するものである。

【００２９】

【作用】上記構成において、各ライン上に同一又は同一
に近い二つの入力抵抗を設けることにより、二つのライ
ンのインピダンスを互に等しくすることができる。これ
により、絶縁伝送手段を介して第１の回路に流れるノイ
ズ電流を減少させることができ、絶縁伝送手段のノイズ
耐量を大きくすることができる。

【００３０】

【実施例】図１は請求項１記載の発明の実施例の要部を
示す構成図であり、必要な個所のみを図示してある。こ
の図において、６Ａはフォトカプラ８の１次側近傍のＶ
cc電源供給側回路に設けたフォトカプラ１次側電流制限
抵抗（入力抵抗）である。

【００３１】図８の回路において、負荷Ｕ相端子とアー
ス間にＶｘなるノイズ電圧が発生し、ノイズ電流Ｉｘ₁
が流れる状態になった場合、電源供給側回路は合成イン
ピダンスＣｘの高周波信号に対しては低インピダンスを
構成しているため、Ｉｘ₁₁>>Ｉｘ₁₂なる関係のノイズ電
流が電源供給側回路と、信号側回路に流れることは図１
０においてすでに説明した。これに対し、図１の構成で
は、電源供給側回路にも信号側回路と同じ定数の抵抗を
設けたので、電源供給側回路の合成インピダンスは、Ｚ
ｖcc＝Ｒ₁＋１／Ｃｘ、又、信号側回路の合成インピダ
ンスはＺｘ＝Ｒ₁＋Ｒ₂＋１／Ｃｘ₁となる。ここで、
抵抗６，６Ａの抵抗値をＲ₁、抵抗４の抵抗値をＲ₂と
し、信号側回路の容量に関する合成インピダンスを１／
Ｃｘ₁とした。

【００３２】容量に関する合成インピダンスは、ほぼ同
等の回路を通ってアースに接続されるため、高周波信号
に対してはほぼ等しいインピダンスを有し、Ｃｘ＝Ｃｘ
₁と言える。従って、電源供給側回路と信号側回路との
インピダンスの差はＲ₂のみとなる。Ｒ₁に対しＲ₂を
十分小さくとれば上記２回路のインピダンスは、Ｚｖcc
＝Ｚｘが成立するようになる。図１に示す回路構成にお
いて、図８に示したような電圧Ｖｘが発生した場合、フ
ォトカプラ２次側から侵入するノイズ電流をＩｘ₃、電
源供給側回路に流れる電流をＩｘ₃₁、信号側回路に流れ
る電流をＩｘ₃₂とすると

【００３３】

【数２】従って、図８の回路でフォトカプラ２次側回路へ侵入す
るノイズ電流Ｉｘ₁と比較すると

【００３４】

【数３】となることより、Ｉｘ₁＞Ｉｘ₃となる。これは図１の
回路構成にすることにより、フォトカプラ１次−２次間
の浮遊容量を通って抜けるノイズ電流が減少したことを
意味している。

【００３５】そして、図８に示したＩｘ₁がフォトカプ
ラ８のが誤動作を開始する最低ノイズ電流であるとすれ
ば、（Ａ）式で示される電流Ｉｘ₃がＩｘ₁のレベルま
で増加して初めてフォトカプラ８が誤動作を開始するよ
うになるので、（Ａ）式の

【００３６】

【数４】は一定であるため、ｄＶ／ｄｔが大きくなる。即ち、フ
ォトカプラ１次−２次回路間に印加されるｄＶ／ｄｔコ
モンモードノイズ電圧除去比が向上したことになり、フ
ォトカプラ１次−２次間浮遊容量を通って抜けるノイズ
電流に対しノイズ耐量が向上し、誤動作が発生する可能
性が大幅に減少する。

【００３７】図２は請求項２，３，４記載の発明の実施
例の要部を示すものである。この図２の構成は、図１の
構成に、さらに、フォトカプラ１次側に並列にしきい値
設定用抵抗２０、１次側電源供給側回路と信号側回路と
のライン間を安定させるライン安定用コンデンサ１９，
２１，２１Ａ、１次側電流制限抵抗６Ａ，６のフォトカ
プラ１次側の反対側に並列に放電抵抗１８を設けたもの
である。

【００３８】まず、しきい値設定用抵抗２０の効果につ
いて説明する。図２において、Ｖ_Fをフォトカプラ１次
側しきい値、抵抗１８の両端電圧をＶ_R、フォトカプラ
１次側フォトダイオードに流れる電流をＩ_Fとする。抵
抗４の抵抗値をＲ₄、抵抗６，６Ａの抵抗値をＲ₆、抵
抗２０，１８の抵抗値をＲ₂₀，Ｒ₁₈としたとき、オン時
のＶ_R電圧は

【００３９】

【数５】である。

【００４０】（Ｃ）式を見てわかるように、フォトカプ
ラ１次側の発光しきい値Ｖ_Fは一定であるから、Ｖ_Rの
値は変わらないが、Ｉ_Fの大きさはＲ₂₀→大の時、Ｉ_F
→大となり、また、Ｒ₂₀→小の時、Ｉ_F→小となる。

【００４１】いま、図１１で説明したように、接地コン
デンサＣ_Y1とライン−アース間浮遊容量Ｃ_Y2の容量が異
なることに起因する共振現象により、電源供給側回路と
信号側回路との間に振動電圧が発生したとする。この振
動電圧は図２の回路においても発生し、フォトカプラ１
次側の最終電圧源となるＶ_R電圧に対しても影響を及ぼ
し、Ｖ_R電圧が共振電流に応じて変動する。フォトカプ
ラ８をオンさせるためには、最低のフォトカプラ１次電
流（電流しきい値）を流す必要があり、このしきい値電
流をＩ_F1、Ｖ_R電圧をＶ_R1とすると、上記（Ｂ），
（Ｃ）の式及びＩ_F1より次のことが言える。（ｉ）フォトカプラ８がオンであってＶ_R電圧が発生し
ている状態の時に、振動電圧によりＶ_R電圧が下がる。
Ｖ_RとＩ_Fは（Ｂ）式より明らかなように比例関係にあ
るので、Ｖ_Rが低下するとＩ_Fも低下する。このＩ_Fが
Ｉ_F1を下まわる時に、フォトカプラ８の１次電流がしき
い値以下となり、フォトカプラ８がオフする（図３
（ａ））。（ii）フォトカプラ８がオフ時にＶ_R電圧は０Ｖである
が、振動電圧によりＶ_R電圧が高くなり、Ｉ_Fの電流が
Ｉ_F1以上になるとフォトカプラ８の１次電流がしきい値
以上となり、フォトカプラ８がオンする（図３
（ｂ））。

【００４２】次に、Ｒ₂₀の抵抗値を変更した場合のＶ_R
レベルの変動と１次電流しきい値との関連について、
（Ｂ）式と図４に基いて説明する。いま、Ｖ_RとＩ_Fに
ついての（Ｂ）式のグラフを（イ）とする。そして、Ｒ
₂₀を大きくしていくと、（イ）のグラフが（ロ）の位置
に平行移動してくる。フォトカプラ１次側のフォトダイ
オード発光しきい値電流Ｉ_F1は固定であるため、Ｒ₂₀抵
抗を大きくした（ロ）のグラフではＶ_R電圧はＶ_R2まで
低下する。

【００４３】これは即ち図３（ａ）の破線部に示すよう
に、発光しきい値電圧がＶ_R2に下がったことを意味し、
オン時にオフしにくくなる。又、Ｒ₂₀を小さくしていく
と（イ）のグラフは（ハ）の位置に平行移動してくる。
この場合の発光しきい電流値Ｉ_F1におけるＶ_R値はＶ_R3
となり高くなる。これは図３（ｂ）の破線部に示すよう
に、発光しきい電圧が高くなったことを意味し、オフ時
にオンしにくくなる。このように、Ｒ₂₀の抵抗値を変更
することにより、発光しきい値の電圧レベルＶ_Rが変わ
るので、制御装置の共振回路の状況に応じて適当な発光
しきい電圧値Ｖ_Rを選択でき、オン状態においても、オ
フ状態においても最も有効となるＲ₂₀の定数を選ぶこと
が可能となり、コモンモードノイズ発生時のノイズ耐量
を全モードに対し向上させることができるようになる。

【００４４】次に、図２の回路におけるコンデンサ１
９，２１，２１Ａの効果について説明する。先に、しき
い値設定用抵抗２０の効果において説明したようにコモ
ンモードノイズにより、電源供給回路と信号回路との間
に図３で示されるような振動電圧が発生する。この振動
電圧に対し、両回路間にコンデンサ１９，２１，２１Ａ
を設けると、１９，２１，２１Ａのコンデンサ容量をＣ
_Pとすればｉ＝Ｃ_P・（ｄＶ／ｄｔ）なる電流がこれら
のコンデンサを介して、両回路間に流れる。したがっ
て、高周波振動電圧に対し、両回路間は低インピダンス
でクランプされることになり、振動電圧が抑制される。

【００４５】上記のコンデンサ１９，２１，２１Ａは少
なくとも１個以上設ければ効果は充分であり、必ずしも
３個設ける必要はない。更に、このコンデンサは時定数
によるノイズ電圧の遅延を目的とするものでなく、高周
波電圧に対してＶcc電源ライン、信号ラインの低インピ
ダンス化を図ることが目的のため、容量は数１００ｐＦ
程度の小容量でも効果はあり、ＩＧＢＴの高周波スイッ
チング制御における信号伝送遅れを無視できるほどの遅
れ時間（１μsec 以内）しか発生せず制御上悪影響を及
ぼすこともない。

【００４６】最後に、放電抵抗１８の効果について説明
する。先に説明したコンデンサ１９を設けた場合におい
て、図２の回路ではオンよりオフになる際、コンデンサ
１９のチャージ電圧Ｖ_Rは、抵抗６Ａ−フォトダイオー
ド、他は抵抗２０〜６のループで放電するだけなので放
電に時間がかかる。そこで、放電用としてコンデンサ１
９と並列に抵抗１８を接続している。又、抵抗１８のも
う１つの効果として、オン時に電圧Ｖ_Rを発生すると、
Ｉ_R18＝Ｖ_R／Ｒ₁₈の１次電流がフォトカプラ１次電流
Ｉ_Fとともに流れて全体としての１次電流Ｉ₁がＩ＝Ｉ
_F＋Ｖ_F／Ｒ₂₀＋Ｖ_R／Ｒ₁₈となって増加するという効
果がある。この電流増加により伝送ケーブル自体の電磁
結合が強化されて、誘導ノイズコモンモードノイズに対
する耐量が向上する。

【００４７】次に、請求項４，５記載の発明の実施例に
つき説明する。図６は、ＩＧＢＴの代わりにパワートラ
ンジスタを用いた構成であるが、図６を説明する前に、
パワートランジスタを用いた場合の問題点を図５に基き
説明する。

【００４８】図５はパワー半導体素子として電流駆動形
パワートランジスタを使用した場合の一般的回路を示
す。図５において、１５は客先交流電源３４と電気的に
絶縁する絶縁トランス、１６は電流駆動形パワートラン
ジスタ、１７はパワートランジスタ１６のベース回路を
駆動するベース電流を安定供給するための大容量平滑コ
ンデンサ、２５は交流電源を整流する整流器である。図
８と異なる点は、パワートランジスタ１６を電流駆動す
るためベース電流制限抵抗１０の容量が大きくなり、主
回路側半導体素子駆動装置より分離して独立に設けられ
ている点である。

【００４９】図５において、前記した項のノイズが発
生すると、フォトカプラ８の１次−２次間の浮遊容量を
通って流れ込む電流Ｉｘ₁と、平滑コンデンサ１２，１
７、整流器２５、電流制限抵抗１０の回路より絶縁トラ
ンス交流電源の浮遊容量３６を通ってアースに流れ込む
電流Ｉｘ₂とが生ずる。この電流Ｉｘ₂は、電流制限抵
抗１０及び平滑コンデンサ１２を通って整流器２５の方
へ流れる電流をそれぞれＩｘ₂₁，Ｉｘ₂₂とすると、それ
ら電流の合計となるが、回路インピダンスの面から考え
るとＩｘ₂₁＜Ｉｘ₂₂となる。又、平滑コンデンサ１２の
（＋）電源−０Ｖ電源−（−）電源に接続される各回路
は若干のインピダンスの差はあるものの、Ｉｘ₂₁回路の
インピダンスに比べるとほとんど同じである。したがっ
て、〔（＋）端子の回路でのノイズ電流〕＝Ｉｘ₂₂／
３、〔中点回路でのノイズ電流〕＝Ｉｘ₂₂／３、
〔（−）端子の回路でのノイズ電流〕＝Ｉｘ₂₂／３、が
ほぼ成立すると言える。すなわち、平滑コンデンサ１２
の端子間で発生する電位変動はほとんどない。

【００５０】これに対し、電流Ｉｘ₂₁が流れる回路は、
インピダンスが高く電流が流れにくいが、これが浮遊容
量３６を通ってアースまで流れる時、アース電位を基準
に考えると、電流制限抵抗１０からトランジスタ１１の
上側コレクタに接続される回路と、電流制限抵抗１０か
ら平滑コンデンサ１２に接続される回路との間には大き
な電位変動が発生する。よって、電流増幅装置９には電
位変動する振動電圧が上側トランジスタ１１のコレクタ
−ベース側に回り込んで侵入し、トランジタ１１のベー
ス駆動回路を含めた電流増幅装置９が誤動作する。

【００５１】ところで、平滑コンデンサ１２に接続され
る各回路はインピダンスが若干異なるのみでほぼ等しい
と説明したが、それは電流制限抵抗１０に接続される回
路と比較した場合であって、厳密に言うと、平滑コンデ
ンサ１２の（＋）電源−０Ｖ電源−（−）電源のそれぞ
れに接続される回路はやはりインピダンスがそれぞれ異
なっている。従って、平滑コンデンサ１２に接続される
回路の（＋）電源及び（−）電源をフォトカプラ８の動
作電源として使用する場合、図８において説明した項
のようなノイズが発生すると、電位変動している瞬間の
ｄＶ／ｄｔ区間のみフォトカプラ８の動作電源回路が電
位変動し、フォトカプラ８が誤動作する場合があった。
そして、ｄＶ／ｄｔのエネルギーが大きくなり電流Ｉｘ
₂が増加すればする程、顕著にこの傾向は現れる。以上
のように、パワートランジスタを使用したベースドライ
ブ回路においては、フォトカプラ２次側ドライブ回路よ
りアースに流れるもれ電流のみで誤動作する場合があっ
た。

【００５２】図６の構成は、このような問題点を有して
いた図５の構成に対し、ノイズ耐量の向上を図ったもの
である。図６において、２２，２２Ａは電源とプルアッ
プされるプルアップ抵抗である。まず、プルアップ抵抗
２２について、その効果を説明する。図５において説明
したように、ベース電流制限抵抗１０に接続されるライ
ンと平滑コンデンサ１２の電源供給ラインとのインピダ
ンスの差により、その間で大きな振動電圧が発生するこ
とになる。そこで、平滑コンデンサ電流の安定化電源回
路とベース電流制限抵抗１０に接続されるライン間に低
インピダンスのプルアップ抵抗２２を設け、両者のライ
ン間の低インピダンス化を図っている。

【００５３】低インピダンス化の面から見ると、両者の
ライン間にコンデンサを設けるのが最も良いが、パワー
トランジスタ１６のオン時に、その追加コンデンサから
突入電流がベース回路に流れ込み、パワートランジスタ
１６のベースドライブ回路を破損させるおそれがある。
そのため低インピダンスのプルアップ抵抗２２を設けて
いる。この低インピダンスのプルアップ抵抗２２を設け
たことにより、ベース電流制限抵抗１０に接続されるラ
インと平滑コンデンサ１２の電源ラインとの間の低イン
ピダンス化が図られ、振動電圧を抑制して誤動作を防止
することができる。

【００５４】次に、プルアップ抵抗２２Ａについて、そ
の効果を説明する。これも図５で説明したが、ｄＶ／ｄ
ｔの急俊な電位変動により電位変動している区間ではノ
イズ電流Ｉｘ₂が２次側ドライブ回路に流れる。この
時、平滑コンデンサ１２の（＋）電源−０Ｖ電源−
（−）電源に接続される回路のわずかのインピダンスの
差により、フォトカプラ８の電源回路に電位変動が生じ
てフォトカプラ８を誤動作させる。そこで、フォトカプ
ラ電源回路と平滑コンデンサ安定化電源回路間にプルア
ップ抵抗２２Ａを設け、フォトカプラ電源回路内へのノ
イズ混入を抑制するようにしたものである。これによ
り、フォトカプラ電源回路自体がノイズに対し安定した
ものとなり、フォトカプラ８の誤動作が防止される。

【００５５】上述したように、電力機器及び電子回路間
等の二つの回路間で信号伝送を行う場合、絶縁伝送手段
としてフォトカプラを使用すれば本来有効なはずである
が、ノイズ発生の状況によっては単に絶縁するだけでは
誤動作防止対策としてはあまり有効でない場合がある。
しかし、上記各実施例で説明した通り、フォトカプラ１
次側回路及び２次側回路で種々のノイズ対策を実施する
ことにより絶縁伝送手段として充分な効果が得られる。
このような対策を、制御装置内に絶縁伝送手段（必ずし
もフォトカプラのみに限られない。）を有する伝送回路
に盛り込むことにより、いかなるノイズがどうのような
状況で混入したとしても、ノイズに対する耐量を向上さ
せることができる。したがって、絶縁伝送手段の入出力
回路の誤動作をなくすことにより制御異常、機器の破損
を防止することができ、安全で信頼性の高い制御装置を
実現することができる。

【００５６】

【発明の効果】以上のように、本発明によれば、フォト
カプラなどの絶縁伝送手段を介して二つの回路間で信号
伝送を行う際に、浮遊容量の存在に起因するノイズが発
生した場合であっても、制御異常や機器の破損を防止す
ることが可能な制御装置を実現することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】請求項１記載の発明の実施例の要部を示す構成
図。

【図２】請求項２，３，４記載の発明の実施例の要部を
示す構成図。

【図３】図２の動作についての説明図。

【図４】図２の動作についての説明図。

【図５】請求項５記載の発明に対する従来例の構成図。

【図６】請求項５，６記載の発明の実施例の要部を示す
構成図。

【図７】従来装置の一例を示す構成図（実公平６−２３
００５号）。

【図８】本発明の解決すべき課題についての説明図。

【図９】本発明の解決すべき課題についての説明図。

【図１０】本発明の解決すべき課題についての説明図。

【図１１】本発明の解決すべき課題についての説明図。

【図１２】本発明の解決すべき課題についての説明図。

【符号の説明】

１電力変換駆動制御装置（第１の回路）５ＩＧＢＴゲートドライブ制御装置（第２の回路）８フォトカプラ（絶縁伝送手段）３６，３７，３９，４０浮遊容量６，６Ａ入力抵抗２０分圧抵抗１９，２１，２１Ａ時定数の小さな容量を有するコン
デンサ１８放電抵抗１０制限抵抗２２低インピダンス化するためのプルアップ抵抗２２Ａノイズ混入を制御するためのプルアップ抵抗

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】第１の回路と第２の回路との間を電気的に
絶縁する絶縁伝送手段を介して両回路間での信号伝送を
行ない、しかも、この信号伝送の際に、浮遊容量の存在
に起因するノイズが発生し得る制御装置において、前記第１の回路と前記絶縁伝送手段とを接続する電源供
給側ライン上及び信号側ライン上に、互に同一又は同一
に近い抵抗値を有する二つの入力抵抗を設け、電源側供
給ラインのインピダンスと信号側ラインのインピダンス
とがほぼ等しくなるようにしたこと、を特徴とする制御装置。
【請求項２】請求項１記載の制御装置において、前記絶縁伝送手段はオンオフ動作を行うものであり、こ
の絶縁伝送手段の一次側に流れる電流を所定範囲に設定
するための分圧抵抗を、前記二つの入力抵抗に対し並列
に且つ絶縁伝送手段の一次側寄りに接続し、前記オンオフ動作について前記ノイズによる誤動作の発
生を防止するようにしたこと、を特徴とする制御装置。
【請求項３】請求項２記載の制御装置において、前記第１の回路と前記二つの入力抵抗との間における前
記電源供給側ライン及び信号側ライン間に、前記絶縁伝
送手段の入出力伝送時間が１μ秒以内となるように、時
定数の小さな容量を有するコンデンサの両端を接続した
こと、を特徴とする制御装置。
【請求項４】請求項３記載の制御装置において、前記コンデンサと前記二つの入力抵抗との間における前
記電源供給側ライン及び信号側ライン間に、前記絶縁伝
送手段のオン動作時にこの絶縁伝送手段に流れるべき電
流の一部を分流させるための放電抵抗の両端を接続した
こと、を特徴とする制御装置。
【請求項５】請求項１記載の制御装置において、前記第２の回路は、パワートランジスタにベース電流を
供給するパワートランジスタ駆動回路であって、ベース
電流供給源となる平滑コンデンサと、ベース電流を制限
するための制限抵抗と、を備えており、さらに、前記制限抵抗の両端に接続されるライン間を低
インピダンス化するためのプルアップ抵抗を有している
こと、を特徴とする制御装置。
【請求項６】請求項１乃至５のいずれかに記載の制御装
置において、前記絶縁伝送手段はフォトカプラであり、このフォトカ
プラに、フォトカプラ電源回路内へのノイズ混入を抑制
するためのプルアップ抵抗を接続したこと、を特徴とする制御装置。