JP3189386B2 - 温度補償型水晶発振器 - Google Patents
温度補償型水晶発振器Info
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- JP3189386B2 JP3189386B2 JP15343492A JP15343492A JP3189386B2 JP 3189386 B2 JP3189386 B2 JP 3189386B2 JP 15343492 A JP15343492 A JP 15343492A JP 15343492 A JP15343492 A JP 15343492A JP 3189386 B2 JP3189386 B2 JP 3189386B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、セルラーや車載無線機
に用いられる温度補償水晶発振器に関し、より詳細に
は、補償データのデジタル／アナログ変換手段に特徴を
有する水晶発振器に関する。
に用いられる温度補償水晶発振器に関し、より詳細に
は、補償データのデジタル／アナログ変換手段に特徴を
有する水晶発振器に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＡＴカット水晶振動子は、その周波数温
度特性が三次曲線であり、広範囲にわたって高性能が得
られることは周知である。図３は、この種のＡＴカット
水晶振動子の周波数偏差−温度特性図であり、１１〜１
８は、夫々カット角度の異なるＡＴカット水晶振動子の
場合を示す。
度特性が三次曲線であり、広範囲にわたって高性能が得
られることは周知である。図３は、この種のＡＴカット
水晶振動子の周波数偏差−温度特性図であり、１１〜１
８は、夫々カット角度の異なるＡＴカット水晶振動子の
場合を示す。
【０００３】一般に、ＡＴカット水晶振動子の周波数偏
差（ΔＦ／Ｆ0）は、下記の(1)式により表される。
差（ΔＦ／Ｆ0）は、下記の(1)式により表される。
【０００４】
【数１】 ΔＦ／Ｆ0＝Ａ0（Ｔ−２５）3＋Ｂ0（Ｔ−２５）［ｐｐｍ］・・・・・(1) ここに、Ａ0はカットのばらつきに依存する三次係数
で、値としては概ね９〜１０×１０-5となる。また、Ｂ
0は主としてカット角度に依存する一次係数で、値とし
ては概ね−２〜−４.５×１０-1となる。尚、Ｔは温度
［℃］を表す。
で、値としては概ね９〜１０×１０-5となる。また、Ｂ
0は主としてカット角度に依存する一次係数で、値とし
ては概ね−２〜−４.５×１０-1となる。尚、Ｔは温度
［℃］を表す。
【０００５】ところで、セルラーや車載無線機では、周
波数偏差（ΔＦ／Ｆ0）の許容値が非常に小さく、例え
ば、図４に示す例では−３５℃〜＋８５℃の温度範囲で
は±０.５［ｐｐｍ］以内である。したがって、図３に
示した特性の水晶振動子は、いずれも許容範囲外とな
る。そこで、上記用途においては、ＡＴカット水晶振動
子を含む発振回路に温度補償回路を設けて温度補償型水
晶発振器となし、周波数偏差の変動が許容値内に収まる
ように制御しているのが通常である。
波数偏差（ΔＦ／Ｆ0）の許容値が非常に小さく、例え
ば、図４に示す例では−３５℃〜＋８５℃の温度範囲で
は±０.５［ｐｐｍ］以内である。したがって、図３に
示した特性の水晶振動子は、いずれも許容範囲外とな
る。そこで、上記用途においては、ＡＴカット水晶振動
子を含む発振回路に温度補償回路を設けて温度補償型水
晶発振器となし、周波数偏差の変動が許容値内に収まる
ように制御しているのが通常である。
【０００６】図５は、従来の温度補償型水晶発振器のブ
ロック構成図であり、図中、５０は温度センサ、５１は
温度符号化回路、５２は補正値信号発生回路、５３はデ
ータ設定回路、５４はＬＰＦ(Low pass Filter)を内蔵
したデジタル／アナログ変換回路（以下、Ｄ／Ａ変換回
路と称する。）、５５は水晶発振回路を表す。
ロック構成図であり、図中、５０は温度センサ、５１は
温度符号化回路、５２は補正値信号発生回路、５３はデ
ータ設定回路、５４はＬＰＦ(Low pass Filter)を内蔵
したデジタル／アナログ変換回路（以下、Ｄ／Ａ変換回
路と称する。）、５５は水晶発振回路を表す。
【０００７】水晶発振回路５５は、図３の特性を有する
特定のＡＴカット水晶振動子１１と、バラクタダイオー
ド等の電圧−静電容量変換回路（以下、Ｖ−Ｃ変換回路
と称する。）と、発振部回路及び外部回路のインターフ
ェースをなす出力回路５７とを有している。また、５８
はシーケンサ部、５９はＣＲ発振器であり、上記温度符
号化回路５１及び補正値信号発生回路５２におけるデー
タ処理タイミングを制御するタイミング制御手段を構成
している。なお、ＣＲ発振器５９は図５の構成の出力の
分周で代えるときもある。
特定のＡＴカット水晶振動子１１と、バラクタダイオー
ド等の電圧−静電容量変換回路（以下、Ｖ−Ｃ変換回路
と称する。）と、発振部回路及び外部回路のインターフ
ェースをなす出力回路５７とを有している。また、５８
はシーケンサ部、５９はＣＲ発振器であり、上記温度符
号化回路５１及び補正値信号発生回路５２におけるデー
タ処理タイミングを制御するタイミング制御手段を構成
している。なお、ＣＲ発振器５９は図５の構成の出力の
分周で代えるときもある。
【０００８】次に、上記構成の水晶発振器の動作を簡単
に説明する。
に説明する。
【０００９】いま、Ｖ−Ｃ変換回路５６において、バラ
クタダイオード（ＣV）の入力逆方向電圧ｖがＤ／Ａ変
換回路５４の可変可能範囲のほぼ中央ｖ0にあるものと
し、この電圧ｖ0に対応する等価容量をＣV0とすると、
このときの発振器出力周波数Ｆ0は(2)式のようになる。
クタダイオード（ＣV）の入力逆方向電圧ｖがＤ／Ａ変
換回路５４の可変可能範囲のほぼ中央ｖ0にあるものと
し、この電圧ｖ0に対応する等価容量をＣV0とすると、
このときの発振器出力周波数Ｆ0は(2)式のようになる。
【００１０】
【数２】
【００１１】(2)式において、ＣAはバラクタダイオード
（ＣV）の感度を調整する並列容量であり、その温度係
数を便宜上、”０”（温度変化の影響を受けない）とす
る。また、ＣKは回路５７の入力端容量であり、これも
温度係数を”０”とする。更に、ＦS，Ｃ0，ｒは水晶振
動子１１の等価定数であり、夫々、直列共振子周波数、
並列容量、容量比（Ｃ0／ＣL）を表す。
（ＣV）の感度を調整する並列容量であり、その温度係
数を便宜上、”０”（温度変化の影響を受けない）とす
る。また、ＣKは回路５７の入力端容量であり、これも
温度係数を”０”とする。更に、ＦS，Ｃ0，ｒは水晶振
動子１１の等価定数であり、夫々、直列共振子周波数、
並列容量、容量比（Ｃ0／ＣL）を表す。
【００１２】ここで、温度補償型水晶発振器の環境温度
が例えば−２５℃から＋６２℃まで上昇した場合を考え
る。この場合、水晶振動子１１の周波数偏差は、図３に
よれば−１０.５［ｐｐｍ］となる。温度センサ５０は
このときの温度を検出して温度符号化回路５１に送る。
温度符合化回路５１では、検出温度を表すアナログ信号
を入力して該入力値に対応するデジタルの温度データＤ
ａを生成し、これをアドレスデータとして補正値信号発
生回路５２に送る。
が例えば−２５℃から＋６２℃まで上昇した場合を考え
る。この場合、水晶振動子１１の周波数偏差は、図３に
よれば−１０.５［ｐｐｍ］となる。温度センサ５０は
このときの温度を検出して温度符号化回路５１に送る。
温度符合化回路５１では、検出温度を表すアナログ信号
を入力して該入力値に対応するデジタルの温度データＤ
ａを生成し、これをアドレスデータとして補正値信号発
生回路５２に送る。
【００１３】補正値信号発生回路５２には、Ｅ2−ＰＲ
ＯＭ（電気的消去可能ＲＯＭ）やフラッシュＲＯＭ、あ
るいはワンタイムＲＯＭ等の記憶デバイスが備えられて
おり、水晶振動子１１〜１８の種類毎に、温度データＤ
ａと該温度データに対応する補正値信号ＤV1（後述）と
がデータ設定回路５５により書き込まれている。この補
正値信号発生回路５２では、前記６２℃の温度データＤ
ａに対応する補正値信号ＤV1を読み出してＤ／Ａ変換回
路５４に送る。
ＯＭ（電気的消去可能ＲＯＭ）やフラッシュＲＯＭ、あ
るいはワンタイムＲＯＭ等の記憶デバイスが備えられて
おり、水晶振動子１１〜１８の種類毎に、温度データＤ
ａと該温度データに対応する補正値信号ＤV1（後述）と
がデータ設定回路５５により書き込まれている。この補
正値信号発生回路５２では、前記６２℃の温度データＤ
ａに対応する補正値信号ＤV1を読み出してＤ／Ａ変換回
路５４に送る。
【００１４】Ｄ／Ａ変換回路５４では、この補正値信号
ＤV1をアナログ化し、ＬＰＦを通してＶ−Ｃ変換回路５
６に送る。そしてここで補正値信号ＤV1に対応する逆方
向電圧ｖ1 がバラクタダイオードに印加される。
ＤV1をアナログ化し、ＬＰＦを通してＶ−Ｃ変換回路５
６に送る。そしてここで補正値信号ＤV1に対応する逆方
向電圧ｖ1 がバラクタダイオードに印加される。
【００１５】バラクタダイオードの逆方向電圧がｖ0 か
らｖ1 に増えると、その等価容量は逆方向電圧に対応し
て小さくなる。このときの等価容量をＣV1とする。上記
(2)式を参照すると、バラクタダイオードの等価容量
（ＣV0）が小さくなるにつれて発振器出力周波数（Ｆ
0 ）が高くなることがわかる。例えば上記の例では、発
振器出力周波数をＦ1 とすると、
らｖ1 に増えると、その等価容量は逆方向電圧に対応し
て小さくなる。このときの等価容量をＣV1とする。上記
(2)式を参照すると、バラクタダイオードの等価容量
（ＣV0）が小さくなるにつれて発振器出力周波数（Ｆ
0 ）が高くなることがわかる。例えば上記の例では、発
振器出力周波数をＦ1 とすると、
【００１６】
【数３】 ΔＦ／Ｆ0 ＝（Ｆ1 −Ｆ0 ）／Ｆ0 ＝−１０．５［ｐｐｍ］ であったことになる。したがって、この発振器出力周波
数Ｆ1 が限りなくＦ0 に近付くようにバラクタダイオー
ドの等価容量ＣV1を調整すれば、温度補償がなされるこ
とになる。
数Ｆ1 が限りなくＦ0 に近付くようにバラクタダイオー
ドの等価容量ＣV1を調整すれば、温度補償がなされるこ
とになる。
【００１７】このときの等価容量ＣV1は(4)式より求ま
る。
る。
【００１８】
【数４】
【００１９】この等価容量をＣV1とする逆方向電圧ｖ1
の源データとなるのが前述の補正値信号ＤV1である。
の源データとなるのが前述の補正値信号ＤV1である。
【００２０】なお、上記一連の動作は、シーケンサ部５
８により制御される。即ち、ＣＲ発振器５９から出力さ
れるクロックを基準としてシーケンサ部５８では、温度
符号化回路５１から補正値信号発生回路５２への温度デ
ータ出力タイミング、補正値信号発生回路５２からＤ／
Ａ変換回路５４へのデータ出力タイミングを決定する新
たなクロック信号を生成し、夫々各回路５１〜５２に出
力する。
８により制御される。即ち、ＣＲ発振器５９から出力さ
れるクロックを基準としてシーケンサ部５８では、温度
符号化回路５１から補正値信号発生回路５２への温度デ
ータ出力タイミング、補正値信号発生回路５２からＤ／
Ａ変換回路５４へのデータ出力タイミングを決定する新
たなクロック信号を生成し、夫々各回路５１〜５２に出
力する。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】ところで、図５の構成
の水晶発振器において、適正な温度補償を行うためには
以下の条件を満足することが前提となる。
の水晶発振器において、適正な温度補償を行うためには
以下の条件を満足することが前提となる。
【００２２】（１）温度センサ５０が水晶発振回路５５
の温度を遅れなく正確に検出すること。
の温度を遅れなく正確に検出すること。
【００２３】（２）温度符号化回路５１が充分小さな量
子化誤差にてＡ／Ｄ変換を行うこと。例えば０．１２５
［℃／dig（ｄｉｇは単位デジタル値、以下同じ）］以
上の精度で量子化するには少なくとも１０ビット
（２10）のデータ長が必要となる。
子化誤差にてＡ／Ｄ変換を行うこと。例えば０．１２５
［℃／dig（ｄｉｇは単位デジタル値、以下同じ）］以
上の精度で量子化するには少なくとも１０ビット
（２10）のデータ長が必要となる。
【００２４】（３）補正値信号発生回路５２から出力さ
れる補正値信号は充分なデータ長を持つこと。例えば
０．０５［ｐｐｍ／dig］以上の精度で補正する場合に
は、少なくとも９ビット（２9）のデータ長が必要とな
る。
れる補正値信号は充分なデータ長を持つこと。例えば
０．０５［ｐｐｍ／dig］以上の精度で補正する場合に
は、少なくとも９ビット（２9）のデータ長が必要とな
る。
【００２５】（４）Ｄ／Ａ変換回路５４では誤差の小さ
な変換を行うこと。
な変換を行うこと。
【００２６】（５）シーケンサ部５８は周囲温度の変化
率とジッタとを考慮した処理タイミングを持つこと。
率とジッタとを考慮した処理タイミングを持つこと。
【００２７】このような条件を全て満たすには、各部品
を上記ビット数に対応した構成にしなければならず、ま
た、別途補正回路等が必要となる。そのため、発振器寸
法が大型化し、また、高価なものとなる。車載用無線機
では、少なくとも水晶発振器を小型にすることが使命で
あり、そのためには、温度符号化回路５１のデータ長を
現在の１０ビットから８ビットに削減し、これに伴い補
正値信号発生回路５２のデータ長も現在の９ビットから
８ビット程度に抑える等の措置を講ずる必要がある。特
にデータ長の８ビット化は、良く使われている逐次比較
型コンバータ回路を採用することができるので、その効
果が大きい。
を上記ビット数に対応した構成にしなければならず、ま
た、別途補正回路等が必要となる。そのため、発振器寸
法が大型化し、また、高価なものとなる。車載用無線機
では、少なくとも水晶発振器を小型にすることが使命で
あり、そのためには、温度符号化回路５１のデータ長を
現在の１０ビットから８ビットに削減し、これに伴い補
正値信号発生回路５２のデータ長も現在の９ビットから
８ビット程度に抑える等の措置を講ずる必要がある。特
にデータ長の８ビット化は、良く使われている逐次比較
型コンバータ回路を採用することができるので、その効
果が大きい。
【００２８】しかしながら、データ長を夫々８ビットに
すると、下記のような二つの問題を生じていた。
すると、下記のような二つの問題を生じていた。
【００２９】まず、量子化精度が低下し、周波数補正幅
が大きくなる問題が挙げられる。いま、温度符号化回路
５１のデータ長を８ビットとして−３５℃〜＋８５℃の
範囲をカバーしようとすると、各温度データＤａが表す
温度ステップは、従来の０．１２５［℃／ｄｉｇ］の４
倍（２2）、即ち０．５［℃／dig］となる。したがっ
て、周波数補正幅も４倍となり、補正の際に発振周波数
が急変する。この場合、前記(1)式から求まる周波数偏
差の変化率、即ち周波数変化率は、(5)式のようにな
り、例えば図３に示した平均的な水晶振動子１４の場合
には、図６に示すように、下方に凸部を有する二次曲線
となる。
が大きくなる問題が挙げられる。いま、温度符号化回路
５１のデータ長を８ビットとして−３５℃〜＋８５℃の
範囲をカバーしようとすると、各温度データＤａが表す
温度ステップは、従来の０．１２５［℃／ｄｉｇ］の４
倍（２2）、即ち０．５［℃／dig］となる。したがっ
て、周波数補正幅も４倍となり、補正の際に発振周波数
が急変する。この場合、前記(1)式から求まる周波数偏
差の変化率、即ち周波数変化率は、(5)式のようにな
り、例えば図３に示した平均的な水晶振動子１４の場合
には、図６に示すように、下方に凸部を有する二次曲線
となる。
【００３０】
【数５】
【００３１】一方、全水晶振動子１１〜１８の場合につ
いてみると、周波数偏差の変化率が最大になるのは水晶
振動子１８であり、この場合の−３５℃，８５℃におけ
る値は次のようになる。
いてみると、周波数偏差の変化率が最大になるのは水晶
振動子１８であり、この場合の−３５℃，８５℃におけ
る値は次のようになる。
【００３２】
【数６】
【００３３】この場合、１ｄｉｇ当りの変化は下記の
(6)式で表され、目標偏差の最大値０．５［ｐｐｍ］を
明らかに超える。
(6)式で表され、目標偏差の最大値０．５［ｐｐｍ］を
明らかに超える。
【００３４】
【数７】
【００３５】更に、最悪の場合には２ｄｉｇ近い温度変
化を伴う場合もあり、この場合には１．２［ｐｐｍ］と
なって大きく目標偏差幅を超える。
化を伴う場合もあり、この場合には１．２［ｐｐｍ］と
なって大きく目標偏差幅を超える。
【００３６】もう一つはジッタの問題である。データ長
が８ビットの場合は、前述のように、温度ステップが
０．５[℃／dig]であるから、検出温度がハザー点にあ
るときは、(6)式から明らかなように最大０．６［ｐｐ
ｍ］のジッタが発生する。この場合、Ｄ／Ａ変換回路５
４のＬＰＦの効果が１０ビットの場合と同様にあるとし
ても、そのジッタ量は２ビット削減の影響で４倍（２
2 ）となる。したがって、この場合も目標偏差幅を超え
る。
が８ビットの場合は、前述のように、温度ステップが
０．５[℃／dig]であるから、検出温度がハザー点にあ
るときは、(6)式から明らかなように最大０．６［ｐｐ
ｍ］のジッタが発生する。この場合、Ｄ／Ａ変換回路５
４のＬＰＦの効果が１０ビットの場合と同様にあるとし
ても、そのジッタ量は２ビット削減の影響で４倍（２
2 ）となる。したがって、この場合も目標偏差幅を超え
る。
【００３７】また、上記データ長の８ビット化による問
題の外、電源供給直後の発振周波数変動の問題があっ
た。即ち、電源供給直後は水晶振動子１１の温度が急変
するので、周波数偏差が容易に許容値を超えてしまう。
そのため、水晶振動子１１の温度が所定値になるまで他
の電子回路の動作を休止させなければならず、運用効率
が悪くなる問題があった。
題の外、電源供給直後の発振周波数変動の問題があっ
た。即ち、電源供給直後は水晶振動子１１の温度が急変
するので、周波数偏差が容易に許容値を超えてしまう。
そのため、水晶振動子１１の温度が所定値になるまで他
の電子回路の動作を休止させなければならず、運用効率
が悪くなる問題があった。
【００３８】本発明は、かかる背景の下になされたもの
で、その目的とするところは、電源投入時及び通常運用
時の温度変化による周波数補正を適切に行い得る小型の
温度補償型水晶発振器を提供することにある。
で、その目的とするところは、電源投入時及び通常運用
時の温度変化による周波数補正を適切に行い得る小型の
温度補償型水晶発振器を提供することにある。
【００３９】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明では、温度変化に伴いその周波数が変化する
ＡＴカット水晶振動子を含む水晶発振回路と、前記水晶
振動子近傍の温度を検出する温度センサと、検出温度を
デジタル温度データに変換する温度符号化回路と、該温
度データに対応する所定信号レベルのデジタル補正値信
号を生成する補正値信号発生回路と、前記補正値信号に
基づいて前記水晶発振回路の発振周波数を補正する発振
周波数補正手段と、前記温度データ及び補正値信号の処
理タイミングを制御するタイミング制御手段とを備えて
なる温度補償型水晶発振器において、前記補正値信号発
生回路の出力段に、補正値信号出力開始時の信号レベル
を平滑化する出力平滑回路を設けたものである。
め、本発明では、温度変化に伴いその周波数が変化する
ＡＴカット水晶振動子を含む水晶発振回路と、前記水晶
振動子近傍の温度を検出する温度センサと、検出温度を
デジタル温度データに変換する温度符号化回路と、該温
度データに対応する所定信号レベルのデジタル補正値信
号を生成する補正値信号発生回路と、前記補正値信号に
基づいて前記水晶発振回路の発振周波数を補正する発振
周波数補正手段と、前記温度データ及び補正値信号の処
理タイミングを制御するタイミング制御手段とを備えて
なる温度補償型水晶発振器において、前記補正値信号発
生回路の出力段に、補正値信号出力開始時の信号レベル
を平滑化する出力平滑回路を設けたものである。
【００４０】この出力平滑回路は、具体的には、補正値
信号の出力開始時から目標レベルに達するまでの時間を
補正値信号のレベル差で除した間隔で補間し、補間間隔
毎に補正値信号の信号レベルを順次変化させて出力する
補間手段、及び／又は、連続するｍ（自然数）の補正値
信号の信号レベルの平均値を演算し、該平均値に対応す
る信号レベルの補正値信号を選択出力する平均値出力手
段を有する。
信号の出力開始時から目標レベルに達するまでの時間を
補正値信号のレベル差で除した間隔で補間し、補間間隔
毎に補正値信号の信号レベルを順次変化させて出力する
補間手段、及び／又は、連続するｍ（自然数）の補正値
信号の信号レベルの平均値を演算し、該平均値に対応す
る信号レベルの補正値信号を選択出力する平均値出力手
段を有する。
【００４１】更に、前記タイミング制御手段は、電源供
給直後又は前記平均値出力手段実行開始時に、前記処理
タイミングの送出速度を夫々少なくともｍ倍に速めるク
ロック制御回路を有する。
給直後又は前記平均値出力手段実行開始時に、前記処理
タイミングの送出速度を夫々少なくともｍ倍に速めるク
ロック制御回路を有する。
【００４２】
【作用】補正値信号の出力開始時の信号レベルを平滑に
すると、補正値信号に基づく発振回路の発振周波数補正
が緩やかになされる。この平滑化は、出力平滑回路にお
いて選択的に採用される補間手段あるいは平均値出力手
段によりなされる。
すると、補正値信号に基づく発振回路の発振周波数補正
が緩やかになされる。この平滑化は、出力平滑回路にお
いて選択的に採用される補間手段あるいは平均値出力手
段によりなされる。
【００４３】前者が採用されたときは、補正値信号の出
力開始時から目標レベルに達するまでその信号レベルが
単位デジタル量毎に変化する。他方、後者が採用された
ときは、ｍ個の補正値信号が生成されるまで一時出力が
保留され、最終の補正値信号が生成された時点で各信号
のレベルの平均値に対応する一つの補正値信号が出力さ
れる。この場合、前記保留時間を水晶振動子の温度変化
が生じる時間よりも十分小さな値にすることで平滑化に
よる弊害は緩和されるが、タイミング制御手段のクロッ
ク制御回路にて処理タイミングをｍ倍にすれば、この弊
害は全くなくなる。
力開始時から目標レベルに達するまでその信号レベルが
単位デジタル量毎に変化する。他方、後者が採用された
ときは、ｍ個の補正値信号が生成されるまで一時出力が
保留され、最終の補正値信号が生成された時点で各信号
のレベルの平均値に対応する一つの補正値信号が出力さ
れる。この場合、前記保留時間を水晶振動子の温度変化
が生じる時間よりも十分小さな値にすることで平滑化に
よる弊害は緩和されるが、タイミング制御手段のクロッ
ク制御回路にて処理タイミングをｍ倍にすれば、この弊
害は全くなくなる。
【００４４】また、電源供給直後は水晶振動子の温度が
急変するが、クロック制御回路で処理タイミングを速め
ることで、発振周波数の補正が迅速に行われる。
急変するが、クロック制御回路で処理タイミングを速め
ることで、発振周波数の補正が迅速に行われる。
【００４５】
【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例を説明
する。なお、本発明の温度補償型水晶発振器は、従来の
ものと同一の構成部品を有するので、各構成部品につい
ては図５に示した名称及び符号をそのまま用いて説明す
る。
する。なお、本発明の温度補償型水晶発振器は、従来の
ものと同一の構成部品を有するので、各構成部品につい
ては図５に示した名称及び符号をそのまま用いて説明す
る。
【００４６】本実施例は、従来の温度補償型水晶発振器
において、扱うデータ長を８ビットとし、これに伴い、
補正値信号発生回路５２及びシーケンサ部５８の構成を
一部改良したものである。
において、扱うデータ長を８ビットとし、これに伴い、
補正値信号発生回路５２及びシーケンサ部５８の構成を
一部改良したものである。
【００４７】図１は本実施例の要部構成図であり、補正
値信号発生回路５２の出力段に出力平滑回路１を設け、
更に、シーケンサ部５８の補正値信号発生回路５２側の
出力段にクロック制御回路２を設けている。
値信号発生回路５２の出力段に出力平滑回路１を設け、
更に、シーケンサ部５８の補正値信号発生回路５２側の
出力段にクロック制御回路２を設けている。
【００４８】出力平滑回路１は、検出温度Ｔに対応する
補正値信号の信号レベルを平滑化する回路であり、選択
的に採用される補間手段と平均値出力手段を有してい
る。
補正値信号の信号レベルを平滑化する回路であり、選択
的に採用される補間手段と平均値出力手段を有してい
る。
【００４９】補間手段は、具体的には、入力される補正
値信号の信号レベルを検出するレベル検出回路、出力開
始時から目標レベルの補正値信号になるまでの時間を設
定する時間設定回路、及び、該時間を検出レベル差で除
算した補間間隔τにて信号レベルを１ｄｉｇ毎に徐々に
変化させるレベル補間回路とを有している。このときの
補間間隔τは、シーケンサ部５８から出力されるクロッ
クの間隔をτ0とすると、(7)式で表される間隔とする。
値信号の信号レベルを検出するレベル検出回路、出力開
始時から目標レベルの補正値信号になるまでの時間を設
定する時間設定回路、及び、該時間を検出レベル差で除
算した補間間隔τにて信号レベルを１ｄｉｇ毎に徐々に
変化させるレベル補間回路とを有している。このときの
補間間隔τは、シーケンサ部５８から出力されるクロッ
クの間隔をτ0とすると、(7)式で表される間隔とする。
【００５０】
【数８】
【００５１】ここに、ＤV（Ｎ）は出力平滑回路１に入
力された現時刻のデータであり、ＤV（Ｎ−１）はその
直前時刻のデータである。
力された現時刻のデータであり、ＤV（Ｎ−１）はその
直前時刻のデータである。
【００５２】図２に補正値信号の出力過程を示す。図
中、上段の波形は本実施例によらない場合であり、時刻
Ｎにて一挙に３ｄｉｇ分が立ち上がる様子が示されてい
る。この場合は３ｄｉｇ分のレベルの補正値信号が直ち
に出力され、例えば０.３［ｐｐｍ］幅の補正が急激に
行われる。他方、次段の波形は本実施例による場合の例
であり、３段階にわたって１ｄｉｇづつ立ち上がる様子
が示されている。この場合は、０.１［ｐｐｍ］毎に順
次補正がなされる。
中、上段の波形は本実施例によらない場合であり、時刻
Ｎにて一挙に３ｄｉｇ分が立ち上がる様子が示されてい
る。この場合は３ｄｉｇ分のレベルの補正値信号が直ち
に出力され、例えば０.３［ｐｐｍ］幅の補正が急激に
行われる。他方、次段の波形は本実施例による場合の例
であり、３段階にわたって１ｄｉｇづつ立ち上がる様子
が示されている。この場合は、０.１［ｐｐｍ］毎に順
次補正がなされる。
【００５３】このように補正値信号を順次レベルアップ
する補間手段によれば、補正による周波数の急変が無く
なり、周波数偏差のバラツキが抑制される。また、温度
変化時のジッタの発生や周波数偏差の変化率も抑えられ
る。これにより従来の問題が解消あるいは大幅に緩和さ
れる。
する補間手段によれば、補正による周波数の急変が無く
なり、周波数偏差のバラツキが抑制される。また、温度
変化時のジッタの発生や周波数偏差の変化率も抑えられ
る。これにより従来の問題が解消あるいは大幅に緩和さ
れる。
【００５４】ところで、前述の(6)式によれば、データ
長が８ビットの場合、周波数偏差（ΔＦ／Ｆ0）は最大
で０.６［ｐｐｍ］となる。この場合の補間間隔τは、
クロック間隔τ0の１／６になるのが最短である。ま
た、補正値信号は、約１０クロック（１０τ0）のう
ち、１ないし２クロック間でほぼ同一レベルで継続出力
されるのが通常である。したがって、水晶振動子の温度
変化が自然界では最大１［℃／分］程度であることを考
慮すると、各クロック間隔τ0は３秒程度が適当であ
り、補間間隔τもこれを基準に設定される。
長が８ビットの場合、周波数偏差（ΔＦ／Ｆ0）は最大
で０.６［ｐｐｍ］となる。この場合の補間間隔τは、
クロック間隔τ0の１／６になるのが最短である。ま
た、補正値信号は、約１０クロック（１０τ0）のう
ち、１ないし２クロック間でほぼ同一レベルで継続出力
されるのが通常である。したがって、水晶振動子の温度
変化が自然界では最大１［℃／分］程度であることを考
慮すると、各クロック間隔τ0は３秒程度が適当であ
り、補間間隔τもこれを基準に設定される。
【００５５】次に、出力平滑回路１の平均値出力手段に
ついて説明する。
ついて説明する。
【００５６】前述のように、補正値信号は、約１０クロ
ックのうち、１ないし２クロック間でほぼ同一レベルで
継続出力されるのが通常であり、また、水晶振動子の温
度変化が前述のように最大１［℃／分］程度であるか
ら、１０τ0程度に時間に温度変化が０.５℃以上になる
ことは無いとみて良い。そこで、平均値出力手段にてｍ
（自然数）クロック分の補正値信号のレベルを平均化
し、その平均値に対応する一つの補正値信号を後段に出
力するようにした。
ックのうち、１ないし２クロック間でほぼ同一レベルで
継続出力されるのが通常であり、また、水晶振動子の温
度変化が前述のように最大１［℃／分］程度であるか
ら、１０τ0程度に時間に温度変化が０.５℃以上になる
ことは無いとみて良い。そこで、平均値出力手段にてｍ
（自然数）クロック分の補正値信号のレベルを平均化
し、その平均値に対応する一つの補正値信号を後段に出
力するようにした。
【００５７】この平均化手段は、具体的には、演算回路
を用いて現時刻のデータＤV（Ｎ）の過去（ｍ−１）ク
ロック分のデータＤV（Ｎ−ｍ＋１）を順次加算し、こ
れをｍで除算した値を平均値ＤV＾（Ｎ）とする。この
演算式を(8)式に表す。
を用いて現時刻のデータＤV（Ｎ）の過去（ｍ−１）ク
ロック分のデータＤV（Ｎ−ｍ＋１）を順次加算し、こ
れをｍで除算した値を平均値ＤV＾（Ｎ）とする。この
演算式を(8)式に表す。
【００５８】
【数９】
【００５９】(8)式において、ｍの値は通常２〜１０が
適当である。
適当である。
【００６０】この平均化された補正値信号を用いること
により、水晶発振回路５５における周波数変化が緩和さ
れるばかりでなく、温度変化に伴う周波数偏差の増大、
ジッタによる周波数偏差幅の拡大が抑制される。したが
って、データ長を８ビット化した場合の従来の問題点が
解消ないし大幅に緩和される。
により、水晶発振回路５５における周波数変化が緩和さ
れるばかりでなく、温度変化に伴う周波数偏差の増大、
ジッタによる周波数偏差幅の拡大が抑制される。したが
って、データ長を８ビット化した場合の従来の問題点が
解消ないし大幅に緩和される。
【００６１】なお、上述の平均化出力手段を採用する場
合は、平均化に要する時間分だけ応答性が低下するが、
これはクロック制御回路２にて補うことができる。
合は、平均化に要する時間分だけ応答性が低下するが、
これはクロック制御回路２にて補うことができる。
【００６２】即ち、平均化出力手段を選択すると同時に
出力平滑回路１からクロック制御回路２に制御信号ａを
出力する。クロック制御回路２では、この制御信号ａに
基づいて一定期間だけ補正値信号発生回路５２を含む他
の回路へのクロック信号ｂ，ｃの送出速度を速め、クロ
ック間隔τ0を短くする。例えば、前述のｍの値を４に
した場合はクロック送出速度をそれ以前の場合の４倍と
する。これにより当該期間における各回路の処理タイミ
ングが速まり、応答性の低下を防止することができる。
出力平滑回路１からクロック制御回路２に制御信号ａを
出力する。クロック制御回路２では、この制御信号ａに
基づいて一定期間だけ補正値信号発生回路５２を含む他
の回路へのクロック信号ｂ，ｃの送出速度を速め、クロ
ック間隔τ0を短くする。例えば、前述のｍの値を４に
した場合はクロック送出速度をそれ以前の場合の４倍と
する。これにより当該期間における各回路の処理タイミ
ングが速まり、応答性の低下を防止することができる。
【００６３】また、出力平滑回路１による各手段の選択
の如何を問わず、シーケンサ部５８の内部で電源供給直
後であることを自動検出し、各クロック信号ｂ，ｃの送
出速度は前述のｍの値に拘束されず、更に速めることが
好ましい。なお、ｂは補正値信号発生回路５２へのクロ
ック信号、ｃは温度符号化回路へのクロック信号であ
る。このようにすることで電源供給直後の補正値信号の
出力頻度が高くなり、周波数補正が迅速になされる。
の如何を問わず、シーケンサ部５８の内部で電源供給直
後であることを自動検出し、各クロック信号ｂ，ｃの送
出速度は前述のｍの値に拘束されず、更に速めることが
好ましい。なお、ｂは補正値信号発生回路５２へのクロ
ック信号、ｃは温度符号化回路へのクロック信号であ
る。このようにすることで電源供給直後の補正値信号の
出力頻度が高くなり、周波数補正が迅速になされる。
【００６４】これにより、従来の問題点が解消ないし大
幅に緩和される。
幅に緩和される。
【００６５】
【発明の効果】以上、詳細に説明したように、本発明で
は、補正値信号発生回路の出力段に補正値信号の出力開
始時レベルを平滑化する出力平滑回路を設け、この出力
平滑回路は、補正値信号の出力開始時から目標レベルに
達するまでの時間をそのレベル差で除した間隔で補間
し、補間間隔毎に補正値信号の信号レベルを順次変化さ
せて出力する補間手段を設け、補正値信号の出力開始時
の信号レベルを平滑にする。その結果、補正値信号に基
づく発振回路の発振周波数補正が緩やかになされる。 ま
た、平均値出力手段を作用すると、ｍ個の補正値信号が
生成されるまで一時出力が保留され、最終の補正値信号
が生成された時点で各信号のレベルの平均値に対応する
一つの補正値信号が出力される。この場合、前記保留時
間を水晶振動子の温度変化が生じる時間よりも十分小さ
な値にすることで平滑化による弊害は緩和されるが、タ
イミング制御手段のクロック制御回路にて処理タイミン
グをｍ倍にすれば、この弊害は全くなくなる。このよう
に、補正による周波数の急変、周波数偏差のバラツキ、
温度変化時のジッタの発生等を抑える事ができ、補正値
信号のデータ長を短くする際の従来の問題点が解消され
る。したがって、量子化手段の簡略化、記憶デバイス類
の容量節約が図れ、小型、低コストの温度補償型水晶発
振器を実現することができる。
は、補正値信号発生回路の出力段に補正値信号の出力開
始時レベルを平滑化する出力平滑回路を設け、この出力
平滑回路は、補正値信号の出力開始時から目標レベルに
達するまでの時間をそのレベル差で除した間隔で補間
し、補間間隔毎に補正値信号の信号レベルを順次変化さ
せて出力する補間手段を設け、補正値信号の出力開始時
の信号レベルを平滑にする。その結果、補正値信号に基
づく発振回路の発振周波数補正が緩やかになされる。 ま
た、平均値出力手段を作用すると、ｍ個の補正値信号が
生成されるまで一時出力が保留され、最終の補正値信号
が生成された時点で各信号のレベルの平均値に対応する
一つの補正値信号が出力される。この場合、前記保留時
間を水晶振動子の温度変化が生じる時間よりも十分小さ
な値にすることで平滑化による弊害は緩和されるが、タ
イミング制御手段のクロック制御回路にて処理タイミン
グをｍ倍にすれば、この弊害は全くなくなる。このよう
に、補正による周波数の急変、周波数偏差のバラツキ、
温度変化時のジッタの発生等を抑える事ができ、補正値
信号のデータ長を短くする際の従来の問題点が解消され
る。したがって、量子化手段の簡略化、記憶デバイス類
の容量節約が図れ、小型、低コストの温度補償型水晶発
振器を実現することができる。
【００６６】また、電源供給直後は水晶振動子の温度が
急変するが、クロック制御回路で処理タイミングを速め
ることで、発振周波数の補正が迅速に行うことができ
る。
急変するが、クロック制御回路で処理タイミングを速め
ることで、発振周波数の補正が迅速に行うことができ
る。
【００６７】このように、本発明によれば、カット角度
のずれやバラツキにより周波数温度特性が夫々異なるＡ
Ｔカット水晶振動子を用いても、各特性に応じた温度補
償が容易になされるので、水晶振動子の有効利用が図
れ、且つ、周波数偏差の許容範囲の厳格な用途において
も使用可能な小型の温度補償型水晶発振器を提供するこ
とができる。
のずれやバラツキにより周波数温度特性が夫々異なるＡ
Ｔカット水晶振動子を用いても、各特性に応じた温度補
償が容易になされるので、水晶振動子の有効利用が図
れ、且つ、周波数偏差の許容範囲の厳格な用途において
も使用可能な小型の温度補償型水晶発振器を提供するこ
とができる。
【図１】本発明の一実施例による要部構成図である。
【図２】補正値信号出力過程の説明図である。
【図３】一般的なＡＴカット水晶振動子の周波数偏差−
温度特性図である。
温度特性図である。
【図４】セルラー等の許容周波数偏差の説明図である。
【図５】本発明が適用される従来の温度補償型水晶発振
器のブロック構成図である。
器のブロック構成図である。
【図６】平均的なＡＴカット水晶振動子における周波数
偏差の変化率特性図である。
偏差の変化率特性図である。
１…出力平滑回路 ２…クロック制御回路 １１〜１８…ＡＴカット水晶振動子 ５０…温度センサ ５１…温度符号化回路 ５２…補正値信号発生回路 ５３…データ設定回路 ５４…Ｄ／Ａ変換回路 ５５…水晶発振回路 ５６…Ｖ−Ｃ変換回路 ５７…発振部回路及び出力回路 ５８…シーケンサ部 ５９…ＣＲ発振器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03B 5/32
Claims (3)
- 【請求項１】 温度変化に伴いその周波数が変化するＡ
Ｔカット水晶振動子を含む水晶発振回路と、前記水晶振
動子近傍の温度を検出する温度センサと、検出温度をデ
ジタル温度データに変換する温度符号化回路と、該温度
データに対応する所定信号レベルのデジタル補正値信号
を生成する補正値信号発生回路と、前記補正値信号に基
づいて前記水晶発振回路の発振周波数を補正する発振周
波数補正手段と、前記温度データ及び補正値信号の処理
タイミングを制御するタイミング制御手段とを備えてな
る温度補償型水晶発振器において、 前記補正値信号発生回路の出力段に、補正値信号出力開
始時の信号レベルを平滑化する出力平滑回路を設け、こ
の出力平滑回路は、補正値信号の出力開始時から目標レ
ベルに達するまでの時間をそのレベル差で除した間隔で
補間し、補間間隔毎に補正値信号の信号レベルを順次変
化させて出力する補間手段を有することを特徴とする温
度補償型水晶発振器。 - 【請求項２】 前記出力平滑回路は、連続するｍ（自然
数）の補正値信号の信号レベルの平均値を演算し、該平
均値に対応する信号レベルの補正値信号を選択出力する
平均値出力手段を有することを特徴とする請求項１記載
の温度補償型水晶発振器。 - 【請求項３】 前記タイミング制御手段は、電源供給直
後又は請求項２記載の平均値出力手段実行開始時に、前
記処理タイミングの送出速度を夫々少なくともｍ倍に速
めるクロック制御回路を有することを特徴とする請求項
１記載の温度補償型水晶発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15343492A JP3189386B2 (ja) | 1992-06-12 | 1992-06-12 | 温度補償型水晶発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15343492A JP3189386B2 (ja) | 1992-06-12 | 1992-06-12 | 温度補償型水晶発振器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05347513A JPH05347513A (ja) | 1993-12-27 |
| JP3189386B2 true JP3189386B2 (ja) | 2001-07-16 |
Family
ID=15562440
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15343492A Expired - Fee Related JP3189386B2 (ja) | 1992-06-12 | 1992-06-12 | 温度補償型水晶発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3189386B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6772542B2 (ja) * | 2015-10-27 | 2020-10-21 | セイコーエプソン株式会社 | 回路装置、発振器、電子機器及び移動体 |
| JP6720687B2 (ja) * | 2015-10-27 | 2020-07-08 | セイコーエプソン株式会社 | 回路装置、発振器、電子機器及び移動体 |
| JP2017085536A (ja) * | 2015-10-27 | 2017-05-18 | セイコーエプソン株式会社 | 回路装置、発振器、電子機器及び移動体 |
| CN107017837B (zh) * | 2015-10-27 | 2022-02-08 | 精工爱普生株式会社 | 电路装置、振荡器、电子设备以及移动体 |
| JP6798121B2 (ja) * | 2016-03-18 | 2020-12-09 | セイコーエプソン株式会社 | 発振器、電子機器および移動体 |
-
1992
- 1992-06-12 JP JP15343492A patent/JP3189386B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05347513A (ja) | 1993-12-27 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |