JP3188213B2 - Ｏｆｄｍ信号受信機 - Google Patents
Ｏｆｄｍ信号受信機Info
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- JP3188213B2 JP3188213B2 JP13106797A JP13106797A JP3188213B2 JP 3188213 B2 JP3188213 B2 JP 3188213B2 JP 13106797 A JP13106797 A JP 13106797A JP 13106797 A JP13106797 A JP 13106797A JP 3188213 B2 JP3188213 B2 JP 3188213B2
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- Japan
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- signal
- circuit
- conversion circuit
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＯＦＤＭ変調で送
信された信号を受信し、復調するＯＦＤＭ信号受信機に
関するものである。
信された信号を受信し、復調するＯＦＤＭ信号受信機に
関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図２は従来のこの種のＯＦＤＭ信号受信
機を示すブロック図である。
機を示すブロック図である。
【０００３】図２において、受信されたＯＦＤＭ信号
は、周波数変換回路１にて局部発振器（図示せず）から
の局部発振信号によりベースバンドＯＦＤＭ信号に変換
される。
は、周波数変換回路１にて局部発振器（図示せず）から
の局部発振信号によりベースバンドＯＦＤＭ信号に変換
される。
【０００４】次に、ベースバンドＯＦＤＭ信号は、それ
ぞれＬＰＦ２にて高調波成分が除去され、Ａ／Ｄ変換回
路３に入力され、デジタル信号に変換される。
ぞれＬＰＦ２にて高調波成分が除去され、Ａ／Ｄ変換回
路３に入力され、デジタル信号に変換される。
【０００５】Ａ／Ｄ変換回路３からのデジタル信号は、
高速フーリエ変換回路（以下、ＦＦＴと略す）４に入力
してＦＦＴ演算を行うことによって、ＯＦＤＭ変調波が
復調される。
高速フーリエ変換回路（以下、ＦＦＴと略す）４に入力
してＦＦＴ演算を行うことによって、ＯＦＤＭ変調波が
復調される。
【０００６】そして、ＯＦＤＭ復調された信号はデータ
復調回路２１に出力される。
復調回路２１に出力される。
【０００７】一方、Ａ／Ｄ変換回路３からのデジタル信
号は、直接及び１シンボル遅延回路５を介して相関検出
回路６にも供給される。ここで、相関検出回路６では、
図８に示す如く、ＯＦＤＭのガードインターバル期間の
相関を用いて同期検出が行われる。つまり、ＯＦＤＭ信
号にはガードインターバルが設けられており、このガー
ドインターバルとシンボル期間の終わりの部分は同じ信
号となっているので、１シンボル遅延した信号と相関を
とれば、同期検出信号を得ることができる。
号は、直接及び１シンボル遅延回路５を介して相関検出
回路６にも供給される。ここで、相関検出回路６では、
図８に示す如く、ＯＦＤＭのガードインターバル期間の
相関を用いて同期検出が行われる。つまり、ＯＦＤＭ信
号にはガードインターバルが設けられており、このガー
ドインターバルとシンボル期間の終わりの部分は同じ信
号となっているので、１シンボル遅延した信号と相関を
とれば、同期検出信号を得ることができる。
【０００８】検出された同期検出信号は、図９イに示す
如く、波形処理回路７にて閾値と比較され、同期検出信
号が閾値を越えていれば、同期信号と見なし、同期信号
（図９ロ）を出力する。この同期信号によってＦＦＴ４
の変換処理が行われる。
如く、波形処理回路７にて閾値と比較され、同期検出信
号が閾値を越えていれば、同期信号と見なし、同期信号
（図９ロ）を出力する。この同期信号によってＦＦＴ４
の変換処理が行われる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】ところで、ＯＦＤＭ信
号受信機の受信限界は同期検出部の相関検出の性能に負
うところが大きい。これはＯＦＤＭ復調に相関によるガ
ードインターバルの検出出力が必要なためである。
号受信機の受信限界は同期検出部の相関検出の性能に負
うところが大きい。これはＯＦＤＭ復調に相関によるガ
ードインターバルの検出出力が必要なためである。
【００１０】しかしながら、上述の構成では相関出力中
に存在するノイズ成分の内、比較的レベルの高いノイズ
が波形処理回路７で設定された閾値を越えてしまうこと
がある。その結果、このレベルの高いノイズ成分は、相
関検出出力と誤認され、正常なＯＦＤＭ復調を行うこと
ができない。
に存在するノイズ成分の内、比較的レベルの高いノイズ
が波形処理回路７で設定された閾値を越えてしまうこと
がある。その結果、このレベルの高いノイズ成分は、相
関検出出力と誤認され、正常なＯＦＤＭ復調を行うこと
ができない。
【００１１】このため、波形処理回路７の前段に狭帯域
のフィルタを設け、この高いレベルのノイズを除去する
ことも考えられるが、一般にデジタル信号は広帯域に分
布しており、狭帯域のフィルタを挿入することは難し
い。
のフィルタを設け、この高いレベルのノイズを除去する
ことも考えられるが、一般にデジタル信号は広帯域に分
布しており、狭帯域のフィルタを挿入することは難し
い。
【００１２】本発明は、上述の欠点に鑑みなされたもの
であり、簡単な構成で相関検出出力中に包含されるノイ
ズを良好に除去することができるＯＦＤＭ信号受信機を
提供するものである。
であり、簡単な構成で相関検出出力中に包含されるノイ
ズを良好に除去することができるＯＦＤＭ信号受信機を
提供するものである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明は、直交周波数分
割多重信号（以下、ＯＦＤＭ信号と略す）を受信しベー
スバンド帯域に変換する周波数変換回路と、該周波数変
換回路により変換されたベースバンドアナログ信号をデ
ジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、該Ａ／Ｄ変換
回路で変換されたデジタル信号を復調する復調回路と、
前記Ａ／Ｄ変換回路からのデジタル信号に基づき前記受
信信号の同期を検出する同期検出回路とから構成され、
該同期検出回路は異なる通過帯域で分離する複数の帯域
通過フィルタと、該複数の帯域通過フィルタを通過した
信号の振幅が一定値よりも大きな信号に対しては利得を
大きく、また振幅が一定値よりも小さな信号に対しては
利得を小さく制御する複数の利得制御回路と、該複数の
利得制御回路にて利得制御された信号を合成する第１合
成回路とを含むノイズ除去回路を有することを特徴とす
るＯＦＤＭ信号受信機である。
割多重信号（以下、ＯＦＤＭ信号と略す）を受信しベー
スバンド帯域に変換する周波数変換回路と、該周波数変
換回路により変換されたベースバンドアナログ信号をデ
ジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、該Ａ／Ｄ変換
回路で変換されたデジタル信号を復調する復調回路と、
前記Ａ／Ｄ変換回路からのデジタル信号に基づき前記受
信信号の同期を検出する同期検出回路とから構成され、
該同期検出回路は異なる通過帯域で分離する複数の帯域
通過フィルタと、該複数の帯域通過フィルタを通過した
信号の振幅が一定値よりも大きな信号に対しては利得を
大きく、また振幅が一定値よりも小さな信号に対しては
利得を小さく制御する複数の利得制御回路と、該複数の
利得制御回路にて利得制御された信号を合成する第１合
成回路とを含むノイズ除去回路を有することを特徴とす
るＯＦＤＭ信号受信機である。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下、図面に従い、本発明のＯＦ
ＤＭ信号受信機を説明する。
ＤＭ信号受信機を説明する。
【００１５】図１は本発明のＯＦＤＭ信号受信機の回路
ブロック図であり、本発明が特徴とする点は、相関検出
回路６の出力段にノイズ除去回路９を設け、このノイズ
除去回路９にてノイズ成分を除去したＯＦＤＭ信号を波
形処理回路７に供給する構成とした点である。
ブロック図であり、本発明が特徴とする点は、相関検出
回路６の出力段にノイズ除去回路９を設け、このノイズ
除去回路９にてノイズ成分を除去したＯＦＤＭ信号を波
形処理回路７に供給する構成とした点である。
【００１６】以下、図１を用いて本発明ＯＦＤＭ信号受
信機の１実施例を説明する。
信機の１実施例を説明する。
【００１７】図１において、受信されたＯＦＤＭ信号
は、周波数変換回路１にて局部発振器（図示せず）から
の局部発振信号によりベースバンドＯＦＤＭ信号に変換
される。
は、周波数変換回路１にて局部発振器（図示せず）から
の局部発振信号によりベースバンドＯＦＤＭ信号に変換
される。
【００１８】次に、ベースバンドＯＦＤＭ信号は、それ
ぞれＬＰＦ２にて高調波成分が除去され、Ａ／Ｄ変換回
路３に入力され、デジタル信号に変換される。
ぞれＬＰＦ２にて高調波成分が除去され、Ａ／Ｄ変換回
路３に入力され、デジタル信号に変換される。
【００１９】Ａ／Ｄ変換回路３からのデジタル信号は、
高速フーリエ変換回路（以下、ＦＦＴと略す）４に入力
してＦＦＴ演算を行うことによって、ＯＦＤＭ変調波が
復調される。
高速フーリエ変換回路（以下、ＦＦＴと略す）４に入力
してＦＦＴ演算を行うことによって、ＯＦＤＭ変調波が
復調される。
【００２０】そして、ＯＦＤＭ復調された信号はデータ
復調回路２１に出力される。
復調回路２１に出力される。
【００２１】一方、Ａ／Ｄ変換器３からのデジタル信号
は、直接及び１シンボル遅延回路５を介して相関検出回
路６にも供給される。ここで、相関検出回路６では、図
８に示す如く、ＯＦＤＭのガードインターバル期間の相
関を用いて同期検出が行われる。つまり、ＯＦＤＭ信号
にはガードインターバルが設けられており、このガード
インターバルとシンボル期間の終わりの部分は同じ信号
となっているので、１シンボル遅延した信号と相関をと
れば、同期検出信号を得ることができる。
は、直接及び１シンボル遅延回路５を介して相関検出回
路６にも供給される。ここで、相関検出回路６では、図
８に示す如く、ＯＦＤＭのガードインターバル期間の相
関を用いて同期検出が行われる。つまり、ＯＦＤＭ信号
にはガードインターバルが設けられており、このガード
インターバルとシンボル期間の終わりの部分は同じ信号
となっているので、１シンボル遅延した信号と相関をと
れば、同期検出信号を得ることができる。
【００２２】ところで、検出された同期検出信号には、
図９イに示す如く、同期検出信号と共に高いレベルのノ
イズも含まれている。そして、この高いレベルのノイズ
を含む同期検出信号をそのまま波形処理回路７に供給す
ると、図９ロに示す如く、ノイズ成分も検出ししてしま
うことになる。
図９イに示す如く、同期検出信号と共に高いレベルのノ
イズも含まれている。そして、この高いレベルのノイズ
を含む同期検出信号をそのまま波形処理回路７に供給す
ると、図９ロに示す如く、ノイズ成分も検出ししてしま
うことになる。
【００２３】そこで、本発明では相関検出回路６の出力
段にノイズ除去回路９を介在させ、このノイズ除去回路
９にて高いレベルのノイズ成分を除去している。
段にノイズ除去回路９を介在させ、このノイズ除去回路
９にて高いレベルのノイズ成分を除去している。
【００２４】以下、図３乃至図７を用いてノイズ除去回
路の構成及び動作を説明する。
路の構成及び動作を説明する。
【００２５】尚、図３は本発明のＯＦＤＭ信号受信機に
使用するノイズ除去回路の第１実施例であり、図６はノ
イズ除去回路を構成する増幅回路の具体的回路構成であ
る。
使用するノイズ除去回路の第１実施例であり、図６はノ
イズ除去回路を構成する増幅回路の具体的回路構成であ
る。
【００２６】図３において、ノイズを含む入力信号は、
それぞれ通過帯域の異なる帯域通過フィルタ（以下、Ｂ
ＰＦと略す。）１１〜１ｎにより各帯域に分離され、各
帯域におけるノイズ成分を含んだ信号が各増幅回路９１
〜９ｎに入力される。
それぞれ通過帯域の異なる帯域通過フィルタ（以下、Ｂ
ＰＦと略す。）１１〜１ｎにより各帯域に分離され、各
帯域におけるノイズ成分を含んだ信号が各増幅回路９１
〜９ｎに入力される。
【００２７】そして、各増幅回路９１〜９ｎでは、通過
した帯域の入力信号及びノイズ成分に対して、比較的振
幅の大きい成分では利得が大きく、振幅の小さい成分で
は利得が小さくなるように処理することにより、振幅の
少ないノイズ成分が除去される。
した帯域の入力信号及びノイズ成分に対して、比較的振
幅の大きい成分では利得が大きく、振幅の小さい成分で
は利得が小さくなるように処理することにより、振幅の
少ないノイズ成分が除去される。
【００２８】以下、増幅回路９１〜９ｎの構成、及び動
作について説明する。
作について説明する。
【００２９】増幅回路９１〜９ｎは、図６に示す構成と
なっている。入力信号は、結合コンデンサＣ０を介して
オペアンプＯＰ１のプラス端子に入力される。そして、
オペアンプＯＰ１の出力はオペアンプＯＰ２のプラス端
子に入力される。オペアンプＯＰ２の出力は抵抗Ｒ１、
Ｒ２により抵抗分割され、オペアンプＯＰ１のマイナス
端子に負帰還される。ここで、Ａ点の電位がダイオード
の順方向電圧Ｖｆよりも小さい場合、ダイオードＤ０、
Ｄ１は非導通となり、出力されない。また、Ａ点の電位
がＶｆよりも大きい場合、ダイオードＤ０、Ｄ１のいず
れか一方が導通し、出力端子には入力信号の略（Ｒ１＋
Ｒ２）／Ｒ１倍の出力信号が得られる。
なっている。入力信号は、結合コンデンサＣ０を介して
オペアンプＯＰ１のプラス端子に入力される。そして、
オペアンプＯＰ１の出力はオペアンプＯＰ２のプラス端
子に入力される。オペアンプＯＰ２の出力は抵抗Ｒ１、
Ｒ２により抵抗分割され、オペアンプＯＰ１のマイナス
端子に負帰還される。ここで、Ａ点の電位がダイオード
の順方向電圧Ｖｆよりも小さい場合、ダイオードＤ０、
Ｄ１は非導通となり、出力されない。また、Ａ点の電位
がＶｆよりも大きい場合、ダイオードＤ０、Ｄ１のいず
れか一方が導通し、出力端子には入力信号の略（Ｒ１＋
Ｒ２）／Ｒ１倍の出力信号が得られる。
【００３０】従って、図７に示す如く、上述と同様に振
幅の小さいノイズ成分（具体的には（Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ
２））×Ｖｆまでの信号）は出力されず、それ以上の信
号成分が略（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１倍に増幅されて出力さ
れることになる。このため、図６の増幅回路に対し、抵
抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値を可変することによりノイズ成分
の除去範囲を可変することができる。
幅の小さいノイズ成分（具体的には（Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ
２））×Ｖｆまでの信号）は出力されず、それ以上の信
号成分が略（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１倍に増幅されて出力さ
れることになる。このため、図６の増幅回路に対し、抵
抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値を可変することによりノイズ成分
の除去範囲を可変することができる。
【００３１】ところで、各ＢＰＦ１１〜１ｎの通過帯域
幅が、図３Ｂに示す如く、略同一の場合、イコライザ１
０に入力される群遅延特性は、図３Ｃに示す如く、周波
数が高くなるにつれて遅延時間が大きくなるという特性
となる。
幅が、図３Ｂに示す如く、略同一の場合、イコライザ１
０に入力される群遅延特性は、図３Ｃに示す如く、周波
数が高くなるにつれて遅延時間が大きくなるという特性
となる。
【００３２】そこで、第１実施例ではイコライザ１０を
設けることにより、各ＢＰＦを通過する信号の群遅延特
性を補正して、特性が平坦になるように補正される。
設けることにより、各ＢＰＦを通過する信号の群遅延特
性を補正して、特性が平坦になるように補正される。
【００３３】また、図４に本発明のノイズ除去回路の第
２実施例を示す。
２実施例を示す。
【００３４】図４が図３と異なる点は、群遅延特性を補
正するためのイコライザ１０に代えて、図４Ｂに示す如
く、通過帯域幅の異なるＢＰＦ１１〜１ｎを設け、群遅
延特性を平坦にした実施例である。
正するためのイコライザ１０に代えて、図４Ｂに示す如
く、通過帯域幅の異なるＢＰＦ１１〜１ｎを設け、群遅
延特性を平坦にした実施例である。
【００３５】また、図５に本発明のノイズ除去回路の第
３実施例を示す。
３実施例を示す。
【００３６】図５が図４と異なる点は、通過帯域幅の異
なるＢＰＦ１１〜１ｎに代えて、同じ通過帯域幅である
ＢＰＦ１１〜１ｎと増幅回路９１〜９ｎとの間に２次移
相回路（以下、ＡＰＦと略す。）１１１〜１１ｎを設
け、このＡＰＦ１１１〜１１ｎにより群遅延特性を平坦
にした実施例である。
なるＢＰＦ１１〜１ｎに代えて、同じ通過帯域幅である
ＢＰＦ１１〜１ｎと増幅回路９１〜９ｎとの間に２次移
相回路（以下、ＡＰＦと略す。）１１１〜１１ｎを設
け、このＡＰＦ１１１〜１１ｎにより群遅延特性を平坦
にした実施例である。
【００３７】以上の如く構成されたノイズ除去回路７で
は、ＯＦＤＭ信号がある特定の若しくは数個のＢＰＦだ
けを通過する。これに対し、ノイズ成分は広帯域に分布
しているため、各ＢＰＦを通過するノイズ成分のレベル
は低い。従って、各ＢＰＦの通過周波数成分のノイズに
注目すると、比較的レベルの高いノイズであっても、Ｓ
Ｓ信号に対して十分に低いレベルとなる。このため、ノ
イズ除去回路７から出力されるノイズ成分のうち、ＯＦ
ＤＭ信号と同じＢＰＦを通過するノイズ成分はそのまま
残存するが、それ以外のＢＰＦを通過するノイズ成分は
除去される。この結果、波形処理部４に供給されるとき
には、図９ロで示す従来回路で検出されていた高いレベ
ルのノイズ成分は、波形処理回路７では検出されないよ
うな十分に小さな値となっている。
は、ＯＦＤＭ信号がある特定の若しくは数個のＢＰＦだ
けを通過する。これに対し、ノイズ成分は広帯域に分布
しているため、各ＢＰＦを通過するノイズ成分のレベル
は低い。従って、各ＢＰＦの通過周波数成分のノイズに
注目すると、比較的レベルの高いノイズであっても、Ｓ
Ｓ信号に対して十分に低いレベルとなる。このため、ノ
イズ除去回路７から出力されるノイズ成分のうち、ＯＦ
ＤＭ信号と同じＢＰＦを通過するノイズ成分はそのまま
残存するが、それ以外のＢＰＦを通過するノイズ成分は
除去される。この結果、波形処理部４に供給されるとき
には、図９ロで示す従来回路で検出されていた高いレベ
ルのノイズ成分は、波形処理回路７では検出されないよ
うな十分に小さな値となっている。
【００３８】そして、波形処理回路７では閾値と比較さ
れ、同期検出信号が閾値を越えていれば、情報と見な
し、同期信号（図９ハ）を出力する。この信号によって
ＦＦＴ４にて高速フーリエ変換処理が行われる。
れ、同期検出信号が閾値を越えていれば、情報と見な
し、同期信号（図９ハ）を出力する。この信号によって
ＦＦＴ４にて高速フーリエ変換処理が行われる。
【００３９】更に、ＦＦＴ処理された信号は、データ復
調回路２１にて、ＱＰＳＫ復調処理が行われる。
調回路２１にて、ＱＰＳＫ復調処理が行われる。
【００４０】また、本実施例では、ＱＰＳＫ変調された
デジタル信号を用いて説明したが、ＱＡＭ変調されたデ
ジタル信号を使用しても良い。
デジタル信号を用いて説明したが、ＱＡＭ変調されたデ
ジタル信号を使用しても良い。
【００４１】
【発明の効果】本発明は、上述の如く構成することによ
り、簡単な構成で相関検出出力中に含まれるノイズ成分
を十分に除去することができ、その結果ＯＦＤＭ信号復
調処理を精度良く行うことができる。
り、簡単な構成で相関検出出力中に含まれるノイズ成分
を十分に除去することができ、その結果ＯＦＤＭ信号復
調処理を精度良く行うことができる。
【図１】本発明ＯＦＤＭ信号受信機の実施例を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図２】従来のＯＦＤＭ信号受信機を示すブロック図で
ある。
ある。
【図３】本発明のＯＦＤＭ信号受信機に使用するノイズ
除去回路の第１実施例を示す図である。
除去回路の第１実施例を示す図である。
【図４】本発明のＯＦＤＭ信号受信機に使用するノイズ
除去回路の第２実施例を示す図である。
除去回路の第２実施例を示す図である。
【図５】本発明のＯＦＤＭ信号受信機に使用するノイズ
除去回路の第３実施例を示す図である。
除去回路の第３実施例を示す図である。
【図６】図５におけるノイズ除去回路の増幅回路を示す
図である。
図である。
【図７】図６における増幅回路の入出力特性を示す図で
ある。
ある。
【図８】同期検出の原理を説明するための図である。
【図９】ＯＦＤＭ信号受信機の各部における波形図であ
る。
る。
【符号の説明】 １ 周波数変換回路 ２ ＬＰＦ ３ Ａ／Ｄ変換回路 ４ ＦＦＴ ５ １シンボル遅延回路 ６ 相関検出回路 ７ 波形処理回路 ９ ノイズ除去回路 ２１ データ復調回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04J 11/00
Claims (2)
- 【請求項１】 直交周波数分割多重信号（以下、ＯＦＤ
Ｍ信号と略す）を受信しベースバンド帯域に変換する周
波数変換回路と、該周波数変換回路により変換されたベ
ースバンドアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／
Ｄ変換回路と、該Ａ／Ｄ変換回路で変換されたデジタル
信号を復調する復調回路と、前記Ａ／Ｄ変換回路からの
デジタル信号に基づき前記受信信号の同期を検出する同
期検出回路とから構成され、該同期検出回路は異なる通
過帯域で分離し、且つ各群遅延特性による遅延時間が略
等しい複数の帯域通過フィルタと、該複数の帯域通過フ
ィルタを通過した信号の振幅が一定値よりも大きな信号
に対しては利得を大きく、また振幅が一定値よりも小さ
な信号に対しては利得を小さく制御する複数の利得制御
回路と、該複数の利得制御回路にて利得制御された信号
を合成する第１合成回路とを含むノイズ除去回路を有す
ることを特徴とするＯＦＤＭ信号受信機。 - 【請求項２】 前記複数の帯域通過フィルタの通過帯域
幅は、各帯域通過フィルタの群遅延特性による遅延時間
が略等しくなるような通過帯域幅となっていることを特
徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ信号受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13106797A JP3188213B2 (ja) | 1997-05-21 | 1997-05-21 | Ｏｆｄｍ信号受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13106797A JP3188213B2 (ja) | 1997-05-21 | 1997-05-21 | Ｏｆｄｍ信号受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10322307A JPH10322307A (ja) | 1998-12-04 |
| JP3188213B2 true JP3188213B2 (ja) | 2001-07-16 |
Family
ID=15049237
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13106797A Expired - Fee Related JP3188213B2 (ja) | 1997-05-21 | 1997-05-21 | Ｏｆｄｍ信号受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3188213B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004242236A (ja) | 2003-02-10 | 2004-08-26 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 中継再送装置 |
| WO2010003370A1 (en) * | 2008-07-07 | 2010-01-14 | Mediatek Inc. | Methods for transceiving data in multi-band orthogonal frequency division multiple access communications system and communications apparatuses utilizing the same |
| KR101525052B1 (ko) * | 2008-12-08 | 2015-06-03 | 삼성전자주식회사 | 오에프디엠 시스템에서 주파수 검색 속도 향상을 위한 장치및 방법 |
-
1997
- 1997-05-21 JP JP13106797A patent/JP3188213B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH10322307A (ja) | 1998-12-04 |
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