JP3188208B2 - スペクトラム拡散受信装置 - Google Patents
スペクトラム拡散受信装置Info
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- JP3188208B2 JP3188208B2 JP8021597A JP8021597A JP3188208B2 JP 3188208 B2 JP3188208 B2 JP 3188208B2 JP 8021597 A JP8021597 A JP 8021597A JP 8021597 A JP8021597 A JP 8021597A JP 3188208 B2 JP3188208 B2 JP 3188208B2
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- unit
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スペクトル拡散受
信装置に関するものであり、特に、間欠的に送信される
スペクトラム拡散信号に対する同期回路に関するもので
ある。
信装置に関するものであり、特に、間欠的に送信される
スペクトラム拡散信号に対する同期回路に関するもので
ある。
【０００２】
【従来の技術】スペクトラム拡散（以下、ＳＳと略
す。）通信方式では、送信側では、擬似雑音符号（以
下、ＰＮ符号と略す。）等の拡散符号系列を用いて、伝
送するデジタル信号から、原データに比べて極めて広い
帯域幅を持つ信号を生成し、ＲＦ信号に変換して伝送す
る。
す。）通信方式では、送信側では、擬似雑音符号（以
下、ＰＮ符号と略す。）等の拡散符号系列を用いて、伝
送するデジタル信号から、原データに比べて極めて広い
帯域幅を持つ信号を生成し、ＲＦ信号に変換して伝送す
る。
【０００３】受信側では、送信側と同一の復調用拡散符
号を用いて受信信号との相関をとる逆拡散（拡散復調）
を行って受信信号を原データに対応した帯域幅を持つ狭
帯域信号に変換する。続いて通常のデータ復調を行い、
原データを再生する。
号を用いて受信信号との相関をとる逆拡散（拡散復調）
を行って受信信号を原データに対応した帯域幅を持つ狭
帯域信号に変換する。続いて通常のデータ復調を行い、
原データを再生する。
【０００４】この際、復調用拡散符号は、受信信号とク
ロック周波数及び符号位相が完全に一致していないと相
関出力が低下し、Ｓ／Ｎが劣化してしまう。従って、受
信信号と復調用拡散符号との同期をとる同期回路が必要
かつ重要となる。
ロック周波数及び符号位相が完全に一致していないと相
関出力が低下し、Ｓ／Ｎが劣化してしまう。従って、受
信信号と復調用拡散符号との同期をとる同期回路が必要
かつ重要となる。
【０００５】このような、同期回路を設けたＳＳ受信装
置として図２に示すものがある。
置として図２に示すものがある。
【０００６】図２において、受信されたＳＳ信号は、ダ
ウンコンバータ１でベースバンドＳＳ信号に変換され、
拡散復調部２に入力される。また、ベースバンドＳＳ信
号は、同期検出部３にも入力され、同期検出部３にて同
期捕捉が行われる。この同期検出部３は、図８に示す如
く、デジタル・マッチド・フィルタにて構成されてい
る。
ウンコンバータ１でベースバンドＳＳ信号に変換され、
拡散復調部２に入力される。また、ベースバンドＳＳ信
号は、同期検出部３にも入力され、同期検出部３にて同
期捕捉が行われる。この同期検出部３は、図８に示す如
く、デジタル・マッチド・フィルタにて構成されてい
る。
【０００７】尚、以下入力ＳＳ信号を４ビットの信号と
して説明を行う。
して説明を行う。
【０００８】図８において、デジタル・マッチド・フィ
ルタは、１クロック遅延である３個のシフトレジスタ３
１と、入力信号及び各シフトレジスタ３１により遅延さ
れた信号を乗算する４個の乗算器３２と、各乗算器３２
からの出力を単純加算する加算器３３とから構成されて
いる。そして、デジタル・マッチド・フィルタでは、Ｐ
Ｎ系列とのパターン整合を行い、パターン整合出力がピ
ークとなるタイミング信号に含まれる情報信号に同期し
た復調用拡散符号を検出する。
ルタは、１クロック遅延である３個のシフトレジスタ３
１と、入力信号及び各シフトレジスタ３１により遅延さ
れた信号を乗算する４個の乗算器３２と、各乗算器３２
からの出力を単純加算する加算器３３とから構成されて
いる。そして、デジタル・マッチド・フィルタでは、Ｐ
Ｎ系列とのパターン整合を行い、パターン整合出力がピ
ークとなるタイミング信号に含まれる情報信号に同期し
た復調用拡散符号を検出する。
【０００９】次に、検出された復調用拡散符号は、図９
イに示す如く、波形処理部４にて閾値と比較され、復調
用拡散符号が閾値を越えていれば、情報と見なし、情報
検知信号（図９ロ）を出力する。この情報検知信号によ
って拡散符号部５の同期をとり、拡散復調部２にクロッ
ク信号を供給する。
イに示す如く、波形処理部４にて閾値と比較され、復調
用拡散符号が閾値を越えていれば、情報と見なし、情報
検知信号（図９ロ）を出力する。この情報検知信号によ
って拡散符号部５の同期をとり、拡散復調部２にクロッ
ク信号を供給する。
【００１０】そして、拡散復調部２では、このクロック
信号に基づきＳＳ信号の拡散復調を行っている。
信号に基づきＳＳ信号の拡散復調を行っている。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述の
構成では、このフィルタにより検出した情報検知信号中
に存在するノイズ成分の内、比較的レベルの高いノイズ
が波形処理部４で設定された閾値を越えてしまうことが
ある。その結果、このレベルの高いノイズ成分は、同期
信号と誤認され、ＳＳ信号の同期捕捉処理に支障を来
し、正常な拡散復調を行うことができない。このため、
波形処理部４の前段に狭帯域のフィルタを設け、この高
いレベルのノイズを除去することも考えられるが、一般
にデジタル信号は広帯域に分布しており、狭帯域のフィ
ルタを挿入することは難しい。
構成では、このフィルタにより検出した情報検知信号中
に存在するノイズ成分の内、比較的レベルの高いノイズ
が波形処理部４で設定された閾値を越えてしまうことが
ある。その結果、このレベルの高いノイズ成分は、同期
信号と誤認され、ＳＳ信号の同期捕捉処理に支障を来
し、正常な拡散復調を行うことができない。このため、
波形処理部４の前段に狭帯域のフィルタを設け、この高
いレベルのノイズを除去することも考えられるが、一般
にデジタル信号は広帯域に分布しており、狭帯域のフィ
ルタを挿入することは難しい。
【００１２】本発明は、上述の欠点に鑑みなされたもの
であり、簡単な構成で情報検知信号中に包含されるノイ
ズを良好に除去することできるＳＳ受信装置を提供する
ものである。
であり、簡単な構成で情報検知信号中に包含されるノイ
ズを良好に除去することできるＳＳ受信装置を提供する
ものである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明は、スペクトラム
拡散方式（以下、ＳＳ方式と略す。）にて送信された信
号を受信する受信部と、前記受信部からの受信信号を復
調する拡散復調部と、前記受信部からの受信信号を受
け、同期検出を行う同期検出部と、該同期検出部からの
検出出力中に存在するノイズ成分を除去するノイズ除去
部と、該ノイズ除去部を通過した同期検出出力に基づき
復調用信号を作成する拡散符号部とから構成されるスペ
クトラム拡散受信装置である。
拡散方式（以下、ＳＳ方式と略す。）にて送信された信
号を受信する受信部と、前記受信部からの受信信号を復
調する拡散復調部と、前記受信部からの受信信号を受
け、同期検出を行う同期検出部と、該同期検出部からの
検出出力中に存在するノイズ成分を除去するノイズ除去
部と、該ノイズ除去部を通過した同期検出出力に基づき
復調用信号を作成する拡散符号部とから構成されるスペ
クトラム拡散受信装置である。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下、図面に従い、本発明のＳＳ
受信装置の説明を行う。
受信装置の説明を行う。
【００１５】図１において、受信されたＳＳ信号は、ダ
ウンコンバータ１でベースバンドＳＳ信号に変換され、
拡散復調部２に入力される。また、ベースバンドＳＳ信
号は、同期検出部３にも入力され、同期検出部３にて同
期捕捉が行われる。この同期検出部３は、図８に示す如
く、デジタル・マッチド・フィルタにて構成されてい
る。
ウンコンバータ１でベースバンドＳＳ信号に変換され、
拡散復調部２に入力される。また、ベースバンドＳＳ信
号は、同期検出部３にも入力され、同期検出部３にて同
期捕捉が行われる。この同期検出部３は、図８に示す如
く、デジタル・マッチド・フィルタにて構成されてい
る。
【００１６】尚、以下入力ＳＳ信号を４ビットの信号と
して説明を行う。
して説明を行う。
【００１７】図８において、デジタル・マッチド・フィ
ルタは、１クロック遅延である３個のシフトレジスタ３
１と、入力信号及び各シフトレジスタ３１により遅延さ
れた信号を乗算する４個の乗算器３２と、各乗算器３２
からの出力を単純加算する加算器３３とから構成されて
いる。そして、デジタル・マッチド・フィルタでは、Ｐ
Ｎ系列とのパターン整合を行い、パターン整合出力がピ
ークとなるタイミング信号（図８においては４クロック
で１周期のため４クロック毎にタイミング信号が発生す
る。）に含まれる情報信号に同期した復調用拡散符号を
検出する。
ルタは、１クロック遅延である３個のシフトレジスタ３
１と、入力信号及び各シフトレジスタ３１により遅延さ
れた信号を乗算する４個の乗算器３２と、各乗算器３２
からの出力を単純加算する加算器３３とから構成されて
いる。そして、デジタル・マッチド・フィルタでは、Ｐ
Ｎ系列とのパターン整合を行い、パターン整合出力がピ
ークとなるタイミング信号（図８においては４クロック
で１周期のため４クロック毎にタイミング信号が発生す
る。）に含まれる情報信号に同期した復調用拡散符号を
検出する。
【００１８】次に、検出された復調用拡散符号は、ノイ
ズ除去回路７に入力される。ノイズ除去回路７では、図
９における高いレベルのノイズも除去される。
ズ除去回路７に入力される。ノイズ除去回路７では、図
９における高いレベルのノイズも除去される。
【００１９】以下、図３乃至図７を用いてノイズ除去回
路の構成及び動作を説明する。
路の構成及び動作を説明する。
【００２０】尚、図３は本発明のＳＳ受信装置に使用す
るノイズ除去回路の第１実施例であり、図６はノイズ除
去回路を構成する増幅回路の具体的回路構成である。
るノイズ除去回路の第１実施例であり、図６はノイズ除
去回路を構成する増幅回路の具体的回路構成である。
【００２１】図３において、ノイズを含む入力信号は、
それぞれ通過帯域の異なる帯域通過フィルタ（以下、Ｂ
ＰＦと略す。）１１〜１ｎにより各帯域に分離され、各
帯域におけるノイズ成分を含んだ信号が各増幅回路９１
〜９ｎに入力される。
それぞれ通過帯域の異なる帯域通過フィルタ（以下、Ｂ
ＰＦと略す。）１１〜１ｎにより各帯域に分離され、各
帯域におけるノイズ成分を含んだ信号が各増幅回路９１
〜９ｎに入力される。
【００２２】そして、各増幅回路９１〜９ｎでは、通過
した帯域の入力信号及びノイズ成分に対して、比較的振
幅の大きい成分では利得が大きく、振幅の小さい成分で
は利得が小さくなるように処理することにより、振幅の
少ないノイズ成分が除去される。
した帯域の入力信号及びノイズ成分に対して、比較的振
幅の大きい成分では利得が大きく、振幅の小さい成分で
は利得が小さくなるように処理することにより、振幅の
少ないノイズ成分が除去される。
【００２３】以下、増幅回路９１〜９ｎの構成、及び動
作について説明する。
作について説明する。
【００２４】増幅回路９１〜９ｎは、図６に示す構成と
なっている。入力信号は、結合コンデンサＣ０を介して
オペアンプＯＰ１のプラス端子に入力される。そして、
オペアンプＯＰ１の出力はオペアンプＯＰ２のプラス端
子に入力される。オペアンプＯＰ２の出力は抵抗Ｒ１、
Ｒ２により抵抗分割され、オペアンプＯＰ１のマイナス
端子に負帰還される。ここで、Ａ点の電位がダイオード
の順方向電圧Ｖｆよりも小さい場合、ダイオードＤ０、
Ｄ１は非導通となり、出力されない。また、Ａ点の電位
がＶｆよりも大きい場合、ダイオードＤ０、Ｄ１のいず
れか一方が導通し、出力端子には入力信号の略（Ｒ１＋
Ｒ２）／Ｒ１倍の出力信号が得られる。
なっている。入力信号は、結合コンデンサＣ０を介して
オペアンプＯＰ１のプラス端子に入力される。そして、
オペアンプＯＰ１の出力はオペアンプＯＰ２のプラス端
子に入力される。オペアンプＯＰ２の出力は抵抗Ｒ１、
Ｒ２により抵抗分割され、オペアンプＯＰ１のマイナス
端子に負帰還される。ここで、Ａ点の電位がダイオード
の順方向電圧Ｖｆよりも小さい場合、ダイオードＤ０、
Ｄ１は非導通となり、出力されない。また、Ａ点の電位
がＶｆよりも大きい場合、ダイオードＤ０、Ｄ１のいず
れか一方が導通し、出力端子には入力信号の略（Ｒ１＋
Ｒ２）／Ｒ１倍の出力信号が得られる。
【００２５】従って、図７に示す如く、上述と同様に振
幅の小さいノイズ成分（具体的には（Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ
２））×Ｖｆまでの信号）は出力されず、それ以上の信
号成分が略（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１倍に増幅されて出力さ
れることになる。このため、図６の増幅回路に対し、抵
抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値を可変することによりノイズ成分
の除去範囲を可変することができる。
幅の小さいノイズ成分（具体的には（Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ
２））×Ｖｆまでの信号）は出力されず、それ以上の信
号成分が略（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１倍に増幅されて出力さ
れることになる。このため、図６の増幅回路に対し、抵
抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値を可変することによりノイズ成分
の除去範囲を可変することができる。
【００２６】ところで、各ＢＰＦ１１〜１ｎの通過帯域
幅が、図３Ｂに示す如く、略同一の場合、イコライザ１
０に入力される群遅延特性は、図３Ｃに示す如く、周波
数が高くなるにつれて遅延時間が大きくなるという特性
となる。
幅が、図３Ｂに示す如く、略同一の場合、イコライザ１
０に入力される群遅延特性は、図３Ｃに示す如く、周波
数が高くなるにつれて遅延時間が大きくなるという特性
となる。
【００２７】そこで、第１実施例ではイコライザ１０を
設けることにより、各ＢＰＦを通過する信号の群遅延特
性を補正して、特性が平坦になるように補正される。
設けることにより、各ＢＰＦを通過する信号の群遅延特
性を補正して、特性が平坦になるように補正される。
【００２８】また、図４に本発明のノイズ除去回路の第
２実施例を示す。
２実施例を示す。
【００２９】図４が図３と異なる点は、群遅延特性を補
正するためのイコライザ１０に代えて、図４Ｂに示す如
く、通過帯域幅の異なるＢＰＦ１１〜１ｎを設け、群遅
延特性を平坦にした実施例である。
正するためのイコライザ１０に代えて、図４Ｂに示す如
く、通過帯域幅の異なるＢＰＦ１１〜１ｎを設け、群遅
延特性を平坦にした実施例である。
【００３０】また、図５に本発明のノイズ除去回路の第
３実施例を示す。
３実施例を示す。
【００３１】図５が図４と異なる点は、通過帯域幅の異
なるＢＰＦ１１〜１ｎに代えて、同じ通過帯域幅である
ＢＰＦ１１〜１ｎと増幅回路９１〜９ｎとの間に２次移
相回路（以下、ＡＰＦと略す。）１１１〜１１ｎを設
け、このＡＰＦ１１１〜１１ｎにより群遅延特性を平坦
にした実施例である。
なるＢＰＦ１１〜１ｎに代えて、同じ通過帯域幅である
ＢＰＦ１１〜１ｎと増幅回路９１〜９ｎとの間に２次移
相回路（以下、ＡＰＦと略す。）１１１〜１１ｎを設
け、このＡＰＦ１１１〜１１ｎにより群遅延特性を平坦
にした実施例である。
【００３２】以上の如く構成されたノイズ除去回路７で
は、ＳＳ信号がある特定の若しくは数個のＢＰＦだけを
通過する。これに対し、ノイズ成分は広帯域に分布して
いるため、各ＢＰＦを通過するノイズ成分のレベルは低
い。従って、各ＢＰＦの通過周波数成分のノイズに注目
すると、比較的レベルの高いノイズであっても、ＳＳ信
号に対して十分に低いレベルとなる。このため、ノイズ
除去回路７から出力されるノイズ成分のうち、ＳＳ信号
と同じＢＰＦを通過するノイズ成分はそのまま残存する
が、それ以外のＢＰＦを通過するノイズ成分は除去され
る。この結果、波形処理部４に供給されるときには、図
９ロで示す従来回路で検出されていた高いレベルのノイ
ズ成分は、波形処理部４では検出されないような十分に
小さな値となっている。
は、ＳＳ信号がある特定の若しくは数個のＢＰＦだけを
通過する。これに対し、ノイズ成分は広帯域に分布して
いるため、各ＢＰＦを通過するノイズ成分のレベルは低
い。従って、各ＢＰＦの通過周波数成分のノイズに注目
すると、比較的レベルの高いノイズであっても、ＳＳ信
号に対して十分に低いレベルとなる。このため、ノイズ
除去回路７から出力されるノイズ成分のうち、ＳＳ信号
と同じＢＰＦを通過するノイズ成分はそのまま残存する
が、それ以外のＢＰＦを通過するノイズ成分は除去され
る。この結果、波形処理部４に供給されるときには、図
９ロで示す従来回路で検出されていた高いレベルのノイ
ズ成分は、波形処理部４では検出されないような十分に
小さな値となっている。
【００３３】そして、波形処理部４では閾値と比較さ
れ、復調用拡散符号が閾値を越えていれば、情報と見な
し、情報検知信号（図９ハ）を出力する。この情報検知
信号によって拡散符号部５の同期をとり、拡散復調部２
にクロック信号を供給する。
れ、復調用拡散符号が閾値を越えていれば、情報と見な
し、情報検知信号（図９ハ）を出力する。この情報検知
信号によって拡散符号部５の同期をとり、拡散復調部２
にクロック信号を供給する。
【００３４】そして、拡散復調部２では、このクロック
信号に基づきＳＳ信号の拡散復調を行っている。
信号に基づきＳＳ信号の拡散復調を行っている。
【００３５】更に、拡散復調部２で拡散復調された信号
は、更に情報復調部６にて、ＱＰＳＫ復調処理が行われ
る。
は、更に情報復調部６にて、ＱＰＳＫ復調処理が行われ
る。
【００３６】
【発明の効果】本発明は、上述の如く構成することによ
り、ＳＳ信号を受信したときに発生する高いレベルのノ
イズを簡単な構成で十分に除去することができる。これ
によりＳＳ方式の受信における復調処理が精度良く行う
ことができる。
り、ＳＳ信号を受信したときに発生する高いレベルのノ
イズを簡単な構成で十分に除去することができる。これ
によりＳＳ方式の受信における復調処理が精度良く行う
ことができる。
【図１】本発明のスペクトラム拡散受信装置を示す図で
ある。
ある。
【図２】従来のスペクトラム拡散受信装置を示す図であ
る。
る。
【図３】本発明のスペクトラム拡散受信装置に使用する
ノイズ除去回路の第１実施例を示す図である。
ノイズ除去回路の第１実施例を示す図である。
【図４】本発明のスペクトラム拡散受信装置に使用する
ノイズ除去回路の第２実施例を示す図である。
ノイズ除去回路の第２実施例を示す図である。
【図５】本発明のスペクトラム拡散受信装置に使用する
ノイズ除去回路の第３実施例を示す図である。
ノイズ除去回路の第３実施例を示す図である。
【図６】図５におけるノイズ除去回路の増幅回路を示す
図である。
図である。
【図７】図６における増幅回路の入出力特性を示す図で
ある。
ある。
【図８】本発明に使用するディジタル・マッチド・フィ
ルタを示す図である。
ルタを示す図である。
【図９】スペクトラム拡散受信装置の各部における波形
図である。
図である。
１ ダウンコンバータ ２ 拡散復調部 ３ 同期検出部 ４ 波形処理部 ５ 拡散符号部 ６ 情報復調部 ７ ノイズ除去回路
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04J 13/00
Claims (2)
- 【請求項１】 スペクトラム拡散方式（以下、ＳＳ方式
と略す。）にて送信された信号を受信する受信部と、前
記受信部からの受信信号を復調する拡散復調部と、前記
受信部からの受信信号を受け、同期検出を行う同期検出
部と、該同期検出部からの検出出力中に存在するノイズ
成分を除去するノイズ除去部と、該ノイズ除去部を通過
した同期検出出力に基づき復調用信号を作成する拡散符
号部とから構成され、前記ノイズ除去部は、受信信号を
受け、該受信信号を異なる通過帯域で分離し、且つ各郡
遅延特性による遅延時間が略等しい複数の帯域通過フィ
ルタと、該複数の帯域通過フィルタを通過した信号の振
幅が一定値よりも大きな信号に対しては利得を大きく、
また振幅が一定値よりも小さな信号に対しては利得を小
さく制御する複数の利得制御回路と、該複数の利得制御
回路にて利得制御された信号を合成する第１合成回路と
からなることを特徴としたスペクトラム拡散受信装置。 - 【請求項２】 前記ノイズ除去部を構成する複数の通過
帯域フィルタの各通過帯域は、各通過帯域フィルタの群
遅延特性による遅延時間が略等しくなるような通過帯域
幅となっていることを特徴とする請求項１記載のスペク
トラム拡散受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8021597A JP3188208B2 (ja) | 1997-03-31 | 1997-03-31 | スペクトラム拡散受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8021597A JP3188208B2 (ja) | 1997-03-31 | 1997-03-31 | スペクトラム拡散受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10276119A JPH10276119A (ja) | 1998-10-13 |
| JP3188208B2 true JP3188208B2 (ja) | 2001-07-16 |
Family
ID=13712169
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8021597A Expired - Fee Related JP3188208B2 (ja) | 1997-03-31 | 1997-03-31 | スペクトラム拡散受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3188208B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR102417555B1 (ko) * | 2020-11-06 | 2022-07-06 | 현대자동차주식회사 | 워셔액 공급 밸브 |
-
1997
- 1997-03-31 JP JP8021597A patent/JP3188208B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR102417555B1 (ko) * | 2020-11-06 | 2022-07-06 | 현대자동차주식회사 | 워셔액 공급 밸브 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH10276119A (ja) | 1998-10-13 |
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| JPH018045Y2 (ja) |
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| Date | Code | Title | Description |
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Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080511 Year of fee payment: 7 |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090511 Year of fee payment: 8 |
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