JP3187261B2 - フィルタ回路 - Google Patents
フィルタ回路Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＲＣフィルタ，Ｇｍ−
Ｃフィルタ，ＭＯＳＦＥＴ−Ｃフィルタなどの時間連続
系（コンティニュアス・タイム）フィルタ、あるいは、
スイッチト・キャパシタ・フィルタ（ＳＣＦ）などの時
間非連続系フィルタを有するフィルタ回路に関するもの
である。
Ｃフィルタ，ＭＯＳＦＥＴ−Ｃフィルタなどの時間連続
系（コンティニュアス・タイム）フィルタ、あるいは、
スイッチト・キャパシタ・フィルタ（ＳＣＦ）などの時
間非連続系フィルタを有するフィルタ回路に関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】フィルタは電子回路のなかでも頻繁に用
いられる回路のひとつであるが、フィルタ自身が発生す
るノイズのため信号対雑音比が悪く実用にならない場合
がある。
いられる回路のひとつであるが、フィルタ自身が発生す
るノイズのため信号対雑音比が悪く実用にならない場合
がある。
【０００３】特に近年、コンティニュアスタイムフィル
タはＬＳＩ化可能でかつ高速で、かつ、時間連続系の特
徴を生かしたフィルタとして注目を浴びている。コンテ
ィニュアスタイムフィルタ回路は、その一例として、Ｇ
ｍアンプ容量とＧｍ値をコントロールするための回路か
ら構成されているＧｍ−Ｃフィルタが知られている。
タはＬＳＩ化可能でかつ高速で、かつ、時間連続系の特
徴を生かしたフィルタとして注目を浴びている。コンテ
ィニュアスタイムフィルタ回路は、その一例として、Ｇ
ｍアンプ容量とＧｍ値をコントロールするための回路か
ら構成されているＧｍ−Ｃフィルタが知られている。
【０００４】Ｇｍ−Ｃフィルタは連続時間系フィルタで
あり、高速動作が可能でかつ、スイッチトキャパシタフ
ィルタ（ＳＣＦ）のような折り返し効果がないので近年
注目されてきたが、Ｇｍアンプの線形性の問題に起因し
て、またＭＯＳＦＥＴ−Ｃフィルタの場合にはアナログ
スイッチの線形性能の問題に起因して、入力信号範囲に
おいて十分大きな信号を処理することができなく、結果
として、フィルタの最大信号入力レベル（Ｓ）とフィル
タの入力換算ノイズ（Ｎ）の比が十分なものを得ること
が困難であった。
あり、高速動作が可能でかつ、スイッチトキャパシタフ
ィルタ（ＳＣＦ）のような折り返し効果がないので近年
注目されてきたが、Ｇｍアンプの線形性の問題に起因し
て、またＭＯＳＦＥＴ−Ｃフィルタの場合にはアナログ
スイッチの線形性能の問題に起因して、入力信号範囲に
おいて十分大きな信号を処理することができなく、結果
として、フィルタの最大信号入力レベル（Ｓ）とフィル
タの入力換算ノイズ（Ｎ）の比が十分なものを得ること
が困難であった。
【０００５】例えば、Ｇｍアンプの入力信号範囲を大き
くするためには必然的に消費電流が増加するという問題
を招来し、さらに加えて、入力換算ノイズを低下するた
めにも同様な問題が生ずる。
くするためには必然的に消費電流が増加するという問題
を招来し、さらに加えて、入力換算ノイズを低下するた
めにも同様な問題が生ずる。
【０００６】一般に、ＩＦフィルタを使用する目的は、
そのＩＦ帯で必要な信号を通過させて不要な信号を除去
することにある。通常、このようなことを目的とするＩ
Ｆフィルタは急峻な特性が要求され、結果として、入力
換算ノイズは非常に大きくなるという欠点がある。また
Ｇｍ−Ｃフィルタなどの電子フィルタは最大入力信号レ
ベルが小さいために、十分なＳ／Ｎを保つことが困難で
あった。
そのＩＦ帯で必要な信号を通過させて不要な信号を除去
することにある。通常、このようなことを目的とするＩ
Ｆフィルタは急峻な特性が要求され、結果として、入力
換算ノイズは非常に大きくなるという欠点がある。また
Ｇｍ−Ｃフィルタなどの電子フィルタは最大入力信号レ
ベルが小さいために、十分なＳ／Ｎを保つことが困難で
あった。
【０００７】この問題を解決する考え方のひとつを図１
１を用いて説明する。本図において、６１は自動利得制
御アンプ（以下、ＡＧＣアンプという）、６２はＩＦフ
ィルタ、６３はＡＧＣアンプ６１の出力レベルを制御す
る制御回路である。制御回路６３はＡＧＣアンプ６１の
出力電圧が基準電圧（Ｖｒｅｆ）と等しくなるように動
作する。図１１に示した回路によると、ＩＦフィルタ６
２の前段にＡＧＣアンプ６１を設置して入力信号レベル
が小さい場合には十分ゲインをかせぎ、入力信号が大き
い場合にはＩＦフィルタ６２の最大入力信号レベルにな
るように自動的に調整する方法が可能である。
１を用いて説明する。本図において、６１は自動利得制
御アンプ（以下、ＡＧＣアンプという）、６２はＩＦフ
ィルタ、６３はＡＧＣアンプ６１の出力レベルを制御す
る制御回路である。制御回路６３はＡＧＣアンプ６１の
出力電圧が基準電圧（Ｖｒｅｆ）と等しくなるように動
作する。図１１に示した回路によると、ＩＦフィルタ６
２の前段にＡＧＣアンプ６１を設置して入力信号レベル
が小さい場合には十分ゲインをかせぎ、入力信号が大き
い場合にはＩＦフィルタ６２の最大入力信号レベルにな
るように自動的に調整する方法が可能である。
【０００８】しかしながら、ＩＦ帯の信号においては不
要な信号が必要な信号より大きいことはしばしば起こり
得、各種の通信の規格において、不要な信号が必要な信
号の１０００倍大きい場合にも正常動作をなすことが要
求されている。このため、せっかくＡＧＣアンプを設置
しても不要な信号に対してＡＧＣ出力信号は制限を受け
てしまいＳ／Ｎを十分保てなくなるという欠点があっ
た。
要な信号が必要な信号より大きいことはしばしば起こり
得、各種の通信の規格において、不要な信号が必要な信
号の１０００倍大きい場合にも正常動作をなすことが要
求されている。このため、せっかくＡＧＣアンプを設置
しても不要な信号に対してＡＧＣ出力信号は制限を受け
てしまいＳ／Ｎを十分保てなくなるという欠点があっ
た。
【０００９】従来の欠点の例についてはＧｍ−Ｃフィル
タを例にして述べたが、スイッチトキャパシタフィルタ
（ＳＣＦ）、アクティブフィルタの場合でも、電源電圧
で最大信号レベルが決定されるので同様の問題がある。
タを例にして述べたが、スイッチトキャパシタフィルタ
（ＳＣＦ）、アクティブフィルタの場合でも、電源電圧
で最大信号レベルが決定されるので同様の問題がある。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】よって本発明の目的
は、上述の点に鑑み、隣接信号のレベルが大きい場合に
おいてもフィルタの信号雑音比（Ｓ／Ｎ）を最大限に保
つことができるフィルタ回路を提供することにある。
は、上述の点に鑑み、隣接信号のレベルが大きい場合に
おいてもフィルタの信号雑音比（Ｓ／Ｎ）を最大限に保
つことができるフィルタ回路を提供することにある。
【００１１】より具体的に述べると、本発明の目的は、
コンティニュアスタイムフィルタなどのフィルタをＩＦ
フィルタなどのフィルタ回路として用いる場合に、フィ
ルタそのものについてはなんら変更を加えることなく、
そのＳ／Ｎの向上を可能としたフィルタ回路を提供する
ことにある。
コンティニュアスタイムフィルタなどのフィルタをＩＦ
フィルタなどのフィルタ回路として用いる場合に、フィ
ルタそのものについてはなんら変更を加えることなく、
そのＳ／Ｎの向上を可能としたフィルタ回路を提供する
ことにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、請求項１に係る本発明は、自動利得制御増幅器
と、該増幅器に接続されたフィルタとを有するフィルタ
回路において、前記フィルタの帯域内信号レベルを検出
する検出手段と、検出された前記帯域内信号レベルに基
づいて、前記自動利得制御増幅器の出力レベルを決める
ための基準信号を前記自動利得制御増幅器に供給する設
定手段とを具備し、前記設定手段は、前記自動利得制御
増幅器の出力レベルが前記フィルタの最大入力信号レベ
ルを越えないように前記基準信号を設定する。請求項２
に係る本発明は、請求項１に係るフィルタ回路おいて、
前記設定手段は、前記フィルタの帯域内入力信号レベル
と、予め設定したレベルとを比較して、判定信号を出力
する判定手段と、前記判定信号に応答して、前記自動利
得制御増幅器の出力レベルを決めるための基準信号を出
力する基準信号出力手段とを有する。請求項３に係る本
発明は、請求項２に係るフィルタ回路おいて、前記判定
手段は、ヒステリシス判定特性を有する。請求項４に係
る本発明は、自動利得制御増幅器と、該増幅器に接続さ
れたフィルタとを有するフィルタ回路において、前記フ
ィルタの帯域内信号レベルを検出する検出手段と、検出
された前記帯域内信号レベルに基づいて、前記フィルタ
のゲインを設定する制御信号を出力する設定手段とを具
備し、前記制御信号は、前記帯域内信号レベルが予め規
定されたレベルより大きいときには前記フィルタのゲイ
ンを予め定められた小さい値に設定し、前記帯域内信号
レベルが予め規定されたレベルより小さいときには前記
フィルタのゲインを予め定められた大きい値に設定す
る。請求項５に係る本発明は、請求項４に係るフィルタ
回路おいて、前記設定手段は、前記フィルタの帯域内入
力信号レベルと、予め設定したレベルとを比較して、前
記フィルタのゲインを設定する制御信号を出力する判定
手段を有する。請求項６に係る本発明は、請求項５に係
るフィルタ回路おいて、前記判定手段は、ヒステリシス
判定特性を有する。請求項７に係る本発明は、請求項１
〜６のいずれかに係るフィルタ回路において、前記フィ
ルタとして時間連続系フィルタまたは時間非連続系フィ
ルタを用いる。請求項８に係る本発明は、請求項７に係
るフィルタ回路おいて、前記時間連続系フィルタとして
ＲＣフィルタ，Ｇｍ−ＣフィルタまたはＭＯＳＦＥＴ−
Ｃフィルタを用い、前記時間非連続系フィルタとしてス
イッチト・キャパシタ・フィルタを用いることにより、
ローパス特性，ハイパス特性またはバンドパス特性を実
現する。
めに、請求項１に係る本発明は、自動利得制御増幅器
と、該増幅器に接続されたフィルタとを有するフィルタ
回路において、前記フィルタの帯域内信号レベルを検出
する検出手段と、検出された前記帯域内信号レベルに基
づいて、前記自動利得制御増幅器の出力レベルを決める
ための基準信号を前記自動利得制御増幅器に供給する設
定手段とを具備し、前記設定手段は、前記自動利得制御
増幅器の出力レベルが前記フィルタの最大入力信号レベ
ルを越えないように前記基準信号を設定する。請求項２
に係る本発明は、請求項１に係るフィルタ回路おいて、
前記設定手段は、前記フィルタの帯域内入力信号レベル
と、予め設定したレベルとを比較して、判定信号を出力
する判定手段と、前記判定信号に応答して、前記自動利
得制御増幅器の出力レベルを決めるための基準信号を出
力する基準信号出力手段とを有する。請求項３に係る本
発明は、請求項２に係るフィルタ回路おいて、前記判定
手段は、ヒステリシス判定特性を有する。請求項４に係
る本発明は、自動利得制御増幅器と、該増幅器に接続さ
れたフィルタとを有するフィルタ回路において、前記フ
ィルタの帯域内信号レベルを検出する検出手段と、検出
された前記帯域内信号レベルに基づいて、前記フィルタ
のゲインを設定する制御信号を出力する設定手段とを具
備し、前記制御信号は、前記帯域内信号レベルが予め規
定されたレベルより大きいときには前記フィルタのゲイ
ンを予め定められた小さい値に設定し、前記帯域内信号
レベルが予め規定されたレベルより小さいときには前記
フィルタのゲインを予め定められた大きい値に設定す
る。請求項５に係る本発明は、請求項４に係るフィルタ
回路おいて、前記設定手段は、前記フィルタの帯域内入
力信号レベルと、予め設定したレベルとを比較して、前
記フィルタのゲインを設定する制御信号を出力する判定
手段を有する。請求項６に係る本発明は、請求項５に係
るフィルタ回路おいて、前記判定手段は、ヒステリシス
判定特性を有する。請求項７に係る本発明は、請求項１
〜６のいずれかに係るフィルタ回路において、前記フィ
ルタとして時間連続系フィルタまたは時間非連続系フィ
ルタを用いる。請求項８に係る本発明は、請求項７に係
るフィルタ回路おいて、前記時間連続系フィルタとして
ＲＣフィルタ，Ｇｍ−ＣフィルタまたはＭＯＳＦＥＴ−
Ｃフィルタを用い、前記時間非連続系フィルタとしてス
イッチト・キャパシタ・フィルタを用いることにより、
ローパス特性，ハイパス特性またはバンドパス特性を実
現する。
【００１３】
【００１４】
【００１５】
【００１６】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。
する。
【００１７】実施例１ 図１は、通常用いられているＧｍアンプと容量で構成さ
れたＧｍ−Ｃフィルタによる６次リープフロッグ型帯域
通過フィルタ（以下、ＢＰＦと記す）の回路例を示す。
ここで１〜１３はＧｍアンプ、１４〜１９は容量、２０
〜２５はフィルタの各端子である。このフィルタの最大
入力信号は、Ｇｍアンプの最大入力信号レベルで規制さ
れている。
れたＧｍ−Ｃフィルタによる６次リープフロッグ型帯域
通過フィルタ（以下、ＢＰＦと記す）の回路例を示す。
ここで１〜１３はＧｍアンプ、１４〜１９は容量、２０
〜２５はフィルタの各端子である。このフィルタの最大
入力信号は、Ｇｍアンプの最大入力信号レベルで規制さ
れている。
【００１８】図１に示すフィルタ回路において、端子の
数は６個ある。これら端子における信号の周波数−利得
特性を図２に示す。図２中の２６〜３１は、それぞれ図
１のフィルタの端子２０〜２５の特性に対応する。
数は６個ある。これら端子における信号の周波数−利得
特性を図２に示す。図２中の２６〜３１は、それぞれ図
１のフィルタの端子２０〜２５の特性に対応する。
【００１９】一般の通信システムにおいて、ＩＦ（中間
周波数）域に対して用いられるＩＦフィルタとしてのＢ
ＰＦは、一例として４５５ｋＨｚ帯の信号の通過と４５
５ｋＨｚの隣接帯域である信号の除去を目的としてい
る。この隣接帯域の周波数は規格によりそれぞれ異なっ
ているが、概ね４５５ｋＨｚに対して３０〜６０ｋＨｚ
離れた周波数帯に位置している。これら隣接信号は帯域
外であるため、図２からも容易にわかるように、フィル
タの全ての端子に対して大なり小なり減衰している。
周波数）域に対して用いられるＩＦフィルタとしてのＢ
ＰＦは、一例として４５５ｋＨｚ帯の信号の通過と４５
５ｋＨｚの隣接帯域である信号の除去を目的としてい
る。この隣接帯域の周波数は規格によりそれぞれ異なっ
ているが、概ね４５５ｋＨｚに対して３０〜６０ｋＨｚ
離れた周波数帯に位置している。これら隣接信号は帯域
外であるため、図２からも容易にわかるように、フィル
タの全ての端子に対して大なり小なり減衰している。
【００２０】このため、入力信号において隣接信号のレ
ベルが４５５ｋＨｚ帯信号より大きいときには、なんら
かの方法によって４５５ｋＨｚ帯信号のときよりも信号
を増幅させてフィルタ各端子における信号レベルを大き
くさせてもよい。
ベルが４５５ｋＨｚ帯信号より大きいときには、なんら
かの方法によって４５５ｋＨｚ帯信号のときよりも信号
を増幅させてフィルタ各端子における信号レベルを大き
くさせてもよい。
【００２１】このとき可能な各端子の信号レベルは、フ
ィルタの全ての端子においてＧｍアンプの最大入力信号
レベルを越えない範囲になるように設定すれば良い。
ィルタの全ての端子においてＧｍアンプの最大入力信号
レベルを越えない範囲になるように設定すれば良い。
【００２２】この具体的な方法として、図１においては
Ｇｍアンプ１のＧｍ値を通常の値よりも大きくすれば、
その値に応じてフィルタのゲインが大きくなる。例え
ば、図２において隣接信号の減衰が２倍以上（ゲインと
しては２分の１以下）のときには、Ｇｍ値を通常よりも
２倍にすれば、フィルタの入力端子に隣接信号が規定さ
れた最大信号レベルで入力したとしても、フィルタの各
端子において最大入力レベルぎりぎりにまで増幅される
が、最大信号レベルを越えることはない。このときに隣
接信号レベルと混合されて４５５ｋＨｚ帯信号も同時に
入力されており、この信号も同時に２倍に増幅されてい
るためにフィルタの４５５ｋＨｚはフィルタ出力端子に
おいて２倍になる。
Ｇｍアンプ１のＧｍ値を通常の値よりも大きくすれば、
その値に応じてフィルタのゲインが大きくなる。例え
ば、図２において隣接信号の減衰が２倍以上（ゲインと
しては２分の１以下）のときには、Ｇｍ値を通常よりも
２倍にすれば、フィルタの入力端子に隣接信号が規定さ
れた最大信号レベルで入力したとしても、フィルタの各
端子において最大入力レベルぎりぎりにまで増幅される
が、最大信号レベルを越えることはない。このときに隣
接信号レベルと混合されて４５５ｋＨｚ帯信号も同時に
入力されており、この信号も同時に２倍に増幅されてい
るためにフィルタの４５５ｋＨｚはフィルタ出力端子に
おいて２倍になる。
【００２３】一方、出力端子におけるフィルタ内部雑音
レベルは、フィルタのＱ値が高い場合には入力Ｇｍアン
プ１のゲインが大きくなっても変化することはない（HA
IDEHKHORRAMABADI 博士論文参照）。その結果として、
本手法により信号と雑音の比（Ｓ／Ｎ）は２倍に向上す
る。
レベルは、フィルタのＱ値が高い場合には入力Ｇｍアン
プ１のゲインが大きくなっても変化することはない（HA
IDEHKHORRAMABADI 博士論文参照）。その結果として、
本手法により信号と雑音の比（Ｓ／Ｎ）は２倍に向上す
る。
【００２４】また、４５５ｋＨｚ帯の信号レベルが隣接
帯域信号のレベルより大きいときには、信号は減衰しな
いのでフィルタの各端子出力は２倍になる。そこで、図
１のＧｍアンプ１のゲインについては、各端子の出力が
通常の値になるように切り替えるか、またはＧｍアンプ
のゲインを常に大きめにしておき、入力信号を小さくし
てフィルタの各端子で最大入力信号レベルを越えないよ
うにすれば良い。
帯域信号のレベルより大きいときには、信号は減衰しな
いのでフィルタの各端子出力は２倍になる。そこで、図
１のＧｍアンプ１のゲインについては、各端子の出力が
通常の値になるように切り替えるか、またはＧｍアンプ
のゲインを常に大きめにしておき、入力信号を小さくし
てフィルタの各端子で最大入力信号レベルを越えないよ
うにすれば良い。
【００２５】隣接信号のレベルが帯域内信号のレベルよ
り十分大きいかどうかを判定することは難解であるが、
Ｓ／Ｎ特性上問題となるのは帯域内信号（４５５ｋＨｚ
信号）のレベルが小さいときに生ずるものであり、帯域
内信号レベルが小さいときには隣接信号の大小に関係な
く最大入力信号レベルが大きくなるように入力レベルを
調節すればよい。
り十分大きいかどうかを判定することは難解であるが、
Ｓ／Ｎ特性上問題となるのは帯域内信号（４５５ｋＨｚ
信号）のレベルが小さいときに生ずるものであり、帯域
内信号レベルが小さいときには隣接信号の大小に関係な
く最大入力信号レベルが大きくなるように入力レベルを
調節すればよい。
【００２６】図３は、本発明を適用したフィルタ回路の
具体的な回路例を示す。
具体的な回路例を示す。
【００２７】図３において、３２はゲイン可変アンプ
（ＡＧＣアンプ）、３３はＩＦフィルタ、３４はゲイン
可変アンプ（ＡＧＣアンプ）３２の出力レベルを制御す
るＡＧＣ制御回路であり、この３２と３４でＡＧＣ回路
が構成される。３６は受信信号強度検知回路、３５はＡ
ＧＣアンプ３２の出力レベルを決めるための基準信号を
選択するレベル選択回路、３７はレベル選択回路３５の
信号に基づいて基準電圧信号を出力する基準電圧回路で
ある。
（ＡＧＣアンプ）、３３はＩＦフィルタ、３４はゲイン
可変アンプ（ＡＧＣアンプ）３２の出力レベルを制御す
るＡＧＣ制御回路であり、この３２と３４でＡＧＣ回路
が構成される。３６は受信信号強度検知回路、３５はＡ
ＧＣアンプ３２の出力レベルを決めるための基準信号を
選択するレベル選択回路、３７はレベル選択回路３５の
信号に基づいて基準電圧信号を出力する基準電圧回路で
ある。
【００２８】受信信号強度検知回路（以下、ＲＳＳＩ回
路という）３６は、例えば携帯電話・自動車電話などに
おいては欠かせない回路であり、機能は帯域内信号（４
５５ｋＨｚ帯）の信号レベルを検知するものである。具
体的な回路例を図４に示す。図４において、７０は帯域
内信号のみを通過させる帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）、
７１は帯域内信号の信号を整流する整流回路、７２は整
流回路の出力信号を平滑する低域通過フィルタ（ＬＰ
Ｆ）である。これら７１，７２の回路によって帯域内信
号がアナログ信号として変換される。
路という）３６は、例えば携帯電話・自動車電話などに
おいては欠かせない回路であり、機能は帯域内信号（４
５５ｋＨｚ帯）の信号レベルを検知するものである。具
体的な回路例を図４に示す。図４において、７０は帯域
内信号のみを通過させる帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）、
７１は帯域内信号の信号を整流する整流回路、７２は整
流回路の出力信号を平滑する低域通過フィルタ（ＬＰ
Ｆ）である。これら７１，７２の回路によって帯域内信
号がアナログ信号として変換される。
【００２９】ＬＰＦ７２の出力は受信信号の強度そのも
のであり、これをＲＳＳＩ回路の出力としてもよいが、
さらに使い易くするためにＡＤＣ（Ａ／Ｄ変換器）７３
によってデジタル信号に変換を行い、さらに対数変換器
７４で対数変換すると信号処理がより便利になる。
のであり、これをＲＳＳＩ回路の出力としてもよいが、
さらに使い易くするためにＡＤＣ（Ａ／Ｄ変換器）７３
によってデジタル信号に変換を行い、さらに対数変換器
７４で対数変換すると信号処理がより便利になる。
【００３０】レベル選択回路３５では、帯域内受信信号
のレベルが大きいときはＡＧＣアンプ３２の出力が小さ
くなるようにして４５５ｋＨｚ帯信号がＩＦフィルタ３
３に入力してもＩＦフィルタ内部で飽和しないようなレ
ベルとする。また帯域内受信信号のレベルが小さいとき
には、ＡＧＣアンプ３２のゲインが最大になってもＡＧ
Ｃ回路の規定出力レベルに達しない。すなわち、ＡＧＣ
アンプ３２の最大ゲインと入力信号レベルより計算され
るＡＧＣ出力レベルがＩＦフィルタ３３に入力されても
ＩＦフィルタ内部で飽和しないので、隣接信号の有無に
関係なくＡＧＣアンプ３２の出力レベルは高い方を選択
するように動作する。
のレベルが大きいときはＡＧＣアンプ３２の出力が小さ
くなるようにして４５５ｋＨｚ帯信号がＩＦフィルタ３
３に入力してもＩＦフィルタ内部で飽和しないようなレ
ベルとする。また帯域内受信信号のレベルが小さいとき
には、ＡＧＣアンプ３２のゲインが最大になってもＡＧ
Ｃ回路の規定出力レベルに達しない。すなわち、ＡＧＣ
アンプ３２の最大ゲインと入力信号レベルより計算され
るＡＧＣ出力レベルがＩＦフィルタ３３に入力されても
ＩＦフィルタ内部で飽和しないので、隣接信号の有無に
関係なくＡＧＣアンプ３２の出力レベルは高い方を選択
するように動作する。
【００３１】ＡＧＣ制御回路３４は基準電圧回路３７か
らの基準信号に基づいて、ＡＧＣアンプ３２の出力レベ
ルが基準信号レベルに一致するように動作する。但し、
ＡＧＣアンプ３２の入力信号が十分小さくＡＧＣアンプ
３２の最大ゲイン時においても上記の基準信号レベルに
達しないときは、ＡＧＣアンプ３２のゲインは最大値の
状態になる。
らの基準信号に基づいて、ＡＧＣアンプ３２の出力レベ
ルが基準信号レベルに一致するように動作する。但し、
ＡＧＣアンプ３２の入力信号が十分小さくＡＧＣアンプ
３２の最大ゲイン時においても上記の基準信号レベルに
達しないときは、ＡＧＣアンプ３２のゲインは最大値の
状態になる。
【００３２】またレベル選択回路３５において、ＲＳＳ
Ｉ回路３６からの信号を基準判定する際、単純にある一
点で判定すると、この一点周辺の信号が到来するときに
はレベル選択回路３５が頻繁にスイッチ動作を繰り返
し、ノイズ発生などの点で好ましくない。このため、判
定の方法として図５に示すように、判定点を２点設け
る。そして、低い方の判定点は、高い方の基準信号Ｖｒ
ｅｆＨに切り替えるために用いる。他方、高い方の判定
点は、低い方の基準信号ＶｒｅｆＬに切り替えるために
用いる。このように切り替えスイッチにヒステリシス特
性を持たせることで、スイッチが頻繁にオン・オフを繰
り返すことがなくなり、ノイズ性能の点で問題はなくな
る。
Ｉ回路３６からの信号を基準判定する際、単純にある一
点で判定すると、この一点周辺の信号が到来するときに
はレベル選択回路３５が頻繁にスイッチ動作を繰り返
し、ノイズ発生などの点で好ましくない。このため、判
定の方法として図５に示すように、判定点を２点設け
る。そして、低い方の判定点は、高い方の基準信号Ｖｒ
ｅｆＨに切り替えるために用いる。他方、高い方の判定
点は、低い方の基準信号ＶｒｅｆＬに切り替えるために
用いる。このように切り替えスイッチにヒステリシス特
性を持たせることで、スイッチが頻繁にオン・オフを繰
り返すことがなくなり、ノイズ性能の点で問題はなくな
る。
【００３３】図３に示した選択回路３５および基準電圧
回路３７の具体的な回路を図６に示す。本図において、
７５および７６はコンパレータであり、ＲＳＳＩ回路３
６から出力される信号レベルがＶB より高いか、ＶA よ
り低いか、またはＶA とＶBの中間にあるか、を判定す
る。このコンパレータ７５，７６の出力信号に基づい
て、デジタル演算回路７７においては出力がヒステリシ
ス特性を有した出力信号を形成する。すなわち、デジタ
ル演算回路７７の出力は、ＲＳＳＩ回路３６からの信号
がＶA とＶB の中間の場合には出力値は過去の出力レベ
ルと一致するように動作することになる。
回路３７の具体的な回路を図６に示す。本図において、
７５および７６はコンパレータであり、ＲＳＳＩ回路３
６から出力される信号レベルがＶB より高いか、ＶA よ
り低いか、またはＶA とＶBの中間にあるか、を判定す
る。このコンパレータ７５，７６の出力信号に基づい
て、デジタル演算回路７７においては出力がヒステリシ
ス特性を有した出力信号を形成する。すなわち、デジタ
ル演算回路７７の出力は、ＲＳＳＩ回路３６からの信号
がＶA とＶB の中間の場合には出力値は過去の出力レベ
ルと一致するように動作することになる。
【００３４】このように、レベル選択回路３５は、７
５，７６，７７からなり、このレベル選択回路の出力信
号を受けて、アナログスイッチ７８，７９はＶｒｅｆＨ
またはＶｒｅｆＬのいずれかを選択して出力するために
用いられる。ここでスイッチ７８，７９を含む回路が基
準電圧回路３７になる。
５，７６，７７からなり、このレベル選択回路の出力信
号を受けて、アナログスイッチ７８，７９はＶｒｅｆＨ
またはＶｒｅｆＬのいずれかを選択して出力するために
用いられる。ここでスイッチ７８，７９を含む回路が基
準電圧回路３７になる。
【００３５】実施例２ 第１の実施例として示した図３の回路はＡＧＣアンプ３
２の出力信号レベルを可変にしたものであるが、第２の
実施例として以下に説明する図７の回路ではＲＳＳＩ回
路３６からの信号に基づいてＩＦフィルタ３３のゲイン
を可変させるようにしたものである。
２の出力信号レベルを可変にしたものであるが、第２の
実施例として以下に説明する図７の回路ではＲＳＳＩ回
路３６からの信号に基づいてＩＦフィルタ３３のゲイン
を可変させるようにしたものである。
【００３６】図７において、１３２はゲイン可変アンプ
（ＡＧＣアンプ）、１３３はＩＦフィルタ、１３４はゲ
イン可変アンプ（ＡＧＣアンプ）１３２の出力レベルを
制御するＡＧＣ制御回路であり、この１３２と１３４で
ＡＧＣ回路が構成される。１３６は受信信号強度検知回
路（ＲＳＳＩ回路）、１３５はＩＦフィルタ１３３のゲ
インを決めるための制御信号（図８参照）を出力するレ
ベル選択回路である。
（ＡＧＣアンプ）、１３３はＩＦフィルタ、１３４はゲ
イン可変アンプ（ＡＧＣアンプ）１３２の出力レベルを
制御するＡＧＣ制御回路であり、この１３２と１３４で
ＡＧＣ回路が構成される。１３６は受信信号強度検知回
路（ＲＳＳＩ回路）、１３５はＩＦフィルタ１３３のゲ
インを決めるための制御信号（図８参照）を出力するレ
ベル選択回路である。
【００３７】図７に示したＩＦフィルタ１３３は、図１
に示したＧｍアンプ１に相当するＧｍ値をＲＳＳＩ回路
１３６からの信号に応じて選択するものである。すなわ
ち、入力信号が小さいときにはＧｍ値を大きくして入力
信号を大きくするように働き、Ｓ／Ｎを大きくする。ま
た入力信号が大きいときにはＧｍ値は小さいほうが選択
され、基準信号レベルに設定された入力信号はフィルタ
の内部端子において飽和しないようにされる。
に示したＧｍアンプ１に相当するＧｍ値をＲＳＳＩ回路
１３６からの信号に応じて選択するものである。すなわ
ち、入力信号が小さいときにはＧｍ値を大きくして入力
信号を大きくするように働き、Ｓ／Ｎを大きくする。ま
た入力信号が大きいときにはＧｍ値は小さいほうが選択
され、基準信号レベルに設定された入力信号はフィルタ
の内部端子において飽和しないようにされる。
【００３８】図８は、図７に示したＩＦフィルタ（すな
わち、ゲインを可変にできるフィルタ）の例を示す。図
８の回路は、図１の回路に対してＧｍアンプ２６とスイ
ッチ２７を追加していること以外、全く同じである。こ
こでスイッチ２７は制御信号によってオン・オフされ
る。この制御信号として、図６のデジタル演算回路７７
の出力（図５参照）を用いることができる。
わち、ゲインを可変にできるフィルタ）の例を示す。図
８の回路は、図１の回路に対してＧｍアンプ２６とスイ
ッチ２７を追加していること以外、全く同じである。こ
こでスイッチ２７は制御信号によってオン・オフされ
る。この制御信号として、図６のデジタル演算回路７７
の出力（図５参照）を用いることができる。
【００３９】ここでスイッチ２７がオフのときフィルタ
のゲインに係わるＧｍアンプは１のみであるのに対し
て、スイッチがオンのときは１と２６がゲインに係わる
のでオン・オフ時のゲインの比は
のゲインに係わるＧｍアンプは１のみであるのに対し
て、スイッチがオンのときは１と２６がゲインに係わる
のでオン・オフ時のゲインの比は
【００４０】
【数１】 （Ｇｍ１＋Ｇｍ２６）／Ｇｍ１ ・・・（１） となる。ここでＧｍ１，Ｇｍ２６はそれぞれＧｍアンプ
１，２６のＧｍ値である。このようにフィルタ１３３
（図７）のゲインは、入力部のＧｍ値を可変にすること
で制御することができる。
１，２６のＧｍ値である。このようにフィルタ１３３
（図７）のゲインは、入力部のＧｍ値を可変にすること
で制御することができる。
【００４１】実施例３ 今まで述べてきた実施例はＧｍ−Ｃフィルタに関して述
べてきたが、フィルタがＭＯＳＦＥＴ−Ｃ型フィルタの
場合にも全く同じ効果が期待される。図９は、ＭＯＳＦ
ＥＴ−Ｃ型フィルタで設計された２次ＢＰＦの回路を示
す。本図において４０および４１は演算増幅器（以下、
オペアンプという）、４２および４３は容量、４４，４
５，４６，４７はＭＯＳＦＥＴによる抵抗、４８は入力
端子、４９はＢＰＦの出力端子である。
べてきたが、フィルタがＭＯＳＦＥＴ−Ｃ型フィルタの
場合にも全く同じ効果が期待される。図９は、ＭＯＳＦ
ＥＴ−Ｃ型フィルタで設計された２次ＢＰＦの回路を示
す。本図において４０および４１は演算増幅器（以下、
オペアンプという）、４２および４３は容量、４４，４
５，４６，４７はＭＯＳＦＥＴによる抵抗、４８は入力
端子、４９はＢＰＦの出力端子である。
【００４２】図９に示したＭＯＳＦＥＴ−Ｃ型フィルタ
の場合、入力端子４８において所定以上の入力信号が来
るとＭＯＳＦＥＴは線形領域から逸脱して抵抗としての
機能を果たさなくなり、フィルタは動作しなくなる。そ
のため本発明を適用することが可能である。また、この
回路においても、入力信号が隣接信号の場合には出力端
子４９において信号が減衰するために所定よりも大きな
信号を入力しても構わなくなり、結果的にＳ／Ｎが向上
する。すなわち、ＦＥＴ４４のゲートをコントロールす
ることにより、ゲインが変化する。
の場合、入力端子４８において所定以上の入力信号が来
るとＭＯＳＦＥＴは線形領域から逸脱して抵抗としての
機能を果たさなくなり、フィルタは動作しなくなる。そ
のため本発明を適用することが可能である。また、この
回路においても、入力信号が隣接信号の場合には出力端
子４９において信号が減衰するために所定よりも大きな
信号を入力しても構わなくなり、結果的にＳ／Ｎが向上
する。すなわち、ＦＥＴ４４のゲートをコントロールす
ることにより、ゲインが変化する。
【００４３】実施例４ 図１０には、コンティニュアスタイムフィルタ以外の一
例として、ＳＣＦの回路例を示す。本図において、８
２，８３はオペアンプ、８４〜８９は容量、９０〜１０
１は位相φ１またはφ２でオン状態になるスイッチであ
り、２次ＢＰＦ特性を有する。この回路における信号の
最大値は、オペアンプの出力電圧範囲で、またはオペア
ンプの性能が理想にあるときは電源電圧で、規定され
る。この回路においても過大な入力信号が入り、オペア
ンプの最大出力電圧を越えるとにきには、正常動作しな
くなるので、本発明を適用することができる。
例として、ＳＣＦの回路例を示す。本図において、８
２，８３はオペアンプ、８４〜８９は容量、９０〜１０
１は位相φ１またはφ２でオン状態になるスイッチであ
り、２次ＢＰＦ特性を有する。この回路における信号の
最大値は、オペアンプの出力電圧範囲で、またはオペア
ンプの性能が理想にあるときは電源電圧で、規定され
る。この回路においても過大な入力信号が入り、オペア
ンプの最大出力電圧を越えるとにきには、正常動作しな
くなるので、本発明を適用することができる。
【００４４】一方、入力信号が隣接信号の場合には出力
端子において信号が減衰するために、所定よりも大きな
信号を入力したり、入力回路部でゲインを大きめに設定
しても構わなくなり、結果的にＳ／Ｎが向上する。
端子において信号が減衰するために、所定よりも大きな
信号を入力したり、入力回路部でゲインを大きめに設定
しても構わなくなり、結果的にＳ／Ｎが向上する。
【００４５】このように本発明は、入力または出力電圧
範囲に限界のある全てのフィルタに適応できる。
範囲に限界のある全てのフィルタに適応できる。
【００４６】また、以上の実施例においては、本発明に
よるフィルタ回路の適用例をＩＦ帯に限って説明した
が、ＩＦ変換処理以外の目的で使用する場合にも帯域外
信号が大きい場合には同様に適応でき、同様な効果を発
揮することができる。
よるフィルタ回路の適用例をＩＦ帯に限って説明した
が、ＩＦ変換処理以外の目的で使用する場合にも帯域外
信号が大きい場合には同様に適応でき、同様な効果を発
揮することができる。
【００４７】
【発明の効果】以上説明したとおり本発明によれば、隣
接信号のレベルが大きい場合においてもフィルタの信号
雑音比（Ｓ／Ｎ）を最大限に保つことができるフィルタ
回路を実現することができる。 より具体的に述べると、
使用するフィルタの構成あるいは特性に拘わらず、その
帯域内信号レベルの大小によりフィルタ系のゲインを変
化させ、このことによりＳ／Ｎを向上させる構成をとる
ことができるので、隣接信号が大きい場合においてもフ
ィルタの信号雑音比（Ｓ／Ｎ）を最大限に保つことがで
きるフィルタ回路を提供することができる。
接信号のレベルが大きい場合においてもフィルタの信号
雑音比（Ｓ／Ｎ）を最大限に保つことができるフィルタ
回路を実現することができる。 より具体的に述べると、
使用するフィルタの構成あるいは特性に拘わらず、その
帯域内信号レベルの大小によりフィルタ系のゲインを変
化させ、このことによりＳ／Ｎを向上させる構成をとる
ことができるので、隣接信号が大きい場合においてもフ
ィルタの信号雑音比（Ｓ／Ｎ）を最大限に保つことがで
きるフィルタ回路を提供することができる。
【００４８】従って本発明によれば、コンティニュアス
タイムフィルタのみならずＳＣＦなどの時間非連続系フ
ィルタについても、その性能を変更することなしに容易
に簡便な手法で、Ｓ／Ｎを向上させることが可能とな
る。
タイムフィルタのみならずＳＣＦなどの時間非連続系フ
ィルタについても、その性能を変更することなしに容易
に簡便な手法で、Ｓ／Ｎを向上させることが可能とな
る。
【図１】本発明に適用可能なＩＦフィルタの回路例を示
す図である。
す図である。
【図２】図１に示したＩＦフィルタの特性図である。
【図３】本発明を適用したフィルタ回路の一実施例を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図４】図３に示した受信信号強度検知器３６の回路例
を示す図である。
を示す図である。
【図５】レベル選択回路３５のスイッチ動作を説明する
図である。
図である。
【図６】図３に示したレベル選択回路３５および基準電
圧回路３７の具体例を示す回路図である。
圧回路３７の具体例を示す回路図である。
【図７】本発明のその他の実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図８】ゲインを可変にできるＩＦフィルタの一例を示
す回路図である。
す回路図である。
【図９】本発明を適用可能なＭＯＳＦＥＴ−Ｃ型の回路
例を示す図である。
例を示す図である。
【図１０】本発明を適用可能なＳＣＦ回路の一例を示す
図である。
図である。
【図１１】従来から知られているフィルタ回路の一例を
示す図である。
示す図である。
３２ ゲイン可変アンプ（ＡＧＣアンプ） ３３ ＩＦフィルタ ３４ ＡＧＣ制御回路 ３５ レベル選択回路 ３６ 受信信号強度検知回路 ３７ 基準電圧回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ Ｈ０３Ｈ 19/00 Ｈ０３Ｈ 19/00 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03H 11/04 H03G 3/20 H03G 5/16 H03H 11/12 H03H 19/00
Claims (8)
- 【請求項１】 自動利得制御増幅器と、該増幅器に接続
されたフィルタとを有するフィルタ回路において、 前記フィルタの帯域内信号レベルを検出する検出手段
と、 検出された前記帯域内信号レベルに基づいて、前記自動
利得制御増幅器の出力レベルを決めるための基準信号を
前記自動利得制御増幅器に供給する設定手段とを具備
し、 前記設定手段は、前記自動利得制御増幅器の出力レベル
が前記フィルタの最大入力信号レベルを越えないように
前記基準信号を設定することを特徴とするフィルタ回
路。 - 【請求項２】 請求項１に記載のフィルタ回路おいて、 前記設定手段は、 前記フィルタの帯域内入力信号レベルと、予め設定した
レベルとを比較して、判定信号を出力する判定手段と、 前記判定信号に応答して、前記自動利得制御増幅器の出
力レベルを決めるための基準信号を出力する基準信号出
力手段とを有することを特徴とするフィルタ回路。 - 【請求項３】 請求項２に記載のフィルタ回路おいて、 前記判定手段は、ヒステリシス判定特性を有することを
特徴とするフィルタ回路。 - 【請求項４】 自動利得制御増幅器と、該増幅器に接続
されたフィルタとを有するフィルタ回路において、 前記フィルタの帯域内信号レベルを検出する検出手段
と、 検出された前記帯域内信号レベルに基づいて、前記フィ
ルタのゲインを設定する制御信号を出力する設定手段と
を具備し、 前記制御信号は、前記帯域内信号レベルが予め規定され
たレベルより大きいときには前記フィルタのゲインを予
め定められた小さい値に設定し、前記帯域内信号レベル
が予め規定されたレベルより小さいときには前記フィル
タのゲインを予め定められた大きい値に設定することを
特徴とするフィルタ回路。 - 【請求項５】 請求項４に記載のフィルタ回路おいて、 前記設定手段は、 前記フィルタの帯域内入力信号レベルと、予め設定した
レベルとを比較して、前記フィルタのゲインを設定する
制御信号を出力する判定手段を有することを特徴とする
フィルタ回路。 - 【請求項６】 請求項５に記載のフィルタ回路おいて、 前記判定手段は、ヒステリシス判定特性を有することを
特徴とするフィルタ回路。 - 【請求項７】 請求項１〜６のいずれかに記載のフィル
タ回路において、 前記フィルタとして時間連続系フィルタまたは時間非連
続系フィルタを用いることを特徴とするフィルタ回路。 - 【請求項８】 請求項７に記載のフィルタ回路おいて、 前記時間連続系フィルタとしてＲＣフィルタ，Ｇｍ−Ｃ
フィルタまたはＭＯＳＦＥＴ−Ｃフィルタを用い、前記
時間非連続系フィルタとしてスイッチト・キャパシタ・
フィルタを用い、ローパス特性，ハイパス特性またはバ
ンドパス特性を呈することを特徴とするフィルタ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26399994A JP3187261B2 (ja) | 1994-10-27 | 1994-10-27 | フィルタ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26399994A JP3187261B2 (ja) | 1994-10-27 | 1994-10-27 | フィルタ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08125492A JPH08125492A (ja) | 1996-05-17 |
| JP3187261B2 true JP3187261B2 (ja) | 2001-07-11 |
Family
ID=17397146
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26399994A Expired - Lifetime JP3187261B2 (ja) | 1994-10-27 | 1994-10-27 | フィルタ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3187261B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6768441B2 (en) | 2002-08-20 | 2004-07-27 | Telefonaktiebolaget L.M. Ericsson | Methods of receiving communications signals including a plurality of digital filters having different bandwidths and related receivers |
-
1994
- 1994-10-27 JP JP26399994A patent/JP3187261B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH08125492A (ja) | 1996-05-17 |
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