JP3181966B2 - 降圧型電圧調整器 - Google Patents

降圧型電圧調整器

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    • H02J9/061—Circuit arrangements for emergency or stand-by power supply, e.g. for emergency lighting in which the distribution system is disconnected from the normal source and connected to a standby source with automatic change-over, e.g. UPS systems for DC powered loads

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、降圧型電圧調整器に関
する。
【０００２】
【従来の技術】電圧調整器というのは、出力端での電圧
をできるかぎり一定に保ちながらその出力端に接続され
た負荷に対して給電を行なうことを主として目的とする
電子装置である。この目的のため、この装置は１つの入
力ピンを有しここから装置は負荷に対する電流にそれ自
体の動作電流を加えたものを引き出す。
【０００３】電圧調整器には２つのタイプがある。すな
わち第１のタイプは入力端よりも出力端においてより高
い電圧を維持するようになっており、そのためリアクタ
ンス素子（変圧器、リアクトル）を必要とし、これはコ
スト、重量及びサイズ面での欠点である。第２のタイプ
は逆に作動し、上述の欠点に関してより有利である容量
性素子を含んでいる。
【０００４】本発明の対象である容量性調整器は、蓄積
コンデンサならびに入力端とコンデンサの間にあってた
とえ入力電圧が出力電圧より低くなるか或いは又実際に
短時間ゼロになったり反転した場合でもこれらが作動で
きるようにするダイオードを含んでいる。電圧調整器
は、以下のことを提供しなくてはならない； ａ） 入力端における供給電圧又は出力電流の急激な変
化に対しても一定の出力電圧を維持すること、 ｂ） 特に調整器の故障が重大な結果をもたらしうるよ
うな自動車の使用分野の場合における、信頼性の高い長
期にわたる性能。
【０００５】特に本明細書で扱われている調整器は、以
下のことを提供しなくてはならない： １） 入力電圧が定格負荷電圧にきわめて近い場合でさ
え（特に２つの電圧の間の差がほぼ０．５Ｖである場
合）、負荷に対し定格使用電圧及び電流を供給するこ
と； ２） 一時的な給電停止の場合すなわち入力電圧が負の
値を含む定格出力電圧に等しいかそれ以下である場合で
さえ、負荷において定格電圧及び電流を維持すること、 ３） できるかぎり長く２）項による作動を維持するこ
と。これはコンデンサ内に蓄積されたエネルギーの量
（これ自体はコンデンサのサイズ及び定格供給電圧によ
り左右される）及びそれが引き出される速度（これ自体
は調整器自身が消費する電流及び出力電流により左右さ
れる）によって左右される。
【０００６】上述の特徴を有する既知の電圧調整器が、
例えばヨーロッパ特許庁公開公報第１１０，７７５号の
中で記述され図４の中に参考として示されている。図４
において１０という番号が付されているこの装置は（入
力電圧ＶA を供給する）電圧源１２に接続可能な入力端
子１１及び負荷１４に接続可能な出力端子１３を有す
る。入力端子１１は第１のＰＮＰ電力用トランジスタ１
６のエミッタに接続されており、このトランジスタのコ
レクタは出力端子１３に、ベースは電流出力端を伴う演
算増幅器１７の出力端に接続されている。入力端子１１
はダイオード１８のアノードにも接続されており、この
ダイオードのカソードは、同様に出力端子１３に接続さ
れたコレクタと増幅器１７の出力端に接続されたベース
を有する第２のＰＮＰ電力用トランジスタ１９のエミッ
タに接続されている。ダイオード１８と接地の間にはコ
ンデンサ２１が接続され、演算増幅器１７は、出力端子
１３に接続されたその非反転入力端と基準電圧ＶR を供
給する電圧源２２に接続されたその反転入力端を有して
いる。
【０００７】図４にある既知の回路においては、トラン
ジスタ１６のエミッタはダイオード１８内の電圧降下Ｖ
P のために通常トランジスタ１９のそれよりもさらに高
い電圧へとバイアスされており、一方２つのベースは同
じ電位である。その結果トランジスタ１９はオフとな
り、負荷１４はトランジスタ１６による電流の供給を受
ける。
【０００８】演算増幅器１７は、負荷１４の電圧ＶO が
基準電圧ＶR に等しいものにとどまるようにする。出力
電圧ＶO が上述の値よりも降下すると、演算増幅器１７
はトランジスタ１６のベースから付加的な電流を引き抜
き、かくして出力電圧ＶO が再度基準電圧ＶR に等しく
なるまで負荷に対するトランジスタ１６のコレクタから
の給電を増大させる。
【０００９】上述の既知の回路は、入力電圧ＶA が実際
上出力電圧ＶO に等しくなるほどに降下した場合でさ
え、前述のとおりに作動する。トランジスタ１６は実
際、エミッタとコレクタの間の電位差がトランジスタ１
６の飽和電圧に等しくなる（通常０．５Ｖ以下）まで電
流を伝送することができる。さらに、上述のように作動
しているとき、入力電圧ＶA が突然降下した場合さらに
はゼロになるか又は反転してトランジスタ１９のエミッ
タにおける電圧（コンデンサ２１のものに等しい）がト
ランジスタ１６のエミッタにおける電圧（入力電圧ＶA
に等しい）を上回ることになった場合、トランジスタ１
６はオフに切替わり、トランジスタ１９は負荷に供給を
し始める。
【００１０】上述のような動作は、コンデンサ２１の電
圧が定格出力電圧（ＶR に等しい）よりも高いかぎりす
なわちトランジスタ１６の場合のようにコンデンサの電
圧がエミッタとコレクタの間のトランジスタ１９の飽和
電圧を定格出力電圧に加えたものに等しいかぎり可能で
ある。この動作モードは、コンデンサ２１が放電するの
にかける時間に等しい時間ＴＭの間持続できるものであ
る。すなわち、Ｖsat2がトランジスタ１９の飽和電圧で
あり、ＩC が負荷電流、ＩB が回路の機能に必要な電流
であるならば、この時間間隔は次のものに等しい： ＴＭ＝｛（ＶA −ＶD ）−（ＶR ＋Ｖsat2）｝／（ＩC ＋ＩB ）＊Ｃ ＶA ＝１４Ｖ；ＶD ＝０．７Ｖ；ＶR ＝５Ｖ；Ｖsat2＝
０．５Ｖ；ＩC ＝３００ｍＡ；ＩB ＝１０ｍＡ及びＣ＝
２２０μＦという標準値を用いると、この式から５．６
ｍｓという時間間隔ＴＭが得られ、この時間間隔の後は
もはや負荷を供給することができない。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】上述の既知の回路は数
多くの欠点を示す。まず第１にＰＮＰトランジスタは大
きくコストの高い構成要素であり、その各々を最大の出
力電流及び最悪の電気的及び熱的ストレスに耐えられる
ようにサイズ決定しなくてはならない。これは、電流の
急激な上昇を伴う出力端での短絡；又は自動車の利用分
野の場合のように入力端における高い過剰電圧；或いは
又きわめて短かい期間で出力電圧ＶO を動作値にまでも
っていくため運動開始の間に強い過剰電流が要求される
場合といった、多大な瞬間的ワット損が関与する極端な
運転条件下で調整器が使用されるときに特に重大であ
る。これらの状況は全て回路の信頼性特に耐用寿命を損
なう。
【００１２】上述の既知の回路のもう１つの欠点は、ト
ランジスタ１６及び１９の切替えにある。一方から他方
への切替えの時点で、短かい時間間隔の間であれ、大型
ＰＮＰトランジスタの緩慢な始動能力のためにいずれの
トランジスタも作動状態になくその結果負荷に対する電
流供給の短かい中断が起こる確率がきわめて高い。その
上、切替えはかなり頻繁に起こる。入力電圧ＶA がＶD
（例えば１Ｖ）よりもわずかに大きい値だけ急激に減少
し、トランジスタ１６のエミッタ電圧がトランジスタ１
９のエミッタ電圧以下になるだけで２つのトランジスタ
の切替えが起こりかくして出力端における干渉をひき起
こす。さらなる干渉は、入力電圧が回復されるか又はコ
ンデンサが放電されてトランジスタ１６が導通しトラン
ジスタ１９が非導通になるときにひき起こされる。
【００１３】本発明の目的は、調整器の電源素子の切替
えによりひき起こされる出力端における干渉を最小限に
するべく設計されたきわめて信頼性の高い耐用寿命の長
い電圧調整器を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明に従うと、入力電
圧を受けとる入力端子；出力電圧を供給する出力端子；
該入力端子と出力端子の間に接続された第１の電源スイ
ッチ；一方向スイッチを介して前記入力端子に接続され
予備電圧を生成する容量性蓄積素子；容量性素子と前記
出力端子の間に接続された第２の電源スイッチ；及び前
記出力端子と前記電源スイッチに接続されしかもこの出
力電圧を検出しかつこれを一定に維持するような形でこ
の電源スイッチを制御する調整素子を含む降圧型電圧調
整器において、前記調整素子と前記電源スイッチの間に
は、前記入力端子及び前記容量性素子にも接続されてい
る駆動装置が具備され、この駆動装置は、前記入力電圧
が第１及び第２の予め定められた閾値より上にとどまっ
ているかぎり前記電源スイッチの両方をオンに保つため
の手段；前記入力電圧が前記予備電圧より高く前記第１
の閾値より低い場合前記第２のスイッチをオフに切り替
えるための手段；及び前記入力電圧が前記予備電圧より
低く前記第２の閾値より下である場合前記第１のスイッ
チをオフに切り替えるための手段を含むことを特徴とす
る降圧型電圧調整器が提供される。
【００１５】添付図面を参考にして本発明の制限的意味
のない２つの好ましい実施態様を一例として説明する。
【００１６】
【実施例】図１において、既知の図４の回路の構成要素
と類似の構成要素は同じ参照番号を用いて示されている
が、調整器３０は、それぞれ電圧源１２と負荷１４に接
続された入力端子１１及び出力端子１３；２つのＰＮＰ
トランジスタ１６及び１９；ダイオード１８；蓄積コン
デンサ２１；演算増幅器１７；及び基準電圧源２２を含
んでいる。図４の既知の回路とは異なり、本発明に係る
調整器のトランジスタ１６及び１９のベース端子は、同
様に演算増幅器１７の出力端に接続されている駆動回路
３１に接続されている。回路３１は又、ライン３２を介
して入力端子１１へ、ライン３４を介してコンデンサ２
１とトランジスタ１９のエミッタの間の共通点３３へと
接続され、第１及び第２のしきい電圧ＶTH1 及びＶTH2
を受けとる。
【００１７】本発明に従うと、駆動回路は、ライン３２
に沿った入力電圧ＶA がライン３４に沿った電圧ＶA ′
（ダイオード１８内の電圧降下を差し引いたもの）及び
第１のしきい電圧ＶTH1 よりも高いかぎり、トランジス
タ１６及び１９の両方を同時にオンに保つ。入力電圧Ｖ
A がゆっくりと第１の電圧閾値ＶTH1 の下まで下降した
もののコンデンサ電圧（ダイオード１８内の電圧降下を
差し引いたもの）よりも高いままにとどまっている場
合、駆動回路３１はトランジスタ１９をオフに切り替
え、かくしてトランジスタ１６のみによる負荷の供給を
受ける。この動作モードは、既知の回路の場合のよう
に、入力電圧がトランジスタ１６の飽和電圧を定格出力
電圧ＶR に加えたものに等しい点まで徐々に降下するま
で持続することができる。
【００１８】一方、入力電圧ＶA が急激に降下して（す
なわちコンデンサ２１の放電速度よりも速く）ＶA ＜Ｖ
A ′＋ＶD（かくしてダイオードが非導通になる）とな
った場合、駆動回路は、ＶA が第２のしきい電圧ＶTH2
より上にとどまるかぎり、前と同じく両方のトランジス
タ１６及び１９をオンに保つ。入力電圧がさらに降下し
ＶA ＜ＶTH2 となった場合、駆動回路３１はトランジス
タ１６をオフに切り替え、このためトランジスタ１９に
よってのみ負荷が供給されることになる。既知の回路の
場合と同様に、この動作モードは、飽和トランジスタ１
９のコレクタとエミッタの間の電圧降下を定格出力電圧
ＶR に加えた値に等しくなるまでコンデンサが放電する
まで持続可能である。
【００１９】図２は、ＶTH1 −ＶD ＝ＶTH2 ＝ＶTH′で
あるような駆動回路３１のさらに詳しいブロック図を示
しており、ここでこの回路３１はスイッチとして作動す
る２つのＮＰＮトランジスタ３９，４０及び２つの比較
器３７，３８で構成されている。電圧源４１によりしき
い電圧ＶTHが供給される。比較器３７の非反転入力端は
ライン３４を介して共通点３３に接続され、その反転入
力端は電圧源４１に接続されている。比較器３８の非反
転入力端はライン３２を介して入力端子１１に接続さ
れ、その反転入力端は電圧源４１に接続されている；ト
ランジスタ３９のベース端子は比較器３７の出力端に接
続され、そのエミッタ端子は演算増幅器１７の出力端に
接続されており、そのコレクタ端子はトランジスタ１９
のベース端子に接続されている；トランジスタ４０のベ
ース端子は比較器３８の出力端に接続され、そのエミッ
タ端子は演算増幅器１７（及びトランジスタ３９のエミ
ッタ）の出力端に接続され、そのコレクタ端子はトラン
ジスタ１６のベース端子に接続されている。
【００２０】比較器３７，３８は、図１を参考にして記
述された動作モードを達成するためそれぞれのトランジ
スタ３９，４０を駆動する。すなわち、それぞれの非反
転入力端における電圧がしきい電圧より上であるかぎり
（ＶA 及びＶA ′＞ＶTH）、比較器３７及び３８の出力
端はトランジスタ３９及び４０を同時に駆動するため同
じ電圧を示す。入力電圧が降下した場合、比較器３７又
は３８はその出力電圧を減少させ、従って、その非反転
入力がしきい値ＶTHより下に降下したとき、それぞれの
トランジスタ３９又は４０をオフに切り替える。比較器
３７及び３８の非反転入力端が両方共同時にしきい値Ｖ
THより下になった場合、最初にしきい値ＶTHより下に降
下した非反転入力端をもつ比較器がそれぞれのトランジ
スタ３９又は４０をオフに切替え、一方もう１つのトラ
ンジスタは対応する比較器の非反転入力端もしきい値Ｖ
THより下に降下する場合でもオンに保たれる。
【００２１】図３は、比較器３７が第１及び第２の抵抗
器４５，４６、第１及び第２のダイオード４７，４８及
び電流源４９で構成され、比較器３８が第３及び第４の
抵抗器５１，５２、第３及び第４のダイオード５３，５
４及び電流源５５で構成されているような比較器３７及
び３８のさらに詳細な実施態様を示している。第１の抵
抗器４５は、共通点３３とダイオード４７のアノードの
間に接続され、このダイオードのカソードはダイオード
４８のカソード及び電流Ｉ1 を供給する電流源４９の１
方の端子に接続され、この電流源のもう一方の端子は接
地（基準電位）に接続されている。ダイオード４８のア
ノードはトランジスタ３９のベース端子及び抵抗器４６
の一方の端子に接続され、この抵抗器４６のもう１つの
端子は、接地に対して電圧ＶR1を呈する電圧源５８の陽
極に接続されている。同様に、抵抗器５１はライン３２
に接続された一方の端子とダイオード５３のアノードに
接続されたもう１つの端子を有し、このダイオード５３
のカソードはダイオード５４のカソード及び電流Ｉ2 を
供給する電流源５５の一方の端子に接続され、この電流
源のもう一方の端子は接地されている。ダイオード５４
のアノードはトランジスタ４０のベース端子及び抵抗器
５２の１つの端子に接続され、この抵抗器のもう一つの
端子は電圧源５８の陽極に接続されている。
【００２２】図３の回路は以下のように作動する。通常
の作動条件下ではダイオード４８及び５４は非導通であ
る。実際（トランジスタ３９及び４０のベース電流によ
る抵抗器４６及び５２上の電圧降下を無視すると）、２
つのダイオードのカソードは、次のものに等しいそれぞ
れの電圧ＶK1及びＶK2を示し： ＶK1＝ＶA −ＶD −Ｉ1 Ｒ1 −ＶD1 及び ＶK2＝ＶA −Ｉ2 Ｒ2 −ＶD2 （なお式中、ＶD1及びＶD2はそれぞれダイオード４７及
び５３内の電圧降下であり、Ｒ1 及びＲ2 は抵抗器４５
及び５１のそれぞれの抵抗値である）、一方ダイオード
４８及び５４のアノードはおおよそ例えばＶR に等しい
適切に低い電圧Ｖ R1を示す。
【００２３】この場合、トランジスタ３９及び４０は両
方共、ベースとエミッタの間で同じ電圧降下を示すとい
う点で導電性である。その結果、電力用トランジスタ１
６及び１９は両方共オンとなり、トランジスタ３９及び
４０の選択された幾何形状に比例した負荷電流の供給を
同時に提供する。特に両方のトランジスタ１６及び１９
は、第１のものは直接的に又第２のものはダイオード１
８を介して調整器の入力端１１から電流を引き出す。
【００２４】上述の動作モードは、ダイオード４８及び
５４が非導通である状態にとどまるかぎり維持される。
しかしながら、入力電圧ＶA がゆっくりと第１のしきい
電圧ＶTH1 より下に降下すると、ダイオード４８はオン
になる。これは、入力電圧の降下により、オンの場合の
ダイオード内の電圧降下をダイオードの陽極における電
圧に加えた値に等しい値まで電圧ＶK1が降下させられた
とき、特に、 ＶA −ＶD −Ｉ1 Ｒ1 −ＶD1＝ＶR1−ＶD3 （なお式中ＶD3はダイオード４８内の電圧降下を表わ
す）のときに起こる。換言すると、 ＶTH1 ＝ＶR1−ＶD3＋ＶD1＋Ｉ1 Ｒ1 ＋ＶD 上述の標準値を用いて、全てのダイオードが同じ電圧降
下を示し、ＶR1＝５Ｖ，Ｉ1 Ｒ1 ＝１Ｖであることを仮
定すると、上述の条件はＶA ＝６，７Ｖであるときに起
こる。
【００２５】入力電圧がこの値以下に降下すると、電流
Ｉ1 がダイオード４８を通して補給され、かくして抵抗
器４６の中で、トランジスタ３９及び４０のベース間の
電位差をほぼ表わしている電圧降下がひき起こされるこ
とになる。２つのトランジスタの不均衡はトランジスタ
３９をオフにし、そのため演算増幅器１７の出力端にお
ける全ての電流がトランジスタ４０に供給され、トラン
ジスタ１９はオフとなり、トランジスタ１６の伝導は負
荷電流を単独で供給するため増大することになる。
【００２６】上述の動作モードは、トランジスタ１６の
エミッタとコレクタの端子の間の電位差がその飽和電圧
Ｖsatiよりも高いことを条件として、いつまでも続行し
うる。実際、万一入力電圧が降下し続ける場合、ダイオ
ード５４もオンになるが、トランジスタ１６及び１９の
条件には全く変化は無い。特に、ダイオード４８に対し
さらに多くの電流Ｉ1 を供給させることに加えて、入力
電圧がさらに降下すると、ＶA −Ｉ2 Ｒ2 −ＶD2＝ＶR1
−ＶD4 （なお式中、ＶD4はオンの場合のダイオード５
４内の降下である）の場合に、ダイオード５４もオンに
なる。
【００２７】Ｉ2 Ｒ2 ＝Ｖ１Ｖで、上述の条件はＶA＝
６Ｖの場合に満たされる。この点で、トランジスタ４０
のベースでの電圧は降下し始めるが、トランジスタ３９
がオンになることはない。つまり、全てのダイオードが
同じ電圧降下を示し抵抗器が同じ値を示すと仮定する
と、トランジスタ３９及び４０のベースの間の電圧降下
は、トランジスタ３９がオフにとどまる値である。上述
の動作モードは、既知の回路におけるように調整器がオ
フになる点であるＶR ＋Ｖsat1より下に入力電圧ＶA が
降下するまで維持される。
【００２８】入力電圧ＶA が第２のしきい値ＶTH2 より
下に急激に降下した場合（つまり急激に降下するか又は
遮断されてＶA ＜ＶA ′＋ＶD となる場合）、ダイオー
ド５４はオンになる。これは、入力電圧の急激な降下に
よって、オンの場合のダイオード内の電圧降下をダイオ
ードのアノードにおける電圧に加えたものに等しい値ま
で電圧ＶK2が降下させられたとき、特に、ＶA ＝ＶR1−
ＶD4＋ＶD2＋Ｉ2 Ｒ2 のときに起こる。
【００２９】換言すると： ＶTH2 ＝ＶR1−ＶD4＋ＶD2＋Ｉ2 Ｒ2 示されている標準値を用いると、上述の条件はＶA ＝６
Ｖのときに起こり、この場合ダイオード５４はオンにな
り、かくしてトランジスタ３９に比べてトランジスタ４
０のベースにおける電圧は低下する。又演算増幅器の出
力端における全ての電流はトランジスタ３９に供給さ
れ、トランジスタ１６はオフになり、トランジスタ１９
の伝導は単独で負荷を供給するため増大する。この段階
で、入力電圧は反転さえでき（ダイオード１８及び５３
ならびにトランジスタ１６の逆バイアスされた接合によ
り支えられて）、トランジスタ１９により負荷が供給さ
れ、これは、コンデンサの電圧がトランジスタ１９の飽
和電圧を定格出力電圧ＶR に加えたものに等しくなるま
で、コンデンサ２１からエネルギーを引き出す。トラン
ジスタ１６がオフであるときトランジスタ１９の飽和を
可能にするメカニズムは、トランジスタ１９がオフの場
合にトランジスタ１６の飽和を可能にするすでに記述し
たものと同じである。
【００３０】本発明の利点は、前述の説明から明確とな
るだろう。まず第１に、期間が制限されるという例外的
な状況を除いて全ての状況の下で同時に作動する電力用
トランジスタのおかげで、本発明に従った調整器は、動
作時間の大部分にわたりストレスを均等に分布できるよ
うにし、かくして調整器のより大きい信頼性及びより長
い耐用寿命が確保されることになる。これは、特に、こ
の調整器が前述のような極端な作動条件下で使用される
場合に言えることであり、この場合、電力用トランジス
タは両方共同時に作動し、かくしてより広い表面積にわ
たり熱を分布させることになり、信頼性の面で明らかな
利点をもたらす。
【００３１】第２に、電力用トランジスタのいずれかの
切換えはつねにもう一方が確かにオンになっているとき
に起こる。実際、入力電圧の降下の結果としてのいずれ
かのトランジスタの切換えは単に伝導度の増加という結
果をもたらすにすぎず、既知の調整器のようにもう一方
のトランジスタの始動という結果をもたらさない。この
ことは、応答面の著しい改善、ひいては出力電流及び電
圧の供給におけるさらに大きい連続性を提供する。
【００３２】第３に、２つのトランジスタの切換えによ
りひき起こされる問題を最小限におさえることに加え
て、本発明に従った調整器は同様に、このような切換え
が発生する可能性を最小限におさえる。実際、トランジ
スタ１６がオフに切換わるためには入力電圧は第２のし
きい値ＶTH2 よりも下つまり定格電圧よりもはるかに下
に降下しなくてはならない。図示されている例において
は、定格入力電圧が１４Ｖで第２のしきい値ＶTH2 が６
Ｖの場合、切換えには既知の回路の場合の１Ｖに比べ８
Ｖという電圧降下が必要である。
【００３３】最後に、本発明に従った調整器は、設計が
込み入っておらず、生産も容易で、しかも、付加的な構
成要素に要求される耐電流値が比較的小さくて良いこと
から付加的なコストが比較的わずかですむ。当業者にと
っては、本発明の範囲から逸脱することなく本明細書中
に記述し図示した調整器に対し変更を加えることが可能
であることは明白である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に従った調整器の動作ブロック図を示
す。
【図２】本発明に従った調整器の一実施態様のさらに詳
しいブロック図を示す。
【図３】図２の実施態様の簡略電気線図を示す。
【図４】既知の調整器の簡略電気線図を示す。
【符号の説明】
１１…入力端子 １３…出力端子 １６，１９…電力用トランジスタ １７…演算増幅器 １８…ダイオード ２１…コンデンサ ３１…駆動回路 ３７，３８…比較器 ３９…トランジスタ ４０…トランジスタ ４５，４６，５１，５２…抵抗素子 ４７，５３…ダイオード ５５，４９…電流源 ５８…電圧源
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ブルノ ムラリ イタリア国，20052 モンツァ，ビア アルディゴ，１ (56)参考文献 特開 昭63−10214（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−70621（ＪＰ，Ａ) 実開 平２−68637（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭54−118627（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭54−111736（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭52−138230（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭52−78024（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G05F 1/56

Claims (9)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 入力電圧（ＶA ）を受けとる入力端子
    （１１）；出力電圧（ＶO）を供給する出力端子（１
    ３）；該入力端子と出力端子の間に接続された第１の電
    源スイッチ（１６）；一方向スイッチ（１８）を介して
    前記入力端子に接続され予備電圧（ＶA ′）を生成する
    容量性蓄積素子（２１）；容量性素子と前記出力端子の
    間に接続された第２の電源スイッチ（１９）；及び前記
    出力端子と前記電源スイッチ（１６，１９）に接続され
    しかもこの出力電圧を検出しかつこれを一定に維持する
    ような形でこの電源スイッチを制御する調整素子（１
    ７）を含む降圧型電圧調整器において、前記調整素子
    （１７）と前記電源スイッチ（１６，１９）の間には、
    前記入力端子（１１）及び前記容量性素子（２１）にも
    接続されている駆動装置（３１）が具備され、この駆動
    装置は、前記入力電圧（ＶA ）が第１及び第２の予め定
    められた閾値（ＶTH1 ，ＶTH2 ）より上にとどまってい
    るかぎり前記電源スイッチ（１６，１９）の両方をオン
    に保つための手段；前記入力電圧（ＶA ）が前記予備電
    圧（ＶA ′）より高く前記第１の閾値（ＶTH1 ）より低
    い場合前記第２のスイッチ（１９）をオフに切り替える
    ための手段；及び前記入力電圧が前記予備電圧より低く
    前記第２の閾値（ＶTH2 ）より下である場合前記第１の
    スイッチ（１６）をオフに切り替えるための手段を含む
    ことを特徴とする降圧型電圧調整器。
  2. 【請求項２】 前記駆動装置（３１）は前記入力電圧
    （ＶA ）及び前記第２の閾値（ＶTH2 ）を受けとる第１
    の比較器（３８）；前記調整素子（１７）と前記第１の
    電源スイッチ（１６）の間にあり前記第１の比較器によ
    り制御されている第１のスイッチ装置（４０）；前記予
    備電圧（ＶA ′）と前記第１の閾値（Ｖ TH1 ）を受けと
    る第２の比較器（３７）；及び前記調整素子（１７）及
    び前記第２の電源スイッチ（１９）の間にあり前記第２
    の比較器により制御されている第２のスイッチ装置（３
    ９）を含むことを特徴とする、請求項１に記載の調整
    器。
  3. 【請求項３】 前記第１のスイッチ装置は第１の駆動ト
    ランジスタ（４０）を含み；第２のスイッチ装置は第２
    の駆動トランジスタ（３９）を含み；前記第１及び第２
    の駆動トランジスタは、それぞれ前記調整素子（１７）
    と前記第１及び第２の電源スイッチ（１６，１９）の間
    に接続されたエミッタ及びコレクタ端子を有し又、それ
    ぞれ前記第１及び第２の比較器（３８，３７）の出力端
    に接続されたベース端子を有していることを特徴とす
    る、請求項２に記載の調整器。
  4. 【請求項４】 前記第１及び第２の閾値（ＶTH1 ，Ｖ
    TH2 ）は一方が他方から前記一方向スイッチ（１８）内
    の電圧降下（Ｖ D ）に等しい電圧値を差し引いた値に等
    しいことを特徴とする、請求項２又は３に記載の調整
    器。
  5. 【請求項５】 前記第１の比較器（３８）は前記入力端
    子（１１）と基準電位ラインの間に第１の抵抗分岐（５
    １，５３，５５）；前記第１の駆動トランジスタ（４
    ０）のベース端子とこの第１の抵抗分岐の中間点の間の
    第１の制御されたスイッチ（５４）；及び前記第１の駆
    動トランジスタ（４０）の前記ベース端子と第１のバイ
    アス電圧源（５８）の間の第１の抵抗素子（５２）を含
    んでいること、ならびに前記第２の比較器（３７）が、
    前記容量性素子（２１）と基準電位ラインの間の第２の
    抵抗分岐（４５，４７，４９）；前記第２の駆動トラン
    ジスタ（３９）のベース端子と前記第２の抵抗分岐の中
    間点の間の第２の制御されたスイッチ（４８）及び前記
    第２の駆動トランジスタの前記ベース端子と第２のバイ
    アス電圧源（５８）の間の第２の抵抗素子（４６）を含
    んでいることを特徴とする、請求項３又は４に記載の調
    整器。
  6. 【請求項６】 前記第１及び第２の抵抗分岐の各々は、
    もう１つの抵抗素子（５１，４５）、ダイオード（５
    ３，４７）及び電流源（５５，４９）の直列接続を含
    み、このダイオード（５３，４７）のカソード端子は前
    記電流源（５５，４９）を介して前記基準電位ラインに
    接続されており；前記中間点はこのカソード端子と前記
    電流源の接続点によって構成されており；前記もう１つ
    の抵抗素子（５１，４５）は前記入力端子（１１）と前
    記中間点の間に接続されていることを特徴とする、請求
    項５に記載の調整器。
  7. 【請求項７】 前記制御されたスイッチは各々、それぞ
    れの前記駆動トランジスタ（３９，４０）の前記ベース
    端子に接続されたアノード端子とそれぞれの前記中間点
    に接続されたカソード端子を有するダイオード（４８，
    ５４）を含むことを特徴とする、請求項５又は６に記載
    の調整器。
  8. 【請求項８】 前記第１及び第２のバイアス電圧源が単
    一の直列電圧源（５８）により構成されていることを特
    徴とする、請求項５及至７のいずれか１項に記載の調整
    器。
  9. 【請求項９】 前記第１及び第２の電流源（４９，５
    ５）が互いに等しく、前記抵抗素子（４５，４６，５
    １，５２）も同様に互いに等しいことを特徴とする、請
    求項５及至８のいずれか１項に記載の調整器。
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