JP3170936B2 - 磁気ヘッド用再生回路 - Google Patents
磁気ヘッド用再生回路Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、磁気抵抗効果型磁気ヘ
ッドから再生信号を取り出すための磁気ヘッド用再生回
路に関するものである。
ッドから再生信号を取り出すための磁気ヘッド用再生回
路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】磁気抵抗効果型磁気ヘッド（以下ＭＲヘ
ッドという）は、その感磁部が磁気抵抗効果を有する磁
性薄膜によって構成されており、この磁性薄膜の抵抗率
が磁気記録媒体上の磁気記録に基づく信号磁界によって
変化することから、上記磁性薄膜に電流（センス電流）
を流して上記抵抗変化を再生出力電圧として検出するも
のである。このＭＲヘッドは、高出力、低クロストーク
で、速度依存性がない等の特長を有するため、例えばハ
ードディスクドライブ（ＨＤＤ）用の再生ヘッドとし
て、あるいはディジタルオーディオテープレコーダ等の
高密度記録再生用ヘッドとして用いられている。
ッドという）は、その感磁部が磁気抵抗効果を有する磁
性薄膜によって構成されており、この磁性薄膜の抵抗率
が磁気記録媒体上の磁気記録に基づく信号磁界によって
変化することから、上記磁性薄膜に電流（センス電流）
を流して上記抵抗変化を再生出力電圧として検出するも
のである。このＭＲヘッドは、高出力、低クロストーク
で、速度依存性がない等の特長を有するため、例えばハ
ードディスクドライブ（ＨＤＤ）用の再生ヘッドとし
て、あるいはディジタルオーディオテープレコーダ等の
高密度記録再生用ヘッドとして用いられている。
【０００３】このようなＭＲヘッドの再生回路の一例を
図５に示す。この図５において、ＭＲヘッドのＭＲ素子
１は、初段アンプとなるトランジスタ２のエミッタに接
続されており、このトランジスタ２はいわゆるベース接
地型構成となっている。すなわち、トランジスタ２のエ
ミッタと接地との間にＭＲ素子１が挿入接続され、コレ
クタは負荷抵抗３を介してＶcc電圧源に接続されてい
る。トランジスタ２のコレクタ出力信号は、電圧−電流
変換増幅器であるいわゆるｇm アンプ４に送られてい
る。このｇm アンプ４は差動入力型となっており、上記
コレクタ出力信号電圧Ｖc1は非反転入力端子に供給さ
れ、反転入力端子には基準電圧源５からの基準電圧Ｖ
ref が供給されている。このｇm アンプ４からの出力電
流はコンデンサ６に供給されており、ｇm アンプ４のｇ
m 値とコンデンサ６の容量値で定まるＬＰＦ（ローパス
フィルタ）により出力電流の低域成分特に直流分が取り
出されて、上記初段アンプのトランジスタ２のベースに
帰還されている。
図５に示す。この図５において、ＭＲヘッドのＭＲ素子
１は、初段アンプとなるトランジスタ２のエミッタに接
続されており、このトランジスタ２はいわゆるベース接
地型構成となっている。すなわち、トランジスタ２のエ
ミッタと接地との間にＭＲ素子１が挿入接続され、コレ
クタは負荷抵抗３を介してＶcc電圧源に接続されてい
る。トランジスタ２のコレクタ出力信号は、電圧−電流
変換増幅器であるいわゆるｇm アンプ４に送られてい
る。このｇm アンプ４は差動入力型となっており、上記
コレクタ出力信号電圧Ｖc1は非反転入力端子に供給さ
れ、反転入力端子には基準電圧源５からの基準電圧Ｖ
ref が供給されている。このｇm アンプ４からの出力電
流はコンデンサ６に供給されており、ｇm アンプ４のｇ
m 値とコンデンサ６の容量値で定まるＬＰＦ（ローパス
フィルタ）により出力電流の低域成分特に直流分が取り
出されて、上記初段アンプのトランジスタ２のベースに
帰還されている。
【０００４】ここで、上記ＬＰＦのカットオフ周波数ｆ
c は、 ｆc ＝１／（２πＣ／ｇm ） ・・・ （１） で定まり、このカットオフ周波数ｆc を充分低く（例え
ば１００ｋHz以下）抑えかつ低消費電力を実現するため
に、ｇm アンプ４のｇm 値は低く抑えられる。ＬＰＦ用
のコンデンサ６の容量値は、例えば０．１μＦ程度と比
較的大きなキャパシタンスが必要となる。
c は、 ｆc ＝１／（２πＣ／ｇm ） ・・・ （１） で定まり、このカットオフ周波数ｆc を充分低く（例え
ば１００ｋHz以下）抑えかつ低消費電力を実現するため
に、ｇm アンプ４のｇm 値は低く抑えられる。ＬＰＦ用
のコンデンサ６の容量値は、例えば０．１μＦ程度と比
較的大きなキャパシタンスが必要となる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記図５に
示した構成のＭＲヘッドの再生回路において、例えば電
源投入時には、上記初段アンプであるトランジスタ２や
ｇm アンプ４がオフ状態からオン状態に切り換えられ
る。また、記録再生装置に適用する場合に、消費電力を
抑えるために記録モード時には再生回路の電源をオフす
るものにおいては、記録モードと再生モードとの切り換
え時等にも、トランジスタ２やｇm アンプ４がオフ状態
とオン状態との間で切り換えられる。このとき、上記Ｌ
ＰＦ用のコンデンサ６に対して充電あるいは放電が行わ
れるが、０．１μＦ程度と比較的大きな容量のコンデン
サ６を充放電するために時間を要し、コンデンサ６の電
圧が安定するまでに時間を要することになり、応答性が
悪くなる。
示した構成のＭＲヘッドの再生回路において、例えば電
源投入時には、上記初段アンプであるトランジスタ２や
ｇm アンプ４がオフ状態からオン状態に切り換えられ
る。また、記録再生装置に適用する場合に、消費電力を
抑えるために記録モード時には再生回路の電源をオフす
るものにおいては、記録モードと再生モードとの切り換
え時等にも、トランジスタ２やｇm アンプ４がオフ状態
とオン状態との間で切り換えられる。このとき、上記Ｌ
ＰＦ用のコンデンサ６に対して充電あるいは放電が行わ
れるが、０．１μＦ程度と比較的大きな容量のコンデン
サ６を充放電するために時間を要し、コンデンサ６の電
圧が安定するまでに時間を要することになり、応答性が
悪くなる。
【０００６】ここで、この比較的大きな容量のコンデン
サ６の充放電時間を短くするためには、ｇm アンプ４と
して大きなｇm 値のものを用いて急速に充放電を行わせ
ることが考えられるが、このｇm 値が大きいと、上記
（１）式より上記ＬＰＦのカットオフ周波数ｆc が大き
くなってしまい、有効な直流フィードバックが行えない
という欠点がある。
サ６の充放電時間を短くするためには、ｇm アンプ４と
して大きなｇm 値のものを用いて急速に充放電を行わせ
ることが考えられるが、このｇm 値が大きいと、上記
（１）式より上記ＬＰＦのカットオフ周波数ｆc が大き
くなってしまい、有効な直流フィードバックが行えない
という欠点がある。
【０００７】このような点を考慮して、本件出願人は先
に、図６に示すような磁気ヘッド用再生回路を提案して
いる。この図６においては、ＭＲ素子１、ベース接地型
構成のトランジスタ２、負荷抵抗３、基準電圧源５、Ｌ
ＰＦ用のコンデンサ６については、上記図５の各部と同
様であるため、同じ参照符号を付して説明を省略する。
また、この図６の再生回路では、ｇm 値が互いに異なる
２つのｇm アンプ７、８を用いている。すなわち、第１
のｇm アンプ７のｇm 値は小さく、第２のｇm アンプ８
のｇm 値は大きくしている。
に、図６に示すような磁気ヘッド用再生回路を提案して
いる。この図６においては、ＭＲ素子１、ベース接地型
構成のトランジスタ２、負荷抵抗３、基準電圧源５、Ｌ
ＰＦ用のコンデンサ６については、上記図５の各部と同
様であるため、同じ参照符号を付して説明を省略する。
また、この図６の再生回路では、ｇm 値が互いに異なる
２つのｇm アンプ７、８を用いている。すなわち、第１
のｇm アンプ７のｇm 値は小さく、第２のｇm アンプ８
のｇm 値は大きくしている。
【０００８】この図６に示す磁気ヘッド用再生回路にお
いて、初段アンプであるベース接地トランジスタ２から
のコレクタ出力信号が第１のｇm アンプ７の非反転入力
端子及び第２のｇm アンプ８の非反転入力端子にそれぞ
れ供給されており、基準電圧源５からの基準電圧Ｖref
が第１のｇm アンプ７の反転入力端子及び第２のｇmア
ンプ８の反転入力端子にそれぞれ供給されている。これ
らの第１、第２のｇmアンプ７、８からの出力信号がＬ
ＰＦ用のコンデンサ６に供給されている。
いて、初段アンプであるベース接地トランジスタ２から
のコレクタ出力信号が第１のｇm アンプ７の非反転入力
端子及び第２のｇm アンプ８の非反転入力端子にそれぞ
れ供給されており、基準電圧源５からの基準電圧Ｖref
が第１のｇm アンプ７の反転入力端子及び第２のｇmア
ンプ８の反転入力端子にそれぞれ供給されている。これ
らの第１、第２のｇmアンプ７、８からの出力信号がＬ
ＰＦ用のコンデンサ６に供給されている。
【０００９】電源投入時等のように再生回路がオフ状態
からオン状態に変化したときには、先ず大きいｇm 値の
第２のｇm アンプ８を動作状態（オン状態）とし、大容
量のコンデンサ６を急速充電した後、第１のｇm アンプ
７を動作状態として、このアンプ７のｇm 値とコンデン
サ６の容量値とで上記ＬＰＦの必要なカットオフ周波数
を得るようにしている。
からオン状態に変化したときには、先ず大きいｇm 値の
第２のｇm アンプ８を動作状態（オン状態）とし、大容
量のコンデンサ６を急速充電した後、第１のｇm アンプ
７を動作状態として、このアンプ７のｇm 値とコンデン
サ６の容量値とで上記ＬＰＦの必要なカットオフ周波数
を得るようにしている。
【００１０】ところで、定常状態におけるｇm アンプの
出力電流値が同じであれば、出力信号のオフセットであ
る（Ｖref −初段の出力）の値は、ｇm が大きいほど小
さくなる。すなわち、第１のｇm アンプ７がオンのとき
と、第２のｇm アンプ８がオンのときとでは、出力のオ
フセットが異なるため、これらのアンプ７、８を切り換
えたときに、図７のグラフに示したような再生出力の直
流レベルの変動が生じる。この図７において、時刻ｔ＝
０のとき再生回路がオフ状態からオン状態に変化し、第
２のｇm アンプ８がオンとなり、時刻ｔ＝ｔ0 のとき第
２のｇm アンプ８がオフし第１のｇm アンプ７がオンす
る。このときの初段アンプであるトランジスタ２からの
出力には直流変動ΔＶが生じている。また、上記２つの
アンプ７、８を切り換えるための切換制御回路（図示せ
ず）が必要となり、回路構成が複雑化する。
出力電流値が同じであれば、出力信号のオフセットであ
る（Ｖref −初段の出力）の値は、ｇm が大きいほど小
さくなる。すなわち、第１のｇm アンプ７がオンのとき
と、第２のｇm アンプ８がオンのときとでは、出力のオ
フセットが異なるため、これらのアンプ７、８を切り換
えたときに、図７のグラフに示したような再生出力の直
流レベルの変動が生じる。この図７において、時刻ｔ＝
０のとき再生回路がオフ状態からオン状態に変化し、第
２のｇm アンプ８がオンとなり、時刻ｔ＝ｔ0 のとき第
２のｇm アンプ８がオフし第１のｇm アンプ７がオンす
る。このときの初段アンプであるトランジスタ２からの
出力には直流変動ΔＶが生じている。また、上記２つの
アンプ７、８を切り換えるための切換制御回路（図示せ
ず）が必要となり、回路構成が複雑化する。
【００１１】本発明は、このような実情に鑑みてなされ
たものであり、再生回路のオン、オフに伴うＬＰＦ用コ
ンデンサの充放電を急速に行わせることができ、回路構
成が簡単で、上記直流変動が生じることなく、２つのｇ
m アンプの切換制御も不要となるような磁気ヘッド用再
生回路を提供することを目的とするものである。
たものであり、再生回路のオン、オフに伴うＬＰＦ用コ
ンデンサの充放電を急速に行わせることができ、回路構
成が簡単で、上記直流変動が生じることなく、２つのｇ
m アンプの切換制御も不要となるような磁気ヘッド用再
生回路を提供することを目的とするものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明に係る磁気ヘッド
用再生回路は、磁気抵抗効果型磁気ヘッドからの出力信
号を増幅する初段増幅手段と、この初段増幅手段からの
出力信号と基準電圧との差信号を増幅する電圧−電流変
換増幅手段と、この電圧−電流変換増幅手段の出力端子
に接続された定電流源と、上記電圧−電流変換増幅手段
からの出力信号を増幅する電流増幅手段と、この電流増
幅手段に接続されたコンデンサと、上記電流増幅手段か
らの出力信号を上記初段増幅手段の入力側に帰還する帰
還手段とを有することにより、上述の課題を解決するも
のである。
用再生回路は、磁気抵抗効果型磁気ヘッドからの出力信
号を増幅する初段増幅手段と、この初段増幅手段からの
出力信号と基準電圧との差信号を増幅する電圧−電流変
換増幅手段と、この電圧−電流変換増幅手段の出力端子
に接続された定電流源と、上記電圧−電流変換増幅手段
からの出力信号を増幅する電流増幅手段と、この電流増
幅手段に接続されたコンデンサと、上記電流増幅手段か
らの出力信号を上記初段増幅手段の入力側に帰還する帰
還手段とを有することにより、上述の課題を解決するも
のである。
【００１３】ここで、上記初段増幅手段には、ベース接
地トランジスタや、エミッタ接地トランジスタを用いる
ことができる。
地トランジスタや、エミッタ接地トランジスタを用いる
ことができる。
【００１４】
【作用】電圧−電流変換増幅手段、定電流源及び電流増
幅手段とから成る増幅部のｇm値が、入力電圧に応じて
変化するため、電源オン時等の再生回路のオン、オフに
伴うコンデンサの充放電を急速に行わせることができ、
初段増幅手段出力の直流レベル変動をなくすことがで
き、回路構成も簡単である。
幅手段とから成る増幅部のｇm値が、入力電圧に応じて
変化するため、電源オン時等の再生回路のオン、オフに
伴うコンデンサの充放電を急速に行わせることができ、
初段増幅手段出力の直流レベル変動をなくすことがで
き、回路構成も簡単である。
【００１５】
【実施例】以下、本発明に係る好ましい実施例について
図面を参照しながら説明する。図１は本発明に係る磁気
ヘッド用再生回路の一実施例の概略構成を示すブロック
回路図である。
図面を参照しながら説明する。図１は本発明に係る磁気
ヘッド用再生回路の一実施例の概略構成を示すブロック
回路図である。
【００１６】この図１において、ＭＲヘッドのＭＲ素子
１は、初段アンプとなるトランジスタ２のエミッタに接
続されており、このトランジスタ２はいわゆるベース接
地型構成となっている。すなわち、トランジスタ２のエ
ミッタと接地との間にＭＲ素子１が挿入接続され、コレ
クタは負荷抵抗３を介してＶcc電圧源に接続されてい
る。トランジスタ２のコレクタ出力信号は、増幅部１０
で増幅されてＬＰＦ用のコンデンサ６に供給されてい
る。
１は、初段アンプとなるトランジスタ２のエミッタに接
続されており、このトランジスタ２はいわゆるベース接
地型構成となっている。すなわち、トランジスタ２のエ
ミッタと接地との間にＭＲ素子１が挿入接続され、コレ
クタは負荷抵抗３を介してＶcc電圧源に接続されてい
る。トランジスタ２のコレクタ出力信号は、増幅部１０
で増幅されてＬＰＦ用のコンデンサ６に供給されてい
る。
【００１７】この増幅部１０は、トランジスタ２の出力
信号と基準電圧源５からの基準電圧Ｖref との差信号を
増幅する電圧−電流変換増幅器であるｇm アンプ１１
と、このｇm アンプ１１の出力端子と接地との間に接続
された定電流源１２と、ｇm アンプ１１からの出力信号
電流をβ倍に増幅する電流増幅器１３とから構成されて
いる。この増幅部１０の電流増幅器１３の出力端子にコ
ンデンサ６が接続されると共に、電流増幅器１３からの
出力信号が初段のトランジスタ２のベースに帰還されて
いる。
信号と基準電圧源５からの基準電圧Ｖref との差信号を
増幅する電圧−電流変換増幅器であるｇm アンプ１１
と、このｇm アンプ１１の出力端子と接地との間に接続
された定電流源１２と、ｇm アンプ１１からの出力信号
電流をβ倍に増幅する電流増幅器１３とから構成されて
いる。この増幅部１０の電流増幅器１３の出力端子にコ
ンデンサ６が接続されると共に、電流増幅器１３からの
出力信号が初段のトランジスタ２のベースに帰還されて
いる。
【００１８】このような増幅部１０は、ｇm アンプ１１
に供給された入力電圧ｖi が電流に変換されて得られた
出力電流ｇm ｖi から、定電流源１２の一定電流Ｉc を
差し引いて、残りの電流（ｇm ｖi −Ｉc ）を電流増幅
器１３でβ倍に増幅することで、出力電流ｉo を得てい
る。この出力電流ｉo は、 ｉo ＝（ｇm ｖi −Ｉc ）β ・・・ （２） 増幅部１０全体のｇm 値をｇmAとするとき、このｇ
mAは、 ｇmA＝ｉo ／ｖi ＝（ｇm ｖi −Ｉc ）β／ｖi ＝ｇm β−Ｉc β／ｖi ・・・ （３） となり、入力電圧ｖi によって変化する。
に供給された入力電圧ｖi が電流に変換されて得られた
出力電流ｇm ｖi から、定電流源１２の一定電流Ｉc を
差し引いて、残りの電流（ｇm ｖi −Ｉc ）を電流増幅
器１３でβ倍に増幅することで、出力電流ｉo を得てい
る。この出力電流ｉo は、 ｉo ＝（ｇm ｖi −Ｉc ）β ・・・ （２） 増幅部１０全体のｇm 値をｇmAとするとき、このｇ
mAは、 ｇmA＝ｉo ／ｖi ＝（ｇm ｖi −Ｉc ）β／ｖi ＝ｇm β−Ｉc β／ｖi ・・・ （３） となり、入力電圧ｖi によって変化する。
【００１９】図２は初段のトランジスタ２からの出力を
示しており、再生回路をオンした時刻ｔ＝０から、上記
図６の２つのｇm アンプを切り換えた時刻ｔ0 に対応す
る時刻ｔ＝ｔa を過ぎたときでも、初段出力は変化なく
一定となって、上記図６の例のような直流変動が生じな
い。
示しており、再生回路をオンした時刻ｔ＝０から、上記
図６の２つのｇm アンプを切り換えた時刻ｔ0 に対応す
る時刻ｔ＝ｔa を過ぎたときでも、初段出力は変化なく
一定となって、上記図６の例のような直流変動が生じな
い。
【００２０】なお、前記図６の例で、第１のｇm アンプ
７のｇm 値をｇm1とし、第２のｇmアンプ８のｇm 値を
ｇm2とするとき、これらのｇm 値のｇm1、ｇm2は入力電
圧の変化に関わらず一定である。
７のｇm 値をｇm1とし、第２のｇmアンプ８のｇm 値を
ｇm2とするとき、これらのｇm 値のｇm1、ｇm2は入力電
圧の変化に関わらず一定である。
【００２１】図３は、入力電圧ｖi に対するｇm 値の変
化を示しており、曲線ａは上記第１のｇm アンプ７のｇ
m 値（一定値ｇm1）を、曲線ｂは上記第２のｇm アンプ
８のｇm 値（一定値ｇm2）をそれぞれ示し、曲線ｃは上
記増幅部１０全体のｇm 値であるｇmAを示している。曲
線ａと曲線ｃとの交点ｄの電圧ｖi0は、 ｖi0＝Ｉc β／（ｇm2−ｇm1） となる。
化を示しており、曲線ａは上記第１のｇm アンプ７のｇ
m 値（一定値ｇm1）を、曲線ｂは上記第２のｇm アンプ
８のｇm 値（一定値ｇm2）をそれぞれ示し、曲線ｃは上
記増幅部１０全体のｇm 値であるｇmAを示している。曲
線ａと曲線ｃとの交点ｄの電圧ｖi0は、 ｖi0＝Ｉc β／（ｇm2−ｇm1） となる。
【００２２】この図３から明らかなように急速充放電が
必要なとき、すなわち入力電圧ｖiが大きいときはｇm
値が上記ｇm2程度に大きく、通常の再生時（ｖi が小さ
いとき）にはｇm 値は上記ｇm1程度に小さくなる。従っ
て、ｇm 値の異なる２つのアンプを切り換えて使う必要
がないため、切換時の直流レベル変動がなく、この直流
レベル変動のために生じていたむだ時間が無くなる。こ
れによって、電源オンや記録／再生モード切換の時間を
短縮化することができる。
必要なとき、すなわち入力電圧ｖiが大きいときはｇm
値が上記ｇm2程度に大きく、通常の再生時（ｖi が小さ
いとき）にはｇm 値は上記ｇm1程度に小さくなる。従っ
て、ｇm 値の異なる２つのアンプを切り換えて使う必要
がないため、切換時の直流レベル変動がなく、この直流
レベル変動のために生じていたむだ時間が無くなる。こ
れによって、電源オンや記録／再生モード切換の時間を
短縮化することができる。
【００２３】次に、図４は本発明に係る他の実施例を示
し、ＭＲ素子２１に接続される初段トランジスタ２５に
エミッタ接地型構造を用いた例を示している。この図４
において、ＭＲ素子２１には電流源２２からセンス電流
が供給されており、このＭＲ素子２１の抵抗変化に基づ
く電圧変化を直流カット用コンデンサ２３を介して取り
出して、エミッタ接地型トランジスタ２５のベースに供
給している。トランジスタ２５のコレクタ出力は、上記
図１と同様な構成の、すなわちｇm アンプ１１と、定電
流源１２と、電流増幅器１３とから成る増幅部１０に送
られている。ｇm アンプ１１は、トランジスタ２５から
の出力電圧と基準電圧源２６からの基準電圧Ｖref との
差電圧を電流に変換する。電流増幅器１３からの出力電
流は、ＬＰＦ用のコンデンサ２７に送られると共に、ト
ランジスタ２５のベースに帰還される。
し、ＭＲ素子２１に接続される初段トランジスタ２５に
エミッタ接地型構造を用いた例を示している。この図４
において、ＭＲ素子２１には電流源２２からセンス電流
が供給されており、このＭＲ素子２１の抵抗変化に基づ
く電圧変化を直流カット用コンデンサ２３を介して取り
出して、エミッタ接地型トランジスタ２５のベースに供
給している。トランジスタ２５のコレクタ出力は、上記
図１と同様な構成の、すなわちｇm アンプ１１と、定電
流源１２と、電流増幅器１３とから成る増幅部１０に送
られている。ｇm アンプ１１は、トランジスタ２５から
の出力電圧と基準電圧源２６からの基準電圧Ｖref との
差電圧を電流に変換する。電流増幅器１３からの出力電
流は、ＬＰＦ用のコンデンサ２７に送られると共に、ト
ランジスタ２５のベースに帰還される。
【００２４】このような構成の実施例においても、上記
図１の実施例と同様に、簡単な回路構成で、電源オンや
記録／再生モード切換時の充放電を急速に行え、切換等
の時間を短縮化することができる。
図１の実施例と同様に、簡単な回路構成で、電源オンや
記録／再生モード切換時の充放電を急速に行え、切換等
の時間を短縮化することができる。
【００２５】
【発明の効果】以上の説明からも明らかなように、本発
明によれば、磁気抵抗効果型磁気ヘッドからの出力信号
を増幅する初段増幅手段と、この初段増幅手段からの出
力信号と基準電圧との差信号を増幅する電圧−電流変換
増幅手段と、この電圧−電流変換増幅手段の出力端子に
接続された定電流源と、上記電圧−電流変換増幅手段か
らの出力信号を増幅する電流増幅手段と、この電流増幅
手段に接続されたコンデンサと、上記電流増幅手段から
の出力信号を上記初段増幅手段の入力側に帰還する帰還
手段とを有しているため、電圧−電流変換増幅手段、定
電流源及び電流増幅手段とから成る増幅部のｇm 値が、
入力電圧に応じて変化するため、電源オン時等の再生回
路のオン、オフに伴うコンデンサの充放電を急速に行わ
せることができ、初段増幅手段出力の直流レベル変動を
なくすことができ、また、回路構成も簡単である。
明によれば、磁気抵抗効果型磁気ヘッドからの出力信号
を増幅する初段増幅手段と、この初段増幅手段からの出
力信号と基準電圧との差信号を増幅する電圧−電流変換
増幅手段と、この電圧−電流変換増幅手段の出力端子に
接続された定電流源と、上記電圧−電流変換増幅手段か
らの出力信号を増幅する電流増幅手段と、この電流増幅
手段に接続されたコンデンサと、上記電流増幅手段から
の出力信号を上記初段増幅手段の入力側に帰還する帰還
手段とを有しているため、電圧−電流変換増幅手段、定
電流源及び電流増幅手段とから成る増幅部のｇm 値が、
入力電圧に応じて変化するため、電源オン時等の再生回
路のオン、オフに伴うコンデンサの充放電を急速に行わ
せることができ、初段増幅手段出力の直流レベル変動を
なくすことができ、また、回路構成も簡単である。
【図１】本発明に係る磁気ヘッド用再生回路の一実施例
を示すブロック回路図である。
を示すブロック回路図である。
【図２】該一実施例の動作を説明するための出力波形図
である。
である。
【図３】該一実施例の動作を説明するためのグラフであ
る。
る。
【図４】本発明に係る磁気ヘッド用再生回路の他の実施
例を示すブロック回路図である。
例を示すブロック回路図である。
【図５】従来の磁気ヘッド用再生回路の一例を示すブロ
ック回路図である。
ック回路図である。
【図６】本発明の説明に供する磁気ヘッド用再生回路の
一例を示すブロック回路図である。
一例を示すブロック回路図である。
【図７】図６に示す磁気ヘッド用再生回路の動作を説明
するための出力波形図である。
するための出力波形図である。
１、２１・・・・・ＭＲ素子 ２・・・・・（ベース接地型）トランジスタ ５、２６・・・・・基準電圧源 ６、２７・・・・・ＬＰＦ用コンデンサ １０・・・・・増幅部 １１・・・・・ｇm アンプ １２・・・・・定電流源 １３・・・・・電流増幅器 ２２・・・・・電流源 ２３・・・・・直流カット用コンデンサ ２５・・・・・（エミッタ接地型）トランジスタ
Claims (3)
- 【請求項１】 磁気抵抗効果型磁気ヘッドからの出力信
号を増幅する初段増幅手段と、 この初段増幅手段からの出力信号と基準電圧との差信号
を増幅する電圧−電流変換増幅手段と、 この電圧−電流変換増幅手段の出力端子に接続された定
電流源と、 上記電圧−電流変換増幅手段からの出力信号を増幅する
電流増幅手段と、 この電流増幅手段に接続されたコンデンサと、 上記電流増幅手段からの出力信号を上記初段増幅手段の
入力側に帰還する帰還手段とを有することを特徴とする
磁気ヘッド用再生回路。 - 【請求項２】 上記初段増幅手段は、ベース接地トラン
ジスタで構成することを特徴とする請求項１記載の磁気
ヘッド用再生回路。 - 【請求項３】 上記初段増幅手段は、エミッタ接地トラ
ンジスタで構成することを特徴とする請求項１記載の磁
気ヘッド用再生回路。
Priority Applications (12)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05867593A JP3170936B2 (ja) | 1993-03-18 | 1993-03-18 | 磁気ヘッド用再生回路 |
| MYPI93002225A MY112702A (en) | 1992-10-30 | 1993-10-27 | Reproducing circuit for a magnetic head. |
| DE69325469T DE69325469T2 (de) | 1992-10-30 | 1993-10-29 | Wiedergabeschaltung für einen Magnetkopf |
| EP97112553A EP0805437B1 (en) | 1992-10-30 | 1993-10-29 | Reproducing circuit for a magnetic head |
| EP93117592A EP0595350B1 (en) | 1992-10-30 | 1993-10-29 | Reproducing circuit for a magnetic head |
| KR1019930022675A KR940009953A (ko) | 1992-10-30 | 1993-10-29 | 자기저항효과형 헤드용 기록재생장치 |
| DE69326170T DE69326170T2 (de) | 1992-10-30 | 1993-10-29 | Wiedergabeschaltung für einen Magnetkopf |
| DE69324542T DE69324542T2 (de) | 1992-10-30 | 1993-10-29 | Wiedergabeschaltung für einen Magnetkopf |
| EP97112552A EP0805436B1 (en) | 1992-10-30 | 1993-10-29 | Reproducing circuit for a magnetic head |
| US08/264,716 US5548453A (en) | 1992-10-30 | 1994-06-23 | Reproducing circuit for magneto-resistive head having an initial amplifying stage, a differential amplifying stage, and means for controlling the time of operation thereof |
| US08/264,473 US5940235A (en) | 1992-10-30 | 1994-06-23 | Reproducing circuit for a magnetic head incorporating the voltage-to-current and an exponent current amplifier |
| US08/447,901 US5959798A (en) | 1992-10-30 | 1995-05-23 | Reproducing circuit for a magnetic head having a variable gain amplifier with selective adjustment of the gain during recording and reproduction |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05867593A JP3170936B2 (ja) | 1993-03-18 | 1993-03-18 | 磁気ヘッド用再生回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06274808A JPH06274808A (ja) | 1994-09-30 |
| JP3170936B2 true JP3170936B2 (ja) | 2001-05-28 |
Family
ID=13091159
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP05867593A Expired - Fee Related JP3170936B2 (ja) | 1992-10-30 | 1993-03-18 | 磁気ヘッド用再生回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3170936B2 (ja) |
-
1993
- 1993-03-18 JP JP05867593A patent/JP3170936B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06274808A (ja) | 1994-09-30 |
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|---|---|---|---|
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