JP3168684B2 - モータ制御装置 - Google Patents
モータ制御装置Info
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- pwm
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＰＷＭによる直流モー
タの制御装置において、印加電圧の平均電圧をフィード
バックすることにより安定した速度制御を行うと共にト
ランジスタの発熱を抑えて電力消費を少なくした装置に
関する。
タの制御装置において、印加電圧の平均電圧をフィード
バックすることにより安定した速度制御を行うと共にト
ランジスタの発熱を抑えて電力消費を少なくした装置に
関する。
【０００２】
【従来技術】従来、車両用空調装置に使用されているブ
ロアモータには直流モータ（永久磁石励磁）が使用され
ている。そのモータの速度制御は、トランジスタを非飽
和領域で使用して印加直流電圧をアナログ的に連続変化
させることにより行われている。
ロアモータには直流モータ（永久磁石励磁）が使用され
ている。そのモータの速度制御は、トランジスタを非飽
和領域で使用して印加直流電圧をアナログ的に連続変化
させることにより行われている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上記のトランジスタの
ベース電圧による印加電圧の制御は、トランジスタのコ
レクタ損失が大きいため、自動車の電装品に用いるには
バッテリの電力消費が大きくなるという問題がある。こ
のことを解決するために、図４に示したように、ＰＷＭ
制御によりトランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）をオンオフ制
御して、モータの印加電圧の平均値を制御して速度制御
する方法が用いられている。このＰＷＭ制御では、図５
に示したように、同一周波数で入力のデューティ比を変
化させモータに印加される平均電圧を変化することによ
りその回転速度を制御している。しかし、トランジスタ
のスイッチング損失のため、特に、高い周波数及び高い
デューティ比で電流が大きいとき発熱が大きく電力消費
が大きくなるという問題があった。これに対し、低い周
波数を用いればスイッチング回数が減り発熱を少なくす
ることができるが可聴域の周波数を使用するとモータ異
音・うねりを感じ易くなるという問題があった。
ベース電圧による印加電圧の制御は、トランジスタのコ
レクタ損失が大きいため、自動車の電装品に用いるには
バッテリの電力消費が大きくなるという問題がある。こ
のことを解決するために、図４に示したように、ＰＷＭ
制御によりトランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）をオンオフ制
御して、モータの印加電圧の平均値を制御して速度制御
する方法が用いられている。このＰＷＭ制御では、図５
に示したように、同一周波数で入力のデューティ比を変
化させモータに印加される平均電圧を変化することによ
りその回転速度を制御している。しかし、トランジスタ
のスイッチング損失のため、特に、高い周波数及び高い
デューティ比で電流が大きいとき発熱が大きく電力消費
が大きくなるという問題があった。これに対し、低い周
波数を用いればスイッチング回数が減り発熱を少なくす
ることができるが可聴域の周波数を使用するとモータ異
音・うねりを感じ易くなるという問題があった。
【０００４】本発明は上記課題を解決するために成され
たものであり、その目的は、ＰＷＭ制御において、目標
速度が可変できる定速度制御を達成すると共にモータ異
音・うねりがなく、デューティ比が大きい場合における
トランジスタの発熱を抑えることである。
たものであり、その目的は、ＰＷＭ制御において、目標
速度が可変できる定速度制御を達成すると共にモータ異
音・うねりがなく、デューティ比が大きい場合における
トランジスタの発熱を抑えることである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
の発明の構成は、速度指令値と直流モータの回転速度に
基づく帰還値とに応じてデューティ比を決定する閾値信
号を出力し、第１の周波数の三角波と前記閾値信号とに
応じてデューティ比制御された第１のＰＷＭ信号を生成
し、そのＰＷＭ信号により前記直流モータをＰＷＭ制御
するモータ制御装置において、前記閾値信号に関連した
信号が所定のデューティ比に対応する所定値を越えたか
を判定する判定回路と、前記第１の周波数の三角波と前
記所定値とに応じて第２のＰＷＭ信号を生成する第１信
号生成回路と、前記第１の周波数より低い第２の周波数
の三角波を発生する三角波発生回路と、前記判定回路に
より前記閾値信号に関連した信号が前記所定値を越えた
と判定された場合には、前記第２の周波数の三角波と前
記閾値信号に関連した信号とに応じて第３のＰＷＭ信号
を生成する第２信号生成回路と、前記判定回路により前
記閾値信号に関連した信号が前記所定値を越えたと判定
された場合には、前記第２のＰＷＭ信号と前記第３のＰ
ＷＭ信号とを合成する論理和回路とを有し、前記閾値信
号に関連した信号が前記所定値を越えない場合には前記
第１のＰＷＭ信号により、前記閾値信号に関連した信号
が前記所定値を越えた場合には前記論理和回路から出力
される前記合成されたＰＷＭ信号により前記直流モータ
を制御する制御回路を備えたことを特徴とする。
の発明の構成は、速度指令値と直流モータの回転速度に
基づく帰還値とに応じてデューティ比を決定する閾値信
号を出力し、第１の周波数の三角波と前記閾値信号とに
応じてデューティ比制御された第１のＰＷＭ信号を生成
し、そのＰＷＭ信号により前記直流モータをＰＷＭ制御
するモータ制御装置において、前記閾値信号に関連した
信号が所定のデューティ比に対応する所定値を越えたか
を判定する判定回路と、前記第１の周波数の三角波と前
記所定値とに応じて第２のＰＷＭ信号を生成する第１信
号生成回路と、前記第１の周波数より低い第２の周波数
の三角波を発生する三角波発生回路と、前記判定回路に
より前記閾値信号に関連した信号が前記所定値を越えた
と判定された場合には、前記第２の周波数の三角波と前
記閾値信号に関連した信号とに応じて第３のＰＷＭ信号
を生成する第２信号生成回路と、前記判定回路により前
記閾値信号に関連した信号が前記所定値を越えたと判定
された場合には、前記第２のＰＷＭ信号と前記第３のＰ
ＷＭ信号とを合成する論理和回路とを有し、前記閾値信
号に関連した信号が前記所定値を越えない場合には前記
第１のＰＷＭ信号により、前記閾値信号に関連した信号
が前記所定値を越えた場合には前記論理和回路から出力
される前記合成されたＰＷＭ信号により前記直流モータ
を制御する制御回路を備えたことを特徴とする。
【０００６】
【作用】速度指令値（目標回転速度）と直流モータの回
転速度に基づく帰還値（実際の回転速度）との偏差が零
となるように、ＰＷＭの変調率が負帰還制御される。こ
の制御により、実際の回転速度は速度指令値に安定して
追随することになり、直流モータのＰＷＭ制御におい
て、安定した精密な速度制御となる。
転速度に基づく帰還値（実際の回転速度）との偏差が零
となるように、ＰＷＭの変調率が負帰還制御される。こ
の制御により、実際の回転速度は速度指令値に安定して
追随することになり、直流モータのＰＷＭ制御におい
て、安定した精密な速度制御となる。
【０００７】上記速度指令値と上記帰還値とに応じてデ
ューティ比を決定する閾値信号が出力される。判定回路
により上記閾値信号に関連した信号が所定のデューティ
比に対応する所定値を越えたか否かが判定される。ここ
で、上記閾値信号に関連した信号が上記所定値を越えな
い場合には、高い周波数である第１の周波数の三角波と
その閾値信号に関連した信号とに応じて生成された第１
のＰＷＭ信号により上記直流モータが制御される。この
場合には、閾値信号に関連した信号が所定値より小さ
く、即ち、発熱が少ない範囲であり高い周波数に基づく
第１のＰＷＭ信号によりＰＷＭ制御が達成される。
ューティ比を決定する閾値信号が出力される。判定回路
により上記閾値信号に関連した信号が所定のデューティ
比に対応する所定値を越えたか否かが判定される。ここ
で、上記閾値信号に関連した信号が上記所定値を越えな
い場合には、高い周波数である第１の周波数の三角波と
その閾値信号に関連した信号とに応じて生成された第１
のＰＷＭ信号により上記直流モータが制御される。この
場合には、閾値信号に関連した信号が所定値より小さ
く、即ち、発熱が少ない範囲であり高い周波数に基づく
第１のＰＷＭ信号によりＰＷＭ制御が達成される。
【０００８】又、第１信号生成回路により上記第１の周
波数の三角波と上記所定値とに応じた第２のＰＷＭ信号
が生成される。又、上記閾値信号に関連した信号が上記
所定値を越えた場合には三角波発生回路から第１の周波
数より低い第２の周波数の三角波が出力状態とされ、そ
の閾値信号に関連した信号とに応じて第３のＰＷＭ信号
が生成される。そして、論理和回路にて第２のＰＷＭ信
号と第３のＰＷＭ信号とから合成されたＰＷＭ信号によ
り上記直流モータが制御される。この場合には、閾値信
号に関連した信号が所定値より大きく、即ち、発熱が大
きい範囲であるため、先ず、高い周波数にて所定のデュ
ーティ比に応じた固定されたＰＷＭ信号が生成される。
そして、上記固定されたＰＷＭ信号とそれより低い周波
数の三角波とその閾値信号に関連した信号とに応じて生
成されたＰＷＭ信号とを合成したＰＷＭ信号によりＰＷ
Ｍ制御が達成される。
波数の三角波と上記所定値とに応じた第２のＰＷＭ信号
が生成される。又、上記閾値信号に関連した信号が上記
所定値を越えた場合には三角波発生回路から第１の周波
数より低い第２の周波数の三角波が出力状態とされ、そ
の閾値信号に関連した信号とに応じて第３のＰＷＭ信号
が生成される。そして、論理和回路にて第２のＰＷＭ信
号と第３のＰＷＭ信号とから合成されたＰＷＭ信号によ
り上記直流モータが制御される。この場合には、閾値信
号に関連した信号が所定値より大きく、即ち、発熱が大
きい範囲であるため、先ず、高い周波数にて所定のデュ
ーティ比に応じた固定されたＰＷＭ信号が生成される。
そして、上記固定されたＰＷＭ信号とそれより低い周波
数の三角波とその閾値信号に関連した信号とに応じて生
成されたＰＷＭ信号とを合成したＰＷＭ信号によりＰＷ
Ｍ制御が達成される。
【０００９】
【実施例】以下、本発明を具体的な実施例に基づいて説
明する。図１は本発明に係るモータ制御装置の構成を示
した回路図である。又、図２は図１における各信号波形
Ｖ1 〜Ｖ6 を示したタイミングチャートである。永久磁
石励磁型の直流モータ２０の電機子は整流子２１を介し
て電源（バッテリ）１０から給電されている。直流モー
タ２０には回生電流を流すフライホイールダイオード２
５が並列に接続されている。そして、電機子への給電回
路にはオンオフ動作するトランジスタ３０(ＭＯＳＦＥ
Ｔ)が直列に挿入されている。
明する。図１は本発明に係るモータ制御装置の構成を示
した回路図である。又、図２は図１における各信号波形
Ｖ1 〜Ｖ6 を示したタイミングチャートである。永久磁
石励磁型の直流モータ２０の電機子は整流子２１を介し
て電源（バッテリ）１０から給電されている。直流モー
タ２０には回生電流を流すフライホイールダイオード２
５が並列に接続されている。そして、電機子への給電回
路にはオンオフ動作するトランジスタ３０(ＭＯＳＦＥ
Ｔ)が直列に挿入されている。
【００１０】直流モータ２０の両端子は差動積分回路１
１の１１ａ端子、１１ｂ端子に接続されている。差動積
分回路１１は直流モータ２０に印加されたパルス幅変調
された電圧( 以下、ＰＷＭ電圧という) の平均値に比例
した帰還値である電圧（以下、平均電圧という) Ｖ7 を
出力する回路である。直流モータ２０への印加電圧をＰ
ＷＭ制御するトランジスタ３０のゲートには論理和回路
９からのＰＷＭ信号Ｖ6 が入力している。差動積分回路
１１の出力する平均電圧Ｖ7 が所定のデューティ比とし
て本実施例のデューティ比90％に対する電圧値より小さ
いときには、判定回路を構成するコンパレータ１７によ
りスイッチ６，８が実線側に接続され、上記論理和回路
９にはコンパレータ５の出力する第１のＰＷＭ信号であ
るＰＷＭ信号Ｖ2 のみが入力している。又、上記平均電
圧Ｖ7 がデューティ比90％に対する電圧値より大きいと
き、コンパレータ１７によりスイッチ６，８が破線側に
接続され、論理和回路９にはコンパレータ５の出力する
第３のＰＷＭ信号であるＰＷＭ信号Ｖ4 とコンパレータ
７の出力する第２のＰＷＭ信号であるＰＷＭ信号Ｖ5 と
が入力している。このように、上記コンパレータ５の反
転入力端子には、上記平均電圧Ｖ7 がデューティ比90％
に対する電圧値より小さいときには三角波発生回路４の
出力する第１の周波数である20ＫＨz の三角波電圧Ｖ1
が入力される。又、コンパレータ５の反転入力端子に
は、上記平均電圧Ｖ7 がデューティ比90％に対する電圧
値より大きいときには三角波発生回路４の出力する第２
の周波数である１ＫＨz の三角波電圧Ｖ3 が入力され
る。尚、上記三角波発生回路４から出力される三角波と
しては、図２に示したような波形形状に限定されること
なく、この他、立ち上がりと立ち下がりとの傾斜が異な
るような所謂のこぎり波形状であっても良い。
１の１１ａ端子、１１ｂ端子に接続されている。差動積
分回路１１は直流モータ２０に印加されたパルス幅変調
された電圧( 以下、ＰＷＭ電圧という) の平均値に比例
した帰還値である電圧（以下、平均電圧という) Ｖ7 を
出力する回路である。直流モータ２０への印加電圧をＰ
ＷＭ制御するトランジスタ３０のゲートには論理和回路
９からのＰＷＭ信号Ｖ6 が入力している。差動積分回路
１１の出力する平均電圧Ｖ7 が所定のデューティ比とし
て本実施例のデューティ比90％に対する電圧値より小さ
いときには、判定回路を構成するコンパレータ１７によ
りスイッチ６，８が実線側に接続され、上記論理和回路
９にはコンパレータ５の出力する第１のＰＷＭ信号であ
るＰＷＭ信号Ｖ2 のみが入力している。又、上記平均電
圧Ｖ7 がデューティ比90％に対する電圧値より大きいと
き、コンパレータ１７によりスイッチ６，８が破線側に
接続され、論理和回路９にはコンパレータ５の出力する
第３のＰＷＭ信号であるＰＷＭ信号Ｖ4 とコンパレータ
７の出力する第２のＰＷＭ信号であるＰＷＭ信号Ｖ5 と
が入力している。このように、上記コンパレータ５の反
転入力端子には、上記平均電圧Ｖ7 がデューティ比90％
に対する電圧値より小さいときには三角波発生回路４の
出力する第１の周波数である20ＫＨz の三角波電圧Ｖ1
が入力される。又、コンパレータ５の反転入力端子に
は、上記平均電圧Ｖ7 がデューティ比90％に対する電圧
値より大きいときには三角波発生回路４の出力する第２
の周波数である１ＫＨz の三角波電圧Ｖ3 が入力され
る。尚、上記三角波発生回路４から出力される三角波と
しては、図２に示したような波形形状に限定されること
なく、この他、立ち上がりと立ち下がりとの傾斜が異な
るような所謂のこぎり波形状であっても良い。
【００１１】そして、コンパレータ５の非反転入力端子
には偏差積分回路３からの閾値信号である出力電圧ＶTH
が入力している。直流モータ２０に印加される電圧のＰ
ＷＭの変調率（デューティレシオ）は、この出力電圧Ｖ
THに比例するので、以下、この出力電圧ＶTHを変調率制
御電圧ＶTHという。偏差積分回路３には、回転速度に関
する速度指令値である指令電圧Ｖinが端子３ａから入力
し、差動積分回路１１から出力される平均電圧Ｖ7 が端
子３ｂから入力している。尚、本実施例では偏差積分回
路３に閾値信号に関連した信号として平均電圧Ｖ7 を差
動積分回路１１から入力しているが、この他、直流モー
タ２０に直接タコジェネレータを接続し回転数を取り出
しその回転速度に比例した信号を入力しても良い。又、
端子３ｂに入力される差動積分回路１１からの平均電圧
Ｖ7 はオフセット用ボルテージフォロア１３及び加算用
オペアンプ１５によりオフセット量及び傾き量が調整さ
れ、指令電圧Ｖinに対応する直流モータ２０の駆動電圧
が決定される。
には偏差積分回路３からの閾値信号である出力電圧ＶTH
が入力している。直流モータ２０に印加される電圧のＰ
ＷＭの変調率（デューティレシオ）は、この出力電圧Ｖ
THに比例するので、以下、この出力電圧ＶTHを変調率制
御電圧ＶTHという。偏差積分回路３には、回転速度に関
する速度指令値である指令電圧Ｖinが端子３ａから入力
し、差動積分回路１１から出力される平均電圧Ｖ7 が端
子３ｂから入力している。尚、本実施例では偏差積分回
路３に閾値信号に関連した信号として平均電圧Ｖ7 を差
動積分回路１１から入力しているが、この他、直流モー
タ２０に直接タコジェネレータを接続し回転数を取り出
しその回転速度に比例した信号を入力しても良い。又、
端子３ｂに入力される差動積分回路１１からの平均電圧
Ｖ7 はオフセット用ボルテージフォロア１３及び加算用
オペアンプ１５によりオフセット量及び傾き量が調整さ
れ、指令電圧Ｖinに対応する直流モータ２０の駆動電圧
が決定される。
【００１２】又、差動積分回路１１から出力される平均
電圧Ｖ7 はコンパレータ１７の非反転入力端子に入力し
ている。そして、コンパレータ１７の反転入力端子に入
力されている電圧より平均電圧Ｖ7 が低いときにはスイ
ッチ６，８は実線で示した状態に保持される。反対に、
コンパレータ１７の反転入力端子に入力されている電圧
より平均電圧Ｖ7 が高くなるとスイッチ６，８が破線で
示した状態に切り替え接続される。
電圧Ｖ7 はコンパレータ１７の非反転入力端子に入力し
ている。そして、コンパレータ１７の反転入力端子に入
力されている電圧より平均電圧Ｖ7 が低いときにはスイ
ッチ６，８は実線で示した状態に保持される。反対に、
コンパレータ１７の反転入力端子に入力されている電圧
より平均電圧Ｖ7 が高くなるとスイッチ６，８が破線で
示した状態に切り替え接続される。
【００１３】以下、本装置の作動について説明する。 (1) 作動積分回路１１の出力する平均電圧値がデューテ
ィ比90％に対する電圧値より小さい場合 上述したように、コンパレータ１７からは出力がないの
で、スイッチ６，８は図１に実線で示した状態に保持さ
れる。すると、三角波発生回路４から20ＫＨz の三角波
電圧Ｖ1 がコンパレータ５の反転入力端子に入力され
る。直流モータ２０に印加されたＰＷＭ電圧の平均電圧
Ｖ7 と指令電圧Ｖinとが偏差積分回路３に入力され、そ
の出力電圧ＶTHがコンパレータ５の非反転入力端子に入
力される。この出力電圧ＶTHのレベルによりコンパレー
タ５の出力するＰＷＭ信号Ｖ2 の矩形波の幅が決定され
る。この場合には、デューティ比が90％より小さいの
で、図３に示したように、発熱量も少なく、又、20ＫＨ
z の三角波であるのでモータの異音・うねりを感じるこ
とはない。
ィ比90％に対する電圧値より小さい場合 上述したように、コンパレータ１７からは出力がないの
で、スイッチ６，８は図１に実線で示した状態に保持さ
れる。すると、三角波発生回路４から20ＫＨz の三角波
電圧Ｖ1 がコンパレータ５の反転入力端子に入力され
る。直流モータ２０に印加されたＰＷＭ電圧の平均電圧
Ｖ7 と指令電圧Ｖinとが偏差積分回路３に入力され、そ
の出力電圧ＶTHがコンパレータ５の非反転入力端子に入
力される。この出力電圧ＶTHのレベルによりコンパレー
タ５の出力するＰＷＭ信号Ｖ2 の矩形波の幅が決定され
る。この場合には、デューティ比が90％より小さいの
で、図３に示したように、発熱量も少なく、又、20ＫＨ
z の三角波であるのでモータの異音・うねりを感じるこ
とはない。
【００１４】(2) 作動積分回路１１の出力する平均電圧
値がデューティ比90％に対する電圧値より大きい場合 上述したように、コンパレータ１７からの出力により、
スイッチ６，８は図１に破線で示した状態に切り替えら
れる。すると、三角波発生回路４から20ＫＨz の三角波
電圧Ｖ1 がコンパレータ７の反転入力端子に入力され
る。このコンパレータ７の非反転入力端子にはデューテ
ィ比90％に対応した電圧値が印加されている。従って、
コンパレータ７の出力であるＰＷＭ信号Ｖ5 は20ＫＨz
の三角波電圧Ｖ1 のデューティ比90％に対応したものと
なる。
値がデューティ比90％に対する電圧値より大きい場合 上述したように、コンパレータ１７からの出力により、
スイッチ６，８は図１に破線で示した状態に切り替えら
れる。すると、三角波発生回路４から20ＫＨz の三角波
電圧Ｖ1 がコンパレータ７の反転入力端子に入力され
る。このコンパレータ７の非反転入力端子にはデューテ
ィ比90％に対応した電圧値が印加されている。従って、
コンパレータ７の出力であるＰＷＭ信号Ｖ5 は20ＫＨz
の三角波電圧Ｖ1 のデューティ比90％に対応したものと
なる。
【００１５】一方、三角波発生回路４から１ＫＨz の三
角波電圧Ｖ3 がコンパレータ５の反転入力端子に入力さ
れる。このコンパレータ５の非反転入力端子には偏差積
分回路３からの電圧値が印加される。この電圧値がデュ
ーティ比90％に対応しているときには、コンパレータ５
の出力するＰＷＭ信号Ｖ4 の矩形波の幅は零であるよう
に三角波発生回路４から１ＫＨz の三角波電圧Ｖ3 はそ
の電圧分オフセットされている。即ち、論理和回路９へ
の入力はデューティ比90％近傍ではほぼコンパレータ７
からのＰＷＭ信号Ｖ5 のみであり、デューティ比が90％
を越えて大きくなるとコンパレータ５からのＰＷＭ信号
Ｖ4 の矩形波の幅が広くなる。すると、論理和回路９か
ら出力されトランジスタ３０のゲートに印加される実際
のＰＷＭ信号Ｖ6 はデューティ比90％の矩形波とデュー
ティ比 100％の矩形波が交互にくるような波形となる。
例えば、デューティ比90％の矩形波とデューティ比 100
％の矩形波が時間的に半分ずつであればスイッチング回
数がほぼ半分になるにも拘わらず平均デューティ比は95
％となる。
角波電圧Ｖ3 がコンパレータ５の反転入力端子に入力さ
れる。このコンパレータ５の非反転入力端子には偏差積
分回路３からの電圧値が印加される。この電圧値がデュ
ーティ比90％に対応しているときには、コンパレータ５
の出力するＰＷＭ信号Ｖ4 の矩形波の幅は零であるよう
に三角波発生回路４から１ＫＨz の三角波電圧Ｖ3 はそ
の電圧分オフセットされている。即ち、論理和回路９へ
の入力はデューティ比90％近傍ではほぼコンパレータ７
からのＰＷＭ信号Ｖ5 のみであり、デューティ比が90％
を越えて大きくなるとコンパレータ５からのＰＷＭ信号
Ｖ4 の矩形波の幅が広くなる。すると、論理和回路９か
ら出力されトランジスタ３０のゲートに印加される実際
のＰＷＭ信号Ｖ6 はデューティ比90％の矩形波とデュー
ティ比 100％の矩形波が交互にくるような波形となる。
例えば、デューティ比90％の矩形波とデューティ比 100
％の矩形波が時間的に半分ずつであればスイッチング回
数がほぼ半分になるにも拘わらず平均デューティ比は95
％となる。
【００１６】この場合には、デューティ比が90％より大
きいので、図３に示したように、従来は発熱量が大きく
なっていたが、スイッチング回数が減った分だけ発熱量
が抑えられる。更に、ＰＷＭ信号Ｖ6 はデューティ比が
90％と 100％との矩形波から成りデューティ比が比較的
近い値であるため、この場合にもモータの異音・うねり
は感じられ難いという効果がある。尚、上述の実施例に
おいては、20ＫＨz 及び１ＫＨz の二種類の三角波を用
いてデューティ比制御を達成している。ここで、例え
ば、10ＫＨz の三角波を加え三種類として例えば、デュ
ーティ比90％より大きいときのＰＷＭ信号波形の構成を
20ＫＨz →10ＫＨz →１ＫＨz →10ＫＨz →20ＫＨz と
繰り返し変化するようにすると更に、モータの異音・う
ねりを感じないようにできる。
きいので、図３に示したように、従来は発熱量が大きく
なっていたが、スイッチング回数が減った分だけ発熱量
が抑えられる。更に、ＰＷＭ信号Ｖ6 はデューティ比が
90％と 100％との矩形波から成りデューティ比が比較的
近い値であるため、この場合にもモータの異音・うねり
は感じられ難いという効果がある。尚、上述の実施例に
おいては、20ＫＨz 及び１ＫＨz の二種類の三角波を用
いてデューティ比制御を達成している。ここで、例え
ば、10ＫＨz の三角波を加え三種類として例えば、デュ
ーティ比90％より大きいときのＰＷＭ信号波形の構成を
20ＫＨz →10ＫＨz →１ＫＨz →10ＫＨz →20ＫＨz と
繰り返し変化するようにすると更に、モータの異音・う
ねりを感じないようにできる。
【００１７】
【発明の効果】本発明は、以上説明したように構成さ
れ、速度指令値と直流モータの回転速度に基づく帰還値
との偏差が減少するように直流モータへの印加電圧をＰ
ＷＭ制御するため、モータの回転速度及び回転精度が安
定する。判定回路により閾値信号に関連した信号と所定
のデューティ比に対応する所定値とが比較判定される。
この結果、閾値信号に関連した信号が所定値を越えない
場合には従来どおりの高い周波数に基づくＰＷＭ信号が
採用されＰＷＭ制御されてもトランジスタの通電時間が
短く電流も小さいため発熱が少なく、更に、可聴域外の
周波数を用いればモータの異音・うねりを感じることを
避けることができる。又、閾値信号に関連した信号が所
定値を越えた場合には閾値信号に関連した信号がその所
定値に固定された高い周波数に基づくＰＷＭ信号と、所
定値を越えた分はそれより低い周波数に基づくＰＷＭ信
号とが合成されたＰＷＭ信号によりＰＷＭ制御される。
これにより、デューティ比が高い範囲におけるトランジ
スタのスイッチング回数が減り発熱が抑えられると共に
各周波数のデューティ比が似通っていることによりモー
タ異音・うねりを感じ難くできる。
れ、速度指令値と直流モータの回転速度に基づく帰還値
との偏差が減少するように直流モータへの印加電圧をＰ
ＷＭ制御するため、モータの回転速度及び回転精度が安
定する。判定回路により閾値信号に関連した信号と所定
のデューティ比に対応する所定値とが比較判定される。
この結果、閾値信号に関連した信号が所定値を越えない
場合には従来どおりの高い周波数に基づくＰＷＭ信号が
採用されＰＷＭ制御されてもトランジスタの通電時間が
短く電流も小さいため発熱が少なく、更に、可聴域外の
周波数を用いればモータの異音・うねりを感じることを
避けることができる。又、閾値信号に関連した信号が所
定値を越えた場合には閾値信号に関連した信号がその所
定値に固定された高い周波数に基づくＰＷＭ信号と、所
定値を越えた分はそれより低い周波数に基づくＰＷＭ信
号とが合成されたＰＷＭ信号によりＰＷＭ制御される。
これにより、デューティ比が高い範囲におけるトランジ
スタのスイッチング回数が減り発熱が抑えられると共に
各周波数のデューティ比が似通っていることによりモー
タ異音・うねりを感じ難くできる。
【図１】本発明の具体的な一実施例に係るモータ制御装
置の構成を示した回路図。
置の構成を示した回路図。
【図２】図１における各信号波形Ｖ1 〜Ｖ6 を示したタ
イミングチャートである。
イミングチャートである。
【図３】直流モータに印加される平均電圧のデューティ
比と発熱量との関係を示した特性図である。
比と発熱量との関係を示した特性図である。
【図４】従来の直流モータをＰＷＭ制御するときの構成
を示した回路図である。
を示した回路図である。
【図５】図４のトランジスタに印加されるＰＷＭ電圧波
形を示した説明図である。
形を示した説明図である。
３−偏差積分回路 ４−三角波発生回路 ５−コンパレータ（第２信号生成回路） ７−コンパレータ（第１信号生成回路） ９−論理和回路 １１−差動積分回路 １７−コンパレータ（判定回路） ２０−直流モータ ３０−トランジスタ(ＭＯＳＦＥＴ)
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02P 5/00 - 5/26 H02P 7/00 - 7/34
Claims (1)
- 【請求項１】 速度指令値と直流モータの回転速度に基
づく帰還値とに応じてデューティ比を決定する閾値信号
を出力し、第１の周波数の三角波と前記閾値信号とに応
じてデューティ比制御された第１のＰＷＭ信号を生成
し、そのＰＷＭ信号により前記直流モータをＰＷＭ制御
するモータ制御装置において、 前記閾値信号に関連した信号が所定のデューティ比に対
応する所定値を越えたかを判定する判定回路と、 前記第１の周波数の三角波と前記所定値とに応じて第２
のＰＷＭ信号を生成する第１信号生成回路と、 前記第１の周波数より低い第２の周波数の三角波を発生
する三角波発生回路と、 前記判定回路により前記閾値信号に関連した信号が前記
所定値を越えたと判定された場合には、前記第２の周波
数の三角波と前記閾値信号に関連した信号とに応じて第
３のＰＷＭ信号を生成する第２信号生成回路と、 前記判定回路により前記閾値信号に関連した信号が前記
所定値を越えたと判定された場合には、前記第２のＰＷ
Ｍ信号と前記第３のＰＷＭ信号とを合成する論理和回路
とを有し、 前記閾値信号に関連した信号が前記所定値を越えない場
合には前記第１のＰＷＭ信号により、前記閾値信号に関
連した信号が前記所定値を越えた場合には前記論理和回
路から出力される前記合成されたＰＷＭ信号により前記
直流モータを制御する制御回路を備えたことを特徴とす
るモータ制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11307792A JP3168684B2 (ja) | 1992-04-06 | 1992-04-06 | モータ制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11307792A JP3168684B2 (ja) | 1992-04-06 | 1992-04-06 | モータ制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0630594A JPH0630594A (ja) | 1994-02-04 |
| JP3168684B2 true JP3168684B2 (ja) | 2001-05-21 |
Family
ID=14602900
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11307792A Expired - Lifetime JP3168684B2 (ja) | 1992-04-06 | 1992-04-06 | モータ制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3168684B2 (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CA2315371A1 (en) | 1997-12-25 | 1999-07-08 | Saburo Chida | A novel microorganism and a process for producing polyol by use of the same |
| US6687555B1 (en) | 1998-04-21 | 2004-02-03 | Denso Corporation | Linear solenoid control apparatus and method having increased responsiveness features |
| US9133554B2 (en) | 2006-02-08 | 2015-09-15 | Dynamic Food Ingredients Corporation | Methods for the electrolytic production of erythritol |
| US7917017B2 (en) | 2006-11-14 | 2011-03-29 | Denso Corporation | Motor drive apparatus and method |
| DE102007055837B4 (de) | 2007-03-07 | 2011-04-28 | Denso Corporation, Kariya-City | Last-Ansteuerverfahren |
| ATE454745T1 (de) * | 2007-11-28 | 2010-01-15 | Magneti Marelli Spa | Verfahren zur steuerung eines elektromotors mithilfe der pbm-technik |
| JP2009153330A (ja) * | 2007-12-21 | 2009-07-09 | Yazaki Corp | 電動ファンの制御装置 |
-
1992
- 1992-04-06 JP JP11307792A patent/JP3168684B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0630594A (ja) | 1994-02-04 |
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