JP3140034B2 - 分数調波ミクサ - Google Patents
分数調波ミクサInfo
- Publication number
- JP3140034B2 JP3140034B2 JP02260325A JP26032590A JP3140034B2 JP 3140034 B2 JP3140034 B2 JP 3140034B2 JP 02260325 A JP02260325 A JP 02260325A JP 26032590 A JP26032590 A JP 26032590A JP 3140034 B2 JP3140034 B2 JP 3140034B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- pair
- diodes
- low
- pass filter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D9/00—Demodulation or transference of modulation of modulated electromagnetic waves
- H03D9/06—Transference of modulation using distributed inductance and capacitance
- H03D9/0608—Transference of modulation using distributed inductance and capacitance by means of diodes
- H03D9/0633—Transference of modulation using distributed inductance and capacitance by means of diodes mounted on a stripline circuit
- H03D9/0641—Transference of modulation using distributed inductance and capacitance by means of diodes mounted on a stripline circuit located in a hollow waveguide
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B19/00—Generation of oscillations by non-regenerative frequency multiplication or division of a signal from a separate source
- H03B19/16—Generation of oscillations by non-regenerative frequency multiplication or division of a signal from a separate source using uncontrolled rectifying devices, e.g. rectifying diodes or Schottky diodes
- H03B19/18—Generation of oscillations by non-regenerative frequency multiplication or division of a signal from a separate source using uncontrolled rectifying devices, e.g. rectifying diodes or Schottky diodes and elements comprising distributed inductance and capacitance
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0001—Circuit elements of demodulators
- H03D2200/0017—Intermediate frequency filter
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0001—Circuit elements of demodulators
- H03D2200/0023—Balun circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
- H03D2200/0082—Quadrature arrangements
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
- H03D7/1408—Balanced arrangements with diodes
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D9/00—Demodulation or transference of modulation of modulated electromagnetic waves
- H03D9/06—Transference of modulation using distributed inductance and capacitance
- H03D9/0608—Transference of modulation using distributed inductance and capacitance by means of diodes
- H03D9/0633—Transference of modulation using distributed inductance and capacitance by means of diodes mounted on a stripline circuit
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （技術分野） 本発明は、平衡ミクサに関し、特に対をたすダイオー
ドが分数調波ミクサを形成するように配置される平衡ミ
クサに関する。
ドが分数調波ミクサを形成するように配置される平衡ミ
クサに関する。
（背景技術） 典型的なレーダ受信機においては、適当な線路フィル
タを用いてどんな偽（スプリアス）信号も選択的に減衰
させることにより偽信号の望ましくない影響を減少させ
るこそが望ましい。このような回路は、受信機の複雑さ
を増し、受信機性能を低下させる。技術が進歩するに伴
い、ますます高くなる周波数のレーダ信号が考えられ
る。高い周波数では、構成要素の挿入損失が増加し、高
い周波数で使用されるどんな公知のタイプのミクサの構
成要素も受信機の感度を制限する大きな影響を有する。
従って、固有の濾波特性を持つミクサを提供することが
望ましく、このようなミクサは偽信号およびイメージ信
号を抑制することができ、低い変換損失を持ち、また典
型的なミクサよりも物理的に簡単である。
タを用いてどんな偽（スプリアス）信号も選択的に減衰
させることにより偽信号の望ましくない影響を減少させ
るこそが望ましい。このような回路は、受信機の複雑さ
を増し、受信機性能を低下させる。技術が進歩するに伴
い、ますます高くなる周波数のレーダ信号が考えられ
る。高い周波数では、構成要素の挿入損失が増加し、高
い周波数で使用されるどんな公知のタイプのミクサの構
成要素も受信機の感度を制限する大きな影響を有する。
従って、固有の濾波特性を持つミクサを提供することが
望ましく、このようなミクサは偽信号およびイメージ信
号を抑制することができ、低い変換損失を持ち、また典
型的なミクサよりも物理的に簡単である。
（発明の概要） 本発明の前記背景を念頭において、本発明の主な目的
は、別個のフィルタを必要とすることなく本質的に偽信
号およびイメージ信号の双方を抑制するためのミクサを
提供することである。
は、別個のフィルタを必要とすることなく本質的に偽信
号およびイメージ信号の双方を抑制するためのミクサを
提供することである。
本発明の別の目的は、信号強化を用いて低い変換損失
を持つミクサの提供にある。
を持つミクサの提供にある。
本発明の更に別の目的は、物理的な簡素さを有するミ
クサの提供にある。
クサの提供にある。
本発明の更に他の目的は、高いピーク電力保護が必要
ではないミクサの提供にある。
ではないミクサの提供にある。
本発明の上記および他の目的は、薄い基板上に置かれ
たミキシング要素として２対の逆並列ダイオードを用
い、各対のダイオードが４つのポートを持つ直角ハイブ
リッドの各ポートに対して加えられる中間周波信号を生
じるミクサにより一般に満たされる。この基板は、ダイ
オードが導波管内のRFエネルギを受けるように、導波管
の横断面内に置かれる。局部発振器信号が、3dBの電力
分割器の入力ポートへ加えられ、第１および第２の局部
発振器（LO）信号を生じ、第２のLO信号が45゜位相が遅
らされ、各LO信号が各対のダイオードに加えられる時第
２のLO信号の第２高調波に対して90゜の位相シフトを生
じる。第１の中間IF信号は、第１のダイオード対により
生成され、直角ハイブリッドの第１ポートに加えられ
る。第２のダイオード対によって、第２中間IF信号が発
生され、直角ハイブリッドの第２ポートに加えられる。
第１中間IF信号は、第２中間IF信号の位相よりも90゜進
む位相を有し、直角ハイブリッドで第２中間IF信号と加
算され、直角ハイブリッドの第３ポートに所望の総合IF
信号を発生する。第１及び第２ダイオード対によって夫
々発生される第１及び第２イメージIF信号は、直角ハイ
ブリッドの夫々第１及び第２ポートにも加えられる。第
１イメージIF信号は、第２イメージIF信号の位相よりも
90゜遅れた位相を有し、直角ハイブリッドで第２イメー
ジIF信号と加算され、直角ハイブリッドの第４ポートに
総合イメージIF信号を発生する。従って、所望のIF信号
とイメージIF信号は直角ハイブリッドにより２つの別個
のポートへ分割されて、イメージIF信号は終端させられ
る一方所望のIF信号は次に処理される。
たミキシング要素として２対の逆並列ダイオードを用
い、各対のダイオードが４つのポートを持つ直角ハイブ
リッドの各ポートに対して加えられる中間周波信号を生
じるミクサにより一般に満たされる。この基板は、ダイ
オードが導波管内のRFエネルギを受けるように、導波管
の横断面内に置かれる。局部発振器信号が、3dBの電力
分割器の入力ポートへ加えられ、第１および第２の局部
発振器（LO）信号を生じ、第２のLO信号が45゜位相が遅
らされ、各LO信号が各対のダイオードに加えられる時第
２のLO信号の第２高調波に対して90゜の位相シフトを生
じる。第１の中間IF信号は、第１のダイオード対により
生成され、直角ハイブリッドの第１ポートに加えられ
る。第２のダイオード対によって、第２中間IF信号が発
生され、直角ハイブリッドの第２ポートに加えられる。
第１中間IF信号は、第２中間IF信号の位相よりも90゜進
む位相を有し、直角ハイブリッドで第２中間IF信号と加
算され、直角ハイブリッドの第３ポートに所望の総合IF
信号を発生する。第１及び第２ダイオード対によって夫
々発生される第１及び第２イメージIF信号は、直角ハイ
ブリッドの夫々第１及び第２ポートにも加えられる。第
１イメージIF信号は、第２イメージIF信号の位相よりも
90゜遅れた位相を有し、直角ハイブリッドで第２イメー
ジIF信号と加算され、直角ハイブリッドの第４ポートに
総合イメージIF信号を発生する。従って、所望のIF信号
とイメージIF信号は直角ハイブリッドにより２つの別個
のポートへ分割されて、イメージIF信号は終端させられ
る一方所望のIF信号は次に処理される。
本発明のより完全な理解のため、次に添付図面を参照
しながら説明する。
しながら説明する。
（実施例） まず第１図において、低周波ミクサ100の回路要素
は、発振器ポート12、無線周波数（RF）入力ポート92、
3dB電力分割器10、第１および第２の分岐（アーム）1
4、16、第１および第２の帯域フィルタ30、32、第１お
よび第２の低域フィルタ40、42、第１および第２のダイ
オード対60、62、第１および第２の局部発振器（LO）チ
ョーク50、52、図示の如くポート72、74において前記第
１および第２のLOチョーク50、52に接続された直角ハイ
ブリッド70、出力ポート76、および前記直角ハイブリッ
ド70にポート78で接続された整合負荷80である。これら
の回路要素（RF入力ポート92を除く）は、誘電スラブ８
の１つの面（番号を付さず）上に置かれた印刷回路要素
である。接地面６が、（導波管98の部分の内側により画
成されるこの面の部分を除く）反対側の面上に形成され
る。後述するように、入力ポート92に入射する無線周波
数（周波数ωRFにおける）信号は、導波管90の部分を通
ってダイオードの第１および第２の対60、62において、
発振器ポート12に導かれた周波数（ωLO）における局部
発振器信号から得る偶数次高調波（ここでは、第２高調
波）と混合される。従って、出力ポート76における中間
周波（IF）信号は、（ωRF−２ωLO）に等しい周波数IF
を有する。
は、発振器ポート12、無線周波数（RF）入力ポート92、
3dB電力分割器10、第１および第２の分岐（アーム）1
4、16、第１および第２の帯域フィルタ30、32、第１お
よび第２の低域フィルタ40、42、第１および第２のダイ
オード対60、62、第１および第２の局部発振器（LO）チ
ョーク50、52、図示の如くポート72、74において前記第
１および第２のLOチョーク50、52に接続された直角ハイ
ブリッド70、出力ポート76、および前記直角ハイブリッ
ド70にポート78で接続された整合負荷80である。これら
の回路要素（RF入力ポート92を除く）は、誘電スラブ８
の１つの面（番号を付さず）上に置かれた印刷回路要素
である。接地面６が、（導波管98の部分の内側により画
成されるこの面の部分を除く）反対側の面上に形成され
る。後述するように、入力ポート92に入射する無線周波
数（周波数ωRFにおける）信号は、導波管90の部分を通
ってダイオードの第１および第２の対60、62において、
発振器ポート12に導かれた周波数（ωLO）における局部
発振器信号から得る偶数次高調波（ここでは、第２高調
波）と混合される。従って、出力ポート76における中間
周波（IF）信号は、（ωRF−２ωLO）に等しい周波数IF
を有する。
次に第２図においては、LO信号が第１および第２のLO
信号として示される２つの略々等しい部分に分けられる
ように3dB電力分割器10′へ加えられることが判るであ
ろう。第１のLO信号は、帯域フィルタ30′へ加えられ
る。この帯域フィルタ30′の挿入損失は、LO周波数にお
いては低く、このフィルタの挿入損失はここで問題とな
る実質的に他の周波数においては高い。帯域フィルタ3
0′を通過した後、第１のLO信号は低域フィルタ40′お
よびLOチョーク50′へ加えられる。この低域フィルタ4
0′のRF周波数およびイメージ周波数における挿入損失
は高い。LOおよびIF周波数においては、低域フィルタ4
0′の挿入損失は低い。LOチョーク50′の挿入損失は、
得られるIF周波数より高い全ての周波数において高く、
そのため第１のLO信号は低域フィルタ40′のみを通るこ
とになる。低域フィルタ40′を通過した後、第１のLO信
号はダイオード60a、60bの対60へ加えられる。対60は、
逆並列ダイオード対と呼ばれ、この２つのダイオード60
a、60bが各一方のアノードが他方のカソードに接続され
た状態で並列に接続されることを意味する。もし個々の
ダイオード、ここではダイオード60a、60bが相互に整合
され即ち略々同じものであるならば、各ダイオードにお
ける基本ミキシング応答により生じるIF信号の相対的な
位相および振幅は、IF信号がダイオード対60から出よう
とする時、IF信号が打ち消される如きものである。IF信
号は、このダイオード対のみに存在する。LO信号および
RF信号がダイオード対60に加えられる時、ダイオード60
aは、ビート周波数信号即ちLO信号の正になる各半サイ
クルの間導通し、また負になる半サイクルの間非導通状
態となる。ダイオード60bは、ダイオード60aが非導通状
態の時のみ導通することになる。続いて、ダイオード60
a、60bにより生じるコンダクダンス波形は180゜位相が
ずれる。その結果、ダイオード60a、60bからのここのIF
電流は180゜だけ位相がずれる。実際に、ダイオード60
a、60bの各々は、その基本IF周波数および奇数高調波と
対応するビート周波数で短絡回路にある他方のダイオー
ドを終端させる。ダイオードの対60と接続されるリード
線に流れる全電流は、（Ｍ＋Ｎ）が奇数の整数である周
波数を意味する奇数のミクサ・プロダクトのみを含むこ
とにより、ここでＭはLO周波数の偶数倍を表わし、Ｎは
RF周波数の奇数倍を表わす整数である。
信号として示される２つの略々等しい部分に分けられる
ように3dB電力分割器10′へ加えられることが判るであ
ろう。第１のLO信号は、帯域フィルタ30′へ加えられ
る。この帯域フィルタ30′の挿入損失は、LO周波数にお
いては低く、このフィルタの挿入損失はここで問題とな
る実質的に他の周波数においては高い。帯域フィルタ3
0′を通過した後、第１のLO信号は低域フィルタ40′お
よびLOチョーク50′へ加えられる。この低域フィルタ4
0′のRF周波数およびイメージ周波数における挿入損失
は高い。LOおよびIF周波数においては、低域フィルタ4
0′の挿入損失は低い。LOチョーク50′の挿入損失は、
得られるIF周波数より高い全ての周波数において高く、
そのため第１のLO信号は低域フィルタ40′のみを通るこ
とになる。低域フィルタ40′を通過した後、第１のLO信
号はダイオード60a、60bの対60へ加えられる。対60は、
逆並列ダイオード対と呼ばれ、この２つのダイオード60
a、60bが各一方のアノードが他方のカソードに接続され
た状態で並列に接続されることを意味する。もし個々の
ダイオード、ここではダイオード60a、60bが相互に整合
され即ち略々同じものであるならば、各ダイオードにお
ける基本ミキシング応答により生じるIF信号の相対的な
位相および振幅は、IF信号がダイオード対60から出よう
とする時、IF信号が打ち消される如きものである。IF信
号は、このダイオード対のみに存在する。LO信号および
RF信号がダイオード対60に加えられる時、ダイオード60
aは、ビート周波数信号即ちLO信号の正になる各半サイ
クルの間導通し、また負になる半サイクルの間非導通状
態となる。ダイオード60bは、ダイオード60aが非導通状
態の時のみ導通することになる。続いて、ダイオード60
a、60bにより生じるコンダクダンス波形は180゜位相が
ずれる。その結果、ダイオード60a、60bからのここのIF
電流は180゜だけ位相がずれる。実際に、ダイオード60
a、60bの各々は、その基本IF周波数および奇数高調波と
対応するビート周波数で短絡回路にある他方のダイオー
ドを終端させる。ダイオードの対60と接続されるリード
線に流れる全電流は、（Ｍ＋Ｎ）が奇数の整数である周
波数を意味する奇数のミクサ・プロダクトのみを含むこ
とにより、ここでＭはLO周波数の偶数倍を表わし、Ｎは
RF周波数の奇数倍を表わす整数である。
第３図は少し触れると、RF信号が11GHzの周波数を持
ち、LO信号はダイオードの対60（第２図）に加えられる
5GHzの周波数を持ち、結果として生じるミキシング・プ
ロダクトの周波数スペクトルが示される。実線は、ダイ
オード対60の出力リードに存在する周波数を表わす。点
線は、固有に抑制される周波数を表わし、循環電流には
存在するが、ダイオード対60の出力リードには現れな
い。基本RF信号のみが考えられるが、これはミキシング
応答により生じるRF信号の高次の奇数調波のレベルが通
常は無視できる程低い故である。以下において述べるよ
うに、第１のLO信号およびRF信号の第４高調波のミキシ
ングの結果生じるダイオード対60の出力リードに存在す
る周波数がLO周波数の４倍からRF周波数を差し引いたも
のの差に等しい周波数を持つ内部的に生成されたイメー
ジ信号であることが判る。従って、RF信号は、RF周波数
が第２高調波周波数より高いことを意味する第２高調波
信号の上側波帯として加えられるため、イメージ信号は
下側波帯となる。
ち、LO信号はダイオードの対60（第２図）に加えられる
5GHzの周波数を持ち、結果として生じるミキシング・プ
ロダクトの周波数スペクトルが示される。実線は、ダイ
オード対60の出力リードに存在する周波数を表わす。点
線は、固有に抑制される周波数を表わし、循環電流には
存在するが、ダイオード対60の出力リードには現れな
い。基本RF信号のみが考えられるが、これはミキシング
応答により生じるRF信号の高次の奇数調波のレベルが通
常は無視できる程低い故である。以下において述べるよ
うに、第１のLO信号およびRF信号の第４高調波のミキシ
ングの結果生じるダイオード対60の出力リードに存在す
る周波数がLO周波数の４倍からRF周波数を差し引いたも
のの差に等しい周波数を持つ内部的に生成されたイメー
ジ信号であることが判る。従って、RF信号は、RF周波数
が第２高調波周波数より高いことを意味する第２高調波
信号の上側波帯として加えられるため、イメージ信号は
下側波帯となる。
ダイオード対60に入るRF信号は、局部発振器信号の第
２の高調波によりヘテロダインして、差の周波数として
も知られ、周波数において局部発振器信号の周波数の２
倍のRF信号の周波数との間の差に等しい周波数ωIFを持
つ第１の中間信号（2LO−RF）を生じる。局部発振器の
周波数の２倍とRF信号の周波数の和に等しい周波数を持
つ和の信号（2LO＋RF）もまた、ダイオード対60の出力
に現れる他の周波数の信号と共に生成される。しかし、
適当なフィルタによりこのような信号が減衰され得るこ
とが明らかになろう。
２の高調波によりヘテロダインして、差の周波数として
も知られ、周波数において局部発振器信号の周波数の２
倍のRF信号の周波数との間の差に等しい周波数ωIFを持
つ第１の中間信号（2LO−RF）を生じる。局部発振器の
周波数の２倍とRF信号の周波数の和に等しい周波数を持
つ和の信号（2LO＋RF）もまた、ダイオード対60の出力
に現れる他の周波数の信号と共に生成される。しかし、
適当なフィルタによりこのような信号が減衰され得るこ
とが明らかになろう。
ダイオード対60により生じる信号は、ωIFを中心とす
る通過帯域を持つ低域フィルタ40′へ加えられる。先に
述べたように、低域フィルタ40′は、イメージ周波数お
よびRF周波数においては大きな挿入損失を持ち、LO周波
数およびIF周波数においては低い挿入損失を持つ。その
結果、この通過帯域の外側の周波数を持つ信号は、信号
経路から低域フィルタ40′により阻止され、ダイオード
対60において生成される信号の（周波数ωIFにおける）
第１の中間信号のみが低域フィルタ40′を通過すること
を意味する。低域フィルタ40′から出ると、第１の中間
信号は、LO周波数においては高い挿入損失を持ち、IF周
波数ωIFにおいては低い挿入損失を持つLOチョーク50′
へ通される。このため、LOチョーク50′は第１の中間信
号が通過することは許すが、LO信号が通過することは阻
止する。また、LO帯域フィルタ30′がIF周波数において
は高い挿入損失を持ち、これにより第１の中間信号がこ
の方向に流れることを阻止することも判るであろう。IF
チョーク50′から出ると同時に、第１の中間信号が直角
ハイブリッド70′の第１のポート72′（入力ポート）に
加えられる。直角ハイブリッド70′については以下に述
べる。
る通過帯域を持つ低域フィルタ40′へ加えられる。先に
述べたように、低域フィルタ40′は、イメージ周波数お
よびRF周波数においては大きな挿入損失を持ち、LO周波
数およびIF周波数においては低い挿入損失を持つ。その
結果、この通過帯域の外側の周波数を持つ信号は、信号
経路から低域フィルタ40′により阻止され、ダイオード
対60において生成される信号の（周波数ωIFにおける）
第１の中間信号のみが低域フィルタ40′を通過すること
を意味する。低域フィルタ40′から出ると、第１の中間
信号は、LO周波数においては高い挿入損失を持ち、IF周
波数ωIFにおいては低い挿入損失を持つLOチョーク50′
へ通される。このため、LOチョーク50′は第１の中間信
号が通過することは許すが、LO信号が通過することは阻
止する。また、LO帯域フィルタ30′がIF周波数において
は高い挿入損失を持ち、これにより第１の中間信号がこ
の方向に流れることを阻止することも判るであろう。IF
チョーク50′から出ると同時に、第１の中間信号が直角
ハイブリッド70′の第１のポート72′（入力ポート）に
加えられる。直角ハイブリッド70′については以下に述
べる。
次に第２のLO信号について見れば、3dB電力分割器1
0′から出ると同時に、第２のLO信号の位相は、帯域フ
ィルタ32′にたいして加えられる前に、（第２高調波に
おける90゜の遅れに対応する）移相器20′により45゜遅
らされる。ここで、ダイオード62a、62bの対62の出力線
における回路がダイオード60a、60bの対60の出力線にお
ける回路と対応する故に、直角ハイブリッド70′の第２
の入力ポート74′に現れる第２の中間信号は直角ハイブ
リッド70′の第１のポート72′に現れる第１の中間信号
と対応することは明らかであろう。
0′から出ると同時に、第２のLO信号の位相は、帯域フ
ィルタ32′にたいして加えられる前に、（第２高調波に
おける90゜の遅れに対応する）移相器20′により45゜遅
らされる。ここで、ダイオード62a、62bの対62の出力線
における回路がダイオード60a、60bの対60の出力線にお
ける回路と対応する故に、直角ハイブリッド70′の第２
の入力ポート74′に現れる第２の中間信号は直角ハイブ
リッド70′の第１のポート72′に現れる第１の中間信号
と対応することは明らかであろう。
当業者には、ポート72′、74′において、第１の中間
信号が第２の中間信号の位相より90゜進む位相を持つこ
とが明らかであろう。あるいはまた、第２高調波信号が
イメージ信号と混合してそれぞれ第１および第２のイメ
ージ中間信号を生じる時、ポート72′、74′において
は、第１のイメージ中間信号が第２のイメージ中間信号
の位相より90゜だけ遅れる位相を持つことが明らかであ
ろう。従って、直角ハイブリッド70′のポート72′、7
4′においては、ポート72における第１の中間信号がポ
ート74′における第２の中間信号の位相より90゜進む位
相を持つことになる。直角ハイブリッド70′を用いて第
１および第２の中間信号を組合わせると、このような信
号はポート76′において加算してIF信号を生じ、ポート
78′においては打ち消すことになる。あるいはまた、入
力ポート72′における第１イメージIF信号は、入力ポー
ト74′における第２イメージIF信号の位相より90゜だけ
遅れる位相を持つことになるため、直角ハイブリッド7
0′は、これら信号がポート78′において加算してイメ
ージIF信号を生じ、ポート76′においては打ち消し会う
ことになる。従って、IF信号およびイメージIF信号は、
直角ハイブリッド70′によって２つの別個のポート7
6′、78′に分けられる。所望のIF信号は、イメージIF
信号が（終端負荷80としても知られる）整合された負荷
80′において終端させられる。
信号が第２の中間信号の位相より90゜進む位相を持つこ
とが明らかであろう。あるいはまた、第２高調波信号が
イメージ信号と混合してそれぞれ第１および第２のイメ
ージ中間信号を生じる時、ポート72′、74′において
は、第１のイメージ中間信号が第２のイメージ中間信号
の位相より90゜だけ遅れる位相を持つことが明らかであ
ろう。従って、直角ハイブリッド70′のポート72′、7
4′においては、ポート72における第１の中間信号がポ
ート74′における第２の中間信号の位相より90゜進む位
相を持つことになる。直角ハイブリッド70′を用いて第
１および第２の中間信号を組合わせると、このような信
号はポート76′において加算してIF信号を生じ、ポート
78′においては打ち消すことになる。あるいはまた、入
力ポート72′における第１イメージIF信号は、入力ポー
ト74′における第２イメージIF信号の位相より90゜だけ
遅れる位相を持つことになるため、直角ハイブリッド7
0′は、これら信号がポート78′において加算してイメ
ージIF信号を生じ、ポート76′においては打ち消し会う
ことになる。従って、IF信号およびイメージIF信号は、
直角ハイブリッド70′によって２つの別個のポート7
6′、78′に分けられる。所望のIF信号は、イメージIF
信号が（終端負荷80としても知られる）整合された負荷
80′において終端させられる。
次に第１図において、スラブ８の１つの面上に意図さ
れる回路を形成するため周知のマイクロストリップ技術
を用いて例示された実施態様が示される。この例示され
た実施態様においては、入力LO信号が発振器ポート12に
おいて加えられる。このような信号は、3dB電力分割器1
0により等しく第１および第２のLO信号に分けられる。
第１のLO信号は第１の分岐14に沿って移動する。分岐14
は、公知の方法で帯域フィルタ30を形成するよう分けら
れて、ωLOの信号のみが分岐上を通過する（ωIFの信号
は通過しないことを意味する）ようにする。第１のLO信
号は、低域フィルタ40を流れ続け、ダイオード対60にた
いして加えられる。第２のLO信号は、第２のLO信号の位
相より45゜遅らせる（第２高調波における90゜の遅れに
対応する）ための路線の一部である移相器20を含む第２
の分岐16に沿って移動する。分岐16は、分岐14と同様
に、公知の方法で分けられて帯域フィルタ32を形成す
る。分岐16に続いて、第２のLO信号は、低域フィルタ42
を通過し続け、ダイオード対62に加えられる。
れる回路を形成するため周知のマイクロストリップ技術
を用いて例示された実施態様が示される。この例示され
た実施態様においては、入力LO信号が発振器ポート12に
おいて加えられる。このような信号は、3dB電力分割器1
0により等しく第１および第２のLO信号に分けられる。
第１のLO信号は第１の分岐14に沿って移動する。分岐14
は、公知の方法で帯域フィルタ30を形成するよう分けら
れて、ωLOの信号のみが分岐上を通過する（ωIFの信号
は通過しないことを意味する）ようにする。第１のLO信
号は、低域フィルタ40を流れ続け、ダイオード対60にた
いして加えられる。第２のLO信号は、第２のLO信号の位
相より45゜遅らせる（第２高調波における90゜の遅れに
対応する）ための路線の一部である移相器20を含む第２
の分岐16に沿って移動する。分岐16は、分岐14と同様
に、公知の方法で分けられて帯域フィルタ32を形成す
る。分岐16に続いて、第２のLO信号は、低域フィルタ42
を通過し続け、ダイオード対62に加えられる。
RF入力ポート92に入る周波数ωRFを持つRF信号は、導
波管90を通過してダイオード対60、62に当たる。導波管
90は、ダイオード対60、62が導波管90においてRF信号を
受けるようにスラブ８上に取付けられる。ダイオード対
60、62に当たらないRF信号は、導波管90の反対側に取付
けられる導波管98を流下する。終端部96は、ダイオード
対60、62の両端におけるRF信号を最大化しながら、漂遊
RF信号を吸収する。接地面６まで延びる第１および第２
の溝64、66は、図示のようにダイオード対60、62を部分
的に囲繞して、導波管90がスラブ８上に取付けられる
時、導波管90が溝64、66を介して接地面６に確実に接地
されるが、ダイオード対60、62をそれぞれ低域フィルタ
40、42に接続する各リードからは絶縁される。
波管90を通過してダイオード対60、62に当たる。導波管
90は、ダイオード対60、62が導波管90においてRF信号を
受けるようにスラブ８上に取付けられる。ダイオード対
60、62に当たらないRF信号は、導波管90の反対側に取付
けられる導波管98を流下する。終端部96は、ダイオード
対60、62の両端におけるRF信号を最大化しながら、漂遊
RF信号を吸収する。接地面６まで延びる第１および第２
の溝64、66は、図示のようにダイオード対60、62を部分
的に囲繞して、導波管90がスラブ８上に取付けられる
時、導波管90が溝64、66を介して接地面６に確実に接地
されるが、ダイオード対60、62をそれぞれ低域フィルタ
40、42に接続する各リードからは絶縁される。
典型的には、RFミクサ・ダイオードを高いピーク電力
焼損から保護するためにRFリミッタが必要であるが、ダ
イオード対の逆並列特徴の故に、高いピーク電力保護は
不要であることが判るであろう。ダイオード対の両端に
おける電圧が１ボルトの十分の幾つかを越えると、ダイ
オード対において順方向の導通を有するダイオードが導
通し、これにより電圧がこれ以上増えることを防止す
る。
焼損から保護するためにRFリミッタが必要であるが、ダ
イオード対の逆並列特徴の故に、高いピーク電力保護は
不要であることが判るであろう。ダイオード対の両端に
おける電圧が１ボルトの十分の幾つかを越えると、ダイ
オード対において順方向の導通を有するダイオードが導
通し、これにより電圧がこれ以上増えることを防止す
る。
前述したように、ダイオード対60、62に入るRF信号
は、LO信号により付勢される時ダイオード対60、62によ
り生じる第２高調波信号と混合して、ダイオード対60に
おいて第１の中間信号を、またダイオード62において第
２の中間信号をそれぞれ生じる。ダイオード対60、62の
各々はまた、明らかなようにイメージ信号およびイメー
ジ中間信号を生じることになる。ダイオード対60、62の
各々において生じる如き内部イメージ信号の各々の一部
が、導波管90に沿って他の信号の反対の位相を持つ信号
の一部を送出し、イメージ信号の各部分が他方を打ち消
して、導波管90に沿ってソース（図示せず）へ送られた
内部の全イメージ信号がゼロとなるようにする。ミクサ
100のこのような特徴は、固有の特性であり、RF信号の
濾波によらずに行われる。
は、LO信号により付勢される時ダイオード対60、62によ
り生じる第２高調波信号と混合して、ダイオード対60に
おいて第１の中間信号を、またダイオード62において第
２の中間信号をそれぞれ生じる。ダイオード対60、62の
各々はまた、明らかなようにイメージ信号およびイメー
ジ中間信号を生じることになる。ダイオード対60、62の
各々において生じる如き内部イメージ信号の各々の一部
が、導波管90に沿って他の信号の反対の位相を持つ信号
の一部を送出し、イメージ信号の各部分が他方を打ち消
して、導波管90に沿ってソース（図示せず）へ送られた
内部の全イメージ信号がゼロとなるようにする。ミクサ
100のこのような特徴は、固有の特性であり、RF信号の
濾波によらずに行われる。
第１の中間信号は低域フィルタ40を通過して、マイク
ロストリップ・リード54に沿ってチョーク50を通るよう
に流れ、直角ハイブリッド70のポート72に送られる。低
域フィルタ40（イメージ・フィルタ10とも呼ばれる）が
周知の方法でマイクロストリップ・リードに組み込ま
れ、マイクロストリップ・リードに沿ってダイオード対
60へ戻るように伝搬する内部的に生成されるイメージ信
号を反射し、このダイオード対でこの信号は再び変換さ
れて所望のIF信号を強調する。イメージ・フィルタ40
は、生成された信号が第１の中間信号に同相で加わるこ
とにより、第１の中間IF信号を強調するようにイメージ
信号を反射する。
ロストリップ・リード54に沿ってチョーク50を通るよう
に流れ、直角ハイブリッド70のポート72に送られる。低
域フィルタ40（イメージ・フィルタ10とも呼ばれる）が
周知の方法でマイクロストリップ・リードに組み込ま
れ、マイクロストリップ・リードに沿ってダイオード対
60へ戻るように伝搬する内部的に生成されるイメージ信
号を反射し、このダイオード対でこの信号は再び変換さ
れて所望のIF信号を強調する。イメージ・フィルタ40
は、生成された信号が第１の中間信号に同相で加わるこ
とにより、第１の中間IF信号を強調するようにイメージ
信号を反射する。
当業者には、ミクサ100が信号強化特性を持つため、
受信機（図示せず）における低雑音増幅器に対する要求
を排除できることが判るであろう。LOチョーク50は、周
知の方法で２つの1/4波長オープン・スタブを用いて、
マイクロストリップ・リード54に組み込まれてLO信号を
排除し、これによりLO信号がマイクロストリップ・リー
ド54に沿って伝搬することを阻止する。帯域フィルタ3
2、低域フィルタ42、LOチョーク52およびダイオード対6
2が帯域フィルタ30、低域フィルタ40、LOチョーク50お
よびダイオード対60と対応して第２の中間信号が直角ハ
イブリッド70の第２のポート74に現れるようにすること
は明らかであろう。当業者には、LO周波数がイメージ周
波数の略々半分であるため、イメージ信号とLO信号間の
良好な分離を行うフィルタが容易に得られることが明ら
かであろう。
受信機（図示せず）における低雑音増幅器に対する要求
を排除できることが判るであろう。LOチョーク50は、周
知の方法で２つの1/4波長オープン・スタブを用いて、
マイクロストリップ・リード54に組み込まれてLO信号を
排除し、これによりLO信号がマイクロストリップ・リー
ド54に沿って伝搬することを阻止する。帯域フィルタ3
2、低域フィルタ42、LOチョーク52およびダイオード対6
2が帯域フィルタ30、低域フィルタ40、LOチョーク50お
よびダイオード対60と対応して第２の中間信号が直角ハ
イブリッド70の第２のポート74に現れるようにすること
は明らかであろう。当業者には、LO周波数がイメージ周
波数の略々半分であるため、イメージ信号とLO信号間の
良好な分離を行うフィルタが容易に得られることが明ら
かであろう。
直角ハイブリッド70は、４つのポートを持ち前文に述
べたものの如くに機能するものであればどんなタイプの
ものでもよい。直角ハイブリッド70は、スラブ８上に置
かれ、入力ポートとして使用される第１および第２のポ
ート72、74と、出力ポートとして使用される第３および
第４のポート76、78とを持つ４ポート・ハイブリッド結
合である。このため、直角ハイブリッド70は、完全にか
つ等価的に、第１のポート72からの信号を第３および第
４のポート76、78へ転送するためのものであり、第４の
ポート78における信号は第３のポート76′における信号
の位相より90゜だけ進む位相を持つ。更にまた、直角ハ
イブリッド70は、完全にかつ等価的に、第２のポート74
からの信号を第３および第４のポート76、78へ転送する
ためのものであり、第４のポート78における信号は第３
のポート76における信号の位相より90゜だけ遅れる位相
を持つ。前述したように、直角ハイブリッド70のポート
72、74に加えられる第１および第２の中間信号と第１お
よび第２のイメージ中間信号間の相対的な位相差は、直
角ハイブリッド70がイメージIF信号から所望のIF信号を
分けるようにさせる。
べたものの如くに機能するものであればどんなタイプの
ものでもよい。直角ハイブリッド70は、スラブ８上に置
かれ、入力ポートとして使用される第１および第２のポ
ート72、74と、出力ポートとして使用される第３および
第４のポート76、78とを持つ４ポート・ハイブリッド結
合である。このため、直角ハイブリッド70は、完全にか
つ等価的に、第１のポート72からの信号を第３および第
４のポート76、78へ転送するためのものであり、第４の
ポート78における信号は第３のポート76′における信号
の位相より90゜だけ進む位相を持つ。更にまた、直角ハ
イブリッド70は、完全にかつ等価的に、第２のポート74
からの信号を第３および第４のポート76、78へ転送する
ためのものであり、第４のポート78における信号は第３
のポート76における信号の位相より90゜だけ遅れる位相
を持つ。前述したように、直角ハイブリッド70のポート
72、74に加えられる第１および第２の中間信号と第１お
よび第２のイメージ中間信号間の相対的な位相差は、直
角ハイブリッド70がイメージIF信号から所望のIF信号を
分けるようにさせる。
ここで、ダイオード対60、62に入る外部イメージ信号
ならびに内部的に生成されたイメージ信号が本発明によ
って排除されることが容易に理解されよう。また、IF周
波数と等しい周波数差を持つ２つの望ましくない信号
が、この種の付勢が基本ミキシングと類似して逆並列対
のダイオードにより本質的に打ち消されるために、ミク
サに影響を及ぼすことがない。
ならびに内部的に生成されたイメージ信号が本発明によ
って排除されることが容易に理解されよう。また、IF周
波数と等しい周波数差を持つ２つの望ましくない信号
が、この種の付勢が基本ミキシングと類似して逆並列対
のダイオードにより本質的に打ち消されるために、ミク
サに影響を及ぼすことがない。
本発明について記述したが、当業者には、本発明の概
念から逸脱することなく変更が可能であることが明らか
であろう。例えば、RF信号と混合させ所望のIF信号を生
じ、また第２のLO信号について適当な移相を行ってミク
サに所望の結果を生じるように、LO信号の第４高調波を
用いることもできる。従って、本発明はその開示された
実施例に限定されるべきではなく、頭書の特許請求の範
囲の趣旨によってのみ限定されるべきものである。
念から逸脱することなく変更が可能であることが明らか
であろう。例えば、RF信号と混合させ所望のIF信号を生
じ、また第２のLO信号について適当な移相を行ってミク
サに所望の結果を生じるように、LO信号の第４高調波を
用いることもできる。従って、本発明はその開示された
実施例に限定されるべきではなく、頭書の特許請求の範
囲の趣旨によってのみ限定されるべきものである。
第１図は本発明による分数調波ミクサの細部をよく示す
ためやや誇張された等角投影図、第２図は本発明による
分数調波ミクサを示す概略図、および第３図は本発明に
おいて用いられる如き非線形ミキシング・フロセスにお
いて生成される種々の信号間の相対的振幅および周波数
分離を「小信号」の場合で示す図である。 10……3dB電力分割器、12……発振器ポート、 14……第１の分岐、16……第２の分岐、 20……移相器、30、32……帯域フィルタ、 40、42……低域フィルタ、50、52……LOチョーク、 54……マイクロストリップ・リード、 60、62……ダイオード対、70……直角ハイブリッド、 72……第１のポート、74……第２のポート、 76……第１の出力ポート、78……第２の出力ポート、 80……整合負荷、90……導波管、 92……RF入力ポート、96……導波管終端部、 98……導波管、100……分数調波ミクサ。
ためやや誇張された等角投影図、第２図は本発明による
分数調波ミクサを示す概略図、および第３図は本発明に
おいて用いられる如き非線形ミキシング・フロセスにお
いて生成される種々の信号間の相対的振幅および周波数
分離を「小信号」の場合で示す図である。 10……3dB電力分割器、12……発振器ポート、 14……第１の分岐、16……第２の分岐、 20……移相器、30、32……帯域フィルタ、 40、42……低域フィルタ、50、52……LOチョーク、 54……マイクロストリップ・リード、 60、62……ダイオード対、70……直角ハイブリッド、 72……第１のポート、74……第２のポート、 76……第１の出力ポート、78……第２の出力ポート、 80……整合負荷、90……導波管、 92……RF入力ポート、96……導波管終端部、 98……導波管、100……分数調波ミクサ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ウィンスロー・ジー・ラウンド アメリカ合衆国マサチューセッツ州メリ マック，ベア・ヒル・ロード 16 (72)発明者 レイモンド・ティー・パヴィオ アメリカ合衆国マサチューセッツ州レキ シントン，ベッドフォード・ストリート 411 (56)参考文献 実開 昭64−18813（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03D 9/00 - 9/06 H03D 7/02 H03D 7/18
Claims (9)
- 【請求項１】誘電材料から作られたスラブの一表面上に
接地面が形成され、印刷回路が前記スラブの第２の反対
表面上に形成されて、局部発振器（LO）信号と所望のIF
信号を含むビート周波数信号とに対する信号経路を画成
するマイクロストリップ回路であって、印刷回路が、結
合されたRF信号およびLO信号に応答して所望のIF信号を
生じるヘテロダイン動作構成を形成するように配置され
るマイクロストリップ回路において、 （ａ）LO信号を受信するための入力ポートと、相互に45
゜の位相差で第１および第２のLO信号を生じるような寸
法にした第１および第２の出力アームとを有する3dB分
割器と、 （ｂ）各々が前記3dB分割器の第１の出力アームと接地
面との間に接続されたアノード及びカソードを有する第
１対のダイオードとを設け、該ダイオードの各々のアノ
ードがダイオードの他の１つのカソードと接続され、前
記第１対のダイオードは、また、RF信号と空間的に結合
されて、所望のIF信号の第１部分を含むIF信号の第１の
スペクトルを生じるようにし、 （ｃ）前記3dB分割器の第２の出力アームと前記接地面
との間に接続された前記第１対のダイオードと類似する
第２対のダイオードを設け、該第２対のダイオードは、
また、RF信号に空間的に結合されて、前記第１対のダイ
オードからの所望のIF信号の第１部分と直角位相関係に
ある所望のIF信号の第２部分を含むIF信号の第２のスペ
クトルを生じ、 （ｄ）第１および第２の入力ポートと、第１および第２
の出力ポートとを有する直角ハイブリッドを設け、前記
第１の入力ポートは、前記第１対のダイオードからの所
望のIF信号の第１部分に応答し、前記第２の入力ポート
は、前記第２対のダイオードからのIF信号の第２部分に
応答し、所望のIF信号の第１及び第２部分が前記第１の
出力ポートにおいて実質的に同相であり、前記第２の出
力ポートにおいて実質的に180゜位相がずれる、 マイクロストリップ回路。 - 【請求項２】第１および第２の低域フィルタを更に設
け、各低域フィルタが第１および第２のリードを有し、
前記第１の低域フィルタが、前記3dB分割器の第１の出
力アームと前記第１対のダイオードとの間に直列に配置
されて、前記第１の低域フィルタの第１リードが前記第
１対のダイオードに接続されるとともに、前記第１の低
域フィルタの第２リードが前記第１の出力アームに接続
され、前記第２の低域フィルタが前記3dB分割器の第２
の出力アームと前記第２対のダイオードとの間に直列に
配置されて、前記第２の低域フィルタの第１リードが前
記第２対のダイオードと接続され、該第２の低域フィル
タの第２リードが前記第２の出力アームと接続される、
請求項１記載のマイクロストリップ回路。 - 【請求項３】第１および第２の帯域フィルタを更に設
け、該第１の帯域フィルタが前記3dB分割器の第１の出
力アームと前記第１の低域フィルタの第２リードとの間
に直列に配置され、前記第２の帯域フィルタが、前記3d
B分割器の第２の出力アームと該第２の低域フィルタの
第２リードとの間に配置される、請求項２記載のマイク
ロストリップ回路。 - 【請求項４】第１および第２の局部発振器（LO）チョー
クを更に設け、前記第１のLOチョークが、前記直角ハイ
ブリッドの第１の入力ポートと第１の低域フィルタの第
２リードとの間に直列に配置され、前記第２のLOチョー
クが、前記直角ハイブリッドの第２の入力ポートと前記
第２の低域フィルタの第２リードとの間に直列に配置さ
れる、請求項３記載のマイクロストリップ回路。 - 【請求項５】前記第１および第２の対のダイオードの各
ダイオードがガリウム・ヒ素ダイオードである請求項４
記載のマイクロストリップ回路。 - 【請求項６】前記直角ハイブリッドの第２の出力ポート
に接続された終端負荷を更に設ける請求項５記載のマイ
クロストリップ回路。 - 【請求項７】前記第１および第２の低域フィルタの各々
が、内部的に生成されたイメージ信号を各対のダイオー
ドに戻るように反射する手段を含む請求項６記載のマイ
クロストリップ回路。 - 【請求項８】RF信号を伝搬することができる導波管を更
に設け、該導波管が、ダイオード対が導波管の実質的に
中心にあるように配置される請求項７記載のマイクロス
トリップ回路。 - 【請求項９】導波管を更に設け、該導波管が、RF信号が
ダイオード対において最大化されるように導波管内を伝
搬するRF信号を終端させる手段を更に含む請求項８記載
のマイクロストリップ回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US414340 | 1989-09-29 | ||
| US07/414,340 US4955079A (en) | 1989-09-29 | 1989-09-29 | Waveguide excited enhancement and inherent rejection of interference in a subharmonic mixer |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03123206A JPH03123206A (ja) | 1991-05-27 |
| JP3140034B2 true JP3140034B2 (ja) | 2001-03-05 |
Family
ID=23641033
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP02260325A Expired - Lifetime JP3140034B2 (ja) | 1989-09-29 | 1990-09-28 | 分数調波ミクサ |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4955079A (ja) |
| EP (1) | EP0420553B1 (ja) |
| JP (1) | JP3140034B2 (ja) |
| DE (1) | DE69015751T2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP7450984B2 (ja) | 2020-09-24 | 2024-03-18 | イサハヤ電子株式会社 | 静電容量測定装置および静電容量測定プログラム |
Families Citing this family (47)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5127102A (en) * | 1991-01-15 | 1992-06-30 | Raytheon Company | Radio frequency mixer circuits |
| US5214796A (en) * | 1991-03-29 | 1993-05-25 | Motorola, Inc. | Image separation mixer |
| US5265267A (en) * | 1991-08-29 | 1993-11-23 | Motorola, Inc. | Integrated circuit including a surface acoustic wave transformer and a balanced mixer |
| DE69419944T2 (de) * | 1993-01-13 | 1999-12-02 | Honda Motor Co Ltd | Mischer mit dielektrischem Wellenleiter und Radar-Modul mit dielektrischem Wellenleiter |
| US5410743A (en) * | 1993-06-14 | 1995-04-25 | Motorola, Inc. | Active image separation mixer |
| US5517687A (en) * | 1994-02-09 | 1996-05-14 | Westinghouse Electric Corporation | Subharmonic image rejection and image enhancement mixer |
| US6265937B1 (en) | 1994-09-26 | 2001-07-24 | Endgate Corporation | Push-pull amplifier with dual coplanar transmission line |
| US5978666A (en) * | 1994-09-26 | 1999-11-02 | Endgate Corporation | Slotline-mounted flip chip structures |
| US5983089A (en) * | 1994-09-26 | 1999-11-09 | Endgate Corporation | Slotline-mounted flip chip |
| US6094114A (en) * | 1994-09-26 | 2000-07-25 | Endgate Corporation | Slotline-to-slotline mounted flip chip |
| US5633613A (en) * | 1995-02-22 | 1997-05-27 | Hughes Electronics | Modulator-coupled transmission structure and method |
| US5774801A (en) * | 1995-08-23 | 1998-06-30 | Ericsson Inc. | High dynamic range mixer having low conversion loss, low local oscillator input power, and high dynamic range and a method for designing the same |
| US5852771A (en) * | 1996-06-14 | 1998-12-22 | The Whitaker Corporation | Mixer with two diodes including DC coupled if |
| IT1284025B1 (it) | 1996-06-18 | 1998-05-08 | Italtel Spa | Convertitore di frequenza per applicazioni alle onde radio millimetriche |
| IT1284026B1 (it) * | 1996-06-18 | 1998-05-08 | Italtel Spa | Convertitore di frequenza subarmonico per applicazioni alle onde radio millimetriche |
| US5832376A (en) * | 1996-07-12 | 1998-11-03 | Endgate Corporation | Coplanar mixer assembly |
| US6061551A (en) | 1998-10-21 | 2000-05-09 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting electromagnetic signals |
| US6694128B1 (en) | 1998-08-18 | 2004-02-17 | Parkervision, Inc. | Frequency synthesizer using universal frequency translation technology |
| US6091940A (en) | 1998-10-21 | 2000-07-18 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion |
| US7515896B1 (en) | 1998-10-21 | 2009-04-07 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting an electromagnetic signal, and transforms for same, and aperture relationships |
| US7039372B1 (en) | 1998-10-21 | 2006-05-02 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion with modulation embodiments |
| US7236754B2 (en) | 1999-08-23 | 2007-06-26 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion |
| US6542722B1 (en) | 1998-10-21 | 2003-04-01 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion with variety of transmitter configurations |
| US6813485B2 (en) | 1998-10-21 | 2004-11-02 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting and up-converting an electromagnetic signal, and transforms for same |
| US6370371B1 (en) | 1998-10-21 | 2002-04-09 | Parkervision, Inc. | Applications of universal frequency translation |
| US6049706A (en) | 1998-10-21 | 2000-04-11 | Parkervision, Inc. | Integrated frequency translation and selectivity |
| US6061555A (en) | 1998-10-21 | 2000-05-09 | Parkervision, Inc. | Method and system for ensuring reception of a communications signal |
| US6560301B1 (en) | 1998-10-21 | 2003-05-06 | Parkervision, Inc. | Integrated frequency translation and selectivity with a variety of filter embodiments |
| US6704558B1 (en) | 1999-01-22 | 2004-03-09 | Parkervision, Inc. | Image-reject down-converter and embodiments thereof, such as the family radio service |
| US6704549B1 (en) | 1999-03-03 | 2004-03-09 | Parkvision, Inc. | Multi-mode, multi-band communication system |
| US6853690B1 (en) | 1999-04-16 | 2005-02-08 | Parkervision, Inc. | Method, system and apparatus for balanced frequency up-conversion of a baseband signal and 4-phase receiver and transceiver embodiments |
| US6879817B1 (en) | 1999-04-16 | 2005-04-12 | Parkervision, Inc. | DC offset, re-radiation, and I/Q solutions using universal frequency translation technology |
| US7065162B1 (en) | 1999-04-16 | 2006-06-20 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting an electromagnetic signal, and transforms for same |
| US7110444B1 (en) | 1999-08-04 | 2006-09-19 | Parkervision, Inc. | Wireless local area network (WLAN) using universal frequency translation technology including multi-phase embodiments and circuit implementations |
| US7693230B2 (en) | 1999-04-16 | 2010-04-06 | Parkervision, Inc. | Apparatus and method of differential IQ frequency up-conversion |
| US8295406B1 (en) | 1999-08-04 | 2012-10-23 | Parkervision, Inc. | Universal platform module for a plurality of communication protocols |
| US7010286B2 (en) | 2000-04-14 | 2006-03-07 | Parkervision, Inc. | Apparatus, system, and method for down-converting and up-converting electromagnetic signals |
| US6427069B1 (en) * | 2000-05-12 | 2002-07-30 | Israel Galin | Balanced all-wavelength sub-millimeter microwave subharmonic mixer |
| US7454453B2 (en) | 2000-11-14 | 2008-11-18 | Parkervision, Inc. | Methods, systems, and computer program products for parallel correlation and applications thereof |
| US7072427B2 (en) | 2001-11-09 | 2006-07-04 | Parkervision, Inc. | Method and apparatus for reducing DC offsets in a communication system |
| US7460584B2 (en) | 2002-07-18 | 2008-12-02 | Parkervision, Inc. | Networking methods and systems |
| US7379883B2 (en) | 2002-07-18 | 2008-05-27 | Parkervision, Inc. | Networking methods and systems |
| EP1679788A1 (en) * | 2003-10-30 | 2006-07-12 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Pulse modulation circuit |
| US7522899B1 (en) | 2004-07-15 | 2009-04-21 | Marvell International Ltd. | Image rejection scheme for receivers |
| US7710219B2 (en) * | 2008-02-28 | 2010-05-04 | Endwave Corporation | Merged-filter multiplexer |
| JP5047027B2 (ja) * | 2008-03-26 | 2012-10-10 | アンリツ株式会社 | イメージエンハンストミキサ回路 |
| US10211780B2 (en) * | 2016-02-16 | 2019-02-19 | Macom Technology Solutions Holdings, Inc. | Alternating anti-parallel diode mixer structure |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3515993A (en) * | 1967-10-24 | 1970-06-02 | Us Army | Quadruple-balance mixer |
| US4276655A (en) * | 1979-10-29 | 1981-06-30 | Sperry Corporation | Integrated circuit planar high frequency mixer |
| FR2515449B1 (fr) * | 1981-10-23 | 1986-08-14 | Thomson Csf | Dispositif melangeur subharmonique hyperfrequence et systeme hyperfrequence utilisant un tel dispositif |
| US4412354A (en) * | 1982-04-01 | 1983-10-25 | Honeywell Inc. | Millimeter-wave stripline planar mixer |
| JPS58173906A (ja) * | 1982-04-06 | 1983-10-12 | Fujitsu Ltd | 周波数変換器 |
| US4457022A (en) * | 1982-04-28 | 1984-06-26 | Motorola Inc. | Two diode image rejection and pseudo-image enhancement mixer |
| US4654887A (en) * | 1985-11-04 | 1987-03-31 | Raytheon Company | Radio frequency mixer |
| IT1215323B (it) * | 1985-12-30 | 1990-01-31 | Gte Telecom Spa | Particolarmente per sistemi di convertitore armonico di frequenza ricetrasmissione ad alta frequenza. a banda laterale unica, |
-
1989
- 1989-09-29 US US07/414,340 patent/US4955079A/en not_active Expired - Lifetime
-
1990
- 1990-09-24 DE DE69015751T patent/DE69015751T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1990-09-24 EP EP90310435A patent/EP0420553B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-09-28 JP JP02260325A patent/JP3140034B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP7450984B2 (ja) | 2020-09-24 | 2024-03-18 | イサハヤ電子株式会社 | 静電容量測定装置および静電容量測定プログラム |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4955079A (en) | 1990-09-04 |
| JPH03123206A (ja) | 1991-05-27 |
| DE69015751T2 (de) | 1995-08-17 |
| DE69015751D1 (de) | 1995-02-16 |
| EP0420553A2 (en) | 1991-04-03 |
| EP0420553B1 (en) | 1995-01-04 |
| EP0420553A3 (en) | 1991-07-31 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3140034B2 (ja) | 分数調波ミクサ | |
| US5517687A (en) | Subharmonic image rejection and image enhancement mixer | |
| JP3022032B2 (ja) | 平衡形ミクサおよび１８０度分配回路および帯域阻止フィルタ | |
| WO1999010756A1 (de) | Fmcw-sensor | |
| EP0322612B1 (en) | Microwave image suppression harmonic frequency converter | |
| JP4501711B2 (ja) | 偶高調波ミクサ | |
| US4654887A (en) | Radio frequency mixer | |
| CA1063190A (en) | Frequency combining circuit | |
| JPH0767051B2 (ja) | マトリックス構造ミクサー | |
| US4691379A (en) | Mixer circuit | |
| US4531105A (en) | Frequency multiplier circuit for producing isolated odd and even harmonics | |
| US3638126A (en) | High-frequency converter | |
| DE69932705T2 (de) | Empfänger mit N Toren | |
| US7323950B2 (en) | Balanced hybrid coupler network | |
| US4099126A (en) | Frequency converter apparatus | |
| JP2795972B2 (ja) | 偶高調波ミクサ | |
| Dickens et al. | A New" Phased-Type" Image Enhanced Mixer | |
| US4603437A (en) | Balanced mixer | |
| US4399562A (en) | Full balun mixer | |
| JPH04306906A (ja) | バランス型マイクロ波帯増幅器 | |
| JP2796360B2 (ja) | 送信用ミキサ | |
| JPS6151804B2 (ja) | ||
| Weiner et al. | The image rejection harmonic mixer | |
| JPS6324321B2 (ja) | ||
| Hallford | Single-sideband mixers for communications |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20071215 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081215 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091215 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091215 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101215 Year of fee payment: 10 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |