JP3139765B2 - 同調可能共振増幅器 - Google Patents

同調可能共振増幅器

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Description

【発明の詳細な説明】 本発明は第１および第２の１次低減RCフィルタを内蔵
し、かつ入力から出力への信号通路と出力から入力への
帰還通路を具えた制御ループゲインを有する非再生DC負
帰還ループを含む同調可能共振増幅器に関するものであ
る。
また、本発明はフェーズロックループ内に、順次に、
分周器、位相検出器、ループフィルタおよび電圧制御発
振器を有する周波数合成回路にも関するものである。
さらに、本発明は適応形IF信号処理を有するスーパー
ヘテロダイン受信機にも関するものである。
この種形式の同調可能共振増幅器に関しては例えば、
ドイツ国特許明細書第1,262,466号により公知である。
また、この種周波数合成回路に関しては、例えば、サ
ンヨウ（Sanyo）社の形式表示LM7005により公知であ
る。
さらに、この種スーパーヘテロダイン受信機に関して
は、例えば米国特許第3,541,451号により公知である。
既知の共振増幅器は、入力から出力に至る信号通路内
に順次に電圧信号加算回路、制御可能反転電圧増幅器な
らびに第１および第２の１次（first−order）低域RCフ
ィルタの縦続配置よりなるRC回路を含み、共振増幅器の
出力を帰還通路を介して加算回路に接続し、制御可能ル
ープゲインを有するDC負帰還ループを形成させている。
既知の共振増幅器はループゲインを制御することによ
り変化させうる同調可能な共振周波数の近傍に通過帯域
特性を有する。この共振または同調周波数において共振
増幅器の周波数従属伝送は最大となる。また、この共振
増幅器の通過帯域幅は２つのRCフィルタの時定数により
決まり、ループゲインに無関係である。これは同調周波
数、したがって、一定の大きさのバンド幅における通過
レンジの周波数位置の変化の可能性を与える。
しかし、既知の共振増幅器は同調周波数の増加ととも
に増加し、減少とともに減少するような選択的ゲインを
有する。選択的ゲインの増加は、信号通路と直列に配置
した余分の積分器により同調周波数の増加に応じて減少
させることは可能であるが、このような積分器は、例え
ばゼロまで減少する同調周波数における増幅器の出力信
号のきわめて強い増加というような不所望の効果を生ず
る。また、この周波数従属選択的ゲインのため、この既
知の同調可能共振増幅器の利用分野は比較的小さいもの
となり、例えば所望のRF受信信号の同調可能チャネルRF
選択のための受信同調装置における使用も不可能であ
る。
本発明の目的はこれらの欠点を簡単な方法で取り除く
ようにした同調可能共振増幅器を提供しようとするもの
である。
この目的を達成するため、前述形式の本発明同調可能
共振増幅器の場合は、該信号通路に２つの該RCフィルタ
の１つを配置し、該帰還通路に制御ループゲインととも
に他のRFフィルタを配置するようにするか、該信号通路
に制御ループゲインの１つの部分とともに２つの該RCフ
ィルタを配置し、該帰還通路に制御ループゲインの他の
部分を配置するようにしたことを特徴とする。
本発明はループの信号通路および帰還通路上における
濾波操作およびループゲインを適当に選定した分布とす
ることにより、余分の構成素子を使用することなく既知
の共振増幅器の周波数従属選択的ゲインを補償すること
ができるという認識にもとづくものである。
本発明による手法を用いるときは、一定のバンド幅を
保持しながら、共振増幅器の選択的ゲインの周波数従属
変化の有効な補償を行うことができる。これは余分の利
得制御の使用もしくはコストの増大をきたしたり、不所
望の効果をもたらす積分器のような回路の使用を要せず
して達成される。したがって、本発明同調可能共振増幅
器は多くの用途、なかんずく、無線およびTV受信機にお
いて同調可能チャネルRF選択を実現するため、もしくは
適当に選定された同調の場合に、所望のRFまたはIF受信
信号の固定IF選択を実現するのに適している。
また、本発明同調可能共振増幅器によるときは、該ル
ープは閉ループ形状を有し、順次的に、第１制御増幅
器、第1RCフィルタ、第２制御増幅器および第2RCフィル
タの縦続配置を含み、該２つの増幅器および該２つのRC
フィルタを相互にほぼ等しくしたことを特徴とする。
この手法を用いるときは、２つの増幅器の各々は、例
えば、そこに飽和が起こるというような不所望の現象な
しにかなり大きい制御範囲にわたってゲインを変化させ
ることができ、この方法により本発明共振増幅器の同調
範囲はかなり増大される。さらに、この実施例は、単相
信号の周波数選択用として適するだけでなく、入力端子
および出力端子を適当に選択した場合は、直角位相信号
を選択するのにも適し、あるいは選択的位相スプリッタ
として、また選択的加算回路としても適する。
また、集積回路形状で実現するに適した比較的簡単な
回路形状を有する本発明共振増幅器の実施例において
は、該第１および第２の制御可能増幅器は各々電圧入力
から電流出力への制御可能相互コンダクタンスを有する
第１および第２相互コンダクタンス回路を具えたこと、
該ループ内において該第１および第２相互コンダクタン
ス回路の電流出力を第１および第2RCフルタの並列RCメ
ンバーを介してそれぞれ第２および第１相互コンダクタ
ンス回路の電圧入力に結合するほか、該ループは信号反
転手段を含み、かつ共振増幅器の入力を２つの相互コン
ダクタンス回路の少なくとも１つの入力に結合してそれ
に入力信号電流を供給するようにし、共振増幅器の出力
を２つの相互コンダクタンス回路の１つの出力に結合し
てそれに出力信号電圧を供給するようにしたことを特徴
とする。
また直角信号の選択的ゲイン用として適する本発明共
振増幅器の他の実施例の場合、該同調可能共振増幅器の
入力および出力はそれぞれ同相入力端子および直角入力
端子ならびに同相出力端子および直角出力端子を含み、
該２つの入力端子と出力端子間に２つの第１および第２
相互コンダクタンス回路の１つを配置したことを特徴と
する。
この手法を用いるに当たっては、共振周波数において
第１および第２相互コンダクタンス回路の関連出力にお
ける第１および第２並列RCメンバーの各々を通して位相
偏移は90゜または少なくともきわめて近い近似で90゜で
あるという事実を使用している。
また本発明同調可能共振増幅器の他の実施例において
は、該第１および第２相互コンダクタンス回路の出力を
それぞれ第３および第４相互コンダクタンス回路の入力
および出力に接続するようにしたことを特徴とする。
この手法を用いるときは、第３および第４相互コンダ
クタンス回路は負荷抵抗および容量性負荷に並列な余分
の抵抗を構成し、電力消費量の低減ならびに所要電圧源
の減少をはかることが可能となる。
また、第３および第４相互コンダクタンス回路の相互
コンダクタンスを制御可能としたことを特徴とするこの
種共振増幅器の他の実施例は上述の相互コンダクタンス
を変化させることによりバンド幅の減少の可能性を与
え、同時に利得の増加または減少の可能性を与える。
この実施例は、受信機内において、例えば、自動利得
制御（AGC）用として使用するのに特に適している。す
なわち、AGC信号で第３および第４相互コンダクタンス
回路の相互コンダクタンスを制御することにより、強い
RF受信信号の場合に比し大きく増幅することを必要とす
る微弱なRF受信信号を強いRF受信信号より狭いバンド幅
で選択することができる。このような微弱RF受信信号は
強いRF受信信号に比しかなり高い雑音成分を有するの
で、このような利得制御により同時に動的な雑音抑圧を
得ることができる。
抵抗を調整する可能性または負荷をきわめて大きい値
まで変化させる可能性を与えるようにした本発明同調可
能共振増幅器の他の実施例においては、該第３および第
４相互コンダクタンス回路の各々を出力から入力へ正帰
還させるようにしたことを特徴とする。この手法を用い
るときは、第３および第４相互コンダクタンスは比較的
小さい負荷抵抗を使用するとき、電源電圧したがって電
力消費量を増加させることなしに高い実効負荷抵抗を実
現させることを可能にする負抵抗を構成する。
また、TV,VHF/UHFもしくはTVサテライト周波数レンジ
用として特に適する本発明共振増幅器の一実施例におい
ては、該第３および第４相互コンダクタンス回路の各々
を出力から入力へ負帰還させるようにしたことを特徴と
する。この手法を用いる場合、第３および第４相互コン
ダクタンス回路は上述の周波数レンジ内の周波数におい
て遅延時間効果による不所望の位相偏移を補償でき、発
振を防止しうるような正抵抗を構成する。
同調可能共振増幅器の利得を簡単な方法で調整しうる
ようにした本発明の他の実施例においては、共振増幅器
の入力信号を入力相互コンダクタンス回路を介して２つ
の第１および第２相互コンダクタンス回路のうち少なく
とも１つの入力に供給するようにしたことを特徴とす
る。
また、バンド幅を変えることなしに、上述の利得を同
調範囲内に制御するため、本発明の他の実施例の場合
は、該入力相互コンダクタンス回路を制御可能としたこ
とを特徴とする。
さらに集積回路用として特に適する本発明共振増幅器
の一実施例の場合、該第１および第２相互コンダクタン
ス回路はそれぞれ第１および第２の差動対を含み、該第
１および第２差動対は共通エミッタテール形状に配置し
た第１および第２電流源トランジスタを具えた第１およ
び第２ならびに第３および第４のエミッタ結合トランジ
スタを具え、該第１および第２相互コンダクタンス回路
の相互コンダクタンスを制御するための同調制御入力を
有する第１共通制御回路により該２つの電流源トランジ
スタを制御しうるようにし、該第１ないし第４トランジ
スタの各コレクタをそれぞれ第１および第４負荷抵抗を
介して電圧源に接続するとともに、第４、第３、第１お
よび第２トランジスタのベースに接続し、第１および第
２トランジスタならびに第３および第４トランジスタの
コレクタ間にそれぞれ第１および第２コンデンサを配置
するようにしたことを特徴とする。この手法を用いる場
合、負荷抵抗はループ回路の選択的作動に所望の減衰を
与えるのに使用されるだけでなく、トランジスタの適当
な動作点の実現を簡易化するためにも使用される。
特に、該第１および第２差動対における遅延時間効果
による高周波における発振を回避するようにした本発明
共振増幅器の実施例の場合は、該第１および第２コンデ
ンサと直列にそれぞれ第１および第２負荷直列抵抗を配
置したことを特徴とする。該負荷直列抵抗は差動対にお
ける寄生遅延時間による位相偏移効果を減少させる。
また、差動対の周波数従属ベース入力抵抗の共振増幅
器のバンド幅およびＱに与える効果を減少させるように
した本発明共振増幅器の他の実施例においては、該第
３、第４、第２および第１トランジスタのコレクタと第
１ないし第４トランジスタのベース間にベース直列抵抗
を配置したことを特徴とする。
さらに、第３および第４相互コンダクタンス回路の一
実施例の場合、該第３および第４相互コンダクタンス回
路はそれぞれ第３および第４相互コンダクタンス回路の
相互コンダクタンスを調整するため、共通エミッタテー
ル形状に配置した第３および第４電流源トランジスタを
含む第５および第６ならびに第７および第８エミッタ結
合トランジスタを具えた第３および第４差動対を含み、
該第５ないし第８トランジスタのベースを第１ないし第
４トランジスタのコレクタに結合し、該第３および第４
差動対のトランジスタをコレクタからベースに帰還させ
るようにしたことを特徴とする。
また、周波数従属ベース入力抵抗のバンド幅への影響
を減少させるようにした前述以外の異なる方法を可能と
した他の実施例の場合は、該第３および第４相互コンダ
クタンス回路の相互コンダクタンスを制御するため、該
第３および第４電流源トランジスタを第２共通制御回路
により制御可能としたことを特徴とする。
また、第３および第４相互コンダクタンス回路の正帰
還回路の一実施例によるときは、該第５ないし第８トラ
ンジスタのコレクタをそれぞれ第6,第5,第８および第７
トランジスタのベースに結合するようにしたことを特徴
とする。
さらに、負帰還回路の一実施例によるときは、該第５
ないし第８トランジスタの各々をコレクタからベースへ
帰還させるようにしたことを特徴とする。
また、第３および第４相互コンダクタンス回路のコン
ダクタンスの非臨界的制御、したがって正確な制御を使
用するようにした他の実施例によるときは、該第５ない
し第８トランジスタの各々のエミッタリード内にエミッ
タ抵抗を内蔵させるようにしたことを特徴とする。
例えば、TV衛星周波数領域の場合のようなきわめて高
い周波数用として特に本発明共振増幅器の一実施例の場
合は、該第５ないし第８トランジスタをそれぞれ第９な
いし第12トランジスタのベース・エミッタ接続点を介し
てコレクタからベースへ帰還させるようにしたこと、該
第１ないし第４トランジスタのコレクタをそれぞれ第4,
第3,第１および第２トランジスタのベースに結合するよ
うにしたことを特徴とする。この手法を用いるときは、
信号処理トランジスタのカットオフ周波数は増大され
る。
また、入力相互コンダクタンス回路の一実施例の場
合、該入力相互コンダクタンス回路は第１および第２エ
ミッタ結合入力トランジスタならびに共通エミッタリー
ド内の電流源を有する差動段を含み、そのコレクタを２
つの差動対１つのトランジスタのベースに接続するよう
にしたことを特徴とする。
既知の周波数合成回路は現存する放射要求に応じうる
よう電圧制御同調発振器と分周器との間に広帯域増幅器
を使用しており、したがってかなり複雑かつ高価な回路
形状を有する。
本発明の第２の目的は既知の周波数合成回路より電力
消費量が少なく、とりわけ低価格で実現可能な周波数合
成回路を提供しようとするものである。
したがって、本発明に係るこの種周波数合成回路の場
合は、電圧制御発振器と分周回路との間に前述の同調可
能共振増幅器を配置し、同調可能共振増幅器の同調制御
入力にループフィルタを結合して、電圧制御発振器およ
び同調可能共振増幅器を同時に同調させるようにしたこ
とを特徴とする。
本発明によるこの手法を用いるときは、電力消費量が
比較的少なくて済む同調可能共振器を使用して発振信号
のかなり高い選択増幅を得ることが可能であり、したが
って、発振器信号振幅を小さい値に選定することができ
る。
本発明の第３の目的は既知の受信機に比し容易に実現
可能な適応性IF信号処理を有するスーパーヘテロダイン
AMおよびFM受信機を提供しようとするものである。
順次的にRF入力セクション、同調可能混合段、AM−IF
セクションおよびAM復調装置を含むこの種スーパーヘテ
ロダインAM受信機の場合、該AM−IFセクションは第１お
よび第２の１次低減RCフィルタを内蔵し、かつ入力から
出力への信号通路と出力から入力への帰還通路を具えた
制御ループゲインを有する非再生DC負帰還ループを含
み、該信号通路内に２つの該RCフィルタの１つを配置
し、該帰還通路内に制御ゲインとともに他のRCフィルタ
を配置するようにするか、該信号通路内に制御ループゲ
インの１つの部分とともに２つの該RCフィルタを配置
し、該帰還通路内に制御ループゲインの他の部分を配置
するようにし、各々電圧入力から電流出力に至る制御可
能相互コンダクタンスを有する第１および第２相互コン
ダクタンス回路により該ループゲインを実現するように
した同調可能共振増幅器を配置したこと、該ループ内に
おいて、該第１および第２相互コンダクタンス回路の電
流出力を第１および第2RCフィルタの並列RCメンバーを
介してそれぞれ第２および第１相互コンダクタンス回路
の電圧入力に結合するほか、該ループに信号反転手段を
設け、該共振増幅器の入力を２つの相互コンダクタンス
回路の少なくとも１つの入力に結合してそれに入力信号
電流を供給するようにし、該共振増幅器の出力を２つの
相互コンダクタンス回路の１つの出力に結合して、それ
に出力信号電圧を供給するようにし、かつ該第１および
第２相互コンダクタンス回路の出力をそれぞれ該第３お
よび第４相互コンダクタンス回路の入力および出力に接
続し、該第３および第４相互コンダクタンス回路を制御
可能とし、制御入力を介して自動利得制御信号発生回路
の出力に供給するようにしたことを特徴とする。
この手法を用いるときは、AM,IFセクションの利得は
電界強度の減少およびそれに伴って起こるバンド幅の減
少に応じて増大し、電界強度の増加およびそれに伴うバ
ンド幅の増大に応じて減少する。微弱な受信信号に及ぼ
す雑音の影響は強い受信信号に与える影響より大きいた
め、比較的低い雑音レベルへの雑音感受性の安定度が自
動利得制御と同時に得られる。
順次的に、RF入力セクション、同調可能混合段、FM−
IFセクションおよびFM復調装置を含むスーパーヘテロダ
インFM受信機の場合は、該FM−IFセクションに、第１お
よび第２の１次低減フィルタを内蔵し、かつ入力から出
力への信号通路と出力から入力への帰還通路を具えた制
御ループゲインを有する非再生DC負帰還ループを含み、
該信号通路内に２つの該RCフィルタの１つを配置し、該
帰還通路内に制御ループゲインとともに他のRCフィルタ
を配置するようにするか、該信号通路内に制御ループゲ
インの１つの部分とともに２つの該RCフィルタを配置
し、該帰還通路内に制御ループゲインの他の部分を配置
するようにし、各々電圧入力から電流出力に至る制御可
能相互コンダクタンスを有する第１および第２相互コン
ダクタンス回路により該ループゲインを実現するように
した同調可能共振増幅器を配置したこと、該ループ内に
おいて、該第１および第2RCフィルタの並列RCメンバー
を介してそれぞれ第２および第１相互コンダクタンス回
路の電圧入力に結合するほか、該ループに信号反転手段
を設け、該共振増幅器の入力を２つの相互コンダクタン
ス回路の少なくとも１つの入力に結合してそれに入力信
号電流を供給するようにし、該共振増幅器の出力を２つ
の相互コンダクタンス回路の１つの出力に結合してそれ
に出力信号電圧を供給するようにし、かつ該第１および
第２相互コンダクタンス回路の出力をそれぞれ該第３お
よび第４相互コンダクタンス回路の入力および出力に接
続し、該第３および第４相互コンダクタンス回路を制御
回路とし、制御入力を介して受信品質検出回路の出力に
結合するとともに、該第１および第２相互コンダクタン
ス回路を制御入力を介してFM復調装置の出力に結合する
ようにしたことを特徴とする。
この手法を用いるときは、受信品質の変化にほとんど
無関係の受信機性能や高いIF選択度が簡単に得られる。
以下図面により本発明を詳細に説明する。添付図面は
例示を目的とするもので、各図において同一構成素子に
関しては同一符号を用いて表示してある。
添付図において、 第１図は既知の同調可能共振増幅器を示す図、 第2a図ないし第2c図は本発明に係る同調可能共振増幅
器の第１ないし第３実施例を示す図、 第３図は本発明に係る同調可能共振増幅器の一実施例
のブロック図、 第4a図ないし第4f図は本発明に係る同調可能共振増幅
器の複数の可能な駆動および結合（カップリングアウ
ト）態様を示す図、 第５図は本発明共振増幅器の第１集積可能実施例を示
す図、 第6a図は第１および第２相互コンダクタンス回路の種
々の調整における第５図示実施例の帯域通過特性を示す
図、 第6b図は第３および第４相互コンダクタンス回路の種
々の調整における第５図示実施例の帯域通過特性を示す
図、 第７図は本発明共振増幅器の第２集積可能実施例を示
す図、 第８図は本発明による複数の同調可能共振増幅器を含
む周波数合成回路の実施例を示す図、 第９図は本発明によるAMスーパーヘテロダイン受信機
を示す図、 第10図は本発明によるFMスーパーヘテロダイン受信機
を示す図、 である。
第１図は、入力INに供給される入力信号電圧Vinを選
択的に増幅して出力OUTに出力信号電圧Voutを導出しう
るよう形成した前述のドイツ国特許明細書第1,262,466
号により公知の同調可能共振増幅器の基本回路図を示
す。この既知の共振増幅器は入力INから出力PUTに向か
って順次的に、電圧加算回路Ｓ、制御電圧増幅器VAなら
びに第１および第２の１次（first−order）RC低域フィ
ルタR1C1およびR2C2を内蔵する信号通路を有する非再生
ループ（non−regenerative loop）を含む。前記低域フ
ィルタR1C2およびR2C2の各々応は直列抵抗R1,R2および
それぞれ大地電位に接続した並列コンデンサC1,C2を含
み、R2C2の出力、すなわちR2とC2間の共通接続点を共振
増幅器の出力OUTに接続する。また、ループはそれを介
して出力PUTを電圧加算回路Ｓに結合させるようにした
帰還通路を含む。電圧加算回路Ｓは入力電圧Vinを出力
電圧Voutに加算し、かくして得られる和電圧Vin＋Vout
を電圧増幅器VAに供給する働きをする。
電圧増幅器VAは制御ループゲインならびに信号反転機
能を有する。R1C1およびR2C2はDC成分に対してのみゼロ
であるような周波数従属位相偏移機能を有するので、前
記信号反転はループ内にDC負帰還をもたらす。
前述のドイツ国特許明細書から分るように、第１図に
示す同調可能共振増幅器はR1＝R2＝Ｒ、C1＝C2＝Ｃの相
互に同じ低減フィルタR1C1,R2C2を使用し、制御可能な
電圧増幅器VAの利得を−Ａとした場合は、 に等しい共振周波数W0, に等しいクオリティ ファクタＱおよび3/RCに等しい帯
域幅ΔＷを有する。また、選択増幅器または共振周波数
における伝達係数（transmission factor）はほぼjQに
等しい。前述したところから明らかなように、電圧増幅
器VAの利得（ゲインファクタ）−Ａの変化は、バンド幅
ΔＷの変化なしに所望の値での共振周波数W0の同調をも
たらすが、このような同調の変化は全体として共振増幅
器の選択的増幅の変化を生ずる結果となる。この特性は
既知の共振増幅器に対し基本的なものである。同調周波
数の増大による選択的増幅の増加は、既知の方法で既知
の共振増幅器と直列に積分器を配置することにより補償
することができることは確かであるが、このような余分
の積分器はゼロ周波数に減少する同調においてゼロ周波
数それ自体における理論的不定値までの強力な選択的増
幅の増大をもたらすおそれがある。
第2a図および第2b図は各々入力INに供給される入力信
号電圧Vinを増幅して出力OUTに出力信号電圧VOUTを導出
するよう形成した本発明同調可能共振増幅器の第１およ
び第２実施例のブロック図を示す。
第2a図に示す第１実施例の場合、入力INから出力OUT
に至る信号通路には第２低減フィルタR2C2のみを内蔵さ
せ、出力から入力に至る帰還通路には他のループ構成素
子、すなわち、第１低減フィルタR1C1および制御可能電
圧増幅器VAにより形成した制御ループゲインを配置する
ようにしており、この目的のため２つの低減フィルタR1
C1とR2C2間に電圧加算回路Ｓを介挿させている。また、
ここには図示してないが、VAとR1C1間に加算回路Ｓを配
置し、R1C1の出力を共振増幅器の出力として使用するこ
とにより本発明による上述の同調可能共振増幅器の変形
例を得ることができる。この場合、前記変形例の信号通
路は第１低域フィルタR1C1を含み、帰還通路は第２フィ
ルタR2C2とそれに後続する制御可能電圧増幅器VAを含む
ことになる。
第2a図に示す共振増幅器と異なり、第２実施例におけ
る制御ループゲインは単一の制御可能電圧増幅器により
形成するのでなく、各々一部を形成し、共同して全体の
ループゲインを形成する複数の制御可能電圧増幅器の縦
続回路により実現するようにしている。第2b図に示すパ
ージョンはそれぞれVA1およびVA2で示す第１および第２
の制御可能電圧増幅器の縦続回路起を含む。前記電圧増
幅器VA1およびVA2は各々がdBで示す全体のループゲイン
の半分を実現するよう相互に等しい増幅度をもたせるこ
とが望ましく、またこれらの増幅器の一方において信号
反転が行われることが望ましい。また、加算回路ＳをVA
1とVA2に配置することにより、入力INから出力OUTに至
る信号通路には第２制御可能電圧増幅器VA2ならびに第
１、第２低減フィルタR1C1,R2C2の縦続回路が含まれ、
出力OUTから入力INへの帰還通路には、第１制御可能電
圧増幅器VA1が包含されるよう形成する。また、第２電
圧増幅器VA2と第１低域フィルタR1C1間に加算回路Ｓを
配置し、第１電圧増幅器VA1の出力を共振増幅器の出力O
UTとして使用することにより他の変形例（図示せず）を
得ることができる。この場合にはINからOUTへの信号通
路は２つの低域フィルタR1C1,R2C2および第１電圧増幅
器VA1の縦続回路を含み、OUTからINへの帰還通路は第２
電圧増幅器VA2を含む。
第2c図は実際上第2a図および第2b図に示すのもと比較
してさらに容易に実現可能な本発明による同調可能共振
増幅器の第３実施例のブロック図である。図示のよう
に、ループは制御可能相互コンダクタンスを有し、その
出力を、第１負荷コンデンサC1および第１負荷抵抗R1よ
りなり、第１低域フィルタR1C1として機能する並列回路
ならびに第２負荷コンデンサC2および第２負荷抵抗R2よ
りなり第２低域フィルタR2C2として機能する並列回路に
結合した第１および第２の相互コンダクタンス回路TC1
およびTC2を含み、前記２つの並列回路を大地電位に接
続している。２つの相互コンダクタンス回路TC1およびT
C2は並列回路R1C1およびR2C2とともに相互に対応する第
１および第２部分を構成する。また、図示実施例におい
ては、第２相互コンダクタンス回路TC2の出力を電圧イ
ンバータ回路INVを介して第１相互コンダクタンス回路T
C1の入力に接続している。かくすれば、きわめて高い共
振周波数値、理論的には無限大の共振周波数値において
360゜の位相偏移が生ずるような閉ループ回路が得られ
る。共振周波数は閉ループ内に１の利得（ゲイン）が起
こる周波数である。実際には、各セクションを横切る共
振周波数における位相偏移はきわめて近い近似で90゜の
ように見えるが、適当にデイメンショニング（dimensio
ning）した場合は、発振を回避するのに残された充分な
位相マージンが存在する。
ループ回路は、その共振周波数をTC1およびTC2の相互
コンダクタンスの変化により制御することができ、その
バンド幅を並列回路R1C1およびR2C2に対して正しく選定
したRC値により調整することができるような帯域通過特
性を有する。
インバータINVはループ内の任意の位置に配置するこ
とができ、また、相互コンダクタンス回路TC1およびTC2
の１つにおいて信号反転が行われる場合には、これを省
略することができる。対称という見地からTC1よびR1C1
により形成されるセクションはTC2およびR2C2により形
成されるセクションと等しくすることが望ましい。ま
た、バランスの実現という見地から、信号の反転はルー
プ内に交差結合（cross−coupling）を与えることによ
り簡単に得ることができる。これについては、第５図お
よび第７図に関して後述することにする。
相互コンダクタンス回路TC1およびTC2の各々は入力電
圧Vi1およびVi2とともに変化する出力電流I01およびI02
を供給し、相互コンダクタンスI01/Vi1およびI02/Vi2を
制御可能とする。かくして得られるTC1およびTC2内の制
御可能な電圧電流変換の後にはそれぞれR1C1およびR2C2
による一定の電流・電圧変換が行われるので、電圧イン
バータINVとともにループ内にはDC負帰還が得られ、TC1
およびTC2の相互コンダクタンスを制御することにより
制御可能なループゲインが得られる。
第2c図示実施例において、同調可能共振増幅器はそれ
ぞれS1およびS2で示すTC1とR1C1およびTC2とR2C2の共通
接続点に接続した第１端子（I/O）１および（I/O）２を
有する。第１モードにおいては、第１端子（I/O）１ま
たは第２端子（I/O）２は共振増幅器の電流入力として
使用され同時に電圧出力としても使用される。第２モー
ドにおいては、第１端子（I/O）１を電流入力、第２端
子（I/O）２を電圧出力として使用するか、またはその
逆とする。第３モードにおいては同調可能共振増幅器は
対の直角位相信号を濾波するため使用され、この場合、
第１および第２端子（I/O）１および（I/O）２は直角位
相電流入力端子対および直角位相電圧出力端子対を構成
する。
第１モードにおいては、例えば第１端子（I/O）１に
入力信号電流Iinが供給され、接続点S1においてTC1の出
力電流I01に付加される。この場合、S1から見たTC1の出
力インピーダンスは誘導性であり、R1C1の両端に並列に
配置したコイルL1（図示せず）により置き換えることが
できる。したがって、R1C1の両端S1における電圧は主に
共振増幅器の共振周波数fresにおける入力信号電流と同
相で、R1C1の電流IinおよびI01の各々により生成される
副電圧（sub−voltage）の和に等しい。この電圧は出力
信号電圧Voutとして第１端子（I/O）１に導出される。
第１端子（I/O）１は電流入力および電圧出力として
使用しているが、第１モードにおいては、電流入力から
電圧出力に至る信号通路は第１低域フィルタR1C1を含
み、電圧出力から電流入力に至るループの帰還通路はTC
2,R2C2,INVおよびTC1の縦続回路を含む。前述したよう
に、TC1およびTC2は制御ループゲインを実現する。
同様にして、第２端子（I/O）２における入力信号電
流Iin′はR2C2の両端S2に出力電圧Vout′を導出する。
この電圧はfrefにおける入力信号電流Iin′とほぼ同相
でR2C2を流れるTC2の出力電流I02およびIin′により生
成される副電圧の和に等しい。また、この場合、電流入
力から電圧出力に至る信号通路は第２低域フィルタR2C2
を含み、電圧出力から電流入力に至る帰還通路はINV,TC
1,R1C1およびTC2の縦続回路を含む。
該第３モードにおいては（I/O）１および（I/O）２は
それぞれ直角位相入力信号電流の同相および直角成分が
供給される同相および直角端子を構成する。この場合、
前述のように、この直角位相入力信号電流により生成さ
れる直角位相出力信号電圧の同相および直角成分がそれ
ぞれ同じ端子（I/O）１および（I/O）２に導出される。
該第２モードにおいて、例えば第１端子（I/O）１を
電流入力とし、第２端子（I/O）２を電圧出力として使
用する場合、電流入力から電圧出力に至るループの信号
通路は第１低域フィルタR1C1、第２相互コンダクタンス
回路TC2および第２低域フィルタR2C2の縦続回路を含
み、電圧出力から電流入力に至る帰還通路はインバータ
回路INVならびに第１相互コンダクタンス回路TC1を含
む。したがって、この第２モードにおいて対称的配置を
実現した場合には、ループの信号通路および帰還通路に
わたって制御ループゲインが均等に分布されることにな
る。また、前述のように、（I/O）１に供給される入力
電流IinはS1にIinとほぼ同位相の電圧を生成する。この
同位相電圧はTC2において前記電圧と同位相、したがっ
て、Iinとほぼ同位相の電流I02に変換される。かくし
て、電流I02はR2C2の接続点S2にI02に対し約90゜移相し
た電圧を生ずるので（I/O）２には、fresにおいてIinに
対し90゜移相するか、少なくともきわめて90゜に近い位
相角だけ偏移した出力電圧Vout′が得られる。
第３図は第2c図示増幅器をベースにした本発明同調可
能共振増幅器RAの一実施例を示す。図示実施例は同相電
圧入力端子および直角電圧入力端子Vi,Vqを有する。入
力ならびに同相および直角電圧出力端子VI,VQを有する
出力を含む。前記VIおよびVQはそれぞれ第2c図の第１お
よび第２端子（I/O）１および（I/O）２に対応する。
バンド幅の電子的調整の可能性を与えるため、前記同
調可能共振増幅器異RAは、各々出力から入力に帰還され
るようにし、それぞれTC1およびTC2の出力に配置した第
３および第４相互コンダクタンス回路TC3およびTC4を含
む。これらの相互コンダクタンス回路TC3およびTC4はそ
れぞれ並列回路R1C1およびR2C2に並列に配置したと見な
される余分な抵抗を与える。
TC3およびTC4の相互コンダクタンスの変化はバンド幅
の変化をきたすほか、同調周波数に影響を与えることな
しに共振周波数における選択的増幅の変化をもたらす。
この場合、バンド幅の減少は選択的増幅の増大を伴うこ
とから、この同調可能共振増幅器はノイズ適応信号の選
択および増幅のための受信機内のIFフィルタとして使用
するのに特に適している。このことについては第９図に
関し後述する。
図示のように、出力から入力への正帰還の場合には、
それらは絶対センスにおけるR1およびR2の抵抗に近似の
値においてR1およびR2とともにきわめて高い実効抵抗値
を生じ、高いＱの値または狭いバンド幅における簡単な
調整を可能にするような負抵抗を実現する。さらに、R1
およびR2はこの手法を用いて小さい値に選定することが
できるので、前記負抵抗の実現形状により電源電圧、し
たがって電力消費量を低い値に保持することが可能とな
る。
これに対し、例えばTC3およびTC4の信号通路内のイン
バータ回路（図示せず）により出力から入力への負帰還
（図示を省略）とした場合、それらは、それにより共振
増幅器の帯域通過特性の減衰が可能で寄生的遅延時間効
果による位相偏移を補償できるような正抵抗を実現す
る。有力な寄生効果の性質に応じて換言すれば、処理す
べき周波数に応じてTC3およびTC4の正帰還あるいは負帰
還を使用し、共振増幅器の正しい作動を得るようにする
必要があり、この目的のためTC3およびTC4の相互コンダ
クタンスを一定値に調整しうるようにしている。
しかしながら、TC3およびTC4の相互コンダクタンスを
例えばTC1およびTC2の相互コンダクタンスにある程度従
属させるような方法で適当に制御することもでき、かく
して、同調可能共振増幅器のかなり大きい同調範囲にわ
たってバンド幅を正しい限度内で一定に保持し、共振増
幅器の正確な作動を保持することが可能となる。
また、図示のように同調可能共振増幅器RAは第１およ
び第２入力相互コンダクタンス駆動回路TC5およびTC6を
有する入力相互コンダクタンス回路を含む。前記回路TC
5およびTC6は同相入力端子Viと接続点S1間ならびに直角
入力端子Vqと接続点S2間にこれらを配置する。また、TC
1の出力またはS1およびTC2の出力またはS2はそれぞれこ
れらを同調可能共振増幅器RAの同相出力端子VIおよび直
角出力端子VQに結合する。かくすれば、入力相互コンダ
クタンス回路TC5,TC6は対の直角位相入力電圧を対の直
角位相入力電流に変換し、それらの間に２つの第１およ
び第２相互コンダクタンス回路TC1およびTC2の１つを配
置した前記接続点においてループ回路はこれらの電流を
供給する。その結果、増幅されるべき直角位相入力電圧
の直角位相関係が保持される。増幅された直角位相電圧
はループ回路内の該ポイントからカップルアウトされ
る。また、TC5およびTC6の相互コンダクタンスの正しい
調整により共振増幅器のゲインファクタ（利得率）は所
望値に調整することができる。
また、TC3およびTC4の変化は前記ゲインファクタの変
化をもたらすが、、これはTC5およびTC6の適当な制御に
より大きい同調範囲にわたって補償することができる。
第4a図ないし第4f図は本発明による同調可能共振増幅
器の複数の入力接続およびカップリングアウト（出力結
合）の可能性を示すもので、図において第３図示構成素
子に対応する構成素子に関しては同一符号により表示す
るようにしている。
第4a図は単一入力信号電圧をViおよびVqに共通に供給
するようにし、この入力信号電圧を選択的に増幅してVI
およびVQにおける対の直角位相出力電圧に変換し、加算
回路において相互に加算した後単一出力電圧を得るよう
な態様を示すものである。
第4b図は単一入力信号電圧をViおよびVqに共通的に供
給する形式の選択的位相スプリッタとして機能する同調
可能共振増幅器RAを示す。この場合、単一入力電圧は選
択的に増幅され、対の直角位相出力電圧に変換またはス
プリットされる。
第4c図はViに対する単一入力電圧の供給とViに対して
90゜またはほぼ90゜移相したVQにおける単一出力電圧の
減少を示すものである。
第4d図はViに対する単一入力電圧と供給とこの入力か
ら得られる直角位相出力電圧を加算して単一出力電圧を
得る態様を示す。
第4e図はViおよびVqに対の直角位相入力電圧を供給
し、対の直角位相出力をVIおよびVQから供給する形式の
直角位相電圧の選択的増幅器として機能する同調可能共
振増幅器を示す。
第4f図は直角信号から非直角信号（non−quadrature
signal）への選択インターフェース段としての同調可能
共振増幅器を示すもので、この場合は対の直角位相入力
電圧を選択的に増幅して対の直角位相出力電圧を得、こ
の出力電圧を加算回路で加算して単一出力電圧を供給す
るようにしている。
第５図は、特にバイポーラIC技術を用いて実現するに
適した本発明に係る同調可能共振増幅器の実施例を示す
ものである。この実施例の場合、第１ないし第４の制御
可能相互コンダクタンス回路は第１ないし第８トランジ
スタT1ないしT8ならびに各々制御可能電流源として機能
する第１ないし第４電流源トランジスタCT1ないしCT4を
含み、T1,T2およびT3,T4のエミッタを相互に直結接合
し、T5,T6およびT7,T8のエミッタの各々をディゼネレー
ション抵抗（degeneration resistor）Reを介して共通
エミッタテールに接続する。かくして、得られる第１な
いし第４の差動対T1,T2;T3,T4,T5,T6およびT7,T8のエミ
ッタテールは電流源トランジスタCT1ないしCT4を含む。
前記の第１ないし第４の差動対は電流源トランジスタ
CT1ないしCT4とともに第１図の第１ないし第４の制御可
能相互コンダクタンス回路TC1ないしTC4の実用例を構成
する。電流源トランジスタCT1およびCT2ならびにCT3お
よびCT4はそれぞれダイオードとして働く入力制御トラ
ンジスタD1およびD2とともに第１および第２制御可能電
流ミラー回路の出力トランジスタを形成する。T1ないし
T4のコレクタは第１ないし第４の相互に同じ負荷抵抗RC
1およびRC2を介して電圧源に接続するようにするほかT1
とT2およびT3とT4のコレクタ間にそれそれ第１コンデン
サC1および第２コンデンサC2を配置する。また、T3,T4,
T2およびT1のコレクタはそれぞれベース直列抵抗R6を介
してT1ないしT4のベースに結合する。このコレクタ・ベ
ース相互結合により第１および第２相互コンダクタンス
の縦続回路の負帰還が得られる。
また、T5ないしT8のコレクタをそれぞれT6,T5,T8およ
びT7のベースに接続し、T1ないしT4のコレクタをそれぞ
れT5ないしT8のベースに接続することにより、第３およ
び第４相互コンダクタンス回路の各々を出力から入力へ
正帰還させるようにし、かつ第１および第２相互コンダ
クタンス回路の出力に接続する。
また、同調可能共振増幅器は共通エミッタテール内の
制御可能電流源トランジスタCT5とともに第１および第
２のエミッタ結合入力トランジスタTi1およびTi2を有す
る制御可能入力電流相互コンダクタンス回路を含む。前
記トランジスタTi1およびTi2のコレクタはT1およびT2の
コレクタに接続するほか、T4およびT3のベースにも接続
する。また、Ti1およびTi2のベースは共振増幅器の平衡
入力に接続するほか、相互に等しいベース抵抗R3および
R4を介してTi1およびTi2の適当な作動点を設定するため
の分圧器D4,R1,R3の共通出力にも接続する。T3およびT4
のコレクタよりの平衡出力電圧は同調可能共振増幅器の
平衡出力に供給されるようにする。
また、同調可能共振増幅器は共通エミッタテール内の
制御可能電流源トランジスタCT6とともに第１および第
２のエミッタ結合出力トランジスタT01およびT02を含
む。前記T01およびT02のベースは相互に等しいベース抵
抗R7およびR8を介してT01およびT02の適当な動作点を設
定するための分圧器D5,R5,R6の共通出力に接続する。ま
た、T01およびT02のコレクタをT4およびT3のコレクタに
接続するほか、共振増幅器の平衡出力にも接続する。制
御可能電流源トランジスタCT5およびCT6はダイオードと
して機能する入力制御トランジスタD3とともに第３制御
可能電流ミラー回路の出力トランジスタを構成する。前
記第１ないし第３制御可能電流ミラー回路は、それぞれ
D1ないしD3のベースに結合した制御入力IT,TQおよびID
における同調、バンド幅および利得制御電流It,Iqおよ
びIdにより制御・調整可能に形成する。これらの制御電
流は第１ないし第３電流ミラー回路において出力トラン
ジスタCT1,CT2;CT3,CT4;CT5,CT6に鏡像的に再現（mirro
r）される。
出力差動対T01,T02は主に第1,第３および第2,第４相
互コンダクタンス回路により構成される２つのセクショ
ンの相互に等しいDCバイアスを得るよう機能する。
図示実施例において、第３および第４の制御可能相互
コンダクタンス回路T5,T6,CT3およびT7,T8,CT4は負荷抵
抗RC1−RC2を変えることなしに、T3,T4およびT1,T2の入
力抵抗r0の減少による利得の減少およびバンド幅の増加
を補償する可能性を与える制御可能な負抵抗を構成す
る。r0の減少は、同調制御電流Ttが増加した場合、すな
わち低い周波数から高い周波数へ同調する場合に起こ
る。また、ベース直列抵抗Rbも周波数が増加する場合に
おける利得の減少およびバンド幅の増加を打消すよう作
動する。図示実施例においては、T5,T6,CT3およびT7,T
8,CT4により構成される負抵抗の使用をベース直列抵抗R
bの使用と組合せる形で示しているが、２つの使用は同
じ問題に対して選択的解答を与えることになるので、他
方を使用することなく、その一方を使用することが望ま
しい。
実際には、図示実施例に対する同調周波数FR、バンド
幅BWおよび利得ＧはRbおよびReの低い値において次式を
満足するものと思われる。
ここで、VTは熱電位で約25mV.It,IqおよびIdはそれぞ
れ電流源トランジスタCT1,CT2;CT3,CT4およびCT5,CT6の
電流である。
400KHz〜1600KHzのRF−AM無線周波数範囲の同調に対
する実施例においては、抵抗R3,R4,R7およびR8は2KΩ;R
2,R5は70KΩ;R1,R6は30KΩ;RC1〜RC2は25KΩ;Reは15K
Ω;Rb＝０（短絡）； 容量C1,C2は32PF; 電源電圧は1.8V; 電力消費量は0.36mW; Idは30μA;Iq＝２μＡ＋It×0.18であった。
また、前記の値と異なり、Iqを3.8μＡに調整し、Rb
を7KΩに選定した場合、第３および第４相互コンダクタ
ンス回路の相互コンダクタンスが一定の他の実施例が得
られる。
85MHz〜110MHzのRF−FM無線周波数範囲の同調に対す
る実用例においては、抵抗RC1−RC4の値は10KΩ； Reは3.3KΩ;Rbは40Ω； 電流Idは30μA;Iqは10μA; 容量C1,C2は0.5PF; 電源電圧は1.8V; 電力消費量は0.55mWであった。
また、第３および第４相互コンダクタンス回路T5,T6,
CT3およびT7,T8,CT4をすべて削除し、T1とT2のコレクタ
間およびT3とT4のコレクタ間にそれぞれC1およびC2を直
列に第１および第２負荷抵抗（図示せず）を配置するこ
とにより、前記RF−FM無線周波数範囲における同調に適
する本発明同調可能共振増幅器の他の簡単な実施例（図
示せず）が得られる。
このような簡単な実施例の実用回路においては、抵抗
R3,R4,R7,R8の値は2KΩ;R2,R5の値は1MΩ;R1,R6の値は6
0KΩ;RC1〜RC4の値は45KΩ；第１および第２負荷抵抗
（図示せず）の値は50Ω； 電流Idは26μA; 電源電圧は2.7V 電力消費量は0.6mWであった。
第6a図はLOCOS絶縁によるバイポーラIC技術を用い、
エミッタ幅２ミクロン、トランジスタカットオフ周波数
約4GHzで実現した第５図示同調可能共振増幅器の通過帯
域特性の種々の同調電流Itならびに一定電流IqおよびId
における曲線１ないし５を示す。この増幅器において、
ベース直列抵抗Rbおよび抵抗Reは短絡とし、抵抗RC1−R
C4の値は5KΩ、C1,C2の値は8PFであった。また、この図
からバンド幅は50MHzと150MHzの間でほぼ一定であるこ
とがはっきり分る。
第6b図は前記の最後に述べた同調可能共振増幅器の一
定電流Itおよび異なる電流IqおよびIdにおける通過帯域
特性の曲線１ないし３を示す。この図からそこには同調
はずれがないことがはっきり分る。
第５図示実施例において、T5〜T8に負帰還を与え（図
示せず）、かつコンデンサC1およびC2と直列に第１およ
び第２負荷直列抵抗を配置（図示せず）することによ
り、50MHz〜900MHzのRF−TV VHF/UHF周波数範囲におけ
る同調に適する実施例が得られる。このような負帰還は
トランジスタT5−T8の各々に対してコレクタ・ベース接
続を与えることにより達成される。
この実施例の実用回路においては、ItおよびIqを制限
するようにしており、 抵抗R3,R4,R7,R8の値は2KΩ;R2,R5は1MΩ;R1,R6は60K
Ω;RC1−RC4は5KΩ；第１および第２負荷抵抗（図示せ
ず）は各々100Ω;Rb＝Re＝０（短絡）、負荷容量C1,C2
の値は0.5PF; 電流Idは200μA; 電源電圧は5V; 電力消費量は12.5mWであった。
第７図は約900MHz〜2GHzのTVサテライト周波数範囲に
おける同調に適する同調可能共振増幅器の実施例を示
す。この場合には、第１および第２相互コンダクタンス
回路T1,T2,CT1およびT3,T4,CT2の容量性負荷は負荷抵抗
RC1−RC4におけるコレクタ・ベース寄生容量により構成
する。また、遅延時間効果による発振を防止するため、
トランジスタT5−T8はエミッタホロワとして配置した第
９ないし第12トランジスタT9−T12を介して負帰還させ
る。これらのエミッタホロワT9−T12は信号処理トラン
ジスタT1−T4のカットオフ周波数をも増加させる。前記
トランジスタT9−T12の各々はエミッタ抵抗Remを介して
大地電位に接続する。さらに、RC3およびRC4を共通に
し、直列ダイオード対D5,D6を介してこれを電圧源に接
続する。前記ダイオード対D5,D6は第１および第２セク
ションの等しいDCバイアス用として使用される。出力段
はこの場合、負荷を模擬し、測定目的用としてのみ機能
し、したがって信号処理機能を有しないので、詳細な説
明は省略することにする。
上記実施例の実用回路の場合、抵抗R1,R2の値は30K
Ω;R3,R4の値は2KΩ;R0の値は10Ω； Remの値は1KΩ;RC1〜RC4の値は750Ω； 電源電圧は5V; 電力消費量は75mWであった。
第８図は、順次的に第１同調可能共振増幅器RA1、一
定の除算係数Ｎで分周するための固定分周器またはプレ
スケーラ（prescaler）PS、第２同調可能共振増幅器RA
2、分周係数Ｍを制御し、またプログラムするための制
御入力Tiを有するプログラム可能分周器PFD、固定発振
器XOから固定基準周波数を供給するようにした位相検出
器PD、ループフィルタLFおよび同調発振器として機能す
る電圧制御発振器TOを内蔵するフェーズロックループを
含む本発明周波数合成回路を示す。
前記発振器TOの出力は接続点SL1を介してRA1の入力に
接続するほか、第３同調可能共振増幅器RA3にも接続
し、前記増幅器RA3の出力Ｏから、例えばRF−AMまたはF
M無線信号、TV−VHF/UHFまたはサテライト受信信号の中
間周波数への混合変換のため、選択的に増幅されたTOの
発振信号を搬送する。
図示実施例において、RA1−RA3は周波数合成回路が作
動する周波数範囲に応じて前述の実施例の１つに対応す
る。この回路において、LFの出力におけるd.c.制御信号
はTOの位相／周波数制御用に使用されるだけでなく、RA
1−RA3の同調の制御用としても使用される。この場合、
RA1−RA3およびTOの同調において正確な同期を確保する
ため、RA1−RA3およびTOの実現形態に応じてd.c.制御信
号をd.c.変換回路ccにより適当に同調制御電流Itに変換
する。また、例えば、TV衛星周波数範囲において、バン
ド幅制御を必要とする場合はccによりd.c.制御信号から
抽出した制御電流Iq（図示せず）をも供給するようにす
る。
実際上、集積形状に実現する場合は、同調発振器TOは
ループの他の回路と同じ基板上には形成されないので、
接続点SLにおける信号レベルは発振器放射に課せられる
電流要求に応じうるよう充分小さくする必要がある。ま
た、ループの正しい作動を確保するため、PSにおける分
周の前に、まずRA1により発振信号を選択的に増幅す
る。ループ作動の改善は、ロジックマージン、すなわち
PSの出力における信号の０レベルと１レベル間の差をRA
2で増大させることにより得られる。この場合RA2はRA1
より低い周波数範囲で作動するので、同調制御信号Itの
適合を必要とする。第３の同等可能共振増幅器RA3はか
なり微弱な発振器信号またはSLの混合のため使用しうる
ような信号レベルまで増幅する機能を有する。
第９図は順次的にRF入力セクション11、所望のAM−RF
信号を一定のAM中間周波数（AM−IF）に変換するため同
調発振器13から同調可能混合信号を供給するようにした
混合段12、AM−IF信号を増幅し、選択するためのAM−IF
セクション14、AM−IF信号を復調するためのAM復調器1
6、オーディオ処理セクション15および復調オーディオ
信号を処理し、再生するための音声再生装置17を含む本
発明AMスーパーヘテロダイン受信機を示す。
AM−IFセクション14は、各々を例えば第３図のように
形成したＭ個の同調可能共振増幅器RA1−RAnの縦続回路
を含む。第１および第２の相互コンダクタンスTC1およ
びTC2は共振周波数fresがAM−IFに対応する値に固定さ
せる。第３および第４相互コンダクタンスTC3およびTC4
はAGC信号発生回路18から利得制御信号（AGC信号）電流
Iqを供給させるようにした共通の制御入力BCにより制御
するようにする。AGC信号発生回路18はAM復調器15の出
力に係合し、適当に選定された積分または低域フィルタ
リングにより復調されたオーディオ信号の振幅からAGC
信号電流Iqを抽出する。前記信号電流は受信電界強度の
尺度を形成する。減少する受信電界強度のIqにより前述
の方法で各共振増幅器RA1ないしRAnの選択的増幅が増加
するようTC3およびTC4を制御することにより、それらの
バンド幅は同時に減少する。かくして、振幅の安定だけ
でなく適応形雑音レベルの安定が得られる。
第10図はFMスーパーヘテロダイン受信機のブロック図
を示す。図において、第９図のそれと機能的に対応する
副回路に関して同一符号数字を用いてある。この受信機
においてFM−RF受信信号は混合段12において一定のIF搬
送波周波数を有するFM−IF信号に変換した後、このFM−
IF信号をFM−IFセクション14′においてIF選択し、FM復
調器15′において復調する。次に、例えば、ステレオデ
コーダもしくはRDS信号処理装置により形成するを可と
するベースバンド信号処理ユニット16′においてベース
バンド信号の処理を行う。
この場合、第９図示受信機と異なり、FM−IFセクショ
ン14′の各共振増幅器RA1−RAnの第３および第４相互コ
ンダクタンスだけでなく、第１および第２相互コンダク
タンスをも制御するようにしている。この目的のため、
それらの制御入力を共通の同調制御入力TUに結合し、同
調制御信号発生回路19からこの同調制御入力TUに同調制
御電流Itを供給する。この回路19はFM復調器15′の出力
におけるベースバンドFM変調信号またはFM−IFセクショ
ン14′の出力における濾波されたFM−IF信号から該同調
制御電流Itを抽出するので、この同調制御電流の振幅は
ベースバンドFM変調信号にほぼ追随する。その結果、FM
−IFセクション14′の共振周波数は瞬時的にIF搬送波の
FM変調に追随するので、FM−IFセクション14′のバンド
幅はFM−IF信号内の所望信号成分の損失なしに一般の固
体IF−FMフィルタのそれよりかなり狭い値に選定するこ
とができ、一般のFM受信機と比較してかなり改善された
IFチャネル選択度が得られる。
その共振周波数がIF−FM信号のFM変調とともに変化す
る狭帯域IFフィルタの使用については、例えば、米国特
許第3,541,451号により既知であるが、可変狭帯域IFフ
ィルタとして本発明による同調可能共振増幅器を使用す
ることにより、この種受信機をかなり簡単かつ低価格で
実現することができる。
この場合、FM−IFセクション14′内に含まれる各共振
増幅器RA1−RAnの第３および第４相互コンダクタンスは
受信品質検出器20により制御するようにする。この検出
器20は制御電流Iq内の所望FM信号の受信品質の尺度を与
え、この品質尺度はとりわけ電界強度、雑音および多重
通路受信により決定される。このような検出器は例え
ば、米国特許第4,491,957号により既知であり、IF−FM
セクション14′のバンド幅は受信品質の改善とともに増
加し逆のときは減少するような方法で変化する。したが
って、受信品質の変化に対抗して受信機の信号処理を安
定化させる自動的な適応形IF選択度が得られる。この場
合、自動的バンド幅制御は、前述のIF−FMセクション1
4′の周波数制御と関係なく使用できること明らかであ
る。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 実開 昭63−181031（ＪＰ，Ｕ) 特表 昭57−500629（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03H 11/04 H03F 3/191 H04B 1/26 H03F 1/34

Claims (24)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】制御されるループゲインを与えるために信
    号周波数で制御可能に信号を増幅する手段と、入力部か
    ら出力部に至る前記信号の信号経路と、前記出力部から
    前記入力部に至る前記信号の帰還経路と、を有する非再
    生型DC負帰還ループを具える同調可能共振増幅器であっ
    て、 前記増幅手段は、制御可能なゲインファクタをもつ一対
    の増幅器を有し、前記増幅器の少なくとも１つは前記帰
    還経路内にあり、 前記ループは、一対の１次ローパスRCフィルタを更に有
    し、前記一対のフィルタの少なくとも１つは前記信号経
    路内にあり、 前記一対の増幅器及び前記一対のフィルタは、前記ルー
    プにおいてそれぞれの増幅器とそれぞれのフィルタとが
    交互になるような順序で縦続接続されており、 前記一対の増幅器は、実質的に同一であり、前記一対の
    フィルタは、実質的に同一であることを特徴とする、同
    調可能共振増幅器。
  2. 【請求項２】第１及び第２の制御される増幅器は、電圧
    入力部から電流出力部への制御可能な相互コンダクタン
    スを具える第１及び第２の相互コンダクタンス回路をそ
    れぞれ有し、前記ループ内で、前記第１及び第２の相互
    コンダクタンス回路の前記電流出力部は、前記第１及び
    第２のRCフィルタの並列RC素子を介して前記第２及び第
    １の相互コンダクタンス回路の前記電圧入力部にそれぞ
    れ結合されており、前記ループは、信号反転手段を有
    し、前記共振増幅器の入力部は、入力信号電流を供給す
    るために前記２つの相互コンダクタンス回路のうち少な
    くとも１つの入力部に結合されており、前記共振増幅器
    の出力部は、出力信号電圧を供給するために前記２つの
    相互コンダクタンス回路のうち一方の出力部に結合され
    ていることを特徴とする、請求項１に記載の同調可能共
    振増幅器。
  3. 【請求項３】前記同調可能共振増幅器の前記入力部及び
    前記出力部は、同相及び直交位相入力端子と同相及び直
    交位相出力端子とをそれぞれ有し、前記２つの第１及び
    第２の相互コンダクタンス回路のうちの１つが、前記２
    つの入力端子と出力端子との間に設けられていることを
    特徴とする、請求項２に記載の同調可能共振増幅器。
  4. 【請求項４】前記増幅器は、第３及び第４の相互コンダ
    クタンス回路を有し、前記第１及び第２の相互コンダク
    タンス回路の前記出力部は、前記第３及び第４の相互コ
    ンダクタンス回路の入力部及び出力部にそれぞれ接続さ
    れることを特徴とする、請求項２に記載の同調可能共振
    増幅器。
  5. 【請求項５】前記第３及び第４の相互コンダクタンス回
    路はそれぞれが前記出力部から前記入力部に正帰還され
    ることを特徴とする、請求項４に記載の同調可能共振増
    幅器。
  6. 【請求項６】前記第３及び第４の相互コンダクタンス回
    路はそれぞれ前記出力部から前記入力部に負帰還される
    ことを特徴とする、請求項４に記載の同調可能共振増幅
    器。
  7. 【請求項７】前記第３及び第４の相互コンダクタンス回
    路の前記相互コンダクタンスが制御可能であることを特
    徴とする、請求項４に記載の同調可能共振増幅器。
  8. 【請求項８】前記共振増幅器の前記入力信号は、入力相
    互コンダクタンス回路を介して、前記２つの第１及び第
    ２の相互コンダクタンス回路のうち少なくとも１つの入
    力部に供給されることを特徴とする、請求項２に記載の
    同調可能共振増幅器。
  9. 【請求項９】前記入力相互コンダクタンス回路が制御可
    能であることを特徴とする、請求項８に記載の同調可能
    共振増幅器。
  10. 【請求項１０】前記第１及び第２の相互コンダクタンス
    回路は、第１及び第２の差動対をそれぞれ有し、前記第
    １及び第２の差動対は、共通エミッタテール形状に設け
    られた第１及び第２の電流源トランジスタを具える第１
    及び第２のエミッタ結合トランジスタ並びに第３及び第
    ４のエミッタ結合トランジスタを有し、前記２つの電流
    源トランジスタは、前記第１及び第２の相互コンダクタ
    ンス回路の前記相互コンダクタンスを制御する同調制御
    入力部を有する第１の共通制御回路から制御可能であ
    り、前記第１ないし第４のトランジスタのコレクタはそ
    れぞれが、第１ないし第４の負荷抵抗を介してそれぞれ
    電源電圧に接続されるとともに、前記第４、第３、第１
    及び第２のトランジスタのベースに結合され、第１及び
    第２のキャパシタンスは、前記第１及び第２のトランジ
    スタ並びに前記第３及び第４のトランジスタのコレクタ
    の間にそれぞれ設けられていることを特徴とする、請求
    項２に記載の同調可能共振増幅器。
  11. 【請求項１１】第１及び第２の負荷直列抵抗が、前記第
    １及び第２のキャパシタンスと直列にそれぞれ設けられ
    ていることを特徴とする、請求項10に記載の同調可能共
    振増幅器。
  12. 【請求項１２】ベース直列抵抗が、前記第３、第４、第
    ２及び第１のトランジスタの前記コレクタと、前記第１
    ないし第４のトランジスタの前記ベースとの間に設けら
    れていることを特徴とする、請求項10に記載の同調可能
    共振増幅器。
  13. 【請求項１３】前記増幅器は、第３及び第４の相互コン
    ダクタンス回路を有し、 前記第１及び第２の相互コンダクタンス回路の出力部
    は、前記第３及び第４の相互コンダクタンス回路の入力
    部及び出力部にそれぞれ接続されており、 前記第３及び第４の相互コンダクタンス回路は、第５及
    び第６のエミッタ結合トランジスタ並びに第７及び第８
    のエミッタ結合トランジスタを具える第３及び第４の差
    動対をそれぞれ有し、前記第３及び第４の差動対は、前
    記第３及び第４の相互コンダクタンス回路の相互コンダ
    クタンスを調整するために、共通エミッタテール形状に
    設けられた第３及び第４の電流源トランジスタを有し、
    前記第５ないし第８のトランジスタのベースは、前記第
    １ないし第４のトランジスタの前記コレクタにそれぞれ
    結合され、前記第３及び第４の差動対のトランジスタ
    は、コレクタからベースにそれぞれ帰還されることを特
    徴とする、請求項10に記載の同調可能共振増幅器。
  14. 【請求項１４】前記第３及び第４の電流源トランジスタ
    は、前記第３及び第４の相互コンダクタンス回路の前記
    相互コンダクタンスを制御するため第２の共通制御回路
    から制御可能であることを特徴とする、請求項13に記載
    の同調可能共振増幅器。
  15. 【請求項１５】前記第５ないし第８のトランジスタのコ
    レクタは、前記第６、第５、第８及び第７のトランジス
    タのベースにそれぞれ結合されることを特徴とする、請
    求項13に記載の同調可能共振増幅器。
  16. 【請求項１６】前記第５ないし第８のトランジスタのそ
    れぞれが、コレクタからベースに帰還されることを特徴
    とする、請求項13に記載の同調可能共振増幅器。
  17. 【請求項１７】エミッタ抵抗が、前記第５ないし第８の
    トランジスタのそれぞれのエミッタリードに組み込まれ
    ていることを特徴とする、請求項13に記載の同調可能共
    振増幅器。
  18. 【請求項１８】前記第５ないし第８のトランジスタは、
    第９ないし第12のトランジスタのベース−エミッタ接合
    を介してそれぞれコレクタからベースに帰還されてお
    り、前記第１ないし第４のトランジスタの前記コレクタ
    は、前記第４、第３、第１及び第２のトランジスタのベ
    ースにそれぞれ結合されていることを特徴とする、請求
    項16に記載の同調可能共振増幅器。
  19. 【請求項１９】前記相互コンダクタンス回路は、第１及
    び第２のエミッタ結合入力トランジスタと共通エミッタ
    リード内に電流源とを具える差動段を有し、そのコレク
    タは、前記２つの差動対のうち一方のトランジスタのベ
    ースにそれぞれ接続されていることを特徴とする、請求
    項10に記載の同調可能共振増幅器。
  20. 【請求項２０】請求項１に記載の同調可能共振増幅器を
    有し、分周回路と、位相検出器と、ループフィルタと、
    電圧制御発振器とをフェーズロックループ内に組み込ん
    だ周波数合成回路であって、 前記同調可能共振増幅器は、前記電圧制御発振器と、前
    記分周回路との間に設けられ、前記ループフィルタは、
    前記電圧制御発振器と前記同調可能共振増幅器とを同時
    に同調させるために前記同調可能共振増幅器の同調制御
    入力部に結合されていることを特徴とする、周波数合成
    回路。
  21. 【請求項２１】RF入力セクションと、同調可能ミキサ段
    と、IFセクションと、復調装置とを連続して有するスー
    パーヘテロダイン受信機であって、 前記IFセクションは、非再生型DC負帰還ループを具える
    同調可能共振増幅器を有し、前記負帰還ループは、制御
    されるループゲインを与えるために信号周波数で信号を
    増幅する手段を有し、前記増幅手段は、第１及び第２の
    制御される増幅器を有し、 前記ループは、入力部から出力部に至る前記信号の信号
    経路と、前記出力部から前記入力部に至る前記信号の帰
    還経路とを有し、前記ループは、第１及び第２の１次ロ
    ーパスRCフィルタと、信号反転手段とを有し、 前記信号経路は、前記RCフィルタの一方を組み込んでお
    り、前記帰還経路は、前記RCフィルタの他方と、前記増
    幅手段とを組み込んでおり、 前記第１及び第２の制御される増幅器はそれぞれが、電
    圧入力部から電流出力部への制御可能な相互コンダクタ
    ンスを具える第１及び第２の相互コンダクタンス回路で
    あり、前記第１及び第２の相互コンダクタンス回路の前
    記電流出力部は、前記第１及び第２のRCフィルタの並列
    RC素子を介して前記第２及び第１の相互コンダクタンス
    回路の前記電圧入力部にそれぞれ結合されており、前記
    共振増幅器の入力部は、入力信号電流を供給するために
    前記２つの相互コンダクタンス回路の少なくとも一方の
    入力部に結合されており、前記共振増幅器の出力部は、
    出力信号電圧を供給するために前記２つの相互コンダク
    タンス回路のうち一方の出力部に結合されており、 前記第１及び第２の相互コンダクタンス回路の前記出力
    部は、前記第３及び第４の相互コンダクタンス回路の入
    力部及び出力部にそれぞれ接続されており、前記第３及
    び第４の相互コンダクタンス回路は、制御可能であり、
    制御入力部を介して信号回路に結合されていることを特
    徴とする、スーパーヘテロダイン受信機。
  22. 【請求項２２】RF入力セクションと、同調可能ミキサ段
    と、IFセクションと、復調装置とを連続して有するスー
    パーヘテロダイン受信機であって、 前記IFセクションは、非再生型DC負帰還ループを具える
    同調可能共振増幅器を有し、前記負帰還ループは、制御
    されるループゲインを与えるために信号周波数で信号を
    増幅する手段を有し、前記増幅手段は、第１及び第２の
    制御される増幅器を有し、 前記ループは、入力部から出力部に至る前記信号の信号
    経路と、前記出力部から前記入力部に至る前記信号の帰
    還経路とを有し、前記ループは、第１及び第２の１次ロ
    ーパスRCフィルタと、信号反転手段とを有し、 前記第１の制御される増幅器は、前記制御されるループ
    ゲインの一部のみを与え、前記第２の制御される増幅器
    は、前記制御されるループゲインの他の部分を与え、前
    記信号経路は、前記RCフィルタと、前記第１の制御され
    る増幅器とを共に組み込んでおり、 前記第１及び第２の制御される増幅器はそれぞれが、電
    圧入力部から電流出力部への制御可能な相互コンダクタ
    ンスを具える第１及び第２の相互コンダクタンス回路で
    あり、前記第１及び第２の相互コンダクタンス回路の前
    記電流出力部は、前記第１及び第２のRCフィルタの並列
    RC素子を介して前記第２及び第１の相互コンダクタンス
    回路の前記電圧入力部にそれぞれ結合されており、前記
    共振増幅器の入力部は、入力信号電流を供給するために
    前記２つの相互コンダクタンス回路の少なくとも一方の
    入力部に結合されており、前記共振増幅器の出力部は、
    出力信号電圧を供給するために前記２つの相互コンダク
    タンス回路のうち一方の出力部に結合されており、 前記第１及び第２の相互コンダクタンス回路の前記出力
    部は、前記第３及び第４の相互コンダクタンス回路の入
    力部及び出力部にそれぞれ接続されており、前記第３及
    び第４の相互コンダクタンス回路は、制御可能でり、制
    御入力部を介して信号回路に結合されていることを特徴
    とする、スーパーヘテロダイン受信機。
  23. 【請求項２３】前記IFセクションは、AM−IFセクション
    であり、前記復調装置は、AM復調器であり、前記受信機
    は、復調信号回路であり且つAGC出力部を具える自動ゲ
    イン制御信号生成装置を有し、 前記第３及び第４の相互コンダクタンス回路は、制御可
    能であり且つ前記AGC出力部に結合される個々の制御入
    力部を有することを特徴とする、請求項21又は請求項22
    に記載のスーパーヘテロダイン受信機。
  24. 【請求項２４】前記IFセクションは、FM−IFセクション
    であり、前記復調装置は、復調信号回路であり且つ復調
    出力部を有するFM復調器であり、 前記第３及び第４の相互コンダクタンス回路は、制御可
    能であり、前記復調出力部に結合される個々の制御入力
    部を有することを特徴とする、請求項21又は請求項22に
    記載のスーパーヘテロダイン受信機。
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