JPH03505660A - 同調可能共振増幅器 - Google Patents

同調可能共振増幅器

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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 同調可能共振増幅器 本発明は第１および第２の１次低域ＲＣフィルタを内蔵し、かつ入力から出力へ の信号通路と出力から入力への帰還通路を具えた制御ループゲインを有する非再 生ＤＣ負帰還ループを含む同調可能共振増幅器に関するものである。
また、本発明はフェーズロックループ内に、順次に、分周器、位相検出器、ルー プフィルタおよび電圧制御発振器を有する周波数合成回路にも関するものである 。
さらに、本発明は適応形ＩＰ信号処理を有するスーパーヘテロダイン受信機にも 関するものである。
この種形式の同調可能共振増幅器に関しては例えば、ドイツ国特許明細書第１， ２６２，４６６号により公知である。
また、この種周波数合成回路に関しては、例えば、サンヨウ（Ｓａｎｙｏ　）社 の形式表示ＬＭ７００５により公知である。
さらに、この種スーパーヘテロゲイン受信機に関しては、例えば米国特許第３． ５４１，４５１号により公知である。
既知の共振増幅器は、入力から出力に至る信号通路内に順次に電圧信号加算回路 、制御可能反転電圧増幅器ならびに第１および第２の１次（ｆｉｒｓｔ−ｏｒｄ ｅｒ　）低域ＲＣフィルタの縦続配置よりなるＲＣ回路を含み、共振増幅器の出 力を帰還通路を介して加算回路に接続し、制御可能ループゲインを有するＤＣ負 帰還ループを形成させている。
既知の共振増幅器はループゲインを制御することにより変化させうる同調可能な 共振周波数の近傍に通過帯域特性を有する。
この共振または同調周波数において共振増幅器の周波数従属伝送は最大となる。
また、この共振増幅器の通過帯域幅は２つのＲＣフィルタの時定数により決まり 、ループゲインに無関係である。これは同調周波数、したがって、一定の大きさ のバンド幅における通過レンジの周波数位置の変化の可能性を与える。
しかし、既知の共振増幅器は同調周波数の増加とともに増加し、減少とともに減 少するような選択的ゲインを有する。選択的ゲインの増加は、信号通路と直列に 配置した余分の積分器により同調周波数の増加に応じて減少させることは可能で あるが、このような積分器は、例えはゼロまで減少する同調周波数における増幅 器の出力信号のきわめて強い増加というような不所望の効果を生ずる。また、こ の周波数従属選択的ゲインのため、この既知の同調可能共振増幅器の利用分野は 比較的小さいものとなり、例えば所望のＲＦ受信信号の同調可能チャネルＲＦ選 択のための受信同調装置における使用も不可能である。
本発明の目的はこれらの欠点を簡単な方法で取り除くようにした同調可能共振増 幅器を提供しようとするものである。
この目的を達成するため、前述形式の本発明同調可能共振増幅器の場合は、該信 号通路に２つの該ＲＣフィルタの１つを配置し、該帰還通路に制御ループゲイン とともに他のＲＣフィルタを配置するようにするか、該信号通路に制御ループゲ インの１つの部分とともに２つの該ＲＣフィルタを配置し、該帰還通路に制御ル ープゲインの他の部分を配置するようにしたことを特徴とする。
本発明はループの信号通路および帰還通路上における濾波操作およびループゲイ ンを適当に選定した分布とすることにより、余分の構成素子を使用することなく 既知の共振増幅器の周波数従属選択的ゲインを補償することができるという認識 にもとづくものである。
本発明による手法を用いるときは、一定のバンド幅を保持しながら、共振増幅器 の選択的ゲインの周波数従属変化の有効な補償を行うことができる。これは余分 の利得制御の使用もしくはコストの増大をきたしたり、不所望の効果をもたらす 積分器のような回路の使用を要せずして達成される。したがって、本発明同調可 能共振増幅器は多くの用途、なかんずく、無線およびＴＶ受信機において同調可 能チャネルＲＦ選択を実現するため、もしくは適当に選定された同調の場合に、 所望のＲＦまたはＩＰ受信信号の固定ＩＰ選択を実現するのに適している。
また、本発明同調可能共振増幅器によるときは、該ループは閉ループ形状を有し 、順次的に、第１制御増幅器、第１ＲＣフイルタ、第２制御増幅器および第２Ｒ Ｃフイルタの縦続配置を含み、該２つの増幅器および該２つのＲＣフィルタを相 互にほぼ等しくしたことを特徴とする。
この手法を用いるときは、２つの増幅器の各々は、例えば、そこに飽和が起こる というような不所望の現象なしにかなり大きい制御範囲にわたってゲインを変化 させることができ、この方法により本発明共振増幅器の同調範囲はかなり増大さ れる。
さらに、この実施例は、単相信号の周波数選択用として適するだけでなく、入力 端子および出力端子を適当に選択した場合は、直角位相信号を選択するのにも適 し、あるいは選択的位相スプリッタとして、また選択的加算回路としても適する 。
また、集積回路形状で実現するに通した比較的簡単な回路形状を有する本発明共 振増幅器の実施例においては、該第１および第２の制御可能増幅器は各々電圧入 力から電流出力への制御可能相互コンダクタンスを有する第１および第２相互コ ンダクタンス回路を具えたこと、該ループ内において該第１および第２相互コン ダクタンス回路の電流出力を第１および第２ＲＣフル夕の並列ＲＣメンバーを介 してそれぞれ第２および第１相互コンダクタンス回路の電圧入力に結合するほか 、該ループは信号反転手段を含み、かつ共振増幅器の入力を２つの相互コンダク タンス回路の少なくとも１つの入力に結合してそれに入力信号電流を供給するよ うにし、共振増幅器の出力を２つの相互コンダクタンス回路の１つの出力に結合 してそれに出力信号電圧を供給するようにしたことを特徴とする。
また直角信号の選択的ゲイン用として適する本発明共振増幅器の他の実施例の場 合、該同調可能共振増幅器の入力および出力はそれぞれ同相入力端子および直角 入力端子ならびに同相出力端子および直角出力端子を含み、該２つの入力端子と 出力端子間に２つの第１および第２相互コンダクタンス回路の１つを配置したこ とを特徴とする。
この手法を用いるに当たっては、共振周波数において第１および第２相互コンダ クタンス回路の関連出力における第１および第２並列ＲＣメンバーの各々を通し て位相偏移は９０°または少なくともきわめて近い近似で９０°であるという事 実を使用している。
また本発明同調可能共振増幅器の他の実施例においては、該第１および第２相互 コンダクタンス回路の出力をそれぞれ第３および第４相互コンダクタンス回路の 入力および出力に接続するようにしたことを特徴とする。
この手法を用いるときは、第３および第４相互コンダクタンス回路は負荷抵抗お よび容量性負荷に並列な余分の抵抗を構成し、電力消費量の低減ならびに所要電 圧源の減少をはかることが可能となる。
また、第３および第４相互コンダクタンス回路の相互コンダクタンスを制御可能 としたことを特徴とするこの種共振増幅器の他の実施例は上述の相互コンダクタ ンスを変化させることによりバンド幅の減少の可能性を与え、同時に利得の増加 または減少の可能性を与える。
この実施例は、受信機内において、例えば、自動利得制御（ＡＧＣ）用として使 用するのに特に適している。すなわち、ＡＧＣ信号で第３および第４相互コンダ クタンス回路の相互コンダクタンスを制御することにより、強いＲＦ受信信号の 場合に比し大きく増幅することを必要とする微弱なＲＦ受信信号を強いＲＦ受信 信号より狭いバンド幅で選択することができる。このような微弱ＲＦ受信信号は 強いＲＦ受信信号に比しかなり高い雑音成分を有するので、このような利得制御 により同時に動的な雑音抑圧を得ることができる。
抵抗を調整する可能性または負荷をきわめて大きい値まで変化させる可能性を与 えるようにした本発明同調可能共振増幅器の他の実施例においては、該第３およ び第４相互コンダクタンス回路の各々を出力から入力へ正帰還させるようにした ことを特徴とする。この手法を用いるときは、第３および第４相互コンダクタン スは比較的小さい負荷抵抗を使用するとき、電源電圧したがって電力消費量を増 加させることなしに高い実効負荷抵抗を実現させることを可能にする負抵抗を構 成する。
また、ＴＶ、　　ＶＨＦ／ＵＨＦもしくはＴＶサテライト周波数レンジ用として 特に適する本発明共振増幅器の一実施例においては、該第３および第４相互コン ダクタンス回路の各々を出力から入力へ負帰還させるようにしたことを特徴とす る。この手法を用いる場合、第３および第４相互コンダクタンス回路は上述の周 波数レンジ内の周波数において遅延時間効果による不所望の位相偏移を補償でき 、発振を防止しうるような正抵抗を構成する。
同調可能共振増幅器の利得を簡単な方法で調整しうるようにした本発明の他の実 施例においては、共振増幅器の入力信号を入力相互コンダクタンス回路を介して ２つの第１および第２相互コンダクタンス回路のうち少なくとも１つの入力に供 給するようにしたことを特徴とする。
また、バンド幅を変えることなしに、上述の利得を同調範囲内に制御するため、 本発明の他の実施例の場合は、該入力相互コンダクタンス回路を制御可能とした ことを特徴とする。
さらに集積回路用として特に適する本発明共振増幅器の一実施例の場合、該第１ および第２相互コンダクタンス回路はそれぞれ第１および第２の差動対を含み、 該第１および第２差動対は共通エミッタテール形状に配置した第１および第２電 流源トランジスタを具えた第１および第２ならびに第３および第４のエミッタ結 合トランジスタを具え、該第１および第２相互コンダクタンス回路の相互コンダ クタンスを制御するための同調制御入力を有する第１共通制御回路により該２つ の電流源トランジスタを制御しうるようにし、該第１ないし第４トランジスタの 各コレクタをそれぞれ第１および第４負荷抵抗を介して電圧源に接続するととも に、第４、第３、第１および第２トランジスタのベースに接続し、第１および第 ２トランジスタならびに第３および第４トランジスタのコレクタ間にそれぞれ第 １および第２コンデンサを配置するようにしたことを特徴とする。この手法を用 いる場合、負荷抵抗はループ回路の選択的作動に所望の減衰を与えるのに使用さ れるだけでなく、トランジスタの適当な動作点の実現を簡易化するためにも使用 される。
特に、該第１および第２差動対における遅延時間効果による高周波における発振 を回避するようにした本発明共振増幅器の実施例の場合は、該第１および第２コ ンデンサと直列にそれぞれ第１および第２負荷直列抵抗を配置したことを特徴と する特該負荷直列抵抗は差動対における寄生遅延時間による位相偏移効果を減少 させる。
また、差動対の周波数従属ベース入力抵抗の共振増幅器のバンド幅およびＱに与 える効果を減少させるようにした本発明共振増幅器の他の実施例においては、該 第３、第４、第２および第１トランジスタのコレクタと第１ないし第４トランジ スタのベース間にベース直列抵抗を配置したことを特徴とする。
さらに、第３および第４相互コンダクタンス回路の一実施例の場合、該第３およ び第４相互コンダクタンス回路はそれぞれ第３および第４相互コンダクタンス回 路の相互コンダクタンスを調整するため、共通エミッタテール形状に配置した第 ３および第４電流源トランジスタを含む第５および第６ならびに第７および第８ エミツタ結合トランジスタを具えた第３および第４差動対を含み、該第５ないし 第８トランジスタのベースを第１ないし第４トランジスタのコレクタに結合し、 該第３および第４差動対のトランジスタをコレクタからベースに帰還させるよう にしたことを特徴とする。
また、周波数従属ベース入力抵抗のバンド幅への影響を減少させるようにした前 述以外の異なる方法を可能とした他の実施例の場合は、該第３および第４相互コ ンダクタンス回路の相互コンダクタンスを制御するため、該第３および第４電流 源トランジスタを第２共通制御回路により制御可能としたことを特徴とする。
また、第３および第４相互コンダクタンス回路の正帰還回路の一実施例によると きは、該第５ないし第８トランジスタのコレクタをそれぞれ第６．第５．第８お よび第７トランジスタのベースに結合するようにしたことを特徴とする。
さらに、負帰還回路の一実施例によるときは、該第５ないし第８トランジスタの 各々をコレクタからベースへ帰還させるようにしたことを特徴とする。
また、第３および第４相互コンダクタンス回路のコンダクタンスの非臨界的制御 、しｊこかつて正確な制御を使用するようにした他の実施例によるときは、該第 ５ないし第８トランジスタの各々のエミッタリード内にエミッタ抵抗を内蔵させ るようにしたことを特徴とする。
例えば、ＴＶ衛星周波数領域の場合のようなきわめて高い周波数用として特に本 発明共振増幅器の一実施例の場合は、該第５ないし第８トランジスタをそれぞれ 第９ないし第１２トランジスタのベース・エミッタ接続点を介してコレクタから ベースへ帰還させるようにしたこと、該第１ないし第４トランジスタのコレクタ をそれぞれ第４．第３．第１および第２トランジスタのベースに結合するように したことを特徴とする。この手法を用いるときは、信号処理トランジスタのカッ トオフ周波数は増大される。
また、入力相互コンダクタンス回路の一実施例の場合、該入力相互コンダクタン ス回路は第１および第２エミツタ結合入力トランジスタならびに共通エミッタリ ード内の電流源を有する差動段を含み、そのコレクタを２つの差動対の１つのト ランジスタのベースに接続するようにしたことを特徴とする。
既知の周波数合成回路は現存する放射要求に応じうるよう電圧制御同調発振器と 分周器との間に広帯域増幅器を使用し、ており、したがってかなり複雑かつ高価 な回路形状を有する。
本発明の第２の目的は既知の周波数合成回路より電力消費量・が少なく、とりわ け低価格で実現可能な周波数合成回路を提供しようとするものである。
したがって、本発明に係るこの種周波数合成回路の場合は、電圧制御発振器と分 周回路との間に前述の同調可能共振増幅器を配置し、同調可能共振増幅器の同調 制御入力にループフィルタを結合して、電圧制御発振器および同調可能共振増幅 器を同時に同調させるようにしたことを特徴とする。
本発明によるこの手法を用いるときは、電力消費量が比較的少なくて済む同調可 能共振器を使用して発振信号のかなり高い選択増幅を得ることが可能であり、し たがって、発振器信号振幅を小さい値に選定することができる。
本発明の第３の目的は既知の受信機に比し容易に実現可能な適応性ＩＰ信号処理 を有するスーパーヘテロダインＡＭおよび門受信機を提供しようとするものであ る。
順次的にＲＦ入力セクション、同調可能混合段、ＡＭ−ＩＦセクションおよび＾ 門復調装置を含むこの種スーパーヘテロダインＡＭ受信機の場合、該ＡＭ−ＩＦ セクションは第１および第２の１次低域１？Ｃフイルタを内蔵し、かつ入力から 出力への信号通路と出力から入力への帰還通路を具えた制御ループゲインを有す る非再生ＤＣ負帰還ループを含み、該信号通路内に２つの該ＲＣフィルタの１つ を配置し、該帰還通路内に制御ゲインとともに他のＲＣフィルタを配置するよう にするか、該信号通路内に制御ループゲインの１つの部分とともに２つの該ＲＣ フィルタを配置し、該帰還通路内に制御ループゲインの他の部分を配置するよう にし、各々電圧入力から電流出力に至る制御可能相互コンダクタンスを有する第 １および第２相互コンダクタンス回路により該ループゲインを実現するようにし た同調可能共振増幅器を配置したこと、該ループ内において、該第１および第２ 相互コンダクタンス回路の電流出力を第１および第２ＲＣフイルタの並列ＲＣメ ンバ・−を介してそれぞれ第２および第１相互コンダクタンス回路の電圧入力に 結合するほか、該ループに信号反転手段を設け、該共振増幅器の入力を２つの相 互コンダクタンス回路の少なくとも１つの入力に結合してそれに入力信号電流を 供給するようにし、該共振増幅器の出力を２つの相互コンダクタンス回路の１つ の出力に結合して、それに出力信号電圧を供給するようにし、かつ該第１および 第２相互コンダクタンス回路の出力をそれぞれ該第３および第４相互コンダクタ ンス回路の入力および出力に接続し、該第３および第４相互コンダクタンス回路 を制御可能とし、制御入力を介して自動利得制御信号発生回路の出力に供給する ようにしたことを特徴とする。
この手法を用いるときは、ＡＭ、　ＩＦセクションの利得は電界強度の減少およ びそれに伴って起こるバンド幅の減少に応じて増大し、電界強度の増加およびそ れに伴うバンド幅の増大に応じて減少する。微弱な受信信号に及ぼす雑音の影響 は強い受信信号に与える影響より大きいため、比較的低い雑音レベルへの雑音感 受性の安定度が自動利得制御と同時に得られる。
順次的に、ＲＦ入力セクション、同調可能混合段、ＦＭ。−ＩＦセクションおよ びＦ？’ｌ復調装置を含むスーパーヘテロゲインＦＭ受信機の場合は、該ＦＭ− ＩＦセクションに、第１および第２の１次低域フィルタを内蔵し、か°つ入力か ら出力への信号通路と出力から入力への帰還通路を具えた制御ループゲインをを する非再生ＤＣ負帰還ループを含み、該信号通路内に２つのＢｇＲｃフィルタの １つを配置し、該帰還通路内に制御ループゲインとともに他のＲＣフィルタを配 置するようにするか、該信号通路内に制御ループゲインの１つの部分とともに２ つの該ＲＣフィルタを配置し、該帰還通路内に制御ループゲインの他の部分を配 置するようにし、各々電圧入力から電流出力に至る制御可能相互コンダクタンス を有する第１および第２相互コンダクタンス回路により該ループゲインを実現す るようにした同調可能共振増幅器を配置したこと、該ループ内において、該第１ および第２ＲＣフイルタの並列ＲＣメンバーを介してそれぞれ第２および第１相 互コンダクタンス回路の電圧入力に結合するほか、該ループに信号反転手段を設 け、該共振増幅器の入力を２つの相互コンダクタンス回路の少なくとも１つの入 力に結合してそれに入力信号電流を供給するようにし、該共振増幅器の出力を２ つの相互コンダクタンス回路の１つの出力に結合してそれに出力信号電圧を供給 するようにし、かつ該第１および第２相互コンダクタンス回路の出力をそれぞれ 該第３および第４相互コンダクタンス回路の入力および出力に接続し、該第３お よび第４相互コンダクタンス回路を制御可能とし、制御入力を介して受信品質検 出回路の出力に結合するとともに、該第１および第２相互コンダクタンス回路を 制御入力を介してＦＭ復調装置の出力に結合するようにしたことを特徴とする。
この手法を用いるときは、受信品質の変化にほとんど無関係の受信機性能や高い ＩＦ選択度が簡単に得られる。
以下図面により本発明の詳細な説明する。添付図面は例示を目的とするもので、 各図において同一構成素子に関しては同一符号を用いて表示しである。
添付図において、 第１図は既知の同調可能共振増幅器を示す図、第２ａ図ないし第２ｃ図は本発明 に係る同調可能共振増幅器の第１ないし第３実施例を示す図、 第３図は本発明に係る同調可能共振増幅器の一実施例のブロック図、 第４ａ図ないし第４ｆ図は本発明に係る同調可能共振増幅器の複数の可能な駆動 および結合（カップリングアウト）Ｂ様を示す図、 第５図は本発明共振増幅器の第１集積可能実施例を示す図、第６ａ図は第１およ び第２相互コンダクタンス回路の種々の調整における第５図示実施例の帯域通過 特性を示す図、第６ｂ図は第３および第４相互コンダクタンス回路の種々の調整 における第５図示実施例の帯域通過特性を示す図、第７図は本発明共振増幅器の 第２集積可能実施例を示す図、第８図は本発明による複数の同調可能共振増幅器 を含む周波数合成回路の実施例を示す図、 第９図は本発明によるＡＭスス−−ヘテロダイン受信機を示す図、 第１０図は本発明によるＦＭスス−−ヘテロダイン受信機を示す第１図は、入力 ＩＮに供給される入力信号電圧Ｖｉｎを選択的に増幅して出力ＯＵＴに出力信号 電圧Ｖｏｗｔを導出しうるよう形成した前述のドイツ国特許明細書第１．２６２ ，４６６号により公知の同調可能共振増幅器の基本回路図を示す。この既知の共 振増幅器は入力ＩＮから出力ＰＩＩＴに向かって順次的に、電圧加算回路Ｓ、制 御電圧増幅器ＶＡならびに第１および第２の１次（ｆｉｒｓｔ−ｏｒｄｅｒ）Ｒ Ｃ低域フィルタＲＩＣＩおよびＲ２Ｃ２を内蔵する信号通路を有する非再生ルー プ（ｎｏｎ−ｒｅｇｅｎｅｒａｔｉｖｅ　１ｏｏｐ　）を含む、前記低域フィル タＲＩＧ２およびＲ２Ｃ２の各々は直列抵抗Ｒ１，Ｒ２およびそれぞれ大地電位 に接続した並列コンデンサＣ１，Ｃ２を含み、Ｒ２Ｃ２の出力、すなわちＲ２と ０２間の共通接続点を共振増幅器の出力０υＴに接続する。また、ループはそれ を介して出力ＰＵＴを電圧加算回路Ｓに結合させるようにした帰還通路を含む、 電圧加算回路Ｓは入力電圧Ｖｉａを出力電圧Ｖｏｕｔに加算し、かくして得られ る和電圧ＶｉＲ＋　Ｖｏ□を電圧増幅器ＶＡに供給する働きをする。
電圧増幅器ＶＡは制御ループゲインならびに信号反転機能を有する。　ＲＩＣＩ およびＲ２Ｃ２はＤＣ成分に対してのみゼロであるような周波数従属位相偏移機 能を有するので、前記信号反転はループ内にＤＣ負帰還をもたらす。
前述のドイツ国特許明細書から分るように、第１図に示す同調可能共振増幅器は Ｒ１＝Ｒ２＝Ｒ，Ｃｌ＝Ｃ２＝Ｃの相互に同じ低域フィルタＲＩＣＩ、　Ｒ２Ｃ ２を使用し、制御可能な電圧増幅器ＶＡの利得を−Ａとした場合は１．ｒズフσ 「■万一／ＲＣに等しい共振周波数−０，Ｉ　＋Ａ）／３に等しいクォリティ　 ファクタＱおよび３　／ＲＣに等しい帯域幅ΔＷを有する。また、選択増幅器ま たは共振周波数における伝達係数（ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ　ｆａｃｔｏｒ　 ）はほぼｊＱに等しい。前述したところから明らかなように、電圧増幅器ＶＡの 利得（ゲインファクタ）−Ａの変化は、バンド幅ΔＷの変化なしに所望の値での 共振周波数−０の同調をもたらすが、このような同調の変化は全体として共振増 幅器の選択的増幅の変化を生ずる結果となる。この特性は既知の共振増幅器に対 し基本的なものである。同調周波数の増大による選択的増幅の増加は、既知の方 法で既知の共振増幅器と直列に積分器を配置することにより補償することができ ることは確かであるが、このような余分の積分器はゼロ周波数に減少する同調に おいてゼロ周波数それ自体における理論的不定値までの強力な選択的増幅の増大 をもたらすおそれがある。
第２ａ図および第２ｂ図は各々入力ＩＮに供給される入力信号電圧ＶＬｎを増幅 して出力０１１Ｔに出力信号電圧Ｖ。ＬＩＴを導出するよう形成した本発明同調 可能共振増幅器の第１および第２実施例のブロック図を示す。
第２ａ図に示す第１実施例の場合、入力ＩＮから出力ＯＵＴに至る信号通路には 第２低域フイルタＲ２Ｃ２のみを内蔵させ、出力から入力に至る帰還通路には他 のループ構成素子、すなわち、第１低域フイルタＲＩＣＩおよび制御可能電圧増 幅器ＶＡにより形成した制御ループゲインを配置するようにしており、この目的 のため２つの低域フィルタＲＩＣＩとＲ２Ｃ２間に電圧加算回路Ｓを介挿させて いる。また、ここには図示してないが、ＶＡとＲＩＣＩ間に加算回路Ｓを配置し 、ＲＩＣＩの出力を共振増幅器の出力として使用することにより本発明による上 述の同調可能共振増幅器の変形例を得ることができる。この場合、前記変形例の 信号通路は第１低域フイルタＲＩＣＩを含み、帰還通路は第２低域フイルタＲ２ Ｃ２とそれに後続する制御可能電圧増幅器ＶＡを含むことになる。
第２ａ図に示す共振増幅器と異なり、第２実施例における制御ループゲインは単 一の制御可能電圧増幅器により形成するのでなく、各々一部を形成し、共同して 全体のループゲインを形成する複数の制御可能電圧増幅器の縦続回路により実現 するようにしている。第２ｂ図に示すバージョンはそれぞれＶＡＩおよびＶＡ２ で示す第１および第２の制御可能電圧増幅器の縦続回路を含む。
前記電圧増幅器ＶＡＩおよびＶＡ２は各々がｄＢで示す全体のループゲインの半 分を実現するよう相互に等しい増幅度をもたせることが望ましく、またこれらの 増幅器の一方において信号反転が行われることが望ましい、また、加算回路Ｓを Ｖ＾１とＶＡ２に配置することにより、入力ＩＮから出力ＯＵＴに至る信号通路 には第２制御可能電圧増幅器ＶＡ２ならびに第１、第２低域フィルタＲＩＣ１， Ｒ２Ｃ２の縦続回路が含まれ、出力０ｔｌＴから入力ＩＮへの帰還通路には、第 １制御可能電圧増幅器ＶＡＩが包含されるよう形成する。また、第２電圧増幅器 ＶＡ２と第１低域フイルタＲＩＣＩ間に加算回路Ｓを配置し、第１電圧増幅器Ｖ ＡＩの出力を共振増幅器の出力ＯＵＴとして使用することにより他の変形例（図 示せず）を得ることができる。この場合にはＩＮから０υ丁への信号通路は２つ の低域フィルタＲＩＣＩ、　Ｒ２Ｃ２および第１電圧増幅器ＶＡＩの縦続回路を 含み、０ｔｌＴからＩＮへの帰還通路は第２を圧増幅器ＶＡ２を含む。
第２ｃ図は実際上第２ａ図および第２ｂに示すのもと比較してさらに容易に実現 可能な本発明による同調可能共振増幅器の第３実施例のブロック図である。図示 のように、ループは制御可能相互コンダクタンスを有し、その出力を、第１負荷 コンデンサＣ１および第１負荷抵抗Ｒ１よりなり、第１低域フイルタＲＩＣＩと して機能する並列回路ならびに第２負荷コンデンサＣ２および第２負荷抵抗Ｒ２ よりなり第２低域フイルタＲ２Ｃ２として機能する並列回路に結合した第１およ び第２の相互コンダクタンス回路ＴＣＩおよびＴｅ３を含み、前記２つの並列回 路を大地電位に接続している。２つの相互コンダクタンス回路ＴＣＩおよびＴｅ ３は並列回路ＲＩＣＩおよびＲ２Ｃ２とともに相互に対応する第１および第２部 分を構成する。また、図示実施例においては、第２相互コンダクタンス回路ＴＣ ２の出力を電圧インバータ回路ＩＮＶを介して第１相互コンダクタンス回路ＴＣ Ｉの入力に接続している。かくすれば、きわめて高い共振周波数値、理論的には 無限大の共振周波数値において３６０°の位相偏移が生ずるような閉ループ回路 が得られる。共振周波数は閉ループ内に１の利得（ゲイン）が起こる周波数であ る。実際には、各セクションを横切る共振周波数における位相偏移はきわめて近 い近似で９０°のように見えるが、適当にディメンジョニング（ｄｉｍｅｎｓｉ ｏｎｉｎｇ）　Ｌ／た場合は、発振を回避するのに残された充分な位相マージン が存在する。
ループ回路は、その共振周波数をＴＣＩおよびＴｅ３の相互コンダクタンスの変 化により制御することができ、そのバンド幅を並列回路ＲＩＣＩおよびＲ２Ｃ２ に対して正しく選定したＲＣ値により調整することができるような帯域通過特性 を有する。
インバータＩＮＶはループ内の任意の位置に配置することができ、また、相互コ ンダクタンス回路ＴＣＩおよびＴｅ３の１つにおいて信号反転が行われる場合に は、これを省略することができる。対称という見地からＴＣＩよびＲＩＣＩによ り形成されるセクションはＴｅ３およびＲ２Ｃ２により形成されるセクションと 等しくすることが望ましい。また、バランスの実現という見地から、信号の反転 はループ内に交差結合（ｃｒｏｓｓ−ｃｏｕｐｌｉｎｇ）を与えることにより簡 単に得ることができる。これについては、第５図および第７図に関して後述する ことにする。
相互コンダクタンス回路ＴＣＩおよびＴｅ３の各々は入力電圧ＶｉｌおよびＶｉ Ｚとともに変化する出力電流Ｉｏ＋および■。２を供給し、相互コンダクタンス Ｉｏ＋　／　Ｖ；＋および■。ｚ　／　Ｌｘを制御可能とする。かくして得られ るＴＣＩおよびＴｅ３内の制御可能な電圧電流変換の後にはそれぞれＲＩＣＩお よびＲ２Ｃ２による一定の電流・電圧変換が行われるので、電圧インバータＩＮ Ｖとともにループ内にはＤＣ負帰還が得られ、ＴＣＩおよびＴｅ３の相互コンダ クンスを制御することにより制御可能なループゲインが得られる。
第２０図示実施例において、同調可能共振増幅器はそれぞれＳ１＼　　およびＳ ２で示すＴＣＩ　とＲＩＣＩおよびＴｅ３とＲ２Ｃ２の共通接続点に接続した第 １端子（Ｉｌｏ）１および（Ｉｌｏ）２を有する。第１モードにおいては、第１ 端子（Ｉｌｏ）１または第２端子（Ｉｌｏ）２は共振増幅器の電流入力として使 用され同時に電圧出力としても使用される。第２モードにおいては、第１端子（ Ｉｌｏ）１を電流入力、第２端子（Ｉｌｏ）２を電圧出力として使用するか、ま たはその逆とする。第３モードにおいては同調可能共振増幅器は対の直角位相信 号を濾波するため使用され、この場合、第１および第２端子（Ｉｌｏ）１および ＣＴ１０）２は直角位相電流入力端子対および直角位相電圧出力端子対を構成す る。
第１モードにおいては、例えば第１端子（Ｉｌｏ）１に入力信号電流Ｉｉｎが供 給され、接続点ｓ１においてＴＣＩの出力電流１０１に付加される。この場合、 Ｓｌから見たＴＣＩの出力インピーダンスは誘導性であり、ＲＩＣＩの両端に並 列に配置したコイルＬＬ　（図示せず）により置き換えることができる。したが って、ＲＩＣＩの両端Ｓ１における電圧は主に共振増幅器の共振周波数ｆｒ＋ｅ ｔにおける入力信号電流と同相で、ＲＩＣＩの電流Ｉ３イおよびｒｏｔの各りに より生成される副電圧（ｓｕｂ−ｖｏｌｔａｇｅ　）の和に等しい。この電圧は 出力信号電圧ｖ０□として第１端子（Ｉｌｏ）１に導出される。
第１＃ｉ子（Ｉｌｏ）１は電流入力および電圧出力として使用しているが、第１ モードにおいては、電流入力から電圧出力に至る信号通路は第１低域フイルタｌ ？Ｉｃ１を含み、電圧出力から電流入力に至るループの帰還通路はＴｅ３．　Ｒ ２Ｃ２，ＩＮＶおよびＴＣＩの縦続回路を含む。前述したように、ＴＣＩおよび Ｔｅ３は制御ループゲインを実現する。
同様にして、第２端子（Ｉｌｏ）２における入力信号電流ｌ１ｆｉ′はＲ２Ｃ２ の両端Ｓ２に出力電圧Ｖ。ｕｔ′を導出する。この電圧はｆｒ＊ｆにおける入力 信号電流１ｔｎ′とほば同相でＲ２Ｃ２を流れるＴｅ３の出力電流■。２および Ｉ、７′により生成される副電圧の和に等しい。また、この場合、電流入力から 電圧出力に至る信号通路は第２低域フイルタＲ２Ｃ２を含み、電圧出力から電流 入力に至る帰還通路はＩＮＶ、　ＴＣＩ、　ＲＩＣＩおよびＴｅ３の縦続回路を 含む。
該第３モードにおいては（Ｉｌｏ）１および（Ｉｌｏ）２はそれぞれ直角位相入 力信号電流の同相および直角成分が供給される同相および直角端子を構成する。
この場合は、前述のように、この直角位相入力信号電流により生成される直角位 相出力信号電圧の同相および直角成分がそれぞれ同じ端子（Ｉｌｏ）１および（ Ｉｌｏ）２に導出される。
該第２モードにおいて、例えば第１端子（Ｉｌｏ）１を電流入力とし、第２端子 （Ｉｌｏ）２を電圧出力として使用する場合、電流入力から電圧出力に至るルー プの信号通路は第１低域域フイルタＲ２Ｃ２の縦続回路を含み、電圧出力から電 流入力に至る帰還通路はインバータ回路ＩＮＶならびに第１相互コンダクタンス 回路ＴＣＩを含む、したがって、この第２モードにおいて対称的配置を実現した 場合には、ループの信号通路および帰還通路にわたって制御ループゲインが均等 に分布されることになる。
また、前述のように、（Ｉｌｏ）１に供給される入力電流１　ｉｎはＳｌにＩｉ ｎとほぼ同位相の電圧を生成する。この同位相電圧はＴｅ３において前記電圧と 同位相、したがって、■１□　とほぼ同位相の電流ＬＸに変換される。かくして 、電流Ｉ。２はＲ２Ｃ２の接続点Ｓ２にＩｏｚに対し約９０°移相した電圧を生 ずるので（Ｉｌｏ）２には、ｆｒａｓにおいてＩｉ＋＋に対し９０＠移相するか 、少なくともきわめて９０″に近い位相角だけ偏移した出力電圧ｖ０．′が得ら れる。
第３図は第２０図水増幅器をベースにした本発明同調可能共振増幅器ＲＡの一実 施例を示す。図示実施例は同相電圧入力端子および直角電圧入力端子Ｖ、、ＶＱ を有する。入力ならびに同相および直角電圧出力端子ＶＩ、　ＶＱを有する出力 を含む。前記ＶＩおよびＶＱはそれぞれ第２ｃ図の第１および第２端子（Ｉｌｏ ）１および（Ｉｌｏ）２に対応する。
バンド幅の電子的調整の可能性を与えるため、前記同調可能共振増幅器ＲＡは、 各々出力から入力に帰還されるようにし、それぞれＴＣＩおよびＴｅ３の出力に 配置した第３および第４相互コンダクタンス回路ＴＣ３およびＴｅ３を含む。こ れらの相互コンダクタンス回路ＴＣ３およびＴｅ３はそれぞれ並列回路ＲＩＣＩ およびＲ２Ｃ２に並列に配置したと見なされる余分な抵抗を与える。
Ｔｅ３およびＴｅ３の相互コンダクタンスの変化はバンド幅の変化をきたすほか 、同調周波数に影響を与えることなしに共振周波数における選択的増幅の変化を もたらす。この場合、バンド幅の減少は選択的増幅の増大を伴うことから、この 同調可能共振増幅器はノイズ適応信号の選択および増幅のための受信機内のＩＦ フィルタとして使用するのに特に適している。このことについては第９図に関し 後述する。
図示のように、出力から入力への正帰還の場合には、それらは絶対センスにおけ るＲ１およびＲ２の抵抗に近似の値においてＲ１およびＲ２とともにきわめて高 い実効抵抗値を生じ、高いＱの値または狭いバンド幅における簡単な調整を可能 にするような負抵抗を実現する。さらに、Ｒ１およびＲ２はこの手法を用いて小 さい値に選定することができるので、前記負抵抗の実現形状により電源電圧、し たがって電力消費量を低い値に保持することが可能となる。
これに対し、例えばＴｅ３およびＴｅ３の信号通路内のインバータ回路（図示せ ず）により出力から入力への負帰還（図示を省略）とした場合、それらは、それ により共振増幅器の帯域通過特性の減衰が可能で寄生的遅延時間効果による位相 偏移を補償できるような正抵抗を実現する。有力な寄生効果の性質に応じて換言 すれば、処理すべき周波数に応じてＴｅ３およびＴｅ３の正帰還あるいは負帰還 を使用し、共振増幅器の正しい作動を得るようにする必要があり、この目的のた めＴｅ３およびＴｅ３の相互コンダクタンスを一定値に調整しうるようにしてい る。
しかしながら、Ｔｅ３およびＴｅ３の相互コンダクタンスを例えばＴＣＩおよび Ｔｅ３の相互コンダクタンスにある程度従属させるような方法で適当に制御する こともでき、かくして、同調可能共振増幅器のかなり大きい同調範囲にわたって バンド幅を正しい限度内で一定に保持し、共振増幅器の正確な作動を保持するこ とが可能となる。
また、図示のように同調可能共振増幅器ＲＡは第１および第２人力相互コンダク タンス駆動回路ＴＣ５およびＴｅ３を有する入力相互コンダクタンス回路を含む 。前記回路ＴＣ５およびＴｅ３は同相入力端子Ｖ、と接続点Ｓ１間ならびに直角 入力端子ｖＱと接続点３２間にこれらを配置する。また、ＴＣＩの出力またはＳ ｌおよびＴｅ３の出力またはＳ２はそれぞれこれらを同調可能共振増幅器ＲＡの 同相出力端子Ｖｌおよび直角出力端子ＶＱに結合する。かくすれば、入力相互コ ンダクタンス回路ＴＣ５，Ｔｅ３は対の直角位相入力電圧を対の直角位相入力電 流に変換し、それらの間に２つの第１および第２相互コンダクタンス回路ＴＣＩ およびＴｅ３の１つを配置した前記接続点においてループ回路はこれらの電流を 供給する。その結果、増幅されるべき直角位相入力電圧の直角位相関係が保持さ れる。増幅された直角位相電圧はループ回路内の該ポイントからカップルアウト される。また、Ｔｅ３およびＴｅ３の相互コンダクタンスの正しい調整により共 振増幅器のゲインファクタ（利得率）は所望値に調整することができる。
また、Ｔｅ３およびＴｅ３の変化は前記ゲインファクタの変化をもたらすが１、 これはＴｅ３およびＴｅ３の適当な制御により大きい同調範囲にわたって補償す ることができる。
第４８図ないし第４ｆ図は本発明による同調可能共振増幅器の複数の入力接続お よびカップリングアウト（出力結合）の可能性を示すもので、図において第３図 示構成素子に対応する構成素子に関しては同一符号により表示するようにしてい る。
第４ａ図は単一人力信号電圧をＶ、およびＶｑに共通に供給するようにし、この 入力信号電圧を選択的に増幅してＶｌおよびＶＱにおける対の直角位相出力電圧 に変換し、加算回路において相互に加算した後車−出力電圧を得るような態様を 示すものである。
第４ｂ図は単一人力信号電圧をＶｉおよびｖ９に共通的に供給する形式の選択的 位相スプリッタとして機能する同調可能共振増幅器ＲＡを示す。この場合、単一 入力端子は選択的に増幅され、対の直角位相出力電圧に変換またはスプリットさ れる。
第４ｃ図はＶ、に対する単一入力端子の供給とＶｉに対して９０゜またはほぼ９ ０″移相したｖＯにおける単一出力電圧の減少を示すものである。
第４ｄ図はＶｉに対する単一入力端子の供給とこの入力から得られる直角位相出 力電圧を加算して単一出力電圧を得る態様を示す。
第４ｅ図はＶ、およびｖ９に対の直角位相入力電圧を供給し、対の直角位相出力 をＶｌおよびＶＱから供給する形式の直角位相電圧の選択的増幅器として機能す る同調可能共振増幅器を示す。
第４ｆ図は直角信号から非直角信号（ｎｏｎ−ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　ｓｉｇｎ ａｌ　）への選択的インターフェース段としての同調可能共振増幅器を示すもの で、この場合は対の直角位相入力電圧を選択的に増幅して対の直角位相出力電圧 を得、この出力電圧を加算回路で加算して単一出力電圧を供給するようにしてい る。
第５図は、特にバイポーラＩＣ技術を用いて実現するに通した本発明に係る同調 可能共振増幅器の実施例を示すものである。
この実施例の場合、第１ないし第４の制御可能相互コンダクタンス回路は第１な いし第８トランジスタＴ１ないしＴ８ならびに各々制御可能電流源として機能す る第１ないし第４電流源トランジスタＣＴＩないしＣＴ４を含み、Ｔｌ、　Ｉ２ およびＩ３．　Ｉ４のエミッタを相互に直接結合し、Ｉ５．　Ｉ６およびＩ７． 　Ｉ８のエミッタの各々をデイゼネレーション抵抗（ｄｅｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ 　ｒｅｓｉｓｔｏｒ　）　　Ｒｅを介して共通エミッタテールに接続する。かく して、得られる第１ないし第４の差動対Ｔｌ、　Ｉ２　；　Ｉ３．　Ｉ４　；　 Ｉ５．　Ｉ６およびＩ７．　Ｉ８のエミッタテールは電流源トランジスタＣＴＩ ないしＣＴ４を含む。
前記の第１ないし第４の差動対は電流源トランジスタＣＴＩないしＣＴ４ととも に第１図の第１ないし第４の制御可能相互コンダクタンス回路ＴＣＩないしＴｅ ３の実用例を構成する。電流源トランジスタＣＴＩおよびＣＩ２ならびにＣＴ３ およびＣＴ４はそれぞれダイオードとして働く入力制御トランジスタＤＩおよび Ｄ２とともに第１および第２制御可能電流ミラー回路の出力トランジスタを形成 する。Ｔ１ないしＩ４のコレクタは第１ないし第４の相互に同じ負荷抵抗ＲＣＩ およびＲｅ２を介して電圧源に接続するようにするほかＴｌとＩ２およびＩ３と Ｉ４のコレクタ間にそれぞれ第１コンデンサＣ１および第２コンデンサＣ２を配 置する。また、Ｉ３．　Ｉ４゜Ｉ２およびＴ１のコレクタはそれぞれベース直列 抵抗Ｒ６を介してＴＩないしＩ４のベースに結合する。このコレクタ・ベース相 互結合により第１および第２相互コンダクタンスの縦続回路の負帰還が得られる 。
また、Ｉ５ないしＩ８のコレクタをそれぞれＩ６．　Ｉ５．　Ｉ８およびＩ７の ベースに接続し、Ｔ１ないしＩ４のコレクタをそれぞれＩ５ないしＩ８のベース に接続することにより、第３および第４相互コンダクタンス回路の各々を出力か ら入力へ正帰還させるようにし、かつ第１および第２相互コンダクタンス回路の 出力に接続する。
また、同調可能共振増幅器は共通エミッタテール内の制御可能電流源トランジス タＣＴ５とともに第１および第２のエミッタ結合入力トランジスタＴ、１および Ｔｉ２を有する制御可能入力電流相互コンダクタンス回路を含む、前記トランジ スタＴｉ　１およびＴｉ　２のコレクタはＴ１およびＩ２のコレクタに接続する ほか、Ｉ４およびＩ３のベースにも接続する。また、Ｔ、　１およびＴｉ　２の ベースは共振増幅器の平衡入力に接続するほか、相互に等しいベース抵抗Ｒ３お よびＲ４を介してＴ、　１およびＴｉ　２の適当な作動点を設定するための分圧 器Ｄ４．　Ｒ１，Ｒ３の共通出力にも接続する。Ｉ３およびＩ４のコレクタより の平衡出力電圧は同調可能共振増幅器の平衡出力に供給されるようにする。
また、同調可能共振増幅器は共通エミッタテール内の制御可能電流源トランジス タＣＴ６とともに第１および第２のエミッタ結合出力トランジスタＴｅｌおよび Ｔ、２を含む。前記Ｔ、１およびｒｏ２のベースは相互に等しいベース抵抗Ｒ７ およびＲ８を介してＴ（１１およびＴ、２の適当な動作点を設定するための分圧 器Ｄ５．　Ｒ５，Ｒ６の共通出力に接続する。また、Ｔ、１およびｒｏ２のコレ クタをＩ４およびＩ３のコレクタに接続するほか、共振増幅器の平衡出力にも接 続する。制御可能電流源トランジスタＣＴ５およびＣＴ６はダイオードとして機 能する入力制御トランジスタＤ３とともに第３制御可能電流ミラー回路の出力ト ランジスタを構成する。前記第１ないし第３制御可能電流ミラー回路は、それぞ れＤＩないしＤ３のベースに結合した制御人力ＩＴ、　ＴＱおよびＩＤにおける 同調、バンド幅および利得制御電流Ｉｔ、ＩＱおよびＩ４により制御・調整可能 に形成する。これらの制御電流は第１ないし第３電流ミラー回路において出力ト ランジスタＣＴＩ、　ＣＩ２　、　ＣＴ３．　ＣＴ４　。
ＣＴ５．　ＣＴ６に鏡像的に再現（ｍｉｒｒｏｒ）される。
出力差動対Ｔ（，１，Ｔ、２は主に第１．第３および第２．第４相互コンダクタ ンス回路により構成される２つのセクションの相互に等しいＤＣバイアスを得る よう機能する。
図示実施例において、第３および第４の制御可能相互コンダクタンス回路Ｔ５． 　Ｉ６．　ＣＴ３およびＩ７．　Ｉ８．　ＣＴ４は負荷抵抗ＲＣＩ−ＲＣ２を変 えることなしに、Ｉ３．　Ｉ４およびＴ１．、　Ｉ２の入力抵抗ｒ０の減少によ る利得の減少およびバンド幅の増加を補償する可能性を与える制御可能な負抵抗 を構成する。ｒｏの減少は、同調制御電流Ｔｔが増加した場合、すなわち低い周 波数から高い周波数へ同調する場合に起こる。また、ベース直列抵抗Ｒ１も周波 数が増加する場合における利得の減少およびバンド幅の増加を打消するよう作動 する。図示実施例においては、Ｉ５．　Ｉ６．　ＣＴ３およびＩ７．　Ｉ８．　 ＣＴ４により構成される負抵抗の使用をベース直列抵抗Ｒｂの使用と組合せる形 で示しているが、２つの使用は同じ問題に対して選択的解答を与えることになる ので、他方を使用することなく、その一方を使用することが望ましい。
実際には、図示実施例に対する同調周波数ＰＲ、バンド幅ＢＷおよび利得ＧはＲ ｈおよびＲ，の低い値においてほぼ次式を満足するものと思われる。
■Ｌ ＦＲζ□□□ ８π・ＶＴ　−Ｃ ４π・ＶＴ−Ｒ−Ｃ Ｉ４　　・Ｒ Ｇζ□−一一一一一一 ４ＶＴ−２ＲＩ　。
ここで、ＶＴは熱電位で約２５ａｔＶ、　　ｂ　、　　Ｉ９および１．［はそれ ぞれ電流源トランジスタＣＴ１．　ＣＩ２　、　ＣＴ３．　ＣＴ４およびＣＴ５ ．　ＣＴ６の電流である。
４００ＫＨ２〜１６００にＨｚの肝−ＡＭ無線周波数範囲の同調に対する実用例 においては、抵抗Ｒ３，Ｒ４、Ｒ７およびＲ８ば２にΩ；Ｒ２，Ｒ５はＲ０ＫΩ ；Ｒ１，Ｒ６は３０　ＫΩ；　ＲＣＩ〜ＲＣ２は２５　ＫΩ；Ｒ１は１５　ＫΩ ；Ｒ１，＝Ｏ（短絡）； 容量Ｃ１，Ｃ２は３２ＰＦ　。
電源電圧は１．８　Ｖ　ｉ 電力消費量は０．３６ｍＷ　； Ｉ４　は３０μＡ；１．＝２μＡ　＋　Ｉｔ　Ｘｏ、１８であった。
また、前記の値と異なり、Ｉ９を３．８μ八に調整し、Ｒｈを７にΩに選定した 場合、第３および第４相互コンダクタンス回路の相互コンダクタンスが一定の他 の実施例が得られる。
８５ＭＨｚ〜１１０ＭＨｚのＲＰ　−ＦＭ無線周波数範囲の同調に対する実用例 においては、抵抗ＰＣＩ　−ＲＯ４の値は１０　ＫΩ；Ｒｏ　は３．３にΩ；Ｒ １は４０Ω； 電流■４　は３０ｐＡ　　；　　ＩＱは１０μＡ　；容ｉｔｃ＋、ｃｚは０．５ ＰＦ　　； 電源電圧は１．８　Ｖ　； 電力消費量は０．５５ｍＷであった。
また、第３および第４相互コンダクタンス回路Ｔ５．　Ｒ６，ＣＲ３およびＲ７ ，Ｒ８，ＣＴ４をすべて削除し、Ｔ１とＲ２のコレクタ間およびＲ３とＲ４のコ レクタ間にそれぞれＣ１およびＣ２を直列に第１および第２負荷抵抗（図示せず ）を配置することにより、前記ＲＦ−ＦＭ無線周波数範囲における同調に適する 本発明同調可能共振増幅器の他の簡単な実施例（図示せず）が得られる。
このような簡単な実施例の実用回路においては、抵抗Ｒ３，Ｒ４゜Ｒ７，Ｒ８の 値は２にΩ；Ｒ２，Ｒ５の値はｌ　ＭΩ；Ｒ１，Ｒ６の値は６０　ＫΩｉ　ＲＣ Ｉ〜ＲＣ４の値は４５　ＫΩ；第１および第２負荷抵抗（図示せず）の値は５０ Ω； 電流■、は２６μＡ　； 電源電圧は２．７■ 電力消費量は０．６ｍＷであった。
第６ａ図はＬＯＧＯ５絶縁によるバイポーラＩＣ技術を用い、エミツタ幅２ミク ロン、トランジスタカットオフ周波数約４　ＧＨｚで実現した第５図示同調可能 共振増幅器の通過帯域特性の種々の同調電流１１ならびに一定電流ＩＱおよびＩ ４における曲線１ないし５を示す。この増幅器において、ベース直列抵抗Ｒｂお よび抵抗Ｒ０は短絡とし、抵抗１’ｉＣＩ　−ＲＯ４の値は５にΩ、ＣＩ、　Ｃ ２の値は８ＰＦであった。また、この図からバンド幅は５０ＭＨ２と１５０ＭＨ ｚの間でほぼ一定であることがはっきり分る。
第６ｂ図は前記の最後に述べた同調可能共振増幅器の一定電流Ｉ、および異なる 電流ＩＱおよびＩ４における通過帯域特性の曲線工ないし３を示す。この図から そこには同調はずれがないことがはっきり分る。
第５図示実施例において、Ｔ５〜Ｔ８に負帰還を与え（図示せず）、かつコンデ ンサＣ１およびＣ２と直列に第１および第２負荷直列抵抗を配置（図示せず）す ることにより、５ＱＭＨｚ〜９００Ｍ）ＩｚのＲＦ−ＴＶ　ＶＨＦ／ＵＨＦ周波 数範囲における同調に適する実施例が得られる。このような負帰還はトランジス タＴ５−７８の各々に対してコレクタ・ベース接続を与えることにより達成され る。
この実施例の実用回路においては、１１およびＩＱを制限するようにしており、 抵抗Ｒ３，Ｒ４，Ｒ７，Ｒ８の値は２にΩ；Ｒ２，Ｒ５はＩＭΩ；Ｒ１，Ｒ６は ６０　ＫΩ；　ＲＣＩ−ＲＯ４は５にΩ；第１および第２負荷抵抗（図示せず） は各々１００Ω；Ｒｂ＝Ｒｅ＝Ｏ（短絡）、負荷容１ｉｃ１．　Ｃ２の値は０． ５ＰＦ　　； 電流■４は２００μＡ　； 電源電圧は５■； 電力消費量は１２．５＋ｎＷであった。
第７図は約９００ＭＨｚ〜２　ＧＨｚのＴＶサテライト周波数範囲における同調 に適する同調可能共振増幅器の実施例を示す。この場合には、第１および第２相 互コンダクタンス回路Ｔｌ、　Ｒ２，ＣＴＩおよびＲ３，Ｒ４，ＣＲ２の容量性 負荷は負荷抵抗ＲＣＩ　−ＲＯ４におけるコレクタ・ベース寄生容量により構成 する。また、遅延時間効果による発振を防止するため、トランジスタＴ５−７８ はエミッタホロワとして配置した第９ないし第１２トランジスタＴ９−７１２を 介して負帰還させる。これらのエミッタホロワＴ９−７１２は信号処理トランジ スタＴｌ−７４のカットオフ周波数をも増加させる。前記トランジスタＴ９−７ １２の各々はエミッタ抵抗Ｒａｍを介して大地電位に接続する。さらに、ＲＯ３ およびＲＯ４を共通にし、直列ダイオード対Ｄ５．　Ｄ６を介してこれを電圧源 に接続する。前記ダイオード対Ｄ５．　Ｄ６は第１および第２セクシツンの等し いＤＣバイアス用として使用される。出力段はこの場合、負荷を模擬し、測定目 的用としてのみ機能し、したがって信号処理機能を有しないので、詳細な説明は 省略することにする。
上記実施例の実用回路の場合、抵抗Ｒ１，Ｒ２の値は３０　ＫΩ；Ｒ３゜Ｒ４の 値は２　ＫΩ：ＲＯの値は１０Ω；Ｒａｍの値はＩ　ＫΩ、　ＲＣＩ〜ＲＣ４の 値は７５０Ω；電源電圧は５Ｖ； 電力消費量は７５ｍＷであった。
第８図は、順次的に第１同調可能共振増幅器ＲＡＩ　、一定の除算係数Ｎで分周 するための固定分周器またはプレスケーラ（ｐｒｅｓｃａｌｅｒ　）　ＰＳ、第 ２同調可能共振増幅器ＲＡ２　、分周係数Ｍを制御し、またはプログラムするた めの制御入力Ｔ、を有するプログラム可能分周器ＰＦＤ　、固定発振器ｘＯから 固定基準周波数を供給するようにした位相検出器ＰＤ、ループフィルタＬＰおよ び同調発振器として機能する電圧制御発振器ＴＯを内蔵するフエーズロックルー ブを含む本発明周波数合成回路を示す。
前記発振器Ｔｏの出力は接続点ＳＬＩを介してＲＡＩの入力に接続するほか、第 ３同調可能共振増幅器ＲＡ３にも接続し、前記増幅器ＲＡ３の出力０から、例え ばＲＦ　−ＡＭまたはＦＭ無線信号、ＴＶ　−ＶＨＰ／ＵＨＦまたはサテライト 受信信号の中間周波数への混合変換のため、選択的に増幅されたＴＯの発振信号 を搬送する。
図示実施例において、ＲＡＩ　−ＲＡ３は周波数合成回路が作動する周波数範囲 に応じて前述の実施例の１つに対応する。この回路において、ＬＦの出力におけ るｄ、ｃ、制御信号はＴＯの位相／周波数制御用に使用されるだけでなく、ＲＡ Ｉ　−ＲＡ３の同調の制御用としても使用される。この場合、ＲＡＩ　−ＲＡ３ およびＴＯの同調において正確な同期を確保するため、ＲＡＩ　−ＲＡ３および ＴＯの実現形態に応じてｄ、ｃ、制御信号をｄ、ｃ、変換回路ｃｃにより適当に 同調制御電流Ｉｔに変換する。また、例えば、ＴＶ衛星周波数範囲において、バ ンド幅制御を必要とする場合はｃｃによりｄ、ｃ、制御信号から抽出した制御電 流１．３（図示せず）をも供給するようにする。
実際上、集積形状に実現する場合は、同調発振器ＴＯはループの他の回路と同じ 基板上には形成されないので、接続点ＳＬにおける信号レベルは発振器放射に課 せられる電流要求に応しうるよう充分小さくする必要がある。また、ループの正 しい作動を確保するため、ＰＳにおける分周の前に、まずＲＡＩにより発振信号 を選択的に増幅する。ループ作動の改善は、ロジックマージン、すなわちＰＳの 出力における信号の０レベルとルベル間の差をＲＡ２で増大させることにより得 られる。この場合ＲＡ２はＲＡＩより低い周波数範囲で作動するので、同調制御 信号Ｉ、の適合を必要とする。第３の同調可能共振増幅器ＲＡ３はかなり微弱な 発振器信号またはＳＬを混合のため使用しうるような信号レベルまで増幅する機 能を有する。
第９図は順次的にＲＦ入力セクション１１、所望のＡＭ　−ＲＦ信号を一定のＡ Ｍ中間周波数（ＡＭ−ＩＦ）に変換するため同調発振器１３から同調可能混合信 号を供給するようにした混合段１２、ＡＭ　−ＩＦ倍信号増幅し、選択するため のＡＭ　−ＩＰセクション１４、ＡＭ　−ＩＰ倍信号復調するためのＡＭ復調器 １６、オーディオ処理セクション１５および復調オーディオ信号を処理し、再生 するための音声再生装置１７を含む本発明ＡＭスス−−ヘテロダイン受信機を示 す。
ＡＭ　−ＩＰセクション１４は、各々を例えば第３図のように形成したＭ個の同 調可能共振増幅器ＲＡＩ　−ＲＡ、の縦続回路を含む。
第１および第２相互コンダクタンスＴＣＩおよびＴｅ３は共振周波数ｆｒａｓが ＡＭ　−ＩＦに対応する値に固定させる。第３および第４相互コンダクタンスＴ Ｃ３およびＴｅ３はＡＧＣ信号発生回路１８から利得制御信号（ＡＧＣ信号）電 流■９を供給されるようにした共通の制御入力ＢＣにより制御するようにする。
ＡＧＣ信号発生回路１８は計復調器１５の出力に結合し、適当に選定された積分 または低域フィルタリングにより復調されたオーディオ信号の振幅からＡＧＣ信 号電流■９を抽出する。前記信号電流は受信電界強度の尺度を形成する。減少す る受信電界強度の１９により前述の方法で各共振増幅器ＲＡＩないしＲＡ、の選 択的増幅が増加するようＴｅ３およびＴｅ３を制御することにより、それらのバ ンド幅は同時に減少する。かくして、振幅の安定だけでなく適応形雑音レベルの 安定が得られる。
第１０図はＦＭスス−−ヘテロダイン受信機のブロック図を示す。
図において、第９図のそれと機能的に対応する副回路に関して同一符号数字を用 いである。この受信機においてＦＭ　−ＲＦ受信信号は混合段１２において一定 のＩＰ搬送波周波数を有するＦＭ　−ＩＰ倍信号変換した後、こ、）ＦＭ　−Ｉ Ｆ倍信号ＦＭ　−ＩＰセクション１４′においてＩＰ選択し、ＦＭ復調器１５′ において復調する。次に、例えば、ステレオデコーダもしくはＲＤＳ信号処理装 置により形成するを可とするベースバンド信号処理ユニット１６′においてベー スバンド信号の処理を行う。
この場合は、第９図示受信機と異なり、ＦＭ　−ＩＰセクション１４′の各共振 増幅器ＲＡＩ　６ＲＡ、の第３および第４相互コンダクタンスだけでなく、第１ および第２相互コンダクタンスをも制御するようにしている。この目的のため、 それらの制御入力を共通の同調制御人力ＴＵに結合し、同調制御信号発生回路１ ９からこの同調制御入力ＴＯに同調制御電流！、を供給する。この回路１９はＦ Ｍ復調器１５′の出力におけるベースバンドＦＭ変調信号またはＦＭ　−ＩＦセ クション１４’の出力における濾波されたＦＭ　−ＩＦ倍信号ら該同調制御電流 ■、を抽出するので、この同調制御電流の振幅はベースバンドＦＭ変調信号にほ ぼ追随する。その結果、ＦＭ　−ＩＰセクション１４′の共振周波数は瞬時的に ＩＰＩＩｌ送波のＦＭ変調に追随するので、ＦＭ　−ＩＦセクション１４′のバ ンド幅はＦＭ−ＩＦ信号内の所望信号成分の損失なしに一般の固定ＩＰ　−ＦＭ フィルタのそれよりかなり狭い値に選定することができ、一般のＦＭ受信機と比 較してかなり改善されたＩＦチャネル選択度が得られる。
その共振周波数がｉＦ　−ＦＭ信号のＦＭ変調とともに変化する狭帯域ＩＦフィ ルタの使用については、例えば、米国特許第３，５４１＋４５１号により既知で あるが、可変狭帯域ＩＰフィルタとして本発明による同調可能共振増幅器を使用 することにより、この種受信機をかなり簡単かつ低価格で実現することができる 。
この場合、ＦＭ　、、　ＩＰセクション１４′内に含まれる各共振増幅器ＲＡＮ 　−ＲＡ、の第３および第４相互コンダクタンスは受信品質検出器２０により制 御するようにする。この検出器２０は制ｉＢ電流Ｉ、内の所望ＦＭ信号の受信品 質の尺度を与え、この品質尺度はとりわけ電界強度、雑音および多重通路受信に より決定される。
このような検出器は例えば、米国特許第４，４９１．９５７号により既知であり 、ＩＰ　−ＦＭセクション１４’のバンド幅は受信品質の改善とともに増加し逆 のときは減少するような方法で変化する。
したがって、受信品質の変化に対抗して受信機の信号処理を安定化させる自動的 な適応形ＩＰ選択度が得られる。この場合、自動的バンド幅制御は、前述のＩＰ 　−ＦＭセクション１４′の周波数制御と関係なく使用できること明らかである 。
国際調査報告 ｍ−１１１１１１１１１ｍ１４＠＠１ｍｌ啼ＭＮ−ＰＣＴ／ＮＬ９０１０００５ ３国際調査報告

Claims (23)

    【特許請求の範囲】
  1. １．制御ループゲインを有する非再生ＤＣ負帰還ループで第１および第２の１次 低域ＲＣフィルタを内蔵し、かつ入力から出力に至る信号通路と出力から入力に 至る帰還通路を有するループを具えた同調可能共振増幅器において、該信号通路 に２つの該ＲＣフィルタの１つを配置し、該帰還通路に制御ループゲインととも に他のＲＣフィルタを配置するようにするか、該信号通路に制御ループゲインの １つの部分とともに２つの該ＲＣフィルタを配置し、該帰還通路に制御ループゲ インの他の部分を配置するようにしたことを特徴とする同調可能共振増幅器。
  2. ２．該ループは閉ループ形状を有し、順次的に第１制御増幅器、第１ＲＣフィル タ、第２制御増幅器および第２ＲＣフィルタの縦続配置を含み、該２つの増幅器 および該２つのＲＣフィルタを相互にほぼ等しくしたことを特徴とする請求の範 囲１に記載の同調可能共振増幅器。
  3. ３．該第１および第２の制御可能増幅器は各々電圧入力が電流出力への制御可能 相互コンダクタンスを有する第１および第２相互コンダクタンス回路を具えたこ と、該ループ内において、該第１および第２相互コンダクタンス回路の電流出力 を第１および第２ＲＣフィルタの並列ＲＣメンバーを介してそれぞれ第２および 第１相互コンダクタンス回路の電圧入力に結合するほか、該ループは信号反転手 段を含み、かつ共振増幅器の入力を２つの相互コンダクタンス回路の少なくとも １つの入力に結合しそれに入力信号電流を供給するようにし、共振増幅器の出力 を２つの相互コンダクタンス回路の１つの出力に結合してそれに出力信号電圧を 供給するようにしたことを特徴とする請求の範囲２記載の同調可能共振増幅器。
  4. ４．該同調可能共振増幅器の入力および出力はそれぞれ同相入力端子および直角 入力端子ならびに同相出力端子および直角出力端子を含み、該２つの入力端子と 出力端子間に２つの第１および第２相互コンダクタンス回路の１つを配置したこ とを特徴とする請求の範囲３記載の同調可能共振増幅器。
  5. ５．該第１および第２相互コンダクタンス回路の出力をそれぞれ第３および第４ 相互コンダクタンス回路の入力および出力に接続するようにしたことを特徴とす る請求の範囲３または４に記載の同調可能共振増幅器。
  6. ６．該第３および第４相互コンダクタンス回路の各々を出力から入力へ正帰還さ せるようにしたことを特徴とする請求の範囲５記載の同調可能共振増幅器。
  7. ７．該第３および第４相互コンダクタンス回路の各々を出力から入力へ負帰還さ せるようにしたことを特徴とする請求の範囲５記載の同調可能共振増幅器。
  8. ８．該第３および第４相互コンダクタンス回路の相互コンダクタンスを制御可能 としたことを特徴とする請求の範囲５ないし７のいずれかに記載の同調可能共振 増幅器。
  9. ９．共振増幅器の入力信号を入力相互コンダクタンス回路を介して２つの第１お よび第２相互コンダクタンス回路のうち少なくとも１つの入力に供給するように したことを特徴とする請求の範囲３ないし８のいずれかに記載の同調可能共振増 幅器。
  10. １０．該入力相互コンダクタンス回路を制御可能としたことを特徴とする請求の 範囲９記載の同調可能共振増幅器。
  11. １１．該第１および第２相互コンダクタンス回路はそれぞれ第１および第２の差 動対を含み、該第１および第２差動対は共通エミッタテール形状に配置した第１ および第２電流源トランジスタを具えた第１および第２ならびに第３および第４ のエミッタ結合トランジスタを具え、該第１および第２相互コンダクタンス回路 の相互コンダクタンスを制御するための同調制御入力を有する第１共通制御回路 により該２つの電流源トランジスタを制御しうるようにし、該第１ないし第４ト ランジスタの各コレクタをそれぞれ第１ないし第４負荷抵抗を介して電圧源に接 続するとともに第４，第３，第１および第２トランジスタのベースに接続し、第 １および第２トランジスタならびに第３および第４トランジスタのコレクタ間に それぞれ第１および第２コンデンサを配置するようにしたことを特徴とする請求 の範囲３ないし１０のいずれかに記載の同調可能共振増幅器。
  12. １２．該第１および第２コンデンサと直列にそれぞれ第１および第２負荷直列抵 抗を配置したことを特徴とする請求の範囲１１記載の同調可能共振増幅器。
  13. １３．該第３，第４，第２および第１トランジスタのコレクタと第１ないし第４ トランジスタのベース間にベース直列抵抗を配置したことを特徴とする請求の範 囲１１記載の同調可能共振増幅器。
  14. １４．該第３および第４相互コンダクタンス回路は、それぞれ第３および第４相 互コンダクタンス回路の相互コンダクタンスを調整するため、共通エミッタテー ル形状に配置した第３および第４電流源トランジスタを含む第５および第６なら びに第７および第８エミッタ結合トランジスタを具えた第３および第４差動対を 含み、該第５ないし第８トランジスタのベースを第１ないし第４トランジスタの コレクタに結合し、該第３および第４差動対のトランジスタをコレクタからベー スに帰還させるようにしたことを特徴とする請求の範囲５または１１に記載の同 調可能共振増幅器。
  15. １５．該第３および第４相互コンダクタンス回路の相互コンダクタンスを制御す るため、該第３および第４電流源トランジスタを第２共通制御回路により制御可 能としたことを特徴とする請求の範囲１４記載の同調可能共振増幅器。
  16. １６．該第５ないし第８トランジスタのコレクタをそれぞれ第６，第５，第８お よび第７トランジスタのベースに結合するようにしたことを特徴とする請求の範 囲１４記載の同調可能共振増幅器。
  17. １７．該第５ないし第８トランジスタの各々をコレクタからベースへ帰還させる ようにしたことを特徴とする請求の範囲１４または１５に記載の同調可能共振増 幅器。
  18. １８．該第５ないし第８トランジスタの各々のエミッタリード内にエミッタ抵抗 を内蔵させるようにしたことを特徴とする請求の範囲１４記載の同調可能共振増 幅器。
  19. １９．該第５ないし第８トランジスタをそれぞれ第９ないし第１２トランジスタ のベース・エミッタ接続点を介してコレクタからベースへ帰還させるようにした こと、該第１ないし第４トランジスタのコレクタをそれぞれ第４，第３，第１お よび第１トランジスタのベースに結合するようにしたことを特徴とする請求の範 囲１７記載の同調可能共振増幅器。
  20. ２０．入力相互コンダクタンス回路は第１および第２エミッタ結合入力トランジ スタならびに共通エミッタリード内の電流源を有する差動段を含み、そのコレク タを２つの差動対の１つのトランジスタのベースに接続するようにしたことを特 徴とする請求の範囲１１ないし１９のいずれかに記載の同調可能共振増幅器。
  21. ２１．フェーズロックループ内に順次的に分周回路、位相検出器、ループフィル タおよび電圧制御発振器を含む周波数合成回路において、該電圧制御発振器と分 周回路との間に請求の範囲１ないし２０のいずれかに記載の同調可能共振増幅器 を配置し、同調可能共振増幅器の同調制御入力に該ループフィルタを結合して、 電圧制御発振器および同調可能共振増幅器を同時に同調させるようにしたことを 特徴とする周波数合成回路。
  22. ２２．順次的に、ＲＦ入力セクション、同調可能混合段ＡＭ−ＩＦセクションお よびＡＭ復調装置を含むスーパーヘテロダインＡＭ受信機において、該ＡＭ−Ｉ Ｆセクションに第１および第２の１次低域ＲＣフィルタを内蔵し、かつ入力から 出力への信号通路と出力から入力への帰還通路を具えた制御ループゲインを有す る非再生ＤＣ負帰還ループを含み、該信号通路内に２つの該ＲＣフィルタの１つ を配置し、該帰還通路内に制御ループゲインとともに他のＲＣフィルタを配置す るようにするか、該信号通路内に制御ループゲインの１つの部分とともに２つの 該ＲＣフィルタを配置し、該帰還通路内に制御ループゲインの他の部分を配置す るようにし、各々電圧入力から電流出力に至る制御可能相互コンダクタンスを有 する第１および第２相互コンダクタンス回路により該ループゲインを実現するよ うにした同調可能共振増幅器を配置したこと、該ループ内において、該第１およ び第２相互コンダクタンス回路の電流出力を第１および第２ＲＣフィルタの並列 ＲＣメンバーを介してそれぞれ第２および第１相互コンダクタンス回路の電圧入 力に結合するほか、該ループに信号反転手段を設け、該共振増幅器の入力を２つ の相互コンダクタンス回路の少なくとも１つの入力に結合してそれに入力信号電 流を供給するようにし、該共振増幅器の出力を２つの相互コンダクタンス回路の １つの出力に結合してそれに出力信号電圧を供給するようにし、かつ該第１およ び第２相互コンダクタンス回路の出力をそれぞれ該第３および第４相互コンダク タンス回路の入力および出力に接続し、該第３および第４コンダクタンス回路を 制御可能とし、制御入力を介して自動利得制御信号発生回路の出力に供給するよ うにしたことを特徴とするスーパーヘテロダインＡＭ受信機。
  23. ２３．順次的に、ＲＦ入力セクション、同調可能混合段、ＦＭ−ＩＦセクション およびＦＭ復調装置を含むスーパーヘテロダインＦＭ受信機において、該ＦＭ− ＩＦセクションに、第１および第２の１次低域ＲＣフィルタを内蔵し、かつ入力 から出力への信号通路と出力から入力への帰還通路を具えた制御ループゲインを 有する非再生ＤＣ負帰還ループを含み、該信号通路内に２つの該ＲＣフィルタの １つを配置し、該帰還通路内に制御ループゲインとともに他のＲＣフィルタを配 置するようにするか、該信号通路内に制御ループゲインの１つの部分とともに２ つの該ＲＣフィルタを配置し、該帰還通路内に制御ループゲインの他の部分を配 置するようにし、各々電圧入力から電流出力に至る制御可能相互コンダクタンス を有する第１および第２相互コンダクタンス回路により該ループゲインを実現す るようにした同調可能共振増幅器を配置したこと、該ループ内において、該第１ および第２相互コンダクタンス回路の電流出力を第１および第２ＲＣフィルタの 並列ＲＣメンバーを介してそれぞれ第２および第１相互コンダクタンス回路の電 圧入力に結合するほか、該ループに信号反転手段を設け、該共振増幅器の入力を ２つの相互コンダクタンス回路の少なくも１つの入力に結合してそれに入力信号 電流を供給するようにし、該共振増幅器の出力を２つの相互コンダクタンス回路 の１つの出力に結合してそれに出力信号電圧を供給するようにし、かつ該第１お よび第２相互コンダクタンス回路の出力をそれぞれ該第３および第４相互コンダ クタンス回路の入力および出力に接続し、該第３および第４相互コンダクタンス 回路を制御可能とし、制御入力を介して受信品質検出回路の出力に結合するとと もに、該第１および第２相互コンダクタンス回路を制御入力を介してＦＭ復調装 置の出力に結合するようにしたことを特徴とするスーパーヘテロダインＦＭ受信 機。
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