JP3122719B2 - 高線形性アクティブバランスミキサー - Google Patents
高線形性アクティブバランスミキサーInfo
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- JP3122719B2 JP3122719B2 JP10321768A JP32176898A JP3122719B2 JP 3122719 B2 JP3122719 B2 JP 3122719B2 JP 10321768 A JP10321768 A JP 10321768A JP 32176898 A JP32176898 A JP 32176898A JP 3122719 B2 JP3122719 B2 JP 3122719B2
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
- H03D7/1408—Balanced arrangements with diodes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術的分野】本発明はミキサー、特に、
改良された線形性（ＩＰ３）性能を有する低出力ミキサ
ーに関する。
改良された線形性（ＩＰ３）性能を有する低出力ミキサ
ーに関する。
【０００２】
【従来技術の説明】ミキサーは携帯電話、無線電話、全
地球位置発見システム、ＰＣＭＣＩＡコンピューターイ
ンタフェースアプリケーションのような、商品化された
無線機器を含む様々な商品に用いられている。これらの
商品は６ギガヘルツ未満の周波数に対して、比較的高い
線形（ＩＰ３）性能、低いノイズ指数、良好な分離性能
を必要とする。またこのようなミキサーは、例えば直流
電圧３．６ボルト未満のような比較的低い直流電圧で作
動しなければならない。携帯用の直流電子回路に使われ
るミキサーはバッテリーの寿命を長持ちさせるために直
流電力の消費を少なくする必要があり、またサイズも比
較的小さくなければならない。様々な既知のミキサーが
これらの性能上の目的すべてをまだ達成しているわけで
はない。
地球位置発見システム、ＰＣＭＣＩＡコンピューターイ
ンタフェースアプリケーションのような、商品化された
無線機器を含む様々な商品に用いられている。これらの
商品は６ギガヘルツ未満の周波数に対して、比較的高い
線形（ＩＰ３）性能、低いノイズ指数、良好な分離性能
を必要とする。またこのようなミキサーは、例えば直流
電圧３．６ボルト未満のような比較的低い直流電圧で作
動しなければならない。携帯用の直流電子回路に使われ
るミキサーはバッテリーの寿命を長持ちさせるために直
流電力の消費を少なくする必要があり、またサイズも比
較的小さくなければならない。様々な既知のミキサーが
これらの性能上の目的すべてをまだ達成しているわけで
はない。
【０００３】既知のギルバートセルミキサーは正変換利
得と良好な分離を提供することができ、比較的小エリア
で、モノリシックに組み込まれている。不都合なこと
に、このようなギルバートセルミキサーは既知のショッ
トキーダイオードミキサー設計において僅かな線形性性
能を達成するために比較的多量の直流電流と出力を必要
とする。さらに、このようなギルバートセルミキサー
は、妥当な線形性性能を供給するために通常約２．５か
ら３ＶBEの供給電圧を必要とする。従来のショットキー
ダイオードアクティブミキサーの設計でも直流出力をほ
とんどあるいは全く消費せずに比較的高い線形性、良好
な分離と変換損失の性能を提供する。しかしながら、パ
ッシブバランを採用している従来型ショットキーミキサ
ーは、特に周波数２ギガヘルツ未満において、比較的広
いエリアを消費し、約１オクターブの帯域に制限され
る。
得と良好な分離を提供することができ、比較的小エリア
で、モノリシックに組み込まれている。不都合なこと
に、このようなギルバートセルミキサーは既知のショッ
トキーダイオードミキサー設計において僅かな線形性性
能を達成するために比較的多量の直流電流と出力を必要
とする。さらに、このようなギルバートセルミキサー
は、妥当な線形性性能を供給するために通常約２．５か
ら３ＶBEの供給電圧を必要とする。従来のショットキー
ダイオードアクティブミキサーの設計でも直流出力をほ
とんどあるいは全く消費せずに比較的高い線形性、良好
な分離と変換損失の性能を提供する。しかしながら、パ
ッシブバランを採用している従来型ショットキーミキサ
ーは、特に周波数２ギガヘルツ未満において、比較的広
いエリアを消費し、約１オクターブの帯域に制限され
る。
【０００４】アクティブバラン付きのショットキーダイ
オードミキサーも知られていて、例えば１９９５年１１
月７日出願の米国特許出願第０８／５００７２５号や
Ｋ．コバヤシ著「新しいＨＢＴアクティブトランスフォ
ーマー平衡ショットキーダイオードミキサー」（１９９
６年、ＩＥＥＥ、ＭＭＴ−Ｓ要約、カリフォルニア州サ
ンディエゴ）に開示されており、参考文献としてここに
挙げる。このようなミキサーはアクティブバラントポロ
ジーを使って二重平衡ミキサーを形成しており、正変換
利得および比較的低いＬＯドライブ要件、二重平衡マル
チディケード周波数性能を維持しながら、既知のギルバ
ートセルミキサーに比べて、低出力の供給電圧で作動
し、高い線形性性能を提供する。又、このようなミキサ
ーは、５ＧＨｚまで＜±１ｄＢ、＜±６度の良好な振幅
および逆相平衡を提供する。更に又、このようなミキサ
ーはモノリシックマイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ）とし
てモノリシックに統合できるようになっている。
オードミキサーも知られていて、例えば１９９５年１１
月７日出願の米国特許出願第０８／５００７２５号や
Ｋ．コバヤシ著「新しいＨＢＴアクティブトランスフォ
ーマー平衡ショットキーダイオードミキサー」（１９９
６年、ＩＥＥＥ、ＭＭＴ−Ｓ要約、カリフォルニア州サ
ンディエゴ）に開示されており、参考文献としてここに
挙げる。このようなミキサーはアクティブバラントポロ
ジーを使って二重平衡ミキサーを形成しており、正変換
利得および比較的低いＬＯドライブ要件、二重平衡マル
チディケード周波数性能を維持しながら、既知のギルバ
ートセルミキサーに比べて、低出力の供給電圧で作動
し、高い線形性性能を提供する。又、このようなミキサ
ーは、５ＧＨｚまで＜±１ｄＢ、＜±６度の良好な振幅
および逆相平衡を提供する。更に又、このようなミキサ
ーはモノリシックマイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ）とし
てモノリシックに統合できるようになっている。
【０００５】図３では、前記の特許申請で開示されてい
るアクティブバランミキサーは、ショットキーダイオー
ドリングカッドと二つのアクティブバランを含んでい
る。各バランは、抵抗体Ｒ1 、トランジスタＱ5 、電流
ソースＩ4 を含むシングルエンデッド５０オームＲＦ／
ＬＯ入力を有する。抵抗体Ｒ2 、トランジスタＱ6 、電
流ソースＩ5 を含むミラーレッグは、トランジスタ
Ｑ1 、Ｑ2 、一対の低抵抗体ＲL1、ＲL2、エミッタデジ
ェネレイション抵抗体Ｒe 、電流ソースＩ1 、Ｉ2 から
成る差動増幅器を駆動する差分信号を作り出すために用
いられる。コレクターＱ１、Ｑ２の出力は、平衡逆相相
補出力を供給する。エミッタデジェネレイション抵抗体
Ｒe は、変換利得帯域性能と同様に入力差動出力増幅器
の取扱範囲を増大するように調節されて組み込まれてい
る。負荷抵抗体ＲL1およびＲL2の値は、積ＲL ＊Ｉ＞シ
ョットキーダイオードのターンオン電圧、となるように
選択される。この方法では、バランは、大信号操作のも
とでショットキーダイオードのスイッチを入れるのに十
分な電圧を有する大ＬＯソースにより駆動することがで
きる。アクティブＬＯ及びＲＦバランはショットキーダ
イオードリングカッドに直接連結されているので、ショ
ットキーダイオードリングカッドのダイオードが、ＲＦ
およびＬＯ信号が送られてこない場合には電圧バイアス
０でバイアスをかけられるように、電圧積ＲL ＊ＩはＲ
ＦおよびＬＯアクティブバラン双方に対して同じでなけ
ればならない。この設計上の束縛は、アクティブバラン
同様ショットキーダイオードの直流平衡を保持するため
に維持されなければならない。ＩＦのセンタータップは
ホロワとして構成された一対のトランジスタＱ3 とＱ4
および電流ソースＩ3 から成る。同相ＩＦで組み合わさ
れたトランジスタＱ3 およびＱ 4 は各エミッタで信号を
送る。アクティブバランは単一供給電圧Ｖccを通して自
己バイアスがかけられる。
るアクティブバランミキサーは、ショットキーダイオー
ドリングカッドと二つのアクティブバランを含んでい
る。各バランは、抵抗体Ｒ1 、トランジスタＱ5 、電流
ソースＩ4 を含むシングルエンデッド５０オームＲＦ／
ＬＯ入力を有する。抵抗体Ｒ2 、トランジスタＱ6 、電
流ソースＩ5 を含むミラーレッグは、トランジスタ
Ｑ1 、Ｑ2 、一対の低抵抗体ＲL1、ＲL2、エミッタデジ
ェネレイション抵抗体Ｒe 、電流ソースＩ1 、Ｉ2 から
成る差動増幅器を駆動する差分信号を作り出すために用
いられる。コレクターＱ１、Ｑ２の出力は、平衡逆相相
補出力を供給する。エミッタデジェネレイション抵抗体
Ｒe は、変換利得帯域性能と同様に入力差動出力増幅器
の取扱範囲を増大するように調節されて組み込まれてい
る。負荷抵抗体ＲL1およびＲL2の値は、積ＲL ＊Ｉ＞シ
ョットキーダイオードのターンオン電圧、となるように
選択される。この方法では、バランは、大信号操作のも
とでショットキーダイオードのスイッチを入れるのに十
分な電圧を有する大ＬＯソースにより駆動することがで
きる。アクティブＬＯ及びＲＦバランはショットキーダ
イオードリングカッドに直接連結されているので、ショ
ットキーダイオードリングカッドのダイオードが、ＲＦ
およびＬＯ信号が送られてこない場合には電圧バイアス
０でバイアスをかけられるように、電圧積ＲL ＊ＩはＲ
ＦおよびＬＯアクティブバラン双方に対して同じでなけ
ればならない。この設計上の束縛は、アクティブバラン
同様ショットキーダイオードの直流平衡を保持するため
に維持されなければならない。ＩＦのセンタータップは
ホロワとして構成された一対のトランジスタＱ3 とＱ4
および電流ソースＩ3 から成る。同相ＩＦで組み合わさ
れたトランジスタＱ3 およびＱ 4 は各エミッタで信号を
送る。アクティブバランは単一供給電圧Ｖccを通して自
己バイアスがかけられる。
【０００６】後述するように、そのようなトポロジー固
有の限界は、そのようなトポロジーが、性能を制限する
ショットキーダイオードリングカッドを駆動する差動増
幅器の全テール電流を効果的に利用しないことにある。
特に、ショットキーダイオードリングの半分に、ＬＯあ
るいはＲＦアクティブバランドライバーのいづれかによ
ってスイッチが入れられれば、ショットキーダイオード
を通過する最大電流は差動増幅器スイッチドライバーの
テール電流の半分に限定される。事実、実際のショット
キーダイオード電流はこのテール電流の半分に達しない
ことがわかっている。ＬＯドライブが高く、従ってリン
グカッドのショットキーダイオードを通るスイッチ電流
が高ければ高いほど、ミキサーの線形性性能、変換利
得、ノイズ指数性能は良好となる。このようにショット
キーダイオードリングカッドを駆動するテール電流が効
率よく使われなければ、平衡ドライバーによって消費さ
れる直流総電流に対し、ミキサーの最適な転換利得、ノ
イズ指数、線形性性能を引き出せないことになる。
有の限界は、そのようなトポロジーが、性能を制限する
ショットキーダイオードリングカッドを駆動する差動増
幅器の全テール電流を効果的に利用しないことにある。
特に、ショットキーダイオードリングの半分に、ＬＯあ
るいはＲＦアクティブバランドライバーのいづれかによ
ってスイッチが入れられれば、ショットキーダイオード
を通過する最大電流は差動増幅器スイッチドライバーの
テール電流の半分に限定される。事実、実際のショット
キーダイオード電流はこのテール電流の半分に達しない
ことがわかっている。ＬＯドライブが高く、従ってリン
グカッドのショットキーダイオードを通るスイッチ電流
が高ければ高いほど、ミキサーの線形性性能、変換利
得、ノイズ指数性能は良好となる。このようにショット
キーダイオードリングカッドを駆動するテール電流が効
率よく使われなければ、平衡ドライバーによって消費さ
れる直流総電流に対し、ミキサーの最適な転換利得、ノ
イズ指数、線形性性能を引き出せないことになる。
【０００７】
【発明の概要】本発明の一つの目的は、従来技術の様々
な問題を解決することにある。本発明のもう一つの目的
は、平衡ドライバーで消費される直流電流の量に対し
て、改良された線形性性能を有する比較的低出力のミキ
サーを提供することにある。つまり本発明は、改良され
た線形性機能を有する低出力ミキサーに関する。本発明
によるミキサーは、ショットキーダイオードリングに連
結された第１および第２のアクティブバランを含んでい
る。この各アクティブバランは、ショットキーダイオー
ドリングカッドを、アクティブバラン付きの既知のショ
ットキーダイオード二重平衡ミキサーよりも、直流電力
消費当たり、比較的良好な線形性性能を提供する全テー
ル電流に切り替えることのできる、相補作動ショットキ
ースイッチドライバーを含んでいる。
な問題を解決することにある。本発明のもう一つの目的
は、平衡ドライバーで消費される直流電流の量に対し
て、改良された線形性性能を有する比較的低出力のミキ
サーを提供することにある。つまり本発明は、改良され
た線形性機能を有する低出力ミキサーに関する。本発明
によるミキサーは、ショットキーダイオードリングに連
結された第１および第２のアクティブバランを含んでい
る。この各アクティブバランは、ショットキーダイオー
ドリングカッドを、アクティブバラン付きの既知のショ
ットキーダイオード二重平衡ミキサーよりも、直流電力
消費当たり、比較的良好な線形性性能を提供する全テー
ル電流に切り替えることのできる、相補作動ショットキ
ースイッチドライバーを含んでいる。
【０００８】
【実施例】以下により詳細に述べるように、本発明によ
る二重平衡アクティブショットキーダイオードミキサー
は、全体を符号２０で表し、図１に示すが、直流電力を
消費してアクティブバランを利用する既知の二重平衡ミ
キサーに比べて改良された線形性性能を提供する。図１
では、二重平衡アクティブバランショットキーダイオー
ドミキサー２０は、第１及び第２のアクティブバラン２
２、２４と、ショットキーダイオードリングカッド２６
を含んでいる。アクティブバラン２２は入力ポート２８
を含んでおり、この入力ポート２８はＲＦの入力ＲＦ
ＩＮおよび中間周波数ＩＦの出力ポートＩＦ1 ＯＵＴ
３０に接続してもよい。さらにアクティブバラン２２は
０度出力３２および１８０度出力３４を含んでおり、そ
れぞれショットキーダイオードリングカッド２６の一対
のノード３６および３８に連結されている。
る二重平衡アクティブショットキーダイオードミキサー
は、全体を符号２０で表し、図１に示すが、直流電力を
消費してアクティブバランを利用する既知の二重平衡ミ
キサーに比べて改良された線形性性能を提供する。図１
では、二重平衡アクティブバランショットキーダイオー
ドミキサー２０は、第１及び第２のアクティブバラン２
２、２４と、ショットキーダイオードリングカッド２６
を含んでいる。アクティブバラン２２は入力ポート２８
を含んでおり、この入力ポート２８はＲＦの入力ＲＦ
ＩＮおよび中間周波数ＩＦの出力ポートＩＦ1 ＯＵＴ
３０に接続してもよい。さらにアクティブバラン２２は
０度出力３２および１８０度出力３４を含んでおり、そ
れぞれショットキーダイオードリングカッド２６の一対
のノード３６および３８に連結されている。
【０００９】アクティブバラン２４についても同様で、
例えば、局部発振器入力ＬＯＩＮに接続する入力ポート
４０、およびＩＦ出力ポートＩＦ２ ＯＵＴ４２を含
む。更に、アクティブバラン２４は０度出力４４と１８
０度出力４６を含んでおり、それぞれショットキーダイ
オードカッドリング２６の一対のノード５０と４８に接
続されている。ショットキーダイオードカッドリング２
６は四つのショットキーダイオード５２、５４、５６、
５８を含んでいる。ショットキーダイオード５２の陰極
はショットキーダイオード５４の陽極に接続されてお
り、接続点３６を形成している。ショットキーダイオー
ド５４の陰極はショットキーダイオード５６の陽極に接
続されており、接続点４８を形成している。ショットキ
ーダイオード５６の陰極はショットキーダイオード５８
の陽極に接続されており、接続点３８を形成している。
最後に、ショットキーダイオード５８の陰極はショット
キーダイオード５２の陽極に接続されており、接続点５
０を形成している。前記のとおり、ショットキーダイオ
ードリングカッド２６の接続点３６および３８はそれぞ
れアクティブバラン２２の０度出力３２と１８０度出力
３４に連結され、接続点４８および５０はそれぞれアク
ティブバラン２４の０度出力４４と１８０度出力４６に
接続されている。
例えば、局部発振器入力ＬＯＩＮに接続する入力ポート
４０、およびＩＦ出力ポートＩＦ２ ＯＵＴ４２を含
む。更に、アクティブバラン２４は０度出力４４と１８
０度出力４６を含んでおり、それぞれショットキーダイ
オードカッドリング２６の一対のノード５０と４８に接
続されている。ショットキーダイオードカッドリング２
６は四つのショットキーダイオード５２、５４、５６、
５８を含んでいる。ショットキーダイオード５２の陰極
はショットキーダイオード５４の陽極に接続されてお
り、接続点３６を形成している。ショットキーダイオー
ド５４の陰極はショットキーダイオード５６の陽極に接
続されており、接続点４８を形成している。ショットキ
ーダイオード５６の陰極はショットキーダイオード５８
の陽極に接続されており、接続点３８を形成している。
最後に、ショットキーダイオード５８の陰極はショット
キーダイオード５２の陽極に接続されており、接続点５
０を形成している。前記のとおり、ショットキーダイオ
ードリングカッド２６の接続点３６および３８はそれぞ
れアクティブバラン２２の０度出力３２と１８０度出力
３４に連結され、接続点４８および５０はそれぞれアク
ティブバラン２４の０度出力４４と１８０度出力４６に
接続されている。
【００１０】ＩＦセンタータップ付きバラントランスフ
ォーマーの概念的略図を、図２に示す。該バラントラン
スフォーマーは、全体を符号６０で示すが、シングルエ
ンディッド局部発振器（ＬＯ）又は無線周波数（ＲＦ）
入力信号を、ショットキーダイオードリングカッド２６
の両頂点（接続点）まで駆動するための、二つの位相外
相補信号に変換するのに使われる。トランスフォーマー
６０は１次巻線６２および単一の２次巻線６４で描かれ
ている。１次巻線６２の一端に局部発振器（ＬＯ）又は
ＲＦ入力が掛けられ、もう一端は接地されている。０度
および１８０度の相補信号は２次巻線６４から入力され
る。２次巻線６４にはＩＦ出力ポートを提供するため
に、中央接点が設けられている。後に詳細に述べるが、
本発明によるアクティブバランは、バラントランスフォ
ーマー６０の機能に改良された利得と線形性性能を与え
るために用いられている。
ォーマーの概念的略図を、図２に示す。該バラントラン
スフォーマーは、全体を符号６０で示すが、シングルエ
ンディッド局部発振器（ＬＯ）又は無線周波数（ＲＦ）
入力信号を、ショットキーダイオードリングカッド２６
の両頂点（接続点）まで駆動するための、二つの位相外
相補信号に変換するのに使われる。トランスフォーマー
６０は１次巻線６２および単一の２次巻線６４で描かれ
ている。１次巻線６２の一端に局部発振器（ＬＯ）又は
ＲＦ入力が掛けられ、もう一端は接地されている。０度
および１８０度の相補信号は２次巻線６４から入力され
る。２次巻線６４にはＩＦ出力ポートを提供するため
に、中央接点が設けられている。後に詳細に述べるが、
本発明によるアクティブバランは、バラントランスフォ
ーマー６０の機能に改良された利得と線形性性能を与え
るために用いられている。
【００１１】本発明は図３に示した既知のアクティブバ
ラン６６を参照すると最もよく理解できるであろう。図
３に示すように、既知のアクティブバラン６６は、トラ
ンジスタＱ5 と、エミッタホロワとして構成されている
抵抗体Ｒ1 とを有するシングルエンディッドの入力段階
６８を含んでいる。アクティブバラン６６は更に、トラ
ンジスタＱ3 とＱ4 を含む同相ＩＦセンタータップコン
バイナー段階７０と、点線で囲まれている差動増幅器シ
ョットキースイッチドライバー７２とを含んでいる。平
衡作動とするために、トランジスタＱ6 と抵抗体Ｒ2 と
を含む第２エミッタホロワ又はミラーレッグ段階７４が
差動増幅器ショットキースイッチドライバー７２に適用
されている。図に示すように、差動増幅器ショットキー
スイッチドライバー７２は一対の相補差動接続のトラン
ジスタＱ1 とＱ2 と、一対の負荷抵抗体ＲL1とＲL2と、
トランジスタＱ1 とＱ2 のエミッタ間に接続されている
エミッタデジェネレイション抵抗体Ｒe とを含んでい
る。
ラン６６を参照すると最もよく理解できるであろう。図
３に示すように、既知のアクティブバラン６６は、トラ
ンジスタＱ5 と、エミッタホロワとして構成されている
抵抗体Ｒ1 とを有するシングルエンディッドの入力段階
６８を含んでいる。アクティブバラン６６は更に、トラ
ンジスタＱ3 とＱ4 を含む同相ＩＦセンタータップコン
バイナー段階７０と、点線で囲まれている差動増幅器シ
ョットキースイッチドライバー７２とを含んでいる。平
衡作動とするために、トランジスタＱ6 と抵抗体Ｒ2 と
を含む第２エミッタホロワ又はミラーレッグ段階７４が
差動増幅器ショットキースイッチドライバー７２に適用
されている。図に示すように、差動増幅器ショットキー
スイッチドライバー７２は一対の相補差動接続のトラン
ジスタＱ1 とＱ2 と、一対の負荷抵抗体ＲL1とＲL2と、
トランジスタＱ1 とＱ2 のエミッタ間に接続されている
エミッタデジェネレイション抵抗体Ｒe とを含んでい
る。
【００１２】前記のように、アクティブバラン６６は、
ショットキーダイオードリングカッドを切替えるために
差動増幅器ドライバー７２のテール電流を効率的に利用
することができず、直流電力の消費によって線形性性能
が低下する結果となり、多くのアプリケーションにおい
てこのようなアクティブバラン付きのミキサーを不適切
にしている。図４は、図３に示した差動増幅器ショット
キースイッチドライバー７２の等価回路を示しており、
全体を符号７６で表している。図に示すように、トラン
ジスタＱ1 およびＱ2 のコレクターで利用可能な０度と
１８０度の相補出力は、ショットキーダイオードリング
カッド８２の頂点あるいはノード７８と８０に接続され
ている。別の二つのノード８４と８６は図に示されてい
ない同一の差動増幅器ショットキースイッチドライバー
によって駆動される。
ショットキーダイオードリングカッドを切替えるために
差動増幅器ドライバー７２のテール電流を効率的に利用
することができず、直流電力の消費によって線形性性能
が低下する結果となり、多くのアプリケーションにおい
てこのようなアクティブバラン付きのミキサーを不適切
にしている。図４は、図３に示した差動増幅器ショット
キースイッチドライバー７２の等価回路を示しており、
全体を符号７６で表している。図に示すように、トラン
ジスタＱ1 およびＱ2 のコレクターで利用可能な０度と
１８０度の相補出力は、ショットキーダイオードリング
カッド８２の頂点あるいはノード７８と８０に接続され
ている。別の二つのノード８４と８６は図に示されてい
ない同一の差動増幅器ショットキースイッチドライバー
によって駆動される。
【００１３】差動増幅器ショットキースイッチドライバ
ー７２は、Ｉ0 ＝Ｉ1 ＋Ｉ2 の合計テール電流を保有す
る。図示されているように、共にアクティブバラン６６
の入力段階６８、７０で生成される正電圧とそれに対応
する負電圧のうち、トランジスタＱ1 のベースに正電圧
がかけられ、トランジスタＱ2 のベースに負電圧がかけ
られると、合計テール電流Ｉ0 を形成する電流シンクが
トランジスターＱ1 を通してセットアップされる。トラ
ンジスタＱ2 を通して引かれる電流はないので、電流の
経路は負荷抵抗体ＲL1を通る電流ＩL 、負荷抵抗体ＲL2
と二つの直列に接続されたショットキーダイオードｄ3
及びｄ4 を通る電流Ｉschottky、だけである。これらの
電流ＩL およびＩschottkyの和は差動増幅器の合計テー
ル電流Ｉ O と等しい。ＬＯノードにおいてキルヒホッフ
の電流法則を当てはめると、電流ＩL およびショットキ
ー電流Ｉschottkyの電流成分は次の式（１）および
（２）で与えられる。
ー７２は、Ｉ0 ＝Ｉ1 ＋Ｉ2 の合計テール電流を保有す
る。図示されているように、共にアクティブバラン６６
の入力段階６８、７０で生成される正電圧とそれに対応
する負電圧のうち、トランジスタＱ1 のベースに正電圧
がかけられ、トランジスタＱ2 のベースに負電圧がかけ
られると、合計テール電流Ｉ0 を形成する電流シンクが
トランジスターＱ1 を通してセットアップされる。トラ
ンジスタＱ2 を通して引かれる電流はないので、電流の
経路は負荷抵抗体ＲL1を通る電流ＩL 、負荷抵抗体ＲL2
と二つの直列に接続されたショットキーダイオードｄ3
及びｄ4 を通る電流Ｉschottky、だけである。これらの
電流ＩL およびＩschottkyの和は差動増幅器の合計テー
ル電流Ｉ O と等しい。ＬＯノードにおいてキルヒホッフ
の電流法則を当てはめると、電流ＩL およびショットキ
ー電流Ｉschottkyの電流成分は次の式（１）および
（２）で与えられる。
【００１４】 ＩL ＝ＩO ／２＋Ｖschottky／ＲL (１） Ｉschottky＝Ｉo ／２−Ｖschottky／ＲL （２） ここで、ＩO は合計テール電流Ｉ1 ＋Ｉ2 と等しく、Ｉ
schottkyはスイッチが入ったショットキーダイオードｄ
3 およびｄ4 を通る電流であり、Ｖschottkyはショット
キーダイオードのターンオン電圧であり、ＲL は差動増
幅器の負荷抵抗体であり、ＩL は電流シンクを形成する
スイッチが入ったトランジスタの負荷抵抗体ＲL を通る
電流である。式（２）は、ショットキーダイオードを通
って切り替えできる最大電流は合計ドライバーテール電
流の半分、ＩO ／２にしか過ぎないことを示している。
しかしながら、実際は、低直流出力作動に対しては相当
部分がＶschottky／ＲL となるため、電流Ｉschottkyは
これよりも大幅に少ない。このように、ショットキー電
流Ｉschottkyは通常は、合計テール電流の四分の一より
も少ない。このようにドライバーのテール電流を効率的
に使わなければ、ミキサーの単位直流出力当たりの線形
性性能、変換利得、ＮＦ性能は最適の状態でなくなる。
schottkyはスイッチが入ったショットキーダイオードｄ
3 およびｄ4 を通る電流であり、Ｖschottkyはショット
キーダイオードのターンオン電圧であり、ＲL は差動増
幅器の負荷抵抗体であり、ＩL は電流シンクを形成する
スイッチが入ったトランジスタの負荷抵抗体ＲL を通る
電流である。式（２）は、ショットキーダイオードを通
って切り替えできる最大電流は合計ドライバーテール電
流の半分、ＩO ／２にしか過ぎないことを示している。
しかしながら、実際は、低直流出力作動に対しては相当
部分がＶschottky／ＲL となるため、電流Ｉschottkyは
これよりも大幅に少ない。このように、ショットキー電
流Ｉschottkyは通常は、合計テール電流の四分の一より
も少ない。このようにドライバーのテール電流を効率的
に使わなければ、ミキサーの単位直流出力当たりの線形
性性能、変換利得、ＮＦ性能は最適の状態でなくなる。
【００１５】図５では、本発明による差動増幅器ショッ
トキースイッチドライバーは、全体を符号８６で表して
いるが、低出力の作動を可能としながら、ミキサーの線
形性性能を改良するためにテール電流の使用を改善して
いる。改良された線形性性能と比較的低い直流出力での
作動を実現するアクティブバラン８８を提供するため
に、差動増幅器ショットキースイッチドライバー８６は
相補構成となっており、図３に示された差動増幅器ショ
ットキースイッチドライバー７２に取って代わってい
る。図６に示すように、本発明によるアクティブバラン
８８は、例えば５０オームの抵抗体Ｒ1 と、例えばヘテ
ロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）であるトラン
ジスタＱ5 と、レベルシフティング抵抗体Ｒ3 によりト
ランジスタＱ 5 のエミッタと連結されている電流ソース
Ｉ4 とを含むシングルエンディッド入力ホロワ段階９０
を含むシングルエンディッド入力段階９０を含んでい
る。トランジスタＱ5 のベースはＲＦ／ＬＯ入力を受け
取るための入力ポート９４を形成する。トランジスタＱ
5 のエミッタは、本発明による相補差動増幅器ショット
キースイッチドライバー８６を駆動するため、一つの入
力を供給する。相補差動増幅器ショットキースイッチド
ライバー８６への別の入力は、相補トランジスタＱ 6 と
入力抵抗体Ｒ2 を含むミラーレッグとして作動するもう
一つのエミッタホロワ段階９６から来る。相補入力段階
は更に、電流ソースＩ5 とレベルシフティング抵抗体Ｒ
4 を含む。電流ソースＩ5 は、相補差動信号増幅器ショ
ットキースイッチドライバーを駆動する差動信号を作り
出すために用いられる。トランジスタＱ6 のエミッタ出
力は、平衡作動を行わせるため、相補差動増幅器ショッ
トキースイッチドライバー８６に掛けられる。トランジ
スタＱ6 もＨＢＴであってもよい。アクティブバラン８
８は同相ＩＦセンタータップコンバイナー１００も含
む。センタータップコンバイナーは一対の相補接続トラ
ンジスタＱ3 とＱ4 、及びＩＦ出力ポート１０２を形成
するセンタータップを含む。
トキースイッチドライバーは、全体を符号８６で表して
いるが、低出力の作動を可能としながら、ミキサーの線
形性性能を改良するためにテール電流の使用を改善して
いる。改良された線形性性能と比較的低い直流出力での
作動を実現するアクティブバラン８８を提供するため
に、差動増幅器ショットキースイッチドライバー８６は
相補構成となっており、図３に示された差動増幅器ショ
ットキースイッチドライバー７２に取って代わってい
る。図６に示すように、本発明によるアクティブバラン
８８は、例えば５０オームの抵抗体Ｒ1 と、例えばヘテ
ロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）であるトラン
ジスタＱ5 と、レベルシフティング抵抗体Ｒ3 によりト
ランジスタＱ 5 のエミッタと連結されている電流ソース
Ｉ4 とを含むシングルエンディッド入力ホロワ段階９０
を含むシングルエンディッド入力段階９０を含んでい
る。トランジスタＱ5 のベースはＲＦ／ＬＯ入力を受け
取るための入力ポート９４を形成する。トランジスタＱ
5 のエミッタは、本発明による相補差動増幅器ショット
キースイッチドライバー８６を駆動するため、一つの入
力を供給する。相補差動増幅器ショットキースイッチド
ライバー８６への別の入力は、相補トランジスタＱ 6 と
入力抵抗体Ｒ2 を含むミラーレッグとして作動するもう
一つのエミッタホロワ段階９６から来る。相補入力段階
は更に、電流ソースＩ5 とレベルシフティング抵抗体Ｒ
4 を含む。電流ソースＩ5 は、相補差動信号増幅器ショ
ットキースイッチドライバーを駆動する差動信号を作り
出すために用いられる。トランジスタＱ6 のエミッタ出
力は、平衡作動を行わせるため、相補差動増幅器ショッ
トキースイッチドライバー８６に掛けられる。トランジ
スタＱ6 もＨＢＴであってもよい。アクティブバラン８
８は同相ＩＦセンタータップコンバイナー１００も含
む。センタータップコンバイナーは一対の相補接続トラ
ンジスタＱ3 とＱ4 、及びＩＦ出力ポート１０２を形成
するセンタータップを含む。
【００１６】本発明の重要な態様によれば、相補差動増
幅器ショットキースイッチドライバー８６は、改良され
た線形性性能と比較的低い直流出力作動を実現するため
に、差動増幅器テール電流を効率的に利用する。相補差
動増幅器ショットキースイッチドライバー８６は一対の
差動入力トランジスタＱ1 とＱ2 、及び一対の相補入力
トランジスタＱ1pとＱ2pを含む。トランジスタＱ1 とＱ
2 のエミッタはエミッタデジェネレイション抵抗体Ｒe
によって接続されていてもよい。トランジスタＱ1pとＱ
1 及びＱ2pとＱ2 のコレクターは接続されて０度と１８
０度の出力となっており、ショットキーダイオードリン
グカッド２６（図１）に掛けられるようになっている。
トランジスタＱ1 とＱ1p及びＱ2 とＱ2pのコレクターは
平衡逆相相補出力を提供し、エミッタデジェネレイショ
ン抵抗体Ｒe とＲep、変換利得帯域性能を調節すると同
時に、差動出力増幅器の入力処理範囲を増大させるよう
に調節することができる。トランジスタＱ1pとＱ2pのエ
ミッタは抵抗体Ｒepによって接続してもよい。入力段階
９０およびホロワ段階９６のエミッタ出力はトランジス
タＱ1 とＱ2 のベースに接続され、順次それぞれがトラ
ンジスタＱ1pとＱ2pのベースに接続される。トランジス
タＱ3 とＱ4 から成るセンタータップコンバイナー段階
１００は、相補増幅器の対、Ｑ1pとＱ1 、Ｑ2 とＱ2pに
接続されている。特に、トランジスタＱ3 のベースはト
ランジスタＱ1pとＱ1 のコレクター及びスイッチドライ
バー８６の１８０度出力に接続されている。同じよう
に、トランジスタＱ4 のベースはトランジスタＱ2 とＱ
2pのコレクターに接続され、０度出力を形成している。
幅器ショットキースイッチドライバー８６は、改良され
た線形性性能と比較的低い直流出力作動を実現するため
に、差動増幅器テール電流を効率的に利用する。相補差
動増幅器ショットキースイッチドライバー８６は一対の
差動入力トランジスタＱ1 とＱ2 、及び一対の相補入力
トランジスタＱ1pとＱ2pを含む。トランジスタＱ1 とＱ
2 のエミッタはエミッタデジェネレイション抵抗体Ｒe
によって接続されていてもよい。トランジスタＱ1pとＱ
1 及びＱ2pとＱ2 のコレクターは接続されて０度と１８
０度の出力となっており、ショットキーダイオードリン
グカッド２６（図１）に掛けられるようになっている。
トランジスタＱ1 とＱ1p及びＱ2 とＱ2pのコレクターは
平衡逆相相補出力を提供し、エミッタデジェネレイショ
ン抵抗体Ｒe とＲep、変換利得帯域性能を調節すると同
時に、差動出力増幅器の入力処理範囲を増大させるよう
に調節することができる。トランジスタＱ1pとＱ2pのエ
ミッタは抵抗体Ｒepによって接続してもよい。入力段階
９０およびホロワ段階９６のエミッタ出力はトランジス
タＱ1 とＱ2 のベースに接続され、順次それぞれがトラ
ンジスタＱ1pとＱ2pのベースに接続される。トランジス
タＱ3 とＱ4 から成るセンタータップコンバイナー段階
１００は、相補増幅器の対、Ｑ1pとＱ1 、Ｑ2 とＱ2pに
接続されている。特に、トランジスタＱ3 のベースはト
ランジスタＱ1pとＱ1 のコレクター及びスイッチドライ
バー８６の１８０度出力に接続されている。同じよう
に、トランジスタＱ4 のベースはトランジスタＱ2 とＱ
2pのコレクターに接続され、０度出力を形成している。
【００１７】図５に、本発明による相補差動増幅器ショ
ットキースイッチドライバー８６の等価回路を示してい
る。図に示されているように、相補差動増幅器ショット
キースイッチドライバー８６は、ショットキーダイオー
ドリングカッド１０８の二つの頂点１０４および１０６
に接続されている。別の二つの頂点１１０、１１２は図
には示されていない同一のアクティブバランによって駆
動されるようになっている。図５に示されているよう
に、相補差動増幅器ショットキースイッチドライバー８
６は、トランジスタＱ1p及びＱ2pと、トランジスタＱ1p
とＱ2pの両エミッタを互いに接続しているエミッタデジ
ェネレイション抵抗体ＲePと、二つの電流ソースＩ1pと
Ｉ2pとから成るＰＮＰ差動増幅器１１４を利用してい
る。ＰＮＰ差動増幅器１１４は従来の差動増幅器ショッ
トキースイッチドライバー７２のエミッタ抵抗体ＲＬ
（図４）に換わるものである。図５に示される構成で
は、ＰＮＰ差動増幅器１１４の合計テール電流は、合計
テール電流Ｉ0 と等しくなるようセットされている電流
ソースＩ1pおよびＩ2pの和に等しい。図５と６に示され
る構成では、トランジスタＱ1pとＱ1 のベースとコレク
ターは互いに接続されている。同じく、トランジスタＱ
2pとＱ2 のベースとコレクターも互いに結合されてい
る。このような構成では、相補差動増幅器ドライバー
が、ショットキーダイオードリング２６（図１）を通し
て対角線状に電流を押したり引いたりする独特なものと
なる。更に詳しく述べれば、トランジスタＱ1 とＱ1pの
ベースに正電圧がかけられ（図５）、トランジスタＱ2
とＱ2pのベースに負電圧が供給されると、トランジスタ
Ｑ1 とＱ2pはスイッチが入り、トランジスタＱ1pとＱ2
はスイッチが切れる。すると電流はトランジスタＱ2pか
ら押し出され、ダイオードｄ4 とｄ 3 を通って、トラン
ジスタＱ1 を通って引き出され、一方ダイオードｄ1 と
ｄ2は共に逆バイアスがかけられる（即ち、スイッチが
切れる）。逆にトランジスタＱ1 とＱ1pのベースに負電
圧がかけられ、トランジスタＱ2 とＱ2pのベースに対応
する正電圧がかけられると、トランジスタＱ2 とＱ1pは
スイッチが入り、トランジスタＱ2pとＱ1 はスイッチが
切れる。従ってこの作動モードでは、電流はトランジス
タＱ1pから押し出されて、ダイオードｄ1 とｄ2 を通
り、トランジスタＱ2 を通して引き出され、一方ダイオ
ードｄ3 とｄ4 はともに逆バイアスがかけられる（即
ち、スイッチが切れる）。この方法では、ショットキー
ダイオードリングカッド１０８は、図４に示された差動
増幅器スイッチドライバー７２から得られる場合の２倍
以上の全テール電流Ｉ0 で切り替えられ、最終的には、
アクティブ平衡ショットキーダイオードミキサーに対
し、単位直流電力当たり、より高い線形性性能、変換利
得、低いノイズ指数性能を提供することになる。アクテ
ィブバランは単一供給電圧Ｖccを通して自己バイアスを
掛けることができる。
ットキースイッチドライバー８６の等価回路を示してい
る。図に示されているように、相補差動増幅器ショット
キースイッチドライバー８６は、ショットキーダイオー
ドリングカッド１０８の二つの頂点１０４および１０６
に接続されている。別の二つの頂点１１０、１１２は図
には示されていない同一のアクティブバランによって駆
動されるようになっている。図５に示されているよう
に、相補差動増幅器ショットキースイッチドライバー８
６は、トランジスタＱ1p及びＱ2pと、トランジスタＱ1p
とＱ2pの両エミッタを互いに接続しているエミッタデジ
ェネレイション抵抗体ＲePと、二つの電流ソースＩ1pと
Ｉ2pとから成るＰＮＰ差動増幅器１１４を利用してい
る。ＰＮＰ差動増幅器１１４は従来の差動増幅器ショッ
トキースイッチドライバー７２のエミッタ抵抗体ＲＬ
（図４）に換わるものである。図５に示される構成で
は、ＰＮＰ差動増幅器１１４の合計テール電流は、合計
テール電流Ｉ0 と等しくなるようセットされている電流
ソースＩ1pおよびＩ2pの和に等しい。図５と６に示され
る構成では、トランジスタＱ1pとＱ1 のベースとコレク
ターは互いに接続されている。同じく、トランジスタＱ
2pとＱ2 のベースとコレクターも互いに結合されてい
る。このような構成では、相補差動増幅器ドライバー
が、ショットキーダイオードリング２６（図１）を通し
て対角線状に電流を押したり引いたりする独特なものと
なる。更に詳しく述べれば、トランジスタＱ1 とＱ1pの
ベースに正電圧がかけられ（図５）、トランジスタＱ2
とＱ2pのベースに負電圧が供給されると、トランジスタ
Ｑ1 とＱ2pはスイッチが入り、トランジスタＱ1pとＱ2
はスイッチが切れる。すると電流はトランジスタＱ2pか
ら押し出され、ダイオードｄ4 とｄ 3 を通って、トラン
ジスタＱ1 を通って引き出され、一方ダイオードｄ1 と
ｄ2は共に逆バイアスがかけられる（即ち、スイッチが
切れる）。逆にトランジスタＱ1 とＱ1pのベースに負電
圧がかけられ、トランジスタＱ2 とＱ2pのベースに対応
する正電圧がかけられると、トランジスタＱ2 とＱ1pは
スイッチが入り、トランジスタＱ2pとＱ1 はスイッチが
切れる。従ってこの作動モードでは、電流はトランジス
タＱ1pから押し出されて、ダイオードｄ1 とｄ2 を通
り、トランジスタＱ2 を通して引き出され、一方ダイオ
ードｄ3 とｄ4 はともに逆バイアスがかけられる（即
ち、スイッチが切れる）。この方法では、ショットキー
ダイオードリングカッド１０８は、図４に示された差動
増幅器スイッチドライバー７２から得られる場合の２倍
以上の全テール電流Ｉ0 で切り替えられ、最終的には、
アクティブ平衡ショットキーダイオードミキサーに対
し、単位直流電力当たり、より高い線形性性能、変換利
得、低いノイズ指数性能を提供することになる。アクテ
ィブバランは単一供給電圧Ｖccを通して自己バイアスを
掛けることができる。
【００１８】相補差動増幅器ショットキースイッチドラ
イバー８６は、少なくとも３ｄＢ、通常では６から１０
ｄＢであると推定される差動増幅器ドライバーテール電
流をより効率的に利用することにより、消費される直流
出力電流当たりのより高いＩＰ３性能を持つミキサー２
０を提供するために、アクティブバラン２２および２４
（図１）を形成するの用いられる。直接連結されたトポ
ロジーによってミキサーは、マルチディケード周波数範
囲である、直流から６ギガヘルツまで作動できるように
なる。本発明によるアクティブバランを使った二重平衡
ミキサー２０には別の利点がある。特に、ミキサー２０
は、パッシブ二重平衡ショットキーミキサーに比べて良
好でありミキサーを直接変換受信機アプリケーションに
適したものにする優れた平衡分離性能を提供しながら、
必要な増幅器の数とそれに伴う直流電力消費を低減する
正変換利得性能を提供する。加えて、本発明によるアク
ティブミキサートポロジーは、比較的小面積（即ち、＜
０．６５ｘ０．３ｍｍ2 ）でモノリシックに一体化でき
るようになっており、作動させるためのオーバヘッド電
圧も、ＧａＡｓ ＨＢＴを用いているＨＢＴギルバート
セルミキサーが約３* ＶＢＥ（４．２Ｖ）を必要とする
のに対し、≦２．５* ＶＢＥ（≦３．３Ｖ）という低い
電圧しか必要としない。本発明によるアクティブミキサ
ーはＨＢＴギルバートセルミキサーを用いている現存の
システムで利用できるようになっている。
イバー８６は、少なくとも３ｄＢ、通常では６から１０
ｄＢであると推定される差動増幅器ドライバーテール電
流をより効率的に利用することにより、消費される直流
出力電流当たりのより高いＩＰ３性能を持つミキサー２
０を提供するために、アクティブバラン２２および２４
（図１）を形成するの用いられる。直接連結されたトポ
ロジーによってミキサーは、マルチディケード周波数範
囲である、直流から６ギガヘルツまで作動できるように
なる。本発明によるアクティブバランを使った二重平衡
ミキサー２０には別の利点がある。特に、ミキサー２０
は、パッシブ二重平衡ショットキーミキサーに比べて良
好でありミキサーを直接変換受信機アプリケーションに
適したものにする優れた平衡分離性能を提供しながら、
必要な増幅器の数とそれに伴う直流電力消費を低減する
正変換利得性能を提供する。加えて、本発明によるアク
ティブミキサートポロジーは、比較的小面積（即ち、＜
０．６５ｘ０．３ｍｍ2 ）でモノリシックに一体化でき
るようになっており、作動させるためのオーバヘッド電
圧も、ＧａＡｓ ＨＢＴを用いているＨＢＴギルバート
セルミキサーが約３* ＶＢＥ（４．２Ｖ）を必要とする
のに対し、≦２．５* ＶＢＥ（≦３．３Ｖ）という低い
電圧しか必要としない。本発明によるアクティブミキサ
ーはＨＢＴギルバートセルミキサーを用いている現存の
システムで利用できるようになっている。
【００１９】上述の教示に照らし、本発明には、多くの
修正と変更が可能であることは明らかである。従って、
本発明は、添付した請求項の範囲内で、上述した特定の
方法とは別の方法でも実行されうることを理解されるべ
きである。
修正と変更が可能であることは明らかである。従って、
本発明は、添付した請求項の範囲内で、上述した特定の
方法とは別の方法でも実行されうることを理解されるべ
きである。
【図１】本発明によるアクティブバランを有する二重平
衡ショットキーリングカッドミキサーのブロック図であ
る。
衡ショットキーリングカッドミキサーのブロック図であ
る。
【図２】ＩＦセンタータップを有する概念的バラントラ
ンスフォーマーの略図である。
ンスフォーマーの略図である。
【図３】既知のＨＢＴアクティブバランの概略線図であ
る。
る。
【図４】図３に示すアクティブバランミキサーの作動を
示す、差動増幅器スイッチドライバーの概略線図であ
る。
示す、差動増幅器スイッチドライバーの概略線図であ
る。
【図５】本発明によるアクティブバランの一部を形成す
る相補差動増幅器ショットキースイッチドライバーの概
略線図である。
る相補差動増幅器ショットキースイッチドライバーの概
略線図である。
【図６】本発明の代替実施例による、図５に示す相補差
動ショットキースイッチドライバー回路の代替実施例を
示す。
動ショットキースイッチドライバー回路の代替実施例を
示す。
ｄ1 、ｄ2 、ｄ3 、ｄ4 ショットキーダイオード ２０ 二重平衡アクティブショットキーダイオードミキ
サー ２２、２４ アクティブバラン ２６、８２ ショットキーダイオードリングカッド ２８、４０ 入力ポート ３０、４２ 出力ポート ３６、３８、４８、５０ ノード（接続点） ５２、５４、５６、５８ ショットキーダイオード ６０ トランスフォーマー ６２、６４ 巻線 ７４ ミラーレッグ段階 ８６ 差動増幅器ショットキースイッチドライバー ８８ アクティブバラン ９０ シングルエンディッド入力段階 ９４ ＲＦ／ＬＯ 入力ポート １００ センタータップコンバイナー １０２ ＩＦ出力ポート １０４、１０６、１１０、１１２ ノード １０８ ショットキーダイオードリングカッド １１４ ＰＮＰ差動増幅器
サー ２２、２４ アクティブバラン ２６、８２ ショットキーダイオードリングカッド ２８、４０ 入力ポート ３０、４２ 出力ポート ３６、３８、４８、５０ ノード（接続点） ５２、５４、５６、５８ ショットキーダイオード ６０ トランスフォーマー ６２、６４ 巻線 ７４ ミラーレッグ段階 ８６ 差動増幅器ショットキースイッチドライバー ８８ アクティブバラン ９０ シングルエンディッド入力段階 ９４ ＲＦ／ＬＯ 入力ポート １００ センタータップコンバイナー １０２ ＩＦ出力ポート １０４、１０６、１１０、１１２ ノード １０８ ショットキーダイオードリングカッド １１４ ＰＮＰ差動増幅器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平３−124663（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−13158（ＪＰ，Ａ) 米国特許5678225（ＵＳ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03D 7/00 - 7/02 H03D 7/14
Claims (11)
- 【請求項１】 第１入力ポートと第１出力ポートと一対
の０度と１８０度の第１平衡出力とを規定する第１アク
ティブバランと、第２入力ポートと第２出力ポートと一
対の０度と１８０度の第２平衡出力とを規定する第２ア
クティブバランと、前記一対の０度と１８０度の第１お
よび第２平衡出力に電気的に連結された四つのダイオー
ドを含むダイオードリングとから成り、前記第１アクテ
ィブバランが、一対の第１差動入力トランジスタおよび
一対の第１相補入力トランジスタを含む第１差動増幅器
を含み、前記一対の第１差動入力トランジスタの差動出
力が前記第１出力ポートに与えられ、前記第１アクティ
ブバランが更に、入力ポートと前記入力ポートに送られ
る信号を反射するミラーレッグとを含む第１入力段階を
含み、前記入力段階とミラーレッグが前記差動入力トラ
ンジスタに接続されており、前記第１相補入力トランジ
スタの各々が前記差動入力トランジスタの一つに接続さ
れて前記一対の０度と１８０度の第１平衡出力を規定す
ることを特徴とする、アクティブミキサー。 - 【請求項２】 前記第２アクティブバランが、一対の第
２差動入力トランジスタおよび一対の第２相補入力トラ
ンジスタを含む第２差動増幅器を含み、前記一対の第２
差動入力トランジスタの差動出力が前記第２出力ポート
に与えられ、前記第２アクティブバランが更に、入力ポ
ートと前記入力ポートに送られる信号を反射するミラー
レッグを含む第２入力段階を含み、前記入力段階とミラ
ーレッグが前記差動入力トランジスタに接続されてお
り、前記第２相補入力トランジスタの各々が前記差動入
力トランジスタの一つに接続されて前記一対の０度と１
８０度の第２平衡出力を規定することを特徴とする、請
求項１に記載のアクティブミキサー。 - 【請求項３】 前記ダイオードがショットキーダイオー
ドであることを特徴とする、請求項１に記載のアクティ
ブミキサー。 - 【請求項４】 前記第１差動入力トランジスタがＨＢＴ
トランジスタであることを特徴とする、請求項２に記載
のアクティブミキサー。 - 【請求項５】 前記相補入力トランジスタがＨＢＴトラ
ンジスタであることを特徴とする、請求項４に記載のア
クティブミキサー。 - 【請求項６】 入力ポートと前記入力ポートに送られる
信号を反射するミラーレッグを含む入力段階と、前記入
力ポートと前記ミラーレッグに電気的に連結されている
相補差動増幅器であって、前記相補差動増幅器が一対の
差動入力トランジスタと一対の相補入力トランジスタを
含み、前記各相補入力トランジスタの各々が前記差動入
力トランジスタの一つに連結されて前記０度および１８
０度の出力を規定している、そのような相補差動増幅器
と、前記０度及び１８０度の出力に連結されているセン
タータップコンバイナーとから成ることを特徴とするア
クティブバラン。 - 【請求項７】 前記差動入力トランジスタ及び各相補入
力トランジスタの各々がベース、エミッタ、コレクター
を含み、前記相補入力トランジスタ各々のベースが前記
差動入力トランジスタの中の１つのベースに接続されて
いることを特徴とする、請求項６に記載のアクティブバ
ラン。 - 【請求項８】 前記相補入力トランジスタのコレクター
が前記差動入力トランジスタの中の１つのコレクターに
接続されていることを特徴とする、請求項７に記載のア
クティブバラン。 - 【請求項９】 前記センターコンバイナーが一対のトラ
ンジスタと一つの電流ソースを含んでいることを特徴と
する、請求項８に記載のアクティブバラン。 - 【請求項１０】 前記差動入力トランジスタおよび相補
入力トランジスタがＨＢＴトランジスタであることを特
徴とする、請求項８に記載のアクティブバラン。 - 【請求項１１】 前記アクティブバランがモノリシック
に一体化されるようになっていることを特徴とする、請
求項６に記載のアクティブバラン。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/972578 | 1997-11-18 | ||
| US08/972,578 US6078802A (en) | 1997-11-18 | 1997-11-18 | High linearity active balance mixer |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11220332A JPH11220332A (ja) | 1999-08-10 |
| JP3122719B2 true JP3122719B2 (ja) | 2001-01-09 |
Family
ID=25519837
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10321768A Expired - Fee Related JP3122719B2 (ja) | 1997-11-18 | 1998-11-12 | 高線形性アクティブバランスミキサー |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6078802A (ja) |
| EP (1) | EP0917283B1 (ja) |
| JP (1) | JP3122719B2 (ja) |
| DE (1) | DE69836613T2 (ja) |
Cited By (1)
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