JP3097634B2 - Ｏｆｄｍ変復調回路 - Google Patents
Ｏｆｄｍ変復調回路Info
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- JP3097634B2 JP3097634B2 JP09320533A JP32053397A JP3097634B2 JP 3097634 B2 JP3097634 B2 JP 3097634B2 JP 09320533 A JP09320533 A JP 09320533A JP 32053397 A JP32053397 A JP 32053397A JP 3097634 B2 JP3097634 B2 JP 3097634B2
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は無線通信システムに
用いるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅ
ｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎ
ｇ）伝送方式の変調回路、及び復調回路に関する。特に
高速同期が必要な無線パケット伝送方式に有効なパケッ
トモード変復調回路に関する。
用いるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅ
ｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎ
ｇ）伝送方式の変調回路、及び復調回路に関する。特に
高速同期が必要な無線パケット伝送方式に有効なパケッ
トモード変復調回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＯＦＤＭ変復調方式は、複数の直交関係
にある搬送波を用いて情報伝送する方式である。各サブ
搬送波ごとに入力情報信号によりＱＰＳＫ（Ｑｕａｄａ
ｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎ
ｇ）等の変調を行う。さらに、その出力に対してＩＦＦ
Ｔ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒ
ａｎｓｆｏｒｍ）回路を用いてＯＦＤＭ信号を生成す
る。ＯＦＤＭ変復調方式では遅延波の影響を除去するた
め、通常ガードインターバル（ＧＩ）と呼ばれる区間で
データを繰り返して送信する。ＯＦＤＭ変復調方式の受
信側では、伝送区間における周波数ドリフトの影響を除
去することや、ＦＦＴウィンドウタイミングの検出等の
同期が必要であり、通常はこの繰り返し信号区間の相関
を利用する手法が一般的である。また、パケット伝送は
データを短いパケット信号に分割して送信する方法であ
り、多くの端末がランダムにデータを生成する場合に
は、回線交換型と比較して高効率に情報伝送が可能であ
る。しかし、パケット信号ごとに同期を確立する必要が
ある。通常、同期確立にはパケット信号先頭部に同期信
号が用いられるがパケット伝送では、伝送効率の点から
短い同期用信号が望ましい。
にある搬送波を用いて情報伝送する方式である。各サブ
搬送波ごとに入力情報信号によりＱＰＳＫ（Ｑｕａｄａ
ｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎ
ｇ）等の変調を行う。さらに、その出力に対してＩＦＦ
Ｔ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒ
ａｎｓｆｏｒｍ）回路を用いてＯＦＤＭ信号を生成す
る。ＯＦＤＭ変復調方式では遅延波の影響を除去するた
め、通常ガードインターバル（ＧＩ）と呼ばれる区間で
データを繰り返して送信する。ＯＦＤＭ変復調方式の受
信側では、伝送区間における周波数ドリフトの影響を除
去することや、ＦＦＴウィンドウタイミングの検出等の
同期が必要であり、通常はこの繰り返し信号区間の相関
を利用する手法が一般的である。また、パケット伝送は
データを短いパケット信号に分割して送信する方法であ
り、多くの端末がランダムにデータを生成する場合に
は、回線交換型と比較して高効率に情報伝送が可能であ
る。しかし、パケット信号ごとに同期を確立する必要が
ある。通常、同期確立にはパケット信号先頭部に同期信
号が用いられるがパケット伝送では、伝送効率の点から
短い同期用信号が望ましい。
【０００３】図６に従来のＯＦＤＭ変調回路の構成例を
示す。ここでは、８サブ搬送波ＯＦＤＭ信号に対応した
回路構成例を示す（参考文献：Ｔ．Ｍ．Ｓｃｈｍｉｄｌ
ａｎｄ Ｄ．Ｃ．Ｃｏｘ，“Ｌｏｗ−Ｏｖｅｒｈｅａ
ｄ，Ｌｏｗ−Ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ［Ｂｕｒｓｔ］Ｓｙ
ｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ ｆｏｒ ＯＦＤＭ，”Ｉ
ＣＣ '９６，ｐｐ１３０１−１３０６．）。図６におい
て入力信号ａ１０１は、直列並列変換回路１０１に入力
される。その後、直列並列変換回路出力信号ａ１０２は
差動符号化ＱＰＳＫ変調回路１０２（図では、Ｄｉｆｆ
ｅｒｅｎｔｉａｌ Ｑｕａｄａｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓ
ｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：ＤＱＰＳＫ）に入力さ
れ差動符号化変調が行われる。差動符号化変調出力信号
ａ１０３は入力信号切替回路１０３に入力される。入力
信号切替回路１０３では図９に示す同期信号を生成する
ため、ＩＦＦＴ入力信号にヌル入力を設定する構成をと
ることから、１ＯＦＤＭ信号単位の蓄積と、信号の出力
切替を行う。図７にその関係を示す。入力情報信号ｄ１
〜ｄ８は、入力される順に各サブ搬送波に入力される。
ｄｉは各サブ搬送波で運ばれるデータ（複素数）を表わ
しており、１シンボル当たり２ビットを運ぶ場合にＱＰ
ＳＫ信号に対応する。その後、各サブ搬送波ごとにＤＱ
ＰＳＫ変調が行われ入力信号切替回路に入力される。入
力信号切替回路では（ｍｏｄ ｎ／２）×２（ｎ：サブ
搬送波数）の関係に従い入出力の切替が行われる。
示す。ここでは、８サブ搬送波ＯＦＤＭ信号に対応した
回路構成例を示す（参考文献：Ｔ．Ｍ．Ｓｃｈｍｉｄｌ
ａｎｄ Ｄ．Ｃ．Ｃｏｘ，“Ｌｏｗ−Ｏｖｅｒｈｅａ
ｄ，Ｌｏｗ−Ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ［Ｂｕｒｓｔ］Ｓｙ
ｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ ｆｏｒ ＯＦＤＭ，”Ｉ
ＣＣ '９６，ｐｐ１３０１−１３０６．）。図６におい
て入力信号ａ１０１は、直列並列変換回路１０１に入力
される。その後、直列並列変換回路出力信号ａ１０２は
差動符号化ＱＰＳＫ変調回路１０２（図では、Ｄｉｆｆ
ｅｒｅｎｔｉａｌ Ｑｕａｄａｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓ
ｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：ＤＱＰＳＫ）に入力さ
れ差動符号化変調が行われる。差動符号化変調出力信号
ａ１０３は入力信号切替回路１０３に入力される。入力
信号切替回路１０３では図９に示す同期信号を生成する
ため、ＩＦＦＴ入力信号にヌル入力を設定する構成をと
ることから、１ＯＦＤＭ信号単位の蓄積と、信号の出力
切替を行う。図７にその関係を示す。入力情報信号ｄ１
〜ｄ８は、入力される順に各サブ搬送波に入力される。
ｄｉは各サブ搬送波で運ばれるデータ（複素数）を表わ
しており、１シンボル当たり２ビットを運ぶ場合にＱＰ
ＳＫ信号に対応する。その後、各サブ搬送波ごとにＤＱ
ＰＳＫ変調が行われ入力信号切替回路に入力される。入
力信号切替回路では（ｍｏｄ ｎ／２）×２（ｎ：サブ
搬送波数）の関係に従い入出力の切替が行われる。
【０００４】各入力データｄ、ＩＦＦＴ入力データの
ｄ’の添字が個々に対応している。信号切替回路１０３
の出力は表１に示されるように、信号の存在するサブ搬
送波と、何も送信しないサブ搬送波とで交互にデータを
送信する。入力信号切替回路出力信号ａ１０４はＩＦＦ
Ｔ回路１０４に入力される。このＩＦＦＴ回路１０４を
用いてＩＦＦＴ変換が行われる。このときのＩＦＦＴ回
路出力ａ１０５を表２に示す。
ｄ’の添字が個々に対応している。信号切替回路１０３
の出力は表１に示されるように、信号の存在するサブ搬
送波と、何も送信しないサブ搬送波とで交互にデータを
送信する。入力信号切替回路出力信号ａ１０４はＩＦＦ
Ｔ回路１０４に入力される。このＩＦＦＴ回路１０４を
用いてＩＦＦＴ変換が行われる。このときのＩＦＦＴ回
路出力ａ１０５を表２に示す。
【０００５】
【表１】
【０００６】
【表２】
【０００７】ＩＦＦＴ回路からは、４出力ポイントごと
に２回の繰り返し信号が出力される。ＩＦＦＴ回路出力
信号ａ１０５は、並列直列変換回路１０５に入力され
る。記憶回路１０６では並列直列変換回路の読み出し順
序をあらかじめ記憶している。読み出し順序記憶回路出
力ａ１０６に応じて並列直列変換回路１０５では、ＩＦ
ＦＴ出力信号の並列直列変換を行い、ＯＦＤＭ信号ａ１
０７を出力する。
に２回の繰り返し信号が出力される。ＩＦＦＴ回路出力
信号ａ１０５は、並列直列変換回路１０５に入力され
る。記憶回路１０６では並列直列変換回路の読み出し順
序をあらかじめ記憶している。読み出し順序記憶回路出
力ａ１０６に応じて並列直列変換回路１０５では、ＩＦ
ＦＴ出力信号の並列直列変換を行い、ＯＦＤＭ信号ａ１
０７を出力する。
【０００８】一方、図８にＯＦＤＭ復調器の従来の回路
構成を示す。図８では復調器内のシンボルタイミング検
出、搬送波周波数誤差検出までを示している。図におい
て、ＯＦＤＭ受信信号ａ２０１は遅延回路２０１に入力
される。遅延回路２０１ではＴｗ／２時間だけ受信信号
が遅延される。ここで、ＴｗはＯＦＤＭ信号の変調及び
復調に用いるＩＦＦＴ及びＦＦＴのウィンドウの間幅で
ある。遅延回路２０１の出力信号ａ２０２は共役複素信
号生成回路２０２に入力される。共役複素出力信号ａ２
０３は、受信信号ａ２０１と乗算回路２０３で複素乗算
される。乗算回路出力信号ａ２０４は移動平均フィルタ
２０４に入力される。ここでＴｗ／２時間の平均が行わ
れる。フィルタ出力ａ２０５は自乗演算回路２０５に入
力され自乗演算信号ａ２０６を出力する。また、受信信
号ａ２０１は自乗回路２０６で電力信号ａ２０７に変換
される。その後、移動平均フィルタ２０７に入力され、
同じくＴｗ／２時間の平均演算が行われる。フィルタの
出力信号ａ２０８は自乗回路２０８に入力され、自乗回
路出力信号ａ２０９として出力される。ピーク検出回路
２０９では、自乗回路出力信号ａ２０６と自乗回路出力
信号ａ２０９を用いてピーク検出が行われる。このピー
クが検出されたタイミングをシンボルタイミングとし
て、シンボルタイミング信号ａ２０１０を出力する。ま
た、搬送波周波数誤差検出はフィルタ出力ａ２０５を用
いて行われる。ｔａｎ-1回路２０１１でシンボルタイミ
ング信号ａ２０１０に基づいた検出が行われ、周波数誤
差信号ａ２０１１が出力される。
構成を示す。図８では復調器内のシンボルタイミング検
出、搬送波周波数誤差検出までを示している。図におい
て、ＯＦＤＭ受信信号ａ２０１は遅延回路２０１に入力
される。遅延回路２０１ではＴｗ／２時間だけ受信信号
が遅延される。ここで、ＴｗはＯＦＤＭ信号の変調及び
復調に用いるＩＦＦＴ及びＦＦＴのウィンドウの間幅で
ある。遅延回路２０１の出力信号ａ２０２は共役複素信
号生成回路２０２に入力される。共役複素出力信号ａ２
０３は、受信信号ａ２０１と乗算回路２０３で複素乗算
される。乗算回路出力信号ａ２０４は移動平均フィルタ
２０４に入力される。ここでＴｗ／２時間の平均が行わ
れる。フィルタ出力ａ２０５は自乗演算回路２０５に入
力され自乗演算信号ａ２０６を出力する。また、受信信
号ａ２０１は自乗回路２０６で電力信号ａ２０７に変換
される。その後、移動平均フィルタ２０７に入力され、
同じくＴｗ／２時間の平均演算が行われる。フィルタの
出力信号ａ２０８は自乗回路２０８に入力され、自乗回
路出力信号ａ２０９として出力される。ピーク検出回路
２０９では、自乗回路出力信号ａ２０６と自乗回路出力
信号ａ２０９を用いてピーク検出が行われる。このピー
クが検出されたタイミングをシンボルタイミングとし
て、シンボルタイミング信号ａ２０１０を出力する。ま
た、搬送波周波数誤差検出はフィルタ出力ａ２０５を用
いて行われる。ｔａｎ-1回路２０１１でシンボルタイミ
ング信号ａ２０１０に基づいた検出が行われ、周波数誤
差信号ａ２０１１が出力される。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】パケット伝送では、Ｔ
ＤＭＡのように同じタイミングで信号が送信されてくる
わけではなくランダムにパケットが送信されてくる。こ
のため受信パケットごとに同期を確立する必要がある。
このため、できるだけ短いシンボル数での同期確立が必
要となり、短い同期用信号とその信号を確実に復調でき
る復調回路が求められる。
ＤＭＡのように同じタイミングで信号が送信されてくる
わけではなくランダムにパケットが送信されてくる。こ
のため受信パケットごとに同期を確立する必要がある。
このため、できるだけ短いシンボル数での同期確立が必
要となり、短い同期用信号とその信号を確実に復調でき
る復調回路が求められる。
【００１０】従来の構成では、図６に示すようにＩＦＦ
Ｔ回路入力側に、入力信号切替回路を用いて同期用ＯＦ
ＤＭ信号を生成している。また、ＩＦＦＴ回路にヌル点
を挿入するためにＯＦＤＭシンボル単位で遅延が生じる
問題があった。一方、差動符号化を行う場合には、デー
タ部の前に、初期位相を決定するスタートシンボル（Ｓ
Ｓ）信号を送信する必要がある。図６の構成では、図９
に示す信号フォーマットのように同期信号の後にＳＳ信
号を送信する必要があり、特に無線パケット伝送ではデ
ータ長が制限されるため、ＳＳ信号とは別に冗長な同期
用ＯＦＤＭ信号を送信することは伝送効率を低下させる
ため問題であった。ＴｗはＦＦＴのウィンドウ幅の時間
を示している。
Ｔ回路入力側に、入力信号切替回路を用いて同期用ＯＦ
ＤＭ信号を生成している。また、ＩＦＦＴ回路にヌル点
を挿入するためにＯＦＤＭシンボル単位で遅延が生じる
問題があった。一方、差動符号化を行う場合には、デー
タ部の前に、初期位相を決定するスタートシンボル（Ｓ
Ｓ）信号を送信する必要がある。図６の構成では、図９
に示す信号フォーマットのように同期信号の後にＳＳ信
号を送信する必要があり、特に無線パケット伝送ではデ
ータ長が制限されるため、ＳＳ信号とは別に冗長な同期
用ＯＦＤＭ信号を送信することは伝送効率を低下させる
ため問題であった。ＴｗはＦＦＴのウィンドウ幅の時間
を示している。
【００１１】このように、従来の同期用ＯＦＤＭ変調回
路の回路構成では、 １．冗長な同期用信号が必要 ２．入力切替回路が必要 ３．ＯＦＤＭシンボル単位での遅延が生じる 等の問題がある。
路の回路構成では、 １．冗長な同期用信号が必要 ２．入力切替回路が必要 ３．ＯＦＤＭシンボル単位での遅延が生じる 等の問題がある。
【００１２】さらに、従来の復調回路では、従来の同期
用信号では、信号区間の繰り返しをＴｗ／２として搬送
波周波数誤差検出を行っているため検出精度が十分に取
れないという問題があった。従って復調する際、搬送波
周波数誤差の大きいときに、搬送波周波数誤差検出精度
が劣化し、高精度に搬送波周波数誤差検出を行うには、
長い同期区間が必要になる問題があった。
用信号では、信号区間の繰り返しをＴｗ／２として搬送
波周波数誤差検出を行っているため検出精度が十分に取
れないという問題があった。従って復調する際、搬送波
周波数誤差の大きいときに、搬送波周波数誤差検出精度
が劣化し、高精度に搬送波周波数誤差検出を行うには、
長い同期区間が必要になる問題があった。
【００１３】本発明では以上の問題を解決し、変調回路
では、回路規模の増大がなくＳＳ信号の送信の前に同期
用ＯＦＤＭ信号を送信せずに、ＳＳ信号の繰り返しのみ
から構成されるＯＦＤＭ変調回路を提供し、この同期用
ＯＦＤＭ信号を復調する復調回路では、搬送波周波数誤
差が存在するときにも高精度に搬送波周波数誤差が検出
可能で復調が可能な復調回路を提供することを目的とす
る。
では、回路規模の増大がなくＳＳ信号の送信の前に同期
用ＯＦＤＭ信号を送信せずに、ＳＳ信号の繰り返しのみ
から構成されるＯＦＤＭ変調回路を提供し、この同期用
ＯＦＤＭ信号を復調する復調回路では、搬送波周波数誤
差が存在するときにも高精度に搬送波周波数誤差が検出
可能で復調が可能な復調回路を提供することを目的とす
る。
【００１４】
【課題を解決するための手段】従来の構成では、ＯＦＤ
Ｍ信号を生成するＩＦＦＴ回路の入力前で、同期用ＯＦ
ＤＭ信号生成のための操作を行っていたため、通常のＯ
ＦＤＭ信号生成回路と異なり回路規模が増大し、さら
に、ＯＦＤＭ信号単位での遅延が問題であった。また、
同期用ＯＦＤＭ信号を生成するため、信号を送信しない
サブ搬送波が存在しＳＳ信号と同期用信号を兼用するこ
とができずに同期信号長が増大することも問題であっ
た。復調特性に関しては、図９に示すように従来の同期
用信号の繰り返し周期がＴｗ／２で不十分なために、検
出精度が劣化していた。
Ｍ信号を生成するＩＦＦＴ回路の入力前で、同期用ＯＦ
ＤＭ信号生成のための操作を行っていたため、通常のＯ
ＦＤＭ信号生成回路と異なり回路規模が増大し、さら
に、ＯＦＤＭ信号単位での遅延が問題であった。また、
同期用ＯＦＤＭ信号を生成するため、信号を送信しない
サブ搬送波が存在しＳＳ信号と同期用信号を兼用するこ
とができずに同期信号長が増大することも問題であっ
た。復調特性に関しては、図９に示すように従来の同期
用信号の繰り返し周期がＴｗ／２で不十分なために、検
出精度が劣化していた。
【００１５】本発明では、通常のＯＦＤＭ変調回路を用
いて、並列直列変換回路でスタートシンボル信号を２回
送信することで、回路規模を増加させずに周期がＴｗの
同期用ＯＦＤＭ信号を生成する。図１０に本発明による
送信信号のフォーマットを示す。本発明回路による信号
フォーマットではＳＳ信号と同期ＯＦＤＭ信号を兼ねる
ことも可能である。復調回路では、このフォーマットを
用いて高速かつ高精度にシンボルタイミング検出、搬送
波周波数誤差検出を行うことが可能で、同期信号とスタ
ートシンボルとの兼用が可能である。また、本発明では
オープンループでの復調回路構成のため複雑な制御操作
が不要である。
いて、並列直列変換回路でスタートシンボル信号を２回
送信することで、回路規模を増加させずに周期がＴｗの
同期用ＯＦＤＭ信号を生成する。図１０に本発明による
送信信号のフォーマットを示す。本発明回路による信号
フォーマットではＳＳ信号と同期ＯＦＤＭ信号を兼ねる
ことも可能である。復調回路では、このフォーマットを
用いて高速かつ高精度にシンボルタイミング検出、搬送
波周波数誤差検出を行うことが可能で、同期信号とスタ
ートシンボルとの兼用が可能である。また、本発明では
オープンループでの復調回路構成のため複雑な制御操作
が不要である。
【００１６】
【発明の実施の形態】図１は本発明によるＯＦＤＭ変調
回路の実施形態を示す。本実施形態は８（ｎ＝８）サブ
搬送波同期ＯＦＤＭ変調回路の場合を示しており、各サ
ブ搬送波の変調方式にＤＱＰＳＫ変調方式を適用したも
のである。図１において入力信号ａ１は直列並列変換回
路１に入力される。その後、各サブ搬送波に分けられた
直列並列回路出力信号ａ２はＤＱＰＳＫ変調回路２に入
力される。ここで、ＤＱＰＳＫ変調が行われる。ＤＱＰ
ＳＫ変調信号ａ３はＩＦＦＴ回路３に入力されＩＦＦＴ
変換が行われる。
回路の実施形態を示す。本実施形態は８（ｎ＝８）サブ
搬送波同期ＯＦＤＭ変調回路の場合を示しており、各サ
ブ搬送波の変調方式にＤＱＰＳＫ変調方式を適用したも
のである。図１において入力信号ａ１は直列並列変換回
路１に入力される。その後、各サブ搬送波に分けられた
直列並列回路出力信号ａ２はＤＱＰＳＫ変調回路２に入
力される。ここで、ＤＱＰＳＫ変調が行われる。ＤＱＰ
ＳＫ変調信号ａ３はＩＦＦＴ回路３に入力されＩＦＦＴ
変換が行われる。
【００１７】ＩＦＦＴ回路出力信号ａ４は、並列直列変
換回路４に入力される。並列直列変換回路４は読み出し
順序記憶回路５の読み出し順序記憶回路出力信号ａ５に
よって読み出し順序が決まる。ここでは、読み出し回路
により、８（Ｎ＝８、ｎ＝８）サブ搬送波を各２回読み
出す。この読み出し操作により、並列直列回路出力信号
ａ６を得ることができる。この並列直列変換回路出力
は、同期用ＯＦＤＭ信号とＳＳ信号とを兼ねた信号の生
成を可能とする。
換回路４に入力される。並列直列変換回路４は読み出し
順序記憶回路５の読み出し順序記憶回路出力信号ａ５に
よって読み出し順序が決まる。ここでは、読み出し回路
により、８（Ｎ＝８、ｎ＝８）サブ搬送波を各２回読み
出す。この読み出し操作により、並列直列回路出力信号
ａ６を得ることができる。この並列直列変換回路出力
は、同期用ＯＦＤＭ信号とＳＳ信号とを兼ねた信号の生
成を可能とする。
【００１８】以上、直列並列変換回路１から、読み出し
記憶回路５までが本発明の特徴とするところであり、直
列並列変換手段、変調手段、ＩＦＦＴ手段、並列直列変
換手段、及び読み出し順序記憶手段に対応する。
記憶回路５までが本発明の特徴とするところであり、直
列並列変換手段、変調手段、ＩＦＦＴ手段、並列直列変
換手段、及び読み出し順序記憶手段に対応する。
【００１９】また、図２は本発明によるＯＦＤＭ復調回
路の実施形態を示す。本実施形態はＤＱＰＳＫの復調に
遅延検波を用いている。図２では、ＯＦＤＭ受信信号ａ
３０１は遅延回路３０１に入力される。遅延回路３０１
ではＴｗ時間だけ受信信号が遅延される。ここで、Ｔｗ
はＯＦＤＭ信号の変調及び復調に用いるＩＦＦＴ及びＦ
ＦＴのウィンドウの時間幅である。遅延回路３０１の出
力信号ａ３０２は共役複素信号生成回路３０２に入力さ
れる。共役複素出力信号ａ３０３は、受信信号ａ３０１
と乗算回路３０３で複素乗算される。乗算回路出力ａ３
０４は移動平均フィルタ３０４に入力されＴｗ時間の平
均演算が行われる。フィルタ出力ａ３０５は自乗演算回
路３０５に入力され自乗演算回路出力信号ａ３０６を出
力する。また、受信信号ａ３０１は自乗演算回路３０６
で電力信号ａ３０７に変換される。その後、移動平均フ
ィルタ３０７に入力される。ここでは、同じくＴｗの平
均化が行われる。フィルタの出力信号ａ３０８は自乗回
路３０８に入力され、自乗回路出力信号ａ３０９として
出力される。ピーク検出回路３０９では、自乗回路出力
信号３０６と自乗回路出力信号ａ３０９を用いてピーク
検出が行われる。このピーク検出タイミングを用いて、
シンボルタイミング信号３０１０を出力する。また、搬
送波周波数誤差検出はフィルタ出力ａ３０５を用いて行
われる。ｔａｎ-1回路３０１１でシンボルタイミング信
号ａ３０１０に基づき検出が行われ、周波数誤差信号ａ
３０１１が出力される。分周回路３０１２では１／Ｎに
分周される。但し、ＮはＦＦＴポイント数である。分周
回路出力ａ３０１２は共役複素信号生成回路３０１３に
入力される。共役複素信号ａ３０１３はサンプルホール
ド回路３０１４に入力される。サンプルホールド回路３
０１４は同期が確立した時点で共役複素信号ａ３０１３
をサンプルホールドする。
路の実施形態を示す。本実施形態はＤＱＰＳＫの復調に
遅延検波を用いている。図２では、ＯＦＤＭ受信信号ａ
３０１は遅延回路３０１に入力される。遅延回路３０１
ではＴｗ時間だけ受信信号が遅延される。ここで、Ｔｗ
はＯＦＤＭ信号の変調及び復調に用いるＩＦＦＴ及びＦ
ＦＴのウィンドウの時間幅である。遅延回路３０１の出
力信号ａ３０２は共役複素信号生成回路３０２に入力さ
れる。共役複素出力信号ａ３０３は、受信信号ａ３０１
と乗算回路３０３で複素乗算される。乗算回路出力ａ３
０４は移動平均フィルタ３０４に入力されＴｗ時間の平
均演算が行われる。フィルタ出力ａ３０５は自乗演算回
路３０５に入力され自乗演算回路出力信号ａ３０６を出
力する。また、受信信号ａ３０１は自乗演算回路３０６
で電力信号ａ３０７に変換される。その後、移動平均フ
ィルタ３０７に入力される。ここでは、同じくＴｗの平
均化が行われる。フィルタの出力信号ａ３０８は自乗回
路３０８に入力され、自乗回路出力信号ａ３０９として
出力される。ピーク検出回路３０９では、自乗回路出力
信号３０６と自乗回路出力信号ａ３０９を用いてピーク
検出が行われる。このピーク検出タイミングを用いて、
シンボルタイミング信号３０１０を出力する。また、搬
送波周波数誤差検出はフィルタ出力ａ３０５を用いて行
われる。ｔａｎ-1回路３０１１でシンボルタイミング信
号ａ３０１０に基づき検出が行われ、周波数誤差信号ａ
３０１１が出力される。分周回路３０１２では１／Ｎに
分周される。但し、ＮはＦＦＴポイント数である。分周
回路出力ａ３０１２は共役複素信号生成回路３０１３に
入力される。共役複素信号ａ３０１３はサンプルホール
ド回路３０１４に入力される。サンプルホールド回路３
０１４は同期が確立した時点で共役複素信号ａ３０１３
をサンプルホールドする。
【００２０】一方、受信信号はシンボルタイミング検出
部、周波数誤差検出部で信号処理を行う間遅延回路３０
１５で、Ｔｗ＋ＧＩの期間だけ遅延され遅延受信信号ａ
３０１５が出力される。その後、遅延回路３０１６でピ
ーク検出に要する期間だけ信号遅延が行われ遅延受信信
号ａ３０１６が出力される。乗算回路３０１７では、サ
ンプルホールド回路出力信号ａ３０１４と遅延受信信号
ａ３０１６の乗算が行われ、乗算回路出力信号ａ３０１
７を出力する。ＦＦＴウィンドウタイミング制御回路３
０１０では、シンボルタイミング信号ａ３０１０に基づ
いてウィンドウタイミング制御を行い、制御信号ａ３０
１８を出力する。
部、周波数誤差検出部で信号処理を行う間遅延回路３０
１５で、Ｔｗ＋ＧＩの期間だけ遅延され遅延受信信号ａ
３０１５が出力される。その後、遅延回路３０１６でピ
ーク検出に要する期間だけ信号遅延が行われ遅延受信信
号ａ３０１６が出力される。乗算回路３０１７では、サ
ンプルホールド回路出力信号ａ３０１４と遅延受信信号
ａ３０１６の乗算が行われ、乗算回路出力信号ａ３０１
７を出力する。ＦＦＴウィンドウタイミング制御回路３
０１０では、シンボルタイミング信号ａ３０１０に基づ
いてウィンドウタイミング制御を行い、制御信号ａ３０
１８を出力する。
【００２１】以上、遅延回路３０１からＦＦＴウィンド
ウタイミング制御回路３０１０までの構成が請求項２の
ＯＦＤＭ復調回路の特徴とするところであり、それぞ
れ、第１の遅延手段、共役複素演算手段、相関演算手
段、相関出力平均手段、第１の自乗演算手段、受信電力
平均手段、第２の自乗演算手段、ピーク検出手段、搬送
波周波数誤差検出手段、第２の遅延手段、搬送波周波数
誤差補正手段及び制御手段に対応している。
ウタイミング制御回路３０１０までの構成が請求項２の
ＯＦＤＭ復調回路の特徴とするところであり、それぞ
れ、第１の遅延手段、共役複素演算手段、相関演算手
段、相関出力平均手段、第１の自乗演算手段、受信電力
平均手段、第２の自乗演算手段、ピーク検出手段、搬送
波周波数誤差検出手段、第２の遅延手段、搬送波周波数
誤差補正手段及び制御手段に対応している。
【００２２】直列並列変換回路３０１８では、直列信号
を並列信号に変換する。ここで信号の読み込みタイミン
グを制御してガードインターバルの繰り返しを取り去
る。並列信号ａ３０１９に変換された後ＦＦＴ回路３０
１９に入力され、ＯＦＤＭ信号から、各サブキャリアご
とのＤＱＰＳＫ変調信号ａ３０２０に変換される。遅延
検波回路３０２０で復調され、並列出力信号ａ３０２１
を出力する。並列直列変換回路３０２１では並列出力信
号ａ３０２１から出力信号ａ３０２２を出力する。
を並列信号に変換する。ここで信号の読み込みタイミン
グを制御してガードインターバルの繰り返しを取り去
る。並列信号ａ３０１９に変換された後ＦＦＴ回路３０
１９に入力され、ＯＦＤＭ信号から、各サブキャリアご
とのＤＱＰＳＫ変調信号ａ３０２０に変換される。遅延
検波回路３０２０で復調され、並列出力信号ａ３０２１
を出力する。並列直列変換回路３０２１では並列出力信
号ａ３０２１から出力信号ａ３０２２を出力する。
【００２３】図５は本発明によるＯＦＤＭ変復調回路の
計算機シミュレーションによる実施形態を示す。シミュ
レーションは搬送波周波数誤差＝５０ｋＨｚ、Ｅｂ／Ｎ
０（１ビット当たりの信号エネルギー対単位周波数当た
りのエネルギー密度）＝１２ｄＢ、ＡＷＧＮ（Ａｄｄｉ
ｔｉｖｅ ｎｏｉｓｅ Ｇａｕｓｓｉａｎ ｎｏｉｓ
ｅ）環境下での結果である。図５は搬送波周波数誤差存
在下で、同期用信号のみを送信したときに復調器で周波
数誤差を検出したときの引き込み特性を示す。同じＦＦ
Ｔのクロック速度下で従来方式と比較した。比較に用い
た同期用信号を図３、図４にそれぞれ示す。図５より従
来構成のＯＦＤＭ復調回路では、引き込みに時間がかか
るが、本発明では同じ検出誤差精度を実現するのに引き
込みシンボル数が少ない。これより本発明により回路規
模、同期信号を減少したにもかかわらず、復調器の同期
特性を向上させていることがわかった。従来構成と比較
してパケット伝送に重要な高速同期を実現できる。
計算機シミュレーションによる実施形態を示す。シミュ
レーションは搬送波周波数誤差＝５０ｋＨｚ、Ｅｂ／Ｎ
０（１ビット当たりの信号エネルギー対単位周波数当た
りのエネルギー密度）＝１２ｄＢ、ＡＷＧＮ（Ａｄｄｉ
ｔｉｖｅ ｎｏｉｓｅ Ｇａｕｓｓｉａｎ ｎｏｉｓ
ｅ）環境下での結果である。図５は搬送波周波数誤差存
在下で、同期用信号のみを送信したときに復調器で周波
数誤差を検出したときの引き込み特性を示す。同じＦＦ
Ｔのクロック速度下で従来方式と比較した。比較に用い
た同期用信号を図３、図４にそれぞれ示す。図５より従
来構成のＯＦＤＭ復調回路では、引き込みに時間がかか
るが、本発明では同じ検出誤差精度を実現するのに引き
込みシンボル数が少ない。これより本発明により回路規
模、同期信号を減少したにもかかわらず、復調器の同期
特性を向上させていることがわかった。従来構成と比較
してパケット伝送に重要な高速同期を実現できる。
【００２４】
【発明の効果】以上述べた通り、本発明によるＯＦＤＭ
変復調回路は従来技術と比較して回路規模を削減し、ま
た同期用ＯＦＤＭ信号とＳＳ信号を兼用する構成が可能
となる。また、本発明によるＯＦＤＭ復調回路により搬
送波周波数誤差が大きいときに、パケット伝送に重要な
高速同期確立が可能である。
変復調回路は従来技術と比較して回路規模を削減し、ま
た同期用ＯＦＤＭ信号とＳＳ信号を兼用する構成が可能
となる。また、本発明によるＯＦＤＭ復調回路により搬
送波周波数誤差が大きいときに、パケット伝送に重要な
高速同期確立が可能である。
【図１】本発明によるＯＦＤＭ変調回路である。
【図２】本発明によるＯＦＤＭ復調回路である。
【図３】従来構成による同期用信号の説明図である。
【図４】本発明の構成による同期用信号の説明図であ
る。
る。
【図５】従来の構成と図１、２に記載の実施形態構成の
各引き込み特性のシミュレーション結果を示す図であ
る。
各引き込み特性のシミュレーション結果を示す図であ
る。
【図６】従来のＯＦＤＭ変調回路構成を示すブロック図
である。
である。
【図７】従来のＯＦＤＭ変調に構成での入力信号切替回
路の動作を示す説明図である。
路の動作を示す説明図である。
【図８】従来のＯＦＤＭ復調器回路構成を示すブロック
図である。
図である。
【図９】従来の信号フォーマット説明図である。
【図１０】本発明による信号フォーマット説明図であ
る。
る。
ａ１ 入力信号 ａ２ 直列並列変換回路出力信号 ａ３ ＤＱＰＳＫ変調信号 ａ４ ＩＦＦＴ回路出力信号 ａ５ 読み出し順序記憶回路出力信号 ａ６ 並列直列回路出力信号 ａ１０１ 入力信号 ａ１０２ 直列並列変換回路出力信号 ａ１０３ ＤＱＰＳＫ変調信号 ａ１０４ 入力信号切替回路出力信号 ａ１０５ ＩＦＦＴ回路出力信号 ａ１０６ 読み出し順序記憶回路出力信号 ａ１０７ ＯＦＤＭ信号 ａ２０１ ＯＦＤＭ受信信号 ａ２０２ 遅延回路出力信号 ａ２０３ 共役複素出力信号 ａ２０４ 乗算回路出力信号 ａ２０５ フィルタ出力 ａ２０６ 自乗回路出力信号 ａ２０７ 自乗回路出力信号 ａ２０８ フィルタ出力信号 ａ２０９ 自乗回路出力信号 ａ２０１０ シンボルタイミング信号 ａ３０１ ＯＦＤＭ受信信号 ａ３０２ 遅延回路出力信号 ａ３０３ 共役複素出力信号 ａ３０４ 乗算回路出力信号 ａ３０５ フィルタ出力 ａ３０６ 自乗回路出力信号 ａ３０７ 自乗回路出力信号 ａ３０８ フィルタ出力信号 ａ３０９ 自乗回路出力信号 ａ３０１０ シンボルタイミング信号 ａ３０１１ 周波数誤差信号 ａ３０１２ 分周回路出力信号 ａ３０１３ 共役複素信号 ａ３０１４ サンプルホールド回路 ａ３０１５ 遅延受信信号 ａ３０１６ 遅延受信信号 ａ３０１７ 乗算回路出力信号 ａ３０１８ 制御信号 ａ３０１９ 並列信号 ａ３０２０ ＤＱＰＳＫ変調信号 ａ３０２１ 並列直列変換信号 ａ３０２２ 出力信号 １ 直列並列変換回路 ２ ＤＱＰＳＫ変調回路 ３ ＩＦＦＴ回路 ４ 読み出し順序記憶回路 ５ 並列直列変換回路 １０１ 直列並列変換回路 １０２ ＤＱＰＳＫ変調回路 １０３ 入力信号切替回路 １０４ ＩＦＦＴ回路 １０５ 並列直列変換回路 １０６ 読み出し順序記憶回路 ２０１ 遅延回路 ２０２ 共役複素信号生成回路 ２０３ 乗算回路 ２０４ 移動平均フィルタ ２０５ 自乗演算回路 ２０６ 自乗演算回路 ２０７ 移動平均フィルタ ２０８ 自乗回路 ２０９ ピーク検出回路 ３０１ 遅延回路 ３０２ 共役複素信号生成回路 ３０３ 乗算回路 ３０４ 移動平均フィルタ ３０５ 自乗演算回路 ３０６ 自乗演算回路 ３０７ 移動平均フィルタ ３０８ 自乗回路 ３０９ ピーク検出回路 ３０１０ ＦＦＴウィンドウタイミング制御回路 ３０１１ ｔａｎ-1回路 ３０１２ 分周回路 ３０１３ 共役複素信号生成回路 ３０１４ サンプルホールド回路 ３０１５ 遅延回路 ３０１６ 遅延回路 ３０１７ 乗算回路 ３０１８ 直列並列変換回路 ３０１９ ＦＦＴ回路 ３０２０ 遅延検波回路 ３０２１ 並列直列変換回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 高梨 斉 東京都新宿区西新宿三丁目19番２号 日 本電信電話株式会社内 (72)発明者 守倉 正博 東京都新宿区西新宿三丁目19番２号 日 本電信電話株式会社内 (56)参考文献 特開 平９−181700（ＪＰ，Ａ) “高速無線ＬＡＮ用ＯＦＤＭ変調方式 の同期系に関する検討”，電子情報通信 学会技術研究報告，1998年１月23日，Ｖ ｏｌ．97，Ｎｏ．489，ＲＣＳ97−210 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04J 11/00
Claims (2)
- 【請求項１】 入力信号を直列並列変換する直列並列変
換手段と、 前記直列並列変換手段出力を変調する変調手段と、 前記変調手段出力を逆高速フーリエ変換するＩＦＦＴ手
段と、 前記ＩＦＦＴ手段出力を並列直列変換する並列直列変換
手段と、 前記並列直列手段出力である、Ｎ（２ｍ＝Ｎ、ｍは自然
数）ポイントＩＦＦＴ出力の全てを２回繰り返して読み
出し、ガードインターバルを付加しない、同期ＯＦＤＭ
信号を兼ねるスタートシンボル信号を２回生成する読み
出し順序記憶手段と、 を備えることを特徴とするＯＦＤＭ変調回路。 - 【請求項２】 受信信号を高速フーリエ変換のウィンド
ウの幅Ｔｗ時間だけ遅延させる第１の遅延手段と、 前記第１の遅延手段出力の共役複素をとる共役複素演算
手段と、 前記共役複素演算手段出力と前記受信信号との相関演算
を行う相関演算手段と、 前記相関演算手段をＴｗ時間に渡り平均化する相関出力
平均手段と、 前記相関出力平均手段出力の自乗演算を行う第１の自乗
演算手段と、 前記受信信号のＴｗ時間に渡る電力平均を行う受信電力
平均手段と、 前記受信電力平均手段出力を自乗する第２の自乗演算手
段と、 前記第１の自乗演算手段出力と前記第２の自乗演算出力
を用いてピーク検出を行うピーク検出手段と、 前記相関出力平均手段出力から搬送波周波数誤差検出を
行う搬送波周波数誤差検出手段と、 前記受信信号の遅延を行う第２の遅延手段と、 前記搬送波周波数誤差検出手段により前記第２の遅延手
段出力に対して搬送波周波数誤差補正を行う搬送波周波
数誤差補正手段と、 前記ピーク検出手段出力に基づいて高速フーリエ変換の
ウィンドウタイミングを制御する制御手段と、 を備えることを特徴とするＯＦＤＭ復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09320533A JP3097634B2 (ja) | 1997-11-07 | 1997-11-07 | Ｏｆｄｍ変復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09320533A JP3097634B2 (ja) | 1997-11-07 | 1997-11-07 | Ｏｆｄｍ変復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11145930A JPH11145930A (ja) | 1999-05-28 |
| JP3097634B2 true JP3097634B2 (ja) | 2000-10-10 |
Family
ID=18122504
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP09320533A Expired - Lifetime JP3097634B2 (ja) | 1997-11-07 | 1997-11-07 | Ｏｆｄｍ変復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3097634B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101186442B (zh) * | 2007-12-04 | 2010-12-08 | 北京科技大学 | 一种金属封接用高阻玻璃 |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3486576B2 (ja) * | 1999-05-18 | 2004-01-13 | シャープ株式会社 | Ｏｆｄｍ受信装置及びその周波数オフセット補償方法 |
| JP3796076B2 (ja) * | 1999-09-07 | 2006-07-12 | 松下電器産業株式会社 | Ｏｆｄｍ通信装置 |
| JP2001358692A (ja) * | 2000-06-14 | 2001-12-26 | Nec Corp | 直交周波数分割多重変復調回路 |
| JP3880358B2 (ja) | 2001-10-04 | 2007-02-14 | シャープ株式会社 | Ｏｆｄｍ復調回路及びこれを用いたｏｆｄｍ受信装置 |
| KR20030094909A (ko) * | 2002-06-10 | 2003-12-18 | 삼성전자주식회사 | 시간영역동기 오에프디엠 송신기를 이용한디지털방송신호의 오에프디엠 다중 반송파 변조방법 |
| KR20030094910A (ko) * | 2002-06-10 | 2003-12-18 | 삼성전자주식회사 | 시간영역동기 오에프디엠 송신기를 이용한디지털방송신호의 오에프디엠 다중 반송파 변조방법 |
| DE602004026723D1 (de) * | 2003-06-19 | 2010-06-02 | Sony Corp | Funkkommunikationssystem, Empfangseinrichtung und Empfangsverfahren für Mehrträger-Übertragung |
| US8085867B2 (en) | 2006-04-27 | 2011-12-27 | Mitsubishi Electric Corporation | Preamble design method |
| CN104283561B (zh) * | 2014-09-22 | 2018-04-27 | 电子科技大学 | 一种异步时钟并串转换半周期输出电路 |
-
1997
- 1997-11-07 JP JP09320533A patent/JP3097634B2/ja not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| "高速無線ＬＡＮ用ＯＦＤＭ変調方式の同期系に関する検討"，電子情報通信学会技術研究報告，１９９８年１月２３日，Ｖｏｌ．９７，Ｎｏ．４８９，ＲＣＳ９７−２１０ |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101186442B (zh) * | 2007-12-04 | 2010-12-08 | 北京科技大学 | 一种金属封接用高阻玻璃 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH11145930A (ja) | 1999-05-28 |
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