JP3071142B2 - サンプルされた振幅リードチャネルにおけるコスト削減された補間されたタイミングリカバリ - Google Patents
サンプルされた振幅リードチャネルにおけるコスト削減された補間されたタイミングリカバリInfo
- Publication number
- JP3071142B2 JP3071142B2 JP8120707A JP12070796A JP3071142B2 JP 3071142 B2 JP3071142 B2 JP 3071142B2 JP 8120707 A JP8120707 A JP 8120707A JP 12070796 A JP12070796 A JP 12070796A JP 3071142 B2 JP3071142 B2 JP 3071142B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- sampling
- channel
- read channel
- sampled
- matrix
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
- 238000011084 recovery Methods 0.000 title claims description 63
- 230000002829 reductive effect Effects 0.000 title claims description 16
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 123
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 claims description 54
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 48
- 230000005291 magnetic effect Effects 0.000 claims description 25
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 25
- 230000036961 partial effect Effects 0.000 claims description 13
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 claims 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims 1
- 238000004806 packaging method and process Methods 0.000 claims 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 20
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 13
- 230000006870 function Effects 0.000 description 10
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 5
- 230000006854 communication Effects 0.000 description 5
- 238000001413 far-infrared spectroscopy Methods 0.000 description 5
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 5
- 238000007476 Maximum Likelihood Methods 0.000 description 4
- 238000000354 decomposition reaction Methods 0.000 description 4
- 230000008569 process Effects 0.000 description 4
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 3
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 3
- 101710162828 Flavin-dependent thymidylate synthase Proteins 0.000 description 2
- 101710135409 Probable flavin-dependent thymidylate synthase Proteins 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 2
- 238000013461 design Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000011156 evaluation Methods 0.000 description 2
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 2
- VIFIHLXNOOCGLJ-UHFFFAOYSA-N trichloro(3,3,4,4,5,5,6,6,7,7,8,8,9,9,10,10,10-heptadecafluorodecyl)silane Chemical compound FC(F)(F)C(F)(F)C(F)(F)C(F)(F)C(F)(F)C(F)(F)C(F)(F)C(F)(F)CC[Si](Cl)(Cl)Cl VIFIHLXNOOCGLJ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 101000606504 Drosophila melanogaster Tyrosine-protein kinase-like otk Proteins 0.000 description 1
- PEDCQBHIVMGVHV-UHFFFAOYSA-N Glycerine Chemical compound OCC(O)CO PEDCQBHIVMGVHV-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 238000010420 art technique Methods 0.000 description 1
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 230000002950 deficient Effects 0.000 description 1
- 230000004069 differentiation Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 1
- 238000009472 formulation Methods 0.000 description 1
- 230000000670 limiting effect Effects 0.000 description 1
- 230000000873 masking effect Effects 0.000 description 1
- 239000000203 mixture Substances 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000011664 signaling Effects 0.000 description 1
- 239000007787 solid Substances 0.000 description 1
- 230000003068 static effect Effects 0.000 description 1
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 1
- 239000002023 wood Substances 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/0016—Arrangements for synchronising receiver with transmitter correction of synchronization errors
- H04L7/002—Arrangements for synchronising receiver with transmitter correction of synchronization errors correction by interpolation
- H04L7/0029—Arrangements for synchronising receiver with transmitter correction of synchronization errors correction by interpolation interpolation of received data signal
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/10009—Improvement or modification of read or write signals
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/10009—Improvement or modification of read or write signals
- G11B20/10037—A/D conversion, D/A conversion, sampling, slicing and digital quantisation or adjusting parameters thereof
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/10009—Improvement or modification of read or write signals
- G11B20/10046—Improvement or modification of read or write signals filtering or equalising, e.g. setting the tap weights of an FIR filter
- G11B20/10055—Improvement or modification of read or write signals filtering or equalising, e.g. setting the tap weights of an FIR filter using partial response filtering when writing the signal to the medium or reading it therefrom
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/10009—Improvement or modification of read or write signals
- G11B20/10046—Improvement or modification of read or write signals filtering or equalising, e.g. setting the tap weights of an FIR filter
- G11B20/10055—Improvement or modification of read or write signals filtering or equalising, e.g. setting the tap weights of an FIR filter using partial response filtering when writing the signal to the medium or reading it therefrom
- G11B20/10064—EEPR4 or E2PR4, i.e. extended partial response class 4, polynomial (1-D)*(1+D)3
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/10009—Improvement or modification of read or write signals
- G11B20/10046—Improvement or modification of read or write signals filtering or equalising, e.g. setting the tap weights of an FIR filter
- G11B20/10055—Improvement or modification of read or write signals filtering or equalising, e.g. setting the tap weights of an FIR filter using partial response filtering when writing the signal to the medium or reading it therefrom
- G11B20/10074—EPR4, i.e. extended partial response class 4, polynomial (1-D) *(1+D)2
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/14—Digital recording or reproducing using self-clocking codes
- G11B20/1403—Digital recording or reproducing using self-clocking codes characterised by the use of two levels
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/12—Formatting, e.g. arrangement of data block or words on the record carriers
- G11B20/1217—Formatting, e.g. arrangement of data block or words on the record carriers on discs
- G11B20/1258—Formatting, e.g. arrangement of data block or words on the record carriers on discs where blocks are arranged within multiple radial zones, e.g. Zone Bit Recording or Constant Density Recording discs, MCAV discs, MCLV discs
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/12—Formatting, e.g. arrangement of data block or words on the record carriers
- G11B20/1217—Formatting, e.g. arrangement of data block or words on the record carriers on discs
- G11B2020/1218—Formatting, e.g. arrangement of data block or words on the record carriers on discs wherein the formatting concerns a specific area of the disc
- G11B2020/1232—Formatting, e.g. arrangement of data block or words on the record carriers on discs wherein the formatting concerns a specific area of the disc sector, i.e. the minimal addressable physical data unit
- G11B2020/1234—Formatting, e.g. arrangement of data block or words on the record carriers on discs wherein the formatting concerns a specific area of the disc sector, i.e. the minimal addressable physical data unit wherein the sector is a headerless sector, i.e. it does not comprise an ID field
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/04—Speed or phase control by synchronisation signals
- H04L7/041—Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal
- H04L2007/047—Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal using a sine signal or unmodulated carrier
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Algebra (AREA)
- Pure & Applied Mathematics (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
- Digital Magnetic Recording (AREA)
Description
【０００１】
【発明の分野】本発明はディジタルコンピュータ用の磁
気記憶システムの制御に関しており、特に補間されたタ
イミングリカバリを採用する、サンプリングされた振幅
リードチャネルに関する。
気記憶システムの制御に関しており、特に補間されたタ
イミングリカバリを採用する、サンプリングされた振幅
リードチャネルに関する。
【０００２】
【発明の背景】コンピュータ用の磁気記憶システムにお
いて、ディジタルデータは、リード／ライトヘッドコイ
ル中の電流を変調するようにはたらき、その結果、対応
する磁束の遷移のシーケンスが磁気媒体の表面上に、同
心円状であり、かつ半径方向に間隔が設けられているト
ラックのかたちで所定のボーレートで書き込まれる。こ
の記録されたデータを読み出すときに、リード／ライト
ヘッドは、磁気媒体の上を再び通過し、磁気的な遷移を
極性が交互に変わるアナログ信号のパルスに変換する。
これらのパルスは、それからリードチャネル回路によっ
て復号化されてディジタルデータを再生する。
いて、ディジタルデータは、リード／ライトヘッドコイ
ル中の電流を変調するようにはたらき、その結果、対応
する磁束の遷移のシーケンスが磁気媒体の表面上に、同
心円状であり、かつ半径方向に間隔が設けられているト
ラックのかたちで所定のボーレートで書き込まれる。こ
の記録されたデータを読み出すときに、リード／ライト
ヘッドは、磁気媒体の上を再び通過し、磁気的な遷移を
極性が交互に変わるアナログ信号のパルスに変換する。
これらのパルスは、それからリードチャネル回路によっ
て復号化されてディジタルデータを再生する。
【０００３】パルスをディジタルシーケンスに復号化す
ることは、従来のアナログリードチャネルにおける簡単
なピーク検出器によりおこなわれたり、最近の設計のよ
うに、サンプリングされた振幅リードチャネルにおける
離散時間シーケンス検出器によりおこなわれたりする。
離散時間シーケンス検出器は、簡単なアナログパルス検
出器よりも好ましい。なぜなら、離散時間シーケンス検
出器は、符号間干渉（ＩＳＩ）を補償することができ、
ノイズの影響を受けにくいからである。その結果、離散
時間シーケンス検出器は記憶システムの容量を増大さ
せ、その信頼性をより高めることができる。
ることは、従来のアナログリードチャネルにおける簡単
なピーク検出器によりおこなわれたり、最近の設計のよ
うに、サンプリングされた振幅リードチャネルにおける
離散時間シーケンス検出器によりおこなわれたりする。
離散時間シーケンス検出器は、簡単なアナログパルス検
出器よりも好ましい。なぜなら、離散時間シーケンス検
出器は、符号間干渉（ＩＳＩ）を補償することができ、
ノイズの影響を受けにくいからである。その結果、離散
時間シーケンス検出器は記憶システムの容量を増大さ
せ、その信頼性をより高めることができる。
【０００４】公知の離散時間シーケンス検出方法として
は、離散時間パルス検出（ＤＰＤ）、ビタビ検出を用い
たパーシャルレスポンス（ＰＲ）、最尤シーケンス検出
（ＭＬＳＤ）、判定帰還等化（ＤＦＥ）、改善された判
定帰還等化（ＥＤＦＥ）、および判定帰還を用いた固定
遅延ツリー検索（ＦＤＴＳ／ＤＦ）などが挙げられる。
は、離散時間パルス検出（ＤＰＤ）、ビタビ検出を用い
たパーシャルレスポンス（ＰＲ）、最尤シーケンス検出
（ＭＬＳＤ）、判定帰還等化（ＤＦＥ）、改善された判
定帰還等化（ＥＤＦＥ）、および判定帰還を用いた固定
遅延ツリー検索（ＦＤＴＳ／ＤＦ）などが挙げられる。
【０００５】従来のピーク検出スキームにおいて、アナ
ログ回路は、閾値をクロスすることに関する情報あるい
は微分係数情報に応答して、リードヘッドにより生成さ
れた連続時間アナログ信号におけるピークを検出する。
このアナログリード信号は、複数のビットセル期間に
「セグメント化」され、これらの時間セグメントの間で
解釈される。あるビットセル期間内にピークが存在する
と、「１」ビットとして検出され、一方、そのビットセ
ル期間内にピークが存在しない時には、「０」ビットと
して検出される。検出時に最も誤差が発生しやすいの
は、これらのビットセルがアナログパルスデータと正し
く一致していないときである。そこで、このような検出
誤差を最小限にとどめるために、ピークが平均的にビッ
トセルの中心に発生するようにタイミングリカバリを用
いてこれらのビットセル期間を調整する。タイミング情
報が得られるのはピークが検出された時だけなので、入
力されたデータストリームは通常、ランレングス制限
（ＲＬＬ）され、連続する「０」ビットの数が制限され
る。
ログ回路は、閾値をクロスすることに関する情報あるい
は微分係数情報に応答して、リードヘッドにより生成さ
れた連続時間アナログ信号におけるピークを検出する。
このアナログリード信号は、複数のビットセル期間に
「セグメント化」され、これらの時間セグメントの間で
解釈される。あるビットセル期間内にピークが存在する
と、「１」ビットとして検出され、一方、そのビットセ
ル期間内にピークが存在しない時には、「０」ビットと
して検出される。検出時に最も誤差が発生しやすいの
は、これらのビットセルがアナログパルスデータと正し
く一致していないときである。そこで、このような検出
誤差を最小限にとどめるために、ピークが平均的にビッ
トセルの中心に発生するようにタイミングリカバリを用
いてこれらのビットセル期間を調整する。タイミング情
報が得られるのはピークが検出された時だけなので、入
力されたデータストリームは通常、ランレングス制限
（ＲＬＬ）され、連続する「０」ビットの数が制限され
る。
【０００６】データの密度を高めようとして同心状の複
数のデータトラック上に複数のパルスをより密に詰め込
んでも、符号間干渉や、間隔の狭くなって互いにオーバ
ーラップするパルスによってリード信号にもたらされる
歪みが原因で、検出誤差はやはり発生する。この干渉が
もとで、ビットセルのピークがそのセル内からシフトし
たり、そのピークの大きさが低下したりして、検出誤差
が結果として起こってしまう。ＩＳＩの影響は、データ
密度を低くすることによって、または、「１」ビットと
「１」ビットとの間の「０」ビットの数が確実に最小と
なるような符号化スキームを用いることによって抑える
ことができる。例えば、ランレングス制限（ＲＬＬ）さ
れた符号（ｄ、ｋ）は、「１」ビットと「１」ビットと
の間の「０」ビットの最小数をｄに制限し、連続する
「０」ビットの最大数をｋに制限する。典型的なＲＬＬ
（１、７）２／３レート符号は、８ビットのデータワー
ドを１２ビットのコードワードに符号化し、（１、７）
制約を満たす。
数のデータトラック上に複数のパルスをより密に詰め込
んでも、符号間干渉や、間隔の狭くなって互いにオーバ
ーラップするパルスによってリード信号にもたらされる
歪みが原因で、検出誤差はやはり発生する。この干渉が
もとで、ビットセルのピークがそのセル内からシフトし
たり、そのピークの大きさが低下したりして、検出誤差
が結果として起こってしまう。ＩＳＩの影響は、データ
密度を低くすることによって、または、「１」ビットと
「１」ビットとの間の「０」ビットの数が確実に最小と
なるような符号化スキームを用いることによって抑える
ことができる。例えば、ランレングス制限（ＲＬＬ）さ
れた符号（ｄ、ｋ）は、「１」ビットと「１」ビットと
の間の「０」ビットの最小数をｄに制限し、連続する
「０」ビットの最大数をｋに制限する。典型的なＲＬＬ
（１、７）２／３レート符号は、８ビットのデータワー
ドを１２ビットのコードワードに符号化し、（１、７）
制約を満たす。
【０００７】ビタビ検出を用いたパーシャルレスポンス
（ＰＲ）などのサンプリングされた振幅検出は、符号間
干渉を補償することによってデータ密度を高めることを
可能にする。従来のピーク検出システムとは異なり、サ
ンプリングされた振幅による記録は、パルスデータの実
際の値を離散した時間間隔で解釈することによってディ
ジタルデータを検出することができる。アナログパルス
はそのボーレート（符号ビットレート）でサンプリング
され、これらの離散時間サンプリング値からディジタル
データが検出される。例えばビタビ検出器などの離散時
間シーケンス検出器は、それらの離散時間サンプリング
値を文脈に従って解釈することによって、そのデータに
ついて最尤シーケンスを決める。このようにして、ＩＳ
Ｉの影響を、検出処理時に考慮に入れることができる。
その結果、検出誤差が発生する可能性を低くすることが
できる。これによって、従来のアナログピーク検出リー
ドチャネルに比べて、有効な信号対雑音比を増大させる
ことができ、また、ある与えられた（ｄ、ｋ）制約に対
してはるかに高いデータ密度を実現することができる。
（ＰＲ）などのサンプリングされた振幅検出は、符号間
干渉を補償することによってデータ密度を高めることを
可能にする。従来のピーク検出システムとは異なり、サ
ンプリングされた振幅による記録は、パルスデータの実
際の値を離散した時間間隔で解釈することによってディ
ジタルデータを検出することができる。アナログパルス
はそのボーレート（符号ビットレート）でサンプリング
され、これらの離散時間サンプリング値からディジタル
データが検出される。例えばビタビ検出器などの離散時
間シーケンス検出器は、それらの離散時間サンプリング
値を文脈に従って解釈することによって、そのデータに
ついて最尤シーケンスを決める。このようにして、ＩＳ
Ｉの影響を、検出処理時に考慮に入れることができる。
その結果、検出誤差が発生する可能性を低くすることが
できる。これによって、従来のアナログピーク検出リー
ドチャネルに比べて、有効な信号対雑音比を増大させる
ことができ、また、ある与えられた（ｄ、ｋ）制約に対
してはるかに高いデータ密度を実現することができる。
【０００８】サンプリングされた振幅技術をディジタル
通信チャネルに適用した例は、既に多くの文献に記載さ
れている。例えば、Ｙ．ＫａｂａｌおよびＳ．Ｐａｓｕ
ｐａｔｈｙの「パーシャルレスポンス信号化」、ＩＥＥ
Ｅ Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍｍｕｎ．Ｔｅｃｈ．、第ＣＯＭ
−２３巻、第９２１〜９３４頁、１９７５年９月、Ｅｄ
ｗａｒｄ Ａ．ＬｅｅおよびＤａｖｉｄ Ｇ．Ｍｅｓｓｅ
ｒｓｃｈｍｉｔｔの「ディジタル通信」、Ｋｌｕｗｅｒ
Ａｃａｄｅｍｉｃ Ｐｕｂｌｉｓｈｅｒｓ、Ｂｏｓｔｏ
ｎ、１９９０年、およびＧ．Ｄ．Ｆｏｒｎｅｙ，Ｊｒ．
の「ビタビアルゴリズム」、Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ、第６
１巻、第２６８〜２７８頁、１９７３年３月などを参照
のこと。
通信チャネルに適用した例は、既に多くの文献に記載さ
れている。例えば、Ｙ．ＫａｂａｌおよびＳ．Ｐａｓｕ
ｐａｔｈｙの「パーシャルレスポンス信号化」、ＩＥＥ
Ｅ Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍｍｕｎ．Ｔｅｃｈ．、第ＣＯＭ
−２３巻、第９２１〜９３４頁、１９７５年９月、Ｅｄ
ｗａｒｄ Ａ．ＬｅｅおよびＤａｖｉｄ Ｇ．Ｍｅｓｓｅ
ｒｓｃｈｍｉｔｔの「ディジタル通信」、Ｋｌｕｗｅｒ
Ａｃａｄｅｍｉｃ Ｐｕｂｌｉｓｈｅｒｓ、Ｂｏｓｔｏ
ｎ、１９９０年、およびＧ．Ｄ．Ｆｏｒｎｅｙ，Ｊｒ．
の「ビタビアルゴリズム」、Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ、第６
１巻、第２６８〜２７８頁、１９７３年３月などを参照
のこと。
【０００９】サンプリングされた振幅技術を磁気記憶シ
ステムに適用した例も、既に多くの文献に記載されてい
る。例えば、Ｒｏｙ Ｄ．Ｃｉｄｅｃｉｙａｎ、Ｆｒａ
ｎｃｏｉｓ Ｄｏｌｉｖｏ、Ｗａｌｔｅｒ Ｈｉｒｔおよ
びＷｏｌｆｇａｎｇ Ｓｃｈｏｔｔの「ディジタル磁気
記録用ＰＲＭＬシステム」、ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ
ｏｎ Ｓｅｌｅｃｔｅｄ Ａｒｅａｓ ｉｎ Ｃｏｍｍｕｎ
ｉｃａｔｉｏｎｓ、第１０巻、第１号、１９９２年１
月、第３８〜５６頁、Ｗｏｏｄらの「磁気記録チャネル
上のクラスＩＶパーシャルレスポンスのビタビ検出」、
ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍｍｕｎ．、第Ｃｏｍ−３
４巻、第５号、第４５４〜４６１頁、１９８６年５月、
Ｃｏｋｅｒらの「リジッドディスクドライブにおけるＰ
ＲＭＬの実施」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ Ｍａｇｎ
ｅｔｉｃｓ、第２７巻、第６号、１９９１年１１月、Ｃ
ａｒｌｅｙらの「ＦＤＴＳ／ＤＦシーケンス検出を後に
おこなう適応連続時間等化」、Ｄｉｇｅｓｔ ｏｆ Ｔｈ
ｅ Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｒｅｃｏｒｄｉｎｇ Ｃｏｎｆｅ
ｒｅｎｃｅ、１９９４年８月１５〜１７日、第Ｃ３頁、
Ｍｏｏｎらの「判定帰還を用いた固定遅延ツリー検索用
の複雑さの制限された等化器設計」、ＩＥＥＥ Ｔｒａ
ｎｓ．ｏｎ Ｍａｇｎｅｔｉｃｓ、第３０巻、第５号、
１９９４年９月、Ａｂｂｏｔｔらの「磁気記憶チャネル
の適応判定帰還等化用のタイミングリカバリ」、Ｇｌｏ
ｂｅｃｏｍ’９０ ＩＥＥＥ Ｇｌｏｂａｌ Ｔｅｌｅｃ
ｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ１
９９０、 Ｓａｎ Ｄｉｅｇｏ、ＣＡ、１９９０年１１
月、第１７９４〜１７９９頁、Ａｂｂｏｔｔらの「等化
およびオフトラック干渉を用いたディジタル磁気記録の
性能」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｍ
ａｇｎｅｔｉｃｓ、第２７巻、第１号、１９９１年１
月、Ｃｉｏｆｆｉらの「磁気ディスク記憶チャネルにお
ける適応等化」、ＩＥＥＥ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏ
ｎ Ｍａｇａｚｉｎｅ、１９９０年２月、およびＲｏｇ
ｅｒ Ｗｏｏｄの「改善された判定帰還等化」、Ｉｎｔ
ｅｒｍａｇ’９０などを参照のこと。
ステムに適用した例も、既に多くの文献に記載されてい
る。例えば、Ｒｏｙ Ｄ．Ｃｉｄｅｃｉｙａｎ、Ｆｒａ
ｎｃｏｉｓ Ｄｏｌｉｖｏ、Ｗａｌｔｅｒ Ｈｉｒｔおよ
びＷｏｌｆｇａｎｇ Ｓｃｈｏｔｔの「ディジタル磁気
記録用ＰＲＭＬシステム」、ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ
ｏｎ Ｓｅｌｅｃｔｅｄ Ａｒｅａｓ ｉｎ Ｃｏｍｍｕｎ
ｉｃａｔｉｏｎｓ、第１０巻、第１号、１９９２年１
月、第３８〜５６頁、Ｗｏｏｄらの「磁気記録チャネル
上のクラスＩＶパーシャルレスポンスのビタビ検出」、
ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍｍｕｎ．、第Ｃｏｍ−３
４巻、第５号、第４５４〜４６１頁、１９８６年５月、
Ｃｏｋｅｒらの「リジッドディスクドライブにおけるＰ
ＲＭＬの実施」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ Ｍａｇｎ
ｅｔｉｃｓ、第２７巻、第６号、１９９１年１１月、Ｃ
ａｒｌｅｙらの「ＦＤＴＳ／ＤＦシーケンス検出を後に
おこなう適応連続時間等化」、Ｄｉｇｅｓｔ ｏｆ Ｔｈ
ｅ Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｒｅｃｏｒｄｉｎｇ Ｃｏｎｆｅ
ｒｅｎｃｅ、１９９４年８月１５〜１７日、第Ｃ３頁、
Ｍｏｏｎらの「判定帰還を用いた固定遅延ツリー検索用
の複雑さの制限された等化器設計」、ＩＥＥＥ Ｔｒａ
ｎｓ．ｏｎ Ｍａｇｎｅｔｉｃｓ、第３０巻、第５号、
１９９４年９月、Ａｂｂｏｔｔらの「磁気記憶チャネル
の適応判定帰還等化用のタイミングリカバリ」、Ｇｌｏ
ｂｅｃｏｍ’９０ ＩＥＥＥ Ｇｌｏｂａｌ Ｔｅｌｅｃ
ｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ１
９９０、 Ｓａｎ Ｄｉｅｇｏ、ＣＡ、１９９０年１１
月、第１７９４〜１７９９頁、Ａｂｂｏｔｔらの「等化
およびオフトラック干渉を用いたディジタル磁気記録の
性能」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｍ
ａｇｎｅｔｉｃｓ、第２７巻、第１号、１９９１年１
月、Ｃｉｏｆｆｉらの「磁気ディスク記憶チャネルにお
ける適応等化」、ＩＥＥＥ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏ
ｎ Ｍａｇａｚｉｎｅ、１９９０年２月、およびＲｏｇ
ｅｒ Ｗｏｏｄの「改善された判定帰還等化」、Ｉｎｔ
ｅｒｍａｇ’９０などを参照のこと。
【００１０】従来のピーク検出システムと同様に、サン
プリングされた振幅検出においても、ディジタルシーケ
ンスを正確に抽出するためにはタイミングリカバリが必
要である。ピーク検出システムにおいておこなわれてい
るように、各ピークがビットセル期間のそれぞれの中心
に一致するように連続的な信号処理をおこなうのではな
く、サンプリングされた振幅システムは、複数のパルス
サンプリング値をボーレートに対して同期させる。従来
の技術によるサンプリングされた振幅リードチャネルに
おいて、タイミングリカバリは、信号サンプリング値と
推定されたサンプリング値との間の誤差を最小化するこ
とによって、サンプリングクロックを同期させる。パル
ス検出器、つまりスライサは、リード信号サンプリング
値から推定されたサンプリング値を決める。たとえＩＳ
Ｉが存在していても、これらのサンプリング値は推定可
能であり、また、これらのサンプリング値は、信号サン
プリング値を併用することによって、判定指向帰還シス
テムにおいてアナログパルスのサンプリングの同期をと
ることにも用いることができる。
プリングされた振幅検出においても、ディジタルシーケ
ンスを正確に抽出するためにはタイミングリカバリが必
要である。ピーク検出システムにおいておこなわれてい
るように、各ピークがビットセル期間のそれぞれの中心
に一致するように連続的な信号処理をおこなうのではな
く、サンプリングされた振幅システムは、複数のパルス
サンプリング値をボーレートに対して同期させる。従来
の技術によるサンプリングされた振幅リードチャネルに
おいて、タイミングリカバリは、信号サンプリング値と
推定されたサンプリング値との間の誤差を最小化するこ
とによって、サンプリングクロックを同期させる。パル
ス検出器、つまりスライサは、リード信号サンプリング
値から推定されたサンプリング値を決める。たとえＩＳ
Ｉが存在していても、これらのサンプリング値は推定可
能であり、また、これらのサンプリング値は、信号サン
プリング値を併用することによって、判定指向帰還シス
テムにおいてアナログパルスのサンプリングの同期をと
ることにも用いることができる。
【００１１】通常、位相同期ループ（ＰＬＬ）を用いる
ことによって、判定指向帰還システムは、サンプリング
された振幅リードチャネルにおいてタイミングリカバリ
の制御をおこなうことができる。位相検出器は、推定さ
れたサンプリング値とリード信号サンプリング値との間
の差に基づいて位相誤差を生成する。ループフィルタ
は、この位相誤差をフィルタリングする。そして、フィ
ルタリングされた位相誤差は、チャネルサンプリング値
をボーレートに対して同期させるように作用する。
ことによって、判定指向帰還システムは、サンプリング
された振幅リードチャネルにおいてタイミングリカバリ
の制御をおこなうことができる。位相検出器は、推定さ
れたサンプリング値とリード信号サンプリング値との間
の差に基づいて位相誤差を生成する。ループフィルタ
は、この位相誤差をフィルタリングする。そして、フィ
ルタリングされた位相誤差は、チャネルサンプリング値
をボーレートに対して同期させるように作用する。
【００１２】従来の技術によるタイミングリカバリ方法
において、位相誤差は、典型的には可変周波数発振器
（ＶＦＯ）の出力であるサンプリングクロックの周波数
を調整する。ＶＦＯの出力は、例えばアナログ・ディジ
タル（Ａ／Ｄ）変換器といったサンプリングデバイスを
制御することによって、パルスサンプリング値をボーレ
ートに対して同期させる。
において、位相誤差は、典型的には可変周波数発振器
（ＶＦＯ）の出力であるサンプリングクロックの周波数
を調整する。ＶＦＯの出力は、例えばアナログ・ディジ
タル（Ａ／Ｄ）変換器といったサンプリングデバイスを
制御することによって、パルスサンプリング値をボーレ
ートに対して同期させる。
【００１３】また、従来の技術によるタイミングリカバ
リ方法においては、ディジタルデータを表現するアナロ
グパルスに対して所望のサンプリング周波数が得られる
ように、また、その周波数をより効率よくトラッキング
できるように、まずＰＬＬを基準サンプリング周波数、
つまり定格サンプリング周波数にロックさせるのが有効
である。定格サンプリング周波数とはボーレートのこと
であり、データが媒体上に書き込まれた時のレートであ
る。したがって、基準にロックさせる方法の一例とし
て、ライトＶＦＯの出力（ライトクロック）に対して正
弦信号を発生し、その信号をＰＬＬ中に注入する方法が
あげられる。いったん基準周波数にロックされると、媒
体上に記録された正弦波状アクイジションプリアンブル
に応じて波形のサンプリング同期をとるために、ＰＬＬ
への入力は、ライトクロックから、リードヘッドからの
信号へと切り替わる。
リ方法においては、ディジタルデータを表現するアナロ
グパルスに対して所望のサンプリング周波数が得られる
ように、また、その周波数をより効率よくトラッキング
できるように、まずＰＬＬを基準サンプリング周波数、
つまり定格サンプリング周波数にロックさせるのが有効
である。定格サンプリング周波数とはボーレートのこと
であり、データが媒体上に書き込まれた時のレートであ
る。したがって、基準にロックさせる方法の一例とし
て、ライトＶＦＯの出力（ライトクロック）に対して正
弦信号を発生し、その信号をＰＬＬ中に注入する方法が
あげられる。いったん基準周波数にロックされると、媒
体上に記録された正弦波状アクイジションプリアンブル
に応じて波形のサンプリング同期をとるために、ＰＬＬ
への入力は、ライトクロックから、リードヘッドからの
信号へと切り替わる。
【００１４】タイミングリカバリ用のアクイジションモ
ードおよびトラッキングモードは、磁気ディスクのデー
タフォーマットに関連する。図２は、複数の同心円状デ
ータトラック１３を有する磁気ディスクを示す。ここ
で、各データトラック１３は複数のセクタ１５からな
る。サーボフィールド１７がセクタ１５中に埋め込まれ
ており、リード／ライトヘッドのトラックおよびセクタ
位置を制御し、ベリファイするために用いられる。図３
は、アクイジションプリアンブル６８、シンクマーク７
０およびユーザデータ７２を有するセクタ１５のフォー
マットを示す。アクイジションプリアンブルは、タイミ
ングリカバリが、ユーザデータを読み出す以前に所望の
サンプリング位相および周波数を獲得することを可能に
する所定のシーケンスである。これらが獲得された後、
ユーザデータを表現するアナログパルスに対して所望の
サンプリング位相および周波数をトラッキングするため
に、ＰＬＬはトラッキングモードに切り替わる。シンク
マークは、ユーザデータの始まりを信号で伝える。ユー
ザデータ用により大きな記憶領域を許容するためには、
図３に示すように、アクイジションプリアンブルは短い
のが望ましい。
ードおよびトラッキングモードは、磁気ディスクのデー
タフォーマットに関連する。図２は、複数の同心円状デ
ータトラック１３を有する磁気ディスクを示す。ここ
で、各データトラック１３は複数のセクタ１５からな
る。サーボフィールド１７がセクタ１５中に埋め込まれ
ており、リード／ライトヘッドのトラックおよびセクタ
位置を制御し、ベリファイするために用いられる。図３
は、アクイジションプリアンブル６８、シンクマーク７
０およびユーザデータ７２を有するセクタ１５のフォー
マットを示す。アクイジションプリアンブルは、タイミ
ングリカバリが、ユーザデータを読み出す以前に所望の
サンプリング位相および周波数を獲得することを可能に
する所定のシーケンスである。これらが獲得された後、
ユーザデータを表現するアナログパルスに対して所望の
サンプリング位相および周波数をトラッキングするため
に、ＰＬＬはトラッキングモードに切り替わる。シンク
マークは、ユーザデータの始まりを信号で伝える。ユー
ザデータ用により大きな記憶領域を許容するためには、
図３に示すように、アクイジションプリアンブルは短い
のが望ましい。
【００１５】ゾーン別記録は、内径トラックと外径トラ
ックとの間の予め規定された複数のゾーンに互いに異な
るレートでユーザデータを記録することによって記憶密
度を高めるための、当該分野では公知の技術である。外
径トラックにおいては、円周記録領域が大きくなり、か
つ符号間干渉が弱まるので、データレートを高くするこ
とができる。これによって、図２に示すように、より多
くのデータを外径トラック上に記録することができる。
図２において、ディスクは、１トラック当たり１４個の
データセクタを有する外部ゾーン１１と、１トラック当
たり７個のデータセクタを有する内部ゾーン２７と、に
区分されている。実用上、ディスクは、データレートを
さまざまに変化させることによって、実際にいくかのゾ
ーンに区分することができる。
ックとの間の予め規定された複数のゾーンに互いに異な
るレートでユーザデータを記録することによって記憶密
度を高めるための、当該分野では公知の技術である。外
径トラックにおいては、円周記録領域が大きくなり、か
つ符号間干渉が弱まるので、データレートを高くするこ
とができる。これによって、図２に示すように、より多
くのデータを外径トラック上に記録することができる。
図２において、ディスクは、１トラック当たり１４個の
データセクタを有する外部ゾーン１１と、１トラック当
たり７個のデータセクタを有する内部ゾーン２７と、に
区分されている。実用上、ディスクは、データレートを
さまざまに変化させることによって、実際にいくかのゾ
ーンに区分することができる。
【００１６】実際の信号サンプリング値、および、シン
ボルごとの判定により得られた推定された信号サンプリ
ング値から計算された位相誤差に基づいて、サンプリン
グ周波数／位相を獲得し、かつトラッキングする先行技
術もまた公知である。Ｋ．Ｈ．Ｍｕｅｌｌｅｒおよび
Ｍ．Ｍｕｅｌｌｅｒによる「ディジタル同期受信機にお
けるタイミングリカバリ」、ＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔ
ｉｏｎｓｏｎＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、第Ｃｏｍ
−２４巻（１９７６）、第５１６〜５３１頁を参照のこ
と。「シンクロナスパーシャルレスポンス記録用の改善
されたタイミングリカバリ」と題された同時係属中の米
国特許出願第０８／７０１，５７２号は、Ｍｕｅｌｌｅ
ｒ＆Ｍｕｅｌｌｅｒの確率勾配方法を改善した方法を開
示している。このタイミングリカバリ方法では、ｄ＝０
のＰＲ４パーシャルレスポンス記録チャネルに通常用い
られているスライサが、信号サンプリング値を所定の閾
値と比較することによってサンプリング値を推定する。
信号サンプリング値と、推定されたサンプリング値と、
の間の平均自乗誤差を最小化する確率勾配回路は、位相
誤差を生成することによってＶＦＯの周波数を制御す
る。他の関連技術として、米国特許第５，４２４，８８
１号の「シンクロナスリードチャンネル」が挙げられ
る。
ボルごとの判定により得られた推定された信号サンプリ
ング値から計算された位相誤差に基づいて、サンプリン
グ周波数／位相を獲得し、かつトラッキングする先行技
術もまた公知である。Ｋ．Ｈ．Ｍｕｅｌｌｅｒおよび
Ｍ．Ｍｕｅｌｌｅｒによる「ディジタル同期受信機にお
けるタイミングリカバリ」、ＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔ
ｉｏｎｓｏｎＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、第Ｃｏｍ
−２４巻（１９７６）、第５１６〜５３１頁を参照のこ
と。「シンクロナスパーシャルレスポンス記録用の改善
されたタイミングリカバリ」と題された同時係属中の米
国特許出願第０８／７０１，５７２号は、Ｍｕｅｌｌｅ
ｒ＆Ｍｕｅｌｌｅｒの確率勾配方法を改善した方法を開
示している。このタイミングリカバリ方法では、ｄ＝０
のＰＲ４パーシャルレスポンス記録チャネルに通常用い
られているスライサが、信号サンプリング値を所定の閾
値と比較することによってサンプリング値を推定する。
信号サンプリング値と、推定されたサンプリング値と、
の間の平均自乗誤差を最小化する確率勾配回路は、位相
誤差を生成することによってＶＦＯの周波数を制御す
る。他の関連技術として、米国特許第５，４２４，８８
１号の「シンクロナスリードチャンネル」が挙げられ
る。
【００１７】「同期波形サンプリング用のタイミングリ
カバリ回路」と題された米国特許第５，３５９，６３１
号は、サンプリングされた振幅リードチャネルにおける
さらに別のタイミングリカバリ方法を開示している。こ
の方法では、ｄ＝１のＥＰＲ４またはＥＥＰＲ４パーシ
ャルレスポンス記録チャネルに通常用いられているパル
ス検出器が、推定されたサンプリング値を決定できるよ
うに動作する。ここでも、確率勾配回路は、推定された
サンプリング値と信号サンプリング値とを併用すること
によって位相誤差を生成し、それによって判定指向帰還
システムにおいてサンプリングクロックを調整する。
カバリ回路」と題された米国特許第５，３５９，６３１
号は、サンプリングされた振幅リードチャネルにおける
さらに別のタイミングリカバリ方法を開示している。こ
の方法では、ｄ＝１のＥＰＲ４またはＥＥＰＲ４パーシ
ャルレスポンス記録チャネルに通常用いられているパル
ス検出器が、推定されたサンプリング値を決定できるよ
うに動作する。ここでも、確率勾配回路は、推定された
サンプリング値と信号サンプリング値とを併用すること
によって位相誤差を生成し、それによって判定指向帰還
システムにおいてサンプリングクロックを調整する。
【００１８】タイミングリカバリループフィルタは、判
定指向帰還システムのダイナミックスを制御する。した
がって、ループフィルタ係数を調整することによって、
所望の過渡応答および所望のトラッキング精度を実現す
ることができる。トラッキング精度を良好にするために
は、位相雑音および利得変動を減衰させることができる
ようにループ帯域幅は小さくすべきである。アクイジシ
ョン時には、高速な過渡応答を実現するために、ループ
帯域幅はできるだけ広く、しかも不安定にならないよう
にすべきである。高速な過渡応答によりアクイジション
時間を短縮することができ、その結果、アクイジション
プリアンブルの必要な長さを最小化することが可能にな
る。
定指向帰還システムのダイナミックスを制御する。した
がって、ループフィルタ係数を調整することによって、
所望の過渡応答および所望のトラッキング精度を実現す
ることができる。トラッキング精度を良好にするために
は、位相雑音および利得変動を減衰させることができる
ようにループ帯域幅は小さくすべきである。アクイジシ
ョン時には、高速な過渡応答を実現するために、ループ
帯域幅はできるだけ広く、しかも不安定にならないよう
にすべきである。高速な過渡応答によりアクイジション
時間を短縮することができ、その結果、アクイジション
プリアンブルの必要な長さを最小化することが可能にな
る。
【００１９】ＰＬＬに可変周波数発振器を用いてパルス
のサンプリング同期をとる、上述した各種タイミングリ
カバリ方法には、いくつかの問題があることが判明して
いる。例えば、ライトＶＦＯの動作周波数とサンプリン
グＶＦＯの動作周波数との間のわずかな差がクロストー
クをもたらし、そのクロストークがタイミングリカバリ
の性能を低下させてしまう。また、埋め込まれたサーボ
データの同期検出をおこなうためには、そのサーボデー
タを読み出す際にサンプリングＶＦＯの中心動作周波数
を生成する別のサーボＶＦＯが新たに必要になる（「ユ
ーザデータおよび埋め込みサーボデータを磁気媒体から
読み出すためのサンプリングされた振幅リードチャネ
ル」と題する、既に参照した同時係属中の米国特許出願
第０８／４４０，５１５号を参照のこと）。従来のＰＬ
Ｌタイミングリカバリに付随して発生するさらに別の問
題は、サンプリングデバイスおよび離散時間等化フィル
タに固有の遅延である。そのような遅延は、タイミング
ループを不安定なものにしてしまう。したがって、レイ
テンシを考慮に入れれば、サンプリングデバイスのコス
トおよび複雑さが増大することになり、また、等化フィ
ルタの有効性が低下することにもなる。より複雑な離散
時間等化フィルタを用いることによってタイミングルー
プよりも前にサンプリング値を等化することは可能では
あるが、その場合、サンプリングＰＬＬを用いて処理を
おこなうためには、フィルタの出力において離散時間を
連続時間に再構成することが必要になる。
のサンプリング同期をとる、上述した各種タイミングリ
カバリ方法には、いくつかの問題があることが判明して
いる。例えば、ライトＶＦＯの動作周波数とサンプリン
グＶＦＯの動作周波数との間のわずかな差がクロストー
クをもたらし、そのクロストークがタイミングリカバリ
の性能を低下させてしまう。また、埋め込まれたサーボ
データの同期検出をおこなうためには、そのサーボデー
タを読み出す際にサンプリングＶＦＯの中心動作周波数
を生成する別のサーボＶＦＯが新たに必要になる（「ユ
ーザデータおよび埋め込みサーボデータを磁気媒体から
読み出すためのサンプリングされた振幅リードチャネ
ル」と題する、既に参照した同時係属中の米国特許出願
第０８／４４０，５１５号を参照のこと）。従来のＰＬ
Ｌタイミングリカバリに付随して発生するさらに別の問
題は、サンプリングデバイスおよび離散時間等化フィル
タに固有の遅延である。そのような遅延は、タイミング
ループを不安定なものにしてしまう。したがって、レイ
テンシを考慮に入れれば、サンプリングデバイスのコス
トおよび複雑さが増大することになり、また、等化フィ
ルタの有効性が低下することにもなる。より複雑な離散
時間等化フィルタを用いることによってタイミングルー
プよりも前にサンプリング値を等化することは可能では
あるが、その場合、サンプリングＰＬＬを用いて処理を
おこなうためには、フィルタの出力において離散時間を
連続時間に再構成することが必要になる。
【００２０】したがって、サンプリングＶＦＯ周波数に
非常に近接したライトＶＦＯ周波数に付随して発生する
クロストーク現象を起こすことのないサンプリングされ
た振幅記録用の新しいリカバリ技術が必要とされてい
る。また、埋め込みサーボデータを読み出すに当たって
新たなサーボＶＦＯを用いなくてもいいようにすること
も目的の１つである。また、さらに別の目的は、サンプ
リングデバイスおよび離散時間等化フィルタ、ならびに
それらに付随するレイテンシをタイミングリカバリルー
プから排除することである。
非常に近接したライトＶＦＯ周波数に付随して発生する
クロストーク現象を起こすことのないサンプリングされ
た振幅記録用の新しいリカバリ技術が必要とされてい
る。また、埋め込みサーボデータを読み出すに当たって
新たなサーボＶＦＯを用いなくてもいいようにすること
も目的の１つである。また、さらに別の目的は、サンプ
リングデバイスおよび離散時間等化フィルタ、ならびに
それらに付随するレイテンシをタイミングリカバリルー
プから排除することである。
【００２１】
【発明の要旨】本発明の上記目的は、磁気記録用のサン
プリングされた振幅リードチャネルに、サンプリングタ
イミングリカバリループではなく、補間式タイミングリ
カバリループを導入することによって達成される。ライ
トＶＦＯは、磁気媒体上のある選択されたゾーンに対し
て所定のボーレートでディジタルデータを書き込むため
のライトクロックを発生する。また読み出し時には、ラ
イトＶＦＯは、書き込み周波数よりもわずかに高い周波
数でサンプリングクロックを発生する。サンプリングデ
バイスは、そのサンプリングクロックレートでアナログ
リード信号をサンプリングし、それによって、ボーレー
トに対して同期させられていない離散時間チャネルサン
プリング値のシーケンスを生成する。これらのチャネル
サンプリング値は、所定のパーシャルレスポンス（ＰＲ
４、ＥＰＲ４、ＥＥＰＲ４など）に従って離散時間等化
フィルタにより等化される。補間式タイミングリカバリ
回路は、等化されたチャネルサンプリング値に応答し
て、補間間隔τを計算し、かつその間隔に応じて、実質
的にボーレートに対して同期させられている補間された
サンプリング値を生成する。また、このタイミングリカ
バリ回路は、離散時間シーケンス検出器のクロックを合
わせるデータクロックを生成することによって、補間さ
れたサンプリング値からディジタルデータを検出する。
プリングされた振幅リードチャネルに、サンプリングタ
イミングリカバリループではなく、補間式タイミングリ
カバリループを導入することによって達成される。ライ
トＶＦＯは、磁気媒体上のある選択されたゾーンに対し
て所定のボーレートでディジタルデータを書き込むため
のライトクロックを発生する。また読み出し時には、ラ
イトＶＦＯは、書き込み周波数よりもわずかに高い周波
数でサンプリングクロックを発生する。サンプリングデ
バイスは、そのサンプリングクロックレートでアナログ
リード信号をサンプリングし、それによって、ボーレー
トに対して同期させられていない離散時間チャネルサン
プリング値のシーケンスを生成する。これらのチャネル
サンプリング値は、所定のパーシャルレスポンス（ＰＲ
４、ＥＰＲ４、ＥＥＰＲ４など）に従って離散時間等化
フィルタにより等化される。補間式タイミングリカバリ
回路は、等化されたチャネルサンプリング値に応答し
て、補間間隔τを計算し、かつその間隔に応じて、実質
的にボーレートに対して同期させられている補間された
サンプリング値を生成する。また、このタイミングリカ
バリ回路は、離散時間シーケンス検出器のクロックを合
わせるデータクロックを生成することによって、補間さ
れたサンプリング値からディジタルデータを検出する。
【００２２】この補間式タイミングリカバリは別個のサ
ンプリングＶＦＯを用いていないので、ライトＶＦＯと
の間のクロストークを避けることができる。また、埋め
込みサーボデータを読み出すに当たっても、別のサーボ
ＶＦＯは必要なくなる。なぜなら、この補間式タイミン
グリカバリは瞬時にサーボデータレートへとレート調整
することができるからである。さらに、サンプリングデ
バイスと離散時間等化フィルタをタイミングリカバリル
ープから排除することによって、それらに付随するレイ
テンシを回避することもできる。
ンプリングＶＦＯを用いていないので、ライトＶＦＯと
の間のクロストークを避けることができる。また、埋め
込みサーボデータを読み出すに当たっても、別のサーボ
ＶＦＯは必要なくなる。なぜなら、この補間式タイミン
グリカバリは瞬時にサーボデータレートへとレート調整
することができるからである。さらに、サンプリングデ
バイスと離散時間等化フィルタをタイミングリカバリル
ープから排除することによって、それらに付随するレイ
テンシを回避することもできる。
【００２３】本発明の上記局面および利点、ならびにそ
の他の局面および利点は、添付の図面を参照しながら以
下に述べる本発明の詳細な説明を読むことによって、よ
りよく理解できるであろう。
の他の局面および利点は、添付の図面を参照しながら以
下に述べる本発明の詳細な説明を読むことによって、よ
りよく理解できるであろう。
【００２４】
（従来のサンプリングされた振幅リードチャネル）図１
をここで参照すれば、従来のサンプリングされた振幅リ
ードチャネルの詳細なブロック図が示されている。書き
込み動作のあいだ、ユーザデータ２またはデータ生成器
４からのプリアンブルデータ（例えば２Ｔのプリアンブ
ルデータ）は、媒体上に書き込まれる。ＲＬＬ制約条件
にしたがって、ＲＬＬ符号化器６は、ユーザデータ２を
２進シーケンスｂ（ｎ）８に符号化する。プリコーダ１
０は、記録チャネル１８および等化フィルタの伝達関数
を補償し、プリコードされたシーケンス〜ｂ（ｎ）をつ
くるために２進シーケンスｂ（ｎ）８をプリコードす
る。プリコードされたシーケンス〜ｂ（ｎ）１２は、〜
ｂ（ｎ）＝０をａ（ｎ）＝−１に、かつ〜ｂ（ｎ）＝１
をａ（ｎ）＝＋１に翻訳すること１４によって、シンボ
ルａ（ｎ）１６に変換される。ライト回路９は、シンボ
ルａ（ｎ）１６に応答して、ボーレート１／Ｔで記録ヘ
ッドコイル中の電流を変調することによって、２進シー
ケンスを媒体上に記録する。周波数シンセサイザ５２
は、ボーレートライトクロック５４をライト回路９に供
給する。
をここで参照すれば、従来のサンプリングされた振幅リ
ードチャネルの詳細なブロック図が示されている。書き
込み動作のあいだ、ユーザデータ２またはデータ生成器
４からのプリアンブルデータ（例えば２Ｔのプリアンブ
ルデータ）は、媒体上に書き込まれる。ＲＬＬ制約条件
にしたがって、ＲＬＬ符号化器６は、ユーザデータ２を
２進シーケンスｂ（ｎ）８に符号化する。プリコーダ１
０は、記録チャネル１８および等化フィルタの伝達関数
を補償し、プリコードされたシーケンス〜ｂ（ｎ）をつ
くるために２進シーケンスｂ（ｎ）８をプリコードす
る。プリコードされたシーケンス〜ｂ（ｎ）１２は、〜
ｂ（ｎ）＝０をａ（ｎ）＝−１に、かつ〜ｂ（ｎ）＝１
をａ（ｎ）＝＋１に翻訳すること１４によって、シンボ
ルａ（ｎ）１６に変換される。ライト回路９は、シンボ
ルａ（ｎ）１６に応答して、ボーレート１／Ｔで記録ヘ
ッドコイル中の電流を変調することによって、２進シー
ケンスを媒体上に記録する。周波数シンセサイザ５２
は、ボーレートライトクロック５４をライト回路９に供
給する。
【００２５】記録された２進シーケンスを媒体から読み
出すとき、タイミングリカバリ２８は、まず、リードチ
ャネルへの入力としてマルチプレクサ６０を通したライ
トクロック５４を選択することによって書き込み周波数
にロックする。いったん書き込み周波数にロックされる
と、アクイジションプリアンブルを得るために、マルチ
プレクサ６０は、リードヘッドからの信号１９をリード
ヘッドからリードチャネルへの入力として選択する。可
変利得増幅器２２は、アナログリード信号５８の振幅を
調整し、アナログフィルタ２０は、所望のレスポンスへ
と初期等化をおこなう。サンプリングデバイス２４は、
アナログリード信号６２をアナログフィルタ２０からサ
ンプリングし、離散時間フィルタ２６は、サンプリング
値２５を所望のレスポンスへとさらに等化をおこなう。
例えばパーシャルレスポンス記録においては、所望のレ
スポンスは、しばしば表１から選択される。
出すとき、タイミングリカバリ２８は、まず、リードチ
ャネルへの入力としてマルチプレクサ６０を通したライ
トクロック５４を選択することによって書き込み周波数
にロックする。いったん書き込み周波数にロックされる
と、アクイジションプリアンブルを得るために、マルチ
プレクサ６０は、リードヘッドからの信号１９をリード
ヘッドからリードチャネルへの入力として選択する。可
変利得増幅器２２は、アナログリード信号５８の振幅を
調整し、アナログフィルタ２０は、所望のレスポンスへ
と初期等化をおこなう。サンプリングデバイス２４は、
アナログリード信号６２をアナログフィルタ２０からサ
ンプリングし、離散時間フィルタ２６は、サンプリング
値２５を所望のレスポンスへとさらに等化をおこなう。
例えばパーシャルレスポンス記録においては、所望のレ
スポンスは、しばしば表１から選択される。
【００２６】
【表１】
【００２７】リード信号５８の振幅と、サンプリングデ
バイス２４の周波数および位相とを調整するために、等
化されたサンプリング値３２は、判定指向利得制御５０
と、タイミングリカバリ２８とにそれぞれ与えられる。
等化されたサンプリング値３２をボーレートに同期させ
るために、タイミングリカバリは、ライン２３を介して
サンプリングデバイス２４の周波数を調整する。温度、
電圧およびプロセスのばらつきに対してタイミングリカ
バリ周波数を所定の値に揃えるために、周波数シンセサ
イザ５２は、コースセンター周波数の設定をライン６４
を介してタイミングリカバリ回路２８に与える。チャネ
ルデータレート（ＣＤＲ）制御信号３０は、シンセサイ
ザ５２の周波数範囲を、現在のゾーンについてのデータ
レートにしたがって調整する。利得制御５０は、ライン
２１を介して可変利得増幅器２２の利得を調整する。推
定された２進シーケンス＾ｂ（ｎ）３３を検出するため
に、等化されたサンプリング値Ｙ（ｎ）３２は、最尤
（ＭＬ）ビタビシーケンス検出器のような、離散時間シ
ーケンス検出器３４に送られる。ＲＬＬ復号化器３６
は、推定された２進シーケンス＾ｂ（ｎ）３３を推定さ
れたユーザデータ３７に復号化する。ＲＬＬ復号化器３
６の動作をフレームに同期させるために、データシンク
検出器６６は、データセクタ１５の中のシンクマーク７
０（図３に示す）を検出する。誤差がなければ、推定さ
れた２進シーケンス＾ｂ（ｎ）３３は、記録された２進
シーケンスｂ（ｎ）８に等しく、復号化されたユーザデ
ータ３７は、記録されたユーザデータ２に等しい。
バイス２４の周波数および位相とを調整するために、等
化されたサンプリング値３２は、判定指向利得制御５０
と、タイミングリカバリ２８とにそれぞれ与えられる。
等化されたサンプリング値３２をボーレートに同期させ
るために、タイミングリカバリは、ライン２３を介して
サンプリングデバイス２４の周波数を調整する。温度、
電圧およびプロセスのばらつきに対してタイミングリカ
バリ周波数を所定の値に揃えるために、周波数シンセサ
イザ５２は、コースセンター周波数の設定をライン６４
を介してタイミングリカバリ回路２８に与える。チャネ
ルデータレート（ＣＤＲ）制御信号３０は、シンセサイ
ザ５２の周波数範囲を、現在のゾーンについてのデータ
レートにしたがって調整する。利得制御５０は、ライン
２１を介して可変利得増幅器２２の利得を調整する。推
定された２進シーケンス＾ｂ（ｎ）３３を検出するため
に、等化されたサンプリング値Ｙ（ｎ）３２は、最尤
（ＭＬ）ビタビシーケンス検出器のような、離散時間シ
ーケンス検出器３４に送られる。ＲＬＬ復号化器３６
は、推定された２進シーケンス＾ｂ（ｎ）３３を推定さ
れたユーザデータ３７に復号化する。ＲＬＬ復号化器３
６の動作をフレームに同期させるために、データシンク
検出器６６は、データセクタ１５の中のシンクマーク７
０（図３に示す）を検出する。誤差がなければ、推定さ
れた２進シーケンス＾ｂ（ｎ）３３は、記録された２進
シーケンスｂ（ｎ）８に等しく、復号化されたユーザデ
ータ３７は、記録されたユーザデータ２に等しい。
【００２８】（データフォーマット） 図２は、同心円状の１連のトラック１３を備えた磁気媒
体のデータフォーマットの１例を示す。ここでそれぞれ
のデータトラック１３は、複数のセクタ１５を有してお
り、また複数のサーボフィールド１７は、セクタの中に
埋め込まれている。サーボフィールド１７は、リード／
ライトヘッドのトラックおよびセクタ位置をベリファイ
するために処理される。さらにサーボフィールド１７内
のサーボバーストは、データを書き込んだり、読み出し
たりするときにヘッドが所望のトラック１３のセンター
ライン上にアラインした状態を維持するために処理され
る。図３は、アクイジションプリアンブル６８、シンク
マーク７０およびユーザデータ７２を備えたセクタ１５
のフォーマットを示す。タイミングリカバリは、アクイ
ジションプリアンブル６８を用いて、正しいサンプリン
グ周波数および位相を、ユーザデータ７２を読み出す前
に得ており、シンクマーク７０は、ユーザデータ７２の
始まりを区切る（「シンクロナス・パーシャル・レスポ
ンス記録のための改善されたタイミングリカバリ」と題
された同時係属中の米国特許出願08/701,572を参照）。
体のデータフォーマットの１例を示す。ここでそれぞれ
のデータトラック１３は、複数のセクタ１５を有してお
り、また複数のサーボフィールド１７は、セクタの中に
埋め込まれている。サーボフィールド１７は、リード／
ライトヘッドのトラックおよびセクタ位置をベリファイ
するために処理される。さらにサーボフィールド１７内
のサーボバーストは、データを書き込んだり、読み出し
たりするときにヘッドが所望のトラック１３のセンター
ライン上にアラインした状態を維持するために処理され
る。図３は、アクイジションプリアンブル６８、シンク
マーク７０およびユーザデータ７２を備えたセクタ１５
のフォーマットを示す。タイミングリカバリは、アクイ
ジションプリアンブル６８を用いて、正しいサンプリン
グ周波数および位相を、ユーザデータ７２を読み出す前
に得ており、シンクマーク７０は、ユーザデータ７２の
始まりを区切る（「シンクロナス・パーシャル・レスポ
ンス記録のための改善されたタイミングリカバリ」と題
された同時係属中の米国特許出願08/701,572を参照）。
【００２９】（改善されたサンプリングされた振幅リー
ドチャネル）図４は、本発明の改善されたサンプリング
された振幅リードチャネルを示しており、ここで図１の
従来のサンプリングタイミングリカバリ２８は、補間さ
れたタイミングリカバリＢ１００に置き換えられてい
る。ボーレートライトクロックをライン５４を介してラ
イト回路９に与えるのに加えて、周波数シンセサイザ５
２は、ライン５４を介してサンプリングデバイス２４に
与えられるサンプリングクロックを発生する。データを
読み出すとき、周波数シンセサイザ５２は、アナログリ
ード信号がボーレートよりも速くサンプリングされるよ
うに、ライトクロックよりもわずかに高い周波数（つま
り１％〜２％）のサンプリングクロックを出力するため
に調整されている。サンプリングクロックは、また、離
散時間等化器フィルタ２６および補間されたタイミング
リカバリＢ１００にも与えられる。補間されたタイミン
グリカバリＢ１００は、等化されたサンプリング値３２
を補間することによって、ボーレートに同期された補間
されたサンプリング値Ｂ１０２を発生する。離散時間シ
ーケンス検出器３４は、補間されたサンプリング値Ｂ１
０２から、推定された２進シーケンス３３を検出する。
補間されたタイミングリカバリＢ１００は、また、離散
時間シーケンス検出器３４、シンクマーク検出器６６お
よびＲＬＬ復号化器３６の動作をクロックに合わせるた
めに、データクロックＢ１０４も発生する。
ドチャネル）図４は、本発明の改善されたサンプリング
された振幅リードチャネルを示しており、ここで図１の
従来のサンプリングタイミングリカバリ２８は、補間さ
れたタイミングリカバリＢ１００に置き換えられてい
る。ボーレートライトクロックをライン５４を介してラ
イト回路９に与えるのに加えて、周波数シンセサイザ５
２は、ライン５４を介してサンプリングデバイス２４に
与えられるサンプリングクロックを発生する。データを
読み出すとき、周波数シンセサイザ５２は、アナログリ
ード信号がボーレートよりも速くサンプリングされるよ
うに、ライトクロックよりもわずかに高い周波数（つま
り１％〜２％）のサンプリングクロックを出力するため
に調整されている。サンプリングクロックは、また、離
散時間等化器フィルタ２６および補間されたタイミング
リカバリＢ１００にも与えられる。補間されたタイミン
グリカバリＢ１００は、等化されたサンプリング値３２
を補間することによって、ボーレートに同期された補間
されたサンプリング値Ｂ１０２を発生する。離散時間シ
ーケンス検出器３４は、補間されたサンプリング値Ｂ１
０２から、推定された２進シーケンス３３を検出する。
補間されたタイミングリカバリＢ１００は、また、離散
時間シーケンス検出器３４、シンクマーク検出器６６お
よびＲＬＬ復号化器３６の動作をクロックに合わせるた
めに、データクロックＢ１０４も発生する。
【００３０】（タイミングリカバリ） 図１の従来のサンプリングタイミングリカバリ２８の全
体図が図５に示される。可変周波数発振器（ＶＦＯ）Ｂ
１６４の出力２３は、典型的にはディジタルリードチャ
ネルにおけるアナログ・ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）で
あるサンプリングデバイス２４のサンプリングクロック
を制御する。マルチプレクサＢ１５９は、アクイジショ
ンのあいだは等化されていないサンプリング値２５を選
択し、トラッキングのあいだは等化されたサンプリング
値３２を選択する。付随するレイテンシを避けるため
に、アクイジションのあいだは、離散等化器フィルタ２
６は、タイミング・ループから除かれる。位相誤差検出
器Ｂ１５５は、ラインＢ１４９を介して受け取られたサ
ンプリング値と、ラインＢ１４３上の、ｄ＝０のＰＲ４
リードチャネルにおけるスライサのようなサンプリング
値推定器Ｂ１４１からの推定されたサンプリング値〜Ｘ
（ｎ）とに応答して位相誤差を生成する。ループフィル
タＢ１６０は、位相誤差をフィルタリングすることによ
って、サンプリングクロック２３およびボーレートの周
波数差に比例した値に落ちつく周波数オフセットΔｆ
Ｂ１６７を生成する。周波数オフセットΔｆ Ｂ１６７
は、周波数シンセサイザ５２からの中心周波数制御信号
６４とともに、サンプリングクロック２３をＶＦＯ Ｂ
１６４の出力において調整することによって、サンプリ
ングをボーレートに同期させる。ゼロ位相スタートＢ１
６２回路は、ＶＦＯ１６４の動作をアクイジションの始
まりにおいて停止させることによって、サンプリングク
ロック２３およびリード信号６２の間の初期位相誤差を
最小にする。これは、ＶＦＯ Ｂ１６４をディセーブル
し、アナログリード信号６２におけるゼロクロスを検出
し、検出されたゼロクロスおよび第１のボーレートサン
プリング値の間の所定の遅延の後にＶＦＯ Ｂ１６４を
再びイネーブルすることによっておこなわれる。
体図が図５に示される。可変周波数発振器（ＶＦＯ）Ｂ
１６４の出力２３は、典型的にはディジタルリードチャ
ネルにおけるアナログ・ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）で
あるサンプリングデバイス２４のサンプリングクロック
を制御する。マルチプレクサＢ１５９は、アクイジショ
ンのあいだは等化されていないサンプリング値２５を選
択し、トラッキングのあいだは等化されたサンプリング
値３２を選択する。付随するレイテンシを避けるため
に、アクイジションのあいだは、離散等化器フィルタ２
６は、タイミング・ループから除かれる。位相誤差検出
器Ｂ１５５は、ラインＢ１４９を介して受け取られたサ
ンプリング値と、ラインＢ１４３上の、ｄ＝０のＰＲ４
リードチャネルにおけるスライサのようなサンプリング
値推定器Ｂ１４１からの推定されたサンプリング値〜Ｘ
（ｎ）とに応答して位相誤差を生成する。ループフィル
タＢ１６０は、位相誤差をフィルタリングすることによ
って、サンプリングクロック２３およびボーレートの周
波数差に比例した値に落ちつく周波数オフセットΔｆ
Ｂ１６７を生成する。周波数オフセットΔｆ Ｂ１６７
は、周波数シンセサイザ５２からの中心周波数制御信号
６４とともに、サンプリングクロック２３をＶＦＯ Ｂ
１６４の出力において調整することによって、サンプリ
ングをボーレートに同期させる。ゼロ位相スタートＢ１
６２回路は、ＶＦＯ１６４の動作をアクイジションの始
まりにおいて停止させることによって、サンプリングク
ロック２３およびリード信号６２の間の初期位相誤差を
最小にする。これは、ＶＦＯ Ｂ１６４をディセーブル
し、アナログリード信号６２におけるゼロクロスを検出
し、検出されたゼロクロスおよび第１のボーレートサン
プリング値の間の所定の遅延の後にＶＦＯ Ｂ１６４を
再びイネーブルすることによっておこなわれる。
【００３１】本発明の補間されたタイミングリカバリＢ
１００は、図６に示される。図５のＶＦＯ Ｂ１６４
は、モジュロＴｓアキュムレータＢ１２０および補間器
Ｂ１２２によって置き換えられている。さらに予期され
たサンプリング値発生器Ｂ１５１は、補間されたサンプ
リング値Ｂ１０２に応答して、位相誤差検出器Ｂ１５５
によって用いられる予期されたサンプリング値Ｘ（ｎ）
を発生することによって、アクイジションのあいだの位
相誤差を計算する。マルチプレクサＢ１５３は、スライ
サからの推定されたサンプリング値〜Ｘ（ｎ）を選択
し、トラッキングのあいだに位相誤差検出器Ｂ１５５に
よって使えるようにする。後で詳しく述べるように、デ
ータクロックＢ１０４は、サンプリングクロック５４
と、モジュロＴｓアキュムレータＢ１２０からのマスク
信号Ｂ１２４に応答して、ＡＮＤゲートＢ１２６の出力
において発生される。図５の離散等化器フィルタ２６の
出力におけるチャネルサンプリング値３２の代わりに、
位相誤差検出器Ｂ１５５およびスライサＢ１４１は、補
間器Ｂ１２２の出力における補間されたサンプリング値
Ｂ１０２を処理する。ＰＩＤループフィルタＢ１６１
は、図５のループフィルタＢ１６０に似た閉ループ周波
数応答を制御する。
１００は、図６に示される。図５のＶＦＯ Ｂ１６４
は、モジュロＴｓアキュムレータＢ１２０および補間器
Ｂ１２２によって置き換えられている。さらに予期され
たサンプリング値発生器Ｂ１５１は、補間されたサンプ
リング値Ｂ１０２に応答して、位相誤差検出器Ｂ１５５
によって用いられる予期されたサンプリング値Ｘ（ｎ）
を発生することによって、アクイジションのあいだの位
相誤差を計算する。マルチプレクサＢ１５３は、スライ
サからの推定されたサンプリング値〜Ｘ（ｎ）を選択
し、トラッキングのあいだに位相誤差検出器Ｂ１５５に
よって使えるようにする。後で詳しく述べるように、デ
ータクロックＢ１０４は、サンプリングクロック５４
と、モジュロＴｓアキュムレータＢ１２０からのマスク
信号Ｂ１２４に応答して、ＡＮＤゲートＢ１２６の出力
において発生される。図５の離散等化器フィルタ２６の
出力におけるチャネルサンプリング値３２の代わりに、
位相誤差検出器Ｂ１５５およびスライサＢ１４１は、補
間器Ｂ１２２の出力における補間されたサンプリング値
Ｂ１０２を処理する。ＰＩＤループフィルタＢ１６１
は、図５のループフィルタＢ１６０に似た閉ループ周波
数応答を制御する。
【００３２】本発明の補間されたタイミングリカバリに
おいて、プリアンブルを獲得する前に参照周波数にＶＦ
Ｏをロックさせることはもはや必要ではなく、ライトク
ロック５４をアナログ受信フィルタ２０にマルチプレク
シングすること６０は、必要ではない。さらにサンプリ
ングデバイス２４および離散等化器フィルタ２６は、そ
れらに付随する遅延とともにタイミングループから取り
除かれている。アクイジションおよびトラッキングのあ
いだに等化器フィルタ２６の周辺でマルチプレクスする
ことＢ１５９は、必要ではない。しかしユーザデータ７
２をトラッキングする前にプリアンブル６８を獲得する
ことは依然として必要である。図５のゼロ位相スタート
回路Ｂ１６２と同様にアクイジションの始まりにおい
て、ゼロ位相スタート回路Ｂ１６３は、補間されたサン
プリング値およびボーレートの間の初期位相誤差を最小
化する。しかしサンプリングＶＦＯ Ｂ１６４の動作を
停止させる代わりに、補間されたタイミングリカバリの
ためのゼロ位相スタート回路Ｂ１６３は、等化されたサ
ンプリング値３２からの初期位相誤差τを計算し、初期
位相誤差をモジュロＴｓアキュムレータＢ１２０に与え
る。
おいて、プリアンブルを獲得する前に参照周波数にＶＦ
Ｏをロックさせることはもはや必要ではなく、ライトク
ロック５４をアナログ受信フィルタ２０にマルチプレク
シングすること６０は、必要ではない。さらにサンプリ
ングデバイス２４および離散等化器フィルタ２６は、そ
れらに付随する遅延とともにタイミングループから取り
除かれている。アクイジションおよびトラッキングのあ
いだに等化器フィルタ２６の周辺でマルチプレクスする
ことＢ１５９は、必要ではない。しかしユーザデータ７
２をトラッキングする前にプリアンブル６８を獲得する
ことは依然として必要である。図５のゼロ位相スタート
回路Ｂ１６２と同様にアクイジションの始まりにおい
て、ゼロ位相スタート回路Ｂ１６３は、補間されたサン
プリング値およびボーレートの間の初期位相誤差を最小
化する。しかしサンプリングＶＦＯ Ｂ１６４の動作を
停止させる代わりに、補間されたタイミングリカバリの
ためのゼロ位相スタート回路Ｂ１６３は、等化されたサ
ンプリング値３２からの初期位相誤差τを計算し、初期
位相誤差をモジュロＴｓアキュムレータＢ１２０に与え
る。
【００３３】ＰＩＤループフィルタＢ１６１、位相誤差
検出器Ｂ５５、予期されたサンプリング値発生器Ｂ１５
１およびスライサＢ１４１をより詳細に説明について
は、上で参照した同時係属中の米国特許出願「サンプリ
ング評価の定式化、欠陥のある走査、チャネルの質、デ
ィジタルサーボ復調、タイミングリカバリのためのＰＩ
ＤフィルタおよびＤＣオフセット制御を備えているサン
プリングされた振幅リードチャネル」および「シンクロ
ナスパーシャルレスポンス記録のための改善されたタイ
ミングリカバリ」を参照のこと。モジュロＴｓアキュム
レータＢ１２０、データクロックＢ１０４、および補間
器Ｂ１２２を以下に詳細に説明する。
検出器Ｂ５５、予期されたサンプリング値発生器Ｂ１５
１およびスライサＢ１４１をより詳細に説明について
は、上で参照した同時係属中の米国特許出願「サンプリ
ング評価の定式化、欠陥のある走査、チャネルの質、デ
ィジタルサーボ復調、タイミングリカバリのためのＰＩ
ＤフィルタおよびＤＣオフセット制御を備えているサン
プリングされた振幅リードチャネル」および「シンクロ
ナスパーシャルレスポンス記録のための改善されたタイ
ミングリカバリ」を参照のこと。モジュロＴｓアキュム
レータＢ１２０、データクロックＢ１０４、および補間
器Ｂ１２２を以下に詳細に説明する。
【００３４】（補間器）図６の補間器Ｂ１２２は、サン
プリングされた２Ｔのアクイジションプリアンブル信号
Ｂ２００を示す図７を参照すれば理解できるだろう。タ
ーゲットサンプリング値は、黒丸として示されており、
チャネルサンプリング値は、矢印として示されている。
サンプリングされたプリアンブル信号の下にあるのは、
サンプリングクロック５４、データクロックＢ１０４お
よびマスク信号Ｂ１２４の対応するタイミング信号を表
すタイミングチャートである。図７に示すように、プリ
アンブル信号Ｂ２００は、ボーレート（ターゲット値の
レート）よりもわずかに速くサンプリングされる。
プリングされた２Ｔのアクイジションプリアンブル信号
Ｂ２００を示す図７を参照すれば理解できるだろう。タ
ーゲットサンプリング値は、黒丸として示されており、
チャネルサンプリング値は、矢印として示されている。
サンプリングされたプリアンブル信号の下にあるのは、
サンプリングクロック５４、データクロックＢ１０４お
よびマスク信号Ｂ１２４の対応するタイミング信号を表
すタイミングチャートである。図７に示すように、プリ
アンブル信号Ｂ２００は、ボーレート（ターゲット値の
レート）よりもわずかに速くサンプリングされる。
【００３５】補間器の機能は、チャネルサンプリング値
を補間することによってターゲットサンプリング値を評
価することである。例示するために、簡単な評価アルゴ
リズムである線形補間を考える。
を補間することによってターゲットサンプリング値を評
価することである。例示するために、簡単な評価アルゴ
リズムである線形補間を考える。
【００３６】
【数５】
【００３７】ここでｘ（Ｎ）およびｘ（Ｎ−１）は、タ
ーゲットサンプリング値のまわりにあるチャネルサンプ
リング値であり、τは、チャネルサンプリング値ｘ（Ｎ
−１）およびターゲットサンプリング値の間の時間差に
比例する補間間隔である。補間間隔τは、ＰＩＤループ
フィルタＢ１６１の出力において周波数オフセット信号
Δｆ Ｂ１６７をアキュムレートするモジュロＴｓアキ
ュムレータＢ１２０の出力において発生される。
ーゲットサンプリング値のまわりにあるチャネルサンプ
リング値であり、τは、チャネルサンプリング値ｘ（Ｎ
−１）およびターゲットサンプリング値の間の時間差に
比例する補間間隔である。補間間隔τは、ＰＩＤループ
フィルタＢ１６１の出力において周波数オフセット信号
Δｆ Ｂ１６７をアキュムレートするモジュロＴｓアキ
ュムレータＢ１２０の出力において発生される。
【００３８】
【数６】
【００３９】Ｔｓは、サンプリングクロック５４のサン
プリング周期である。サンプリングクロック５４は、ア
ナログリード信号６２を、ボーレートよりもわずかに速
くサンプリングするので、アキュムレートされた周波数
オフセットΔｆ、つまりＴｓによって割られた整数が１
だけ増加するときにはいつもデータクロックをマスクす
る必要がある。データクロックＢ１０４およびモジュロ
ＴｓアキュムレータＢ１２０によって発生されるマスク
信号Ｂ１２４の動作は、図７のタイミングチャートを参
照すれば理解される。
プリング周期である。サンプリングクロック５４は、ア
ナログリード信号６２を、ボーレートよりもわずかに速
くサンプリングするので、アキュムレートされた周波数
オフセットΔｆ、つまりＴｓによって割られた整数が１
だけ増加するときにはいつもデータクロックをマスクす
る必要がある。データクロックＢ１０４およびモジュロ
ＴｓアキュムレータＢ１２０によって発生されるマスク
信号Ｂ１２４の動作は、図７のタイミングチャートを参
照すれば理解される。
【００４０】補間器は、上述の数５の簡単な線形方程式
を実現するとすれば、チャネルサンプリング値Ｂ２０２
およびＢ２０４は、ターゲットサンプリング値に対応す
る補間されたサンプリング値を発生するのに用いられ
る。補間間隔τ Ｂ２０８は、上述の数６にしたがって
発生される。次のターゲット値Ｂ２１０に対応する次の
補間されたサンプリング値は、チャネルサンプリング値
Ｂ２０４およびＢ２１２から計算される。このプロセス
は、周囲を「包みこみ」、実際にτ Ｂ２１６となる
（すなわちアキュムレートされた周波数オフセットΔ
ｆ、Ｔｓによって割られた整数が１だけ増加することに
よってマスク信号Ｂ１２４がアクティベートされる）と
き以外は、補間間隔τ Ｂ２１４がＴｓよりも大きくな
るまで続く。ターゲットサンプリング値Ｂ２２０に対応
する補間されたサンプリング値がチャネルサンプリング
値Ｂ２１８およびＢ２２２ではなく、チャネルサンプリ
ング値Ｂ２２２およびＢ２２４から計算されるように、
この時点においてデータクロックＢ１０４は、マスク信
号Ｂ１２４によってマスクされる。
を実現するとすれば、チャネルサンプリング値Ｂ２０２
およびＢ２０４は、ターゲットサンプリング値に対応す
る補間されたサンプリング値を発生するのに用いられ
る。補間間隔τ Ｂ２０８は、上述の数６にしたがって
発生される。次のターゲット値Ｂ２１０に対応する次の
補間されたサンプリング値は、チャネルサンプリング値
Ｂ２０４およびＢ２１２から計算される。このプロセス
は、周囲を「包みこみ」、実際にτ Ｂ２１６となる
（すなわちアキュムレートされた周波数オフセットΔ
ｆ、Ｔｓによって割られた整数が１だけ増加することに
よってマスク信号Ｂ１２４がアクティベートされる）と
き以外は、補間間隔τ Ｂ２１４がＴｓよりも大きくな
るまで続く。ターゲットサンプリング値Ｂ２２０に対応
する補間されたサンプリング値がチャネルサンプリング
値Ｂ２１８およびＢ２２２ではなく、チャネルサンプリ
ング値Ｂ２２２およびＢ２２４から計算されるように、
この時点においてデータクロックＢ１０４は、マスク信
号Ｂ１２４によってマスクされる。
【００４１】数５の簡単な線形補間は、アナログリード
信号がボーレートよりもずっと高い周波数でサンプリン
グされるときにしかうまくはたらかない。より高い周波
数でチャネルを動作させることは、その複雑さとコスト
とを増すので望ましくない。よって、好ましい実施態様
においては、補間器Ｂ１２２は、２つのチャネルより多
いサンプリング値に応答して、補間されたサンプリング
値を計算するように実現される。
信号がボーレートよりもずっと高い周波数でサンプリン
グされるときにしかうまくはたらかない。より高い周波
数でチャネルを動作させることは、その複雑さとコスト
とを増すので望ましくない。よって、好ましい実施態様
においては、補間器Ｂ１２２は、２つのチャネルより多
いサンプリング値に応答して、補間されたサンプリング
値を計算するように実現される。
【００４２】理想的な離散時間位相補間フィルタは、平
坦な強度応答およびτの一定の群遅延をもつ。
坦な強度応答およびτの一定の群遅延をもつ。
【００４３】
【数７】
【００４４】これは、理想的なインパルス応答をもつ。
【００４５】
【数８】
【００４６】残念ながら、上述の非因果的な無限インパ
ルス応答である数８は、実現できない。よって、補間フ
ィルタのインパルス応答は、理想インパルス応答である
数８に最もよく一致する近似になるように設計される。
これは、実際の補間フィルタの周波数応答および理想補
間フィルタである数７の周波数応答の間の平均２乗誤差
を最小にすることによって得られる。この近似は、入力
信号のスペクトルを考慮に入れることによって改善され
うる。つまり実際の補間スペクトルによって乗算された
入力スペクトルと、理想補間スペクトルによって乗算さ
れた入力スペクトルとの間の平均２乗誤差を最小にする
ことによって以下のようになる。
ルス応答である数８は、実現できない。よって、補間フ
ィルタのインパルス応答は、理想インパルス応答である
数８に最もよく一致する近似になるように設計される。
これは、実際の補間フィルタの周波数応答および理想補
間フィルタである数７の周波数応答の間の平均２乗誤差
を最小にすることによって得られる。この近似は、入力
信号のスペクトルを考慮に入れることによって改善され
うる。つまり実際の補間スペクトルによって乗算された
入力スペクトルと、理想補間スペクトルによって乗算さ
れた入力スペクトルとの間の平均２乗誤差を最小にする
ことによって以下のようになる。
【００４７】
【数９】
【００４８】ここで￣Ｃτ（ｅjω）は、実際の補間フ
ィルタのスペクトルであり、またｘ（ｅjω）は、入力
信号のスペクトルである。数９から、平均２乗誤差は、
以下のようになる。
ィルタのスペクトルであり、またｘ（ｅjω）は、入力
信号のスペクトルである。数９から、平均２乗誤差は、
以下のようになる。
【００４９】
【数１０】
【００５０】ここでｘ（ｅjω）は、リードチャネルの
スペクトル（例えば、表１のＰＲ４、ＥＰＲ４、ＥＥＰ
Ｒ４や他のパーシャルレスポンススペクトル）である。
スペクトル（例えば、表１のＰＲ４、ＥＰＲ４、ＥＥＰ
Ｒ４や他のパーシャルレスポンススペクトル）である。
【００５１】実際には、上述の平均２乗誤差方程式であ
る数１０は、入力信号のスペクトルがある所定の定数０
≦ω≦απに帯域制限されると特定することによって以
下のように書き直すことができる。ここで０＜α＜１で
ある。つまり ｜ｘ（ｅjω）｜＝０、ただし｜ω｜≧απ である。すると数１０は、以下のようになる。
る数１０は、入力信号のスペクトルがある所定の定数０
≦ω≦απに帯域制限されると特定することによって以
下のように書き直すことができる。ここで０＜α＜１で
ある。つまり ｜ｘ（ｅjω）｜＝０、ただし｜ω｜≧απ である。すると数１０は、以下のようになる。
【００５２】
【数１１】
【００５３】この数１１の最小化問題に対する解決策と
しては、例えば、実際の補間フィルタをその係数によっ
て表現し、かつ伝統的な平均自乗の意味合いで誤差を最
小化できる係数の解を求める方法が挙げられる。
しては、例えば、実際の補間フィルタをその係数によっ
て表現し、かつ伝統的な平均自乗の意味合いで誤差を最
小化できる係数の解を求める方法が挙げられる。
【００５４】実際の補間フィルタは、ＦＩＲ多項式とし
て以下の数１２のように表現することができる。
て以下の数１２のように表現することができる。
【００５５】
【数１２】
【００５６】ここで、２Ｒは各補間フィルタにおけるタ
ップの個数であり、また、サンプリング周期Ｔｓは１に
正規化されている。係数の個数が偶数である補間フィル
タに対する数学的微分法について以下に説明する。係数
の個数が奇数である補間フィルタを微分できるように、
以下の演算処理を改変することは当業者の技量の範囲内
で十分に可能であろう。
ップの個数であり、また、サンプリング周期Ｔｓは１に
正規化されている。係数の個数が偶数である補間フィル
タに対する数学的微分法について以下に説明する。係数
の個数が奇数である補間フィルタを微分できるように、
以下の演算処理を改変することは当業者の技量の範囲内
で十分に可能であろう。
【００５７】数１２を数１１に代入すると、係数Ｃ
τ（ｎ）によって所望の数式を得ることができる。
τ（ｎ）によって所望の数式を得ることができる。
【００５８】
【数１３】
【００５９】次のステップは、数１３を係数Ｃτ（ｎ）
について微分し、かつそれらを０におくことである。
について微分し、かつそれらを０におくことである。
【００６０】
【数１４】
【００６１】慎重に変形すれば、数１４により以下の数
１５が導かれる。
１５が導かれる。
【００６２】
【数１５】
【００６３】φ（ｒ）は以下の数１６のように規定され
る。
る。
【００６４】
【数１６】
【００６５】また数１６を数１５に代入すると、以下の
数１７のようになる。
数１７のようになる。
【００６６】
【数１７】
【００６７】数１７は、係数Ｃτ（ｎ）によって１組の
２Ｒ一次方程式を規定している。数１７は、より簡潔に
行列形式で以下のように表現することができる。
２Ｒ一次方程式を規定している。数１７は、より簡潔に
行列形式で以下のように表現することができる。
【００６８】ΦTＣτ＝Φτ、ここでＣτは、以下の形
式の列ベクトルである。
式の列ベクトルである。
【００６９】Ｃτ＝［ ｃτ（−Ｒ）,... ｃ
τ（０）,... ｃτ（Ｒ−１）］t ΦTは、以下の形式のテープリッツ行列である。
τ（０）,... ｃτ（Ｒ−１）］t ΦTは、以下の形式のテープリッツ行列である。
【００７０】
【数１８】
【００７１】また、Φτは以下の形式の列ベクトルであ
る。
る。
【００７２】
【数１９】
【００７３】数１９の解は、以下の数２０のようにな
る。
る。
【００７４】
【数２０】
【００７５】ここで、ΦT -1は公知の方法を用いて解を
求めることができる逆行列である。
求めることができる逆行列である。
【００７６】表２は、２Ｒ＝６、α＝０．８およびｘ
（ｅjω）＝ＰＲ４であるときの数２０から計算される
係数Ｃτ（ｎ）の例を示している。
（ｅjω）＝ＰＲ４であるときの数２０から計算される
係数Ｃτ（ｎ）の例を示している。
【００７７】
【表２】
【００７８】また、図８には、６つのタップを有するＦ
ＩＲフィルタの実施形態を示している。シフトレジスタ
Ｂ２５０は、サンプリングクロックレート５４でチャネ
ルサンプリング値３２を受け取る。フィルタ係数Ｃ
τ（ｎ）は、係数レジスタファイルＢ２５２に記憶さ
れ、τ Ｂ１２８の現在の値に従って対応する乗算器に
与えられる。これらの係数は、シフトレジスタＢ２５０
に記憶されているチャネルサンプリング値３２によって
乗算される。その結果得られた積の和がとられＢ２５
４、その和は遅延レジスタＢ２５６に記憶される。係数
レジスタファイルＢ２５２および遅延レジスタＢ２５６
は、上述したマスキング機能を実現するデータクロック
Ｂ１０４によってクロックが合わせられる。
ＩＲフィルタの実施形態を示している。シフトレジスタ
Ｂ２５０は、サンプリングクロックレート５４でチャネ
ルサンプリング値３２を受け取る。フィルタ係数Ｃ
τ（ｎ）は、係数レジスタファイルＢ２５２に記憶さ
れ、τ Ｂ１２８の現在の値に従って対応する乗算器に
与えられる。これらの係数は、シフトレジスタＢ２５０
に記憶されているチャネルサンプリング値３２によって
乗算される。その結果得られた積の和がとられＢ２５
４、その和は遅延レジスタＢ２５６に記憶される。係数
レジスタファイルＢ２５２および遅延レジスタＢ２５６
は、上述したマスキング機能を実現するデータクロック
Ｂ１０４によってクロックが合わせられる。
【００７９】図示しない別の実施形態においては、τの
互いに異なる値に対応する係数を有する複数のスタティ
ックＦＩＲが、シフトレジスタＢ２５０におけるサンプ
リング値をフィルタリングする。各フィルタは補間値を
出力し、補間間隔の現在の値τ Ｂ１２８は、対応する
フィルタの出力を補間器Ｂ１２２の出力Ｂ１０２として
選択する。図８では、１つのフィルタの係数は一定の間
隔で更新されないので、このように多数のフィルタを用
いる実施形態によれば補間器Ｂ１２２の速度を増大させ
ることができ、またリードチャネル全体のスループット
を高めることができる。
互いに異なる値に対応する係数を有する複数のスタティ
ックＦＩＲが、シフトレジスタＢ２５０におけるサンプ
リング値をフィルタリングする。各フィルタは補間値を
出力し、補間間隔の現在の値τ Ｂ１２８は、対応する
フィルタの出力を補間器Ｂ１２２の出力Ｂ１０２として
選択する。図８では、１つのフィルタの係数は一定の間
隔で更新されないので、このように多数のフィルタを用
いる実施形態によれば補間器Ｂ１２２の速度を増大させ
ることができ、またリードチャネル全体のスループット
を高めることができる。
【００８０】（コストの低減された補間器）より効率が
高く、コストの低減された実施形態では、補間フィルタ
のすべての係数をメモリに記憶するのではなく、図８に
示す係数レジスタファイルＢ２５２が、フィルタ係数Ｃ
τ（ｎ）をτの関数としてリアルタイムで計算する。フ
ィルタ係数Ｃτ（ｎ）は、例えば、τにおける所定の多
項式に従って計算することができる（例えば、Ｆａｒｒ
ｏｗに付与された「連続的な可変ディジタル遅延回路」
と題する米国特許第４，８６６，６４７号を参照のこ
と。この特許の開示については本願も参考として援用し
ている）。また、フィルタ係数をリアルタイムで計算す
るための別の好ましい実施形態においては、それらの係
数の階数を低くした行列表現に従ってフィルタ係数を推
定する。
高く、コストの低減された実施形態では、補間フィルタ
のすべての係数をメモリに記憶するのではなく、図８に
示す係数レジスタファイルＢ２５２が、フィルタ係数Ｃ
τ（ｎ）をτの関数としてリアルタイムで計算する。フ
ィルタ係数Ｃτ（ｎ）は、例えば、τにおける所定の多
項式に従って計算することができる（例えば、Ｆａｒｒ
ｏｗに付与された「連続的な可変ディジタル遅延回路」
と題する米国特許第４，８６６，６４７号を参照のこ
と。この特許の開示については本願も参考として援用し
ている）。また、フィルタ係数をリアルタイムで計算す
るための別の好ましい実施形態においては、それらの係
数の階数を低くした行列表現に従ってフィルタ係数を推
定する。
【００８１】係数レジスタファイルＢ２５２に記憶され
ているフィルタ係数のバンクは、ＭｘＮ行列ＡMxNとし
て表現することができる。ここで、Ｎは補間フィルタの
深さ（すなわち、数２０に従って計算されたインパルス
応答における係数Ｃτ（ｎ）の個数）であり、またＭは
補間間隔の個数（すなわち、τ間隔の個数）である。よ
り効率が高く、コストの低減されたこの実施形態は、Ａ
MxN行列の全体をメモリに記憶するのではなく、ＡMxN行
列に対して因数分解および特異値分解（ＳＶＤ）をおこ
なうことによって実現される。
ているフィルタ係数のバンクは、ＭｘＮ行列ＡMxNとし
て表現することができる。ここで、Ｎは補間フィルタの
深さ（すなわち、数２０に従って計算されたインパルス
応答における係数Ｃτ（ｎ）の個数）であり、またＭは
補間間隔の個数（すなわち、τ間隔の個数）である。よ
り効率が高く、コストの低減されたこの実施形態は、Ａ
MxN行列の全体をメモリに記憶するのではなく、ＡMxN行
列に対して因数分解および特異値分解（ＳＶＤ）をおこ
なうことによって実現される。
【００８２】ＡMxN行列をＦMxN行列およびＧNxN行列に
因数分解できる場合を考える。
因数分解できる場合を考える。
【００８３】ＡMxN＝ＦMxN・ＧNxN こうすると、ＮをＬで置換（ここで、Ｌ＜Ｎであり、よ
り好ましくはＬ＜＜Ｎである）してＦMxN行列およびＧ
NxN行列の大きさを小さくすることによって、ＡMxN行列
の階数を低くした近似値をつくることができる。言い換
えれば、掛け合わせるとその積がＡMxN行列に最も近似
するＦMxN行列とＧNxN行列とを見つければよい。
り好ましくはＬ＜＜Ｎである）してＦMxN行列およびＧ
NxN行列の大きさを小さくすることによって、ＡMxN行列
の階数を低くした近似値をつくることができる。言い換
えれば、掛け合わせるとその積がＡMxN行列に最も近似
するＦMxN行列とＧNxN行列とを見つければよい。
【００８４】
【数２１】
【００８５】次に、図９に示すように、（以下の説明を
読めばさらに明らかになるように）チャネルサンプリン
グ値３２を受け取るように接続されたＦＩＲフィルタの
バンクとしてＧLxN行列を実現し、かつτ Ｂ１２８を指
数とするルックアップテーブルＢ２６２としてＦMxL行
列を実現することによって、補間フィルタの畳み込み処
理をおこなうことができる。別の実施形態においてはＡ
MxN行列を３つの以上の行列、すなわち、
読めばさらに明らかになるように）チャネルサンプリン
グ値３２を受け取るように接続されたＦＩＲフィルタの
バンクとしてＧLxN行列を実現し、かつτ Ｂ１２８を指
数とするルックアップテーブルＢ２６２としてＦMxL行
列を実現することによって、補間フィルタの畳み込み処
理をおこなうことができる。別の実施形態においてはＡ
MxN行列を３つの以上の行列、すなわち、
【００８６】
【数２２】
【００８７】に因数分解できることは当業者には理解で
きよう。
きよう。
【００８８】ＦMxL行列とＧLxN行列とを見出すための好
ましい方法は、以下の数２３によって得られる、自乗誤
差の和を最小化することである。
ましい方法は、以下の数２３によって得られる、自乗誤
差の和を最小化することである。
【００８９】
【数２３】
【００９０】数２３の解は、ＡMxN行列を特異値分解す
ることによって得ることができる。この特異値分解は以
下のステップを含んでいる。
ることによって得ることができる。この特異値分解は以
下のステップを含んでいる。
【００９１】１．（Ｍ≧Ｎであると仮定すると）以下に
示す素元分解をおこなうことができるＳＶＤをＡMxN行
列に対しておこなうステップであって、ＡMxN＝ＵMxN・
ＤNxN・ＶNXN、ここでＵMxNは、ＭｘＮユニタリ行列で
あり、ＤNxNは、ＮｘＮ対角行列であり｛σ1、σ2、...
σN｝（ここで、σiはＡMxNの特異値であり、かつσ1≧
σ2...≧σN≧０である）、かつ、ＶNXNはＮｘＮユニタ
リ行列である、ステップと、 ２．所定の数であるＬ個の最大特異値σを選択すること
によって、大きさの小さくなった対角行列ＤLXLを生成
するステップと、
示す素元分解をおこなうことができるＳＶＤをＡMxN行
列に対しておこなうステップであって、ＡMxN＝ＵMxN・
ＤNxN・ＶNXN、ここでＵMxNは、ＭｘＮユニタリ行列で
あり、ＤNxNは、ＮｘＮ対角行列であり｛σ1、σ2、...
σN｝（ここで、σiはＡMxNの特異値であり、かつσ1≧
σ2...≧σN≧０である）、かつ、ＶNXNはＮｘＮユニタ
リ行列である、ステップと、 ２．所定の数であるＬ個の最大特異値σを選択すること
によって、大きさの小さくなった対角行列ＤLXLを生成
するステップと、
【００９２】
【数２４】
【００９３】３．ＵMxN行列から第１のＬ列を抽出する
ことによって、大きさの小さくなったＵMXL行列を生成
するステップと、
ことによって、大きさの小さくなったＵMXL行列を生成
するステップと、
【００９４】
【数２５】
【００９５】４．ＶNxN行列から第１のＬ行を抽出する
ことによって、大きさの小さくなったＶLXN行列を生成
するステップと、
ことによって、大きさの小さくなったＶLXN行列を生成
するステップと、
【００９６】
【数２６】
【００９７】５．ＦMxL行列とＧLxN行列とを以下の関係
を満たすように規定するステップと、
を満たすように規定するステップと、
【００９８】
【数２７】
【００９９】（例えば、ＦMxL＝ＵMxL・ＤLxLおよびＧ
LxN＝ＶLxNとする）を含んでいる。
LxN＝ＶLxNとする）を含んでいる。
【０１００】上述したように、多項式と階数の低くされ
た行列を用いてコストの低減された実施形態において、
補間フィルタ係数Ｃτ（ｎ）は、τの関数としてリアル
タイムで計算される。すなわち、フィルタのインパルス
応答ｈ（ｎ）は以下の数２８に従って近似される。
た行列を用いてコストの低減された実施形態において、
補間フィルタ係数Ｃτ（ｎ）は、τの関数としてリアル
タイムで計算される。すなわち、フィルタのインパルス
応答ｈ（ｎ）は以下の数２８に従って近似される。
【０１０１】
【数２８】
【０１０２】ここで、ｆ（ｉ、τ）はτにおける所定の
関数（例えば、τにおける多項式、つまりτは上記Ｆ
MxL行列の指数となる）であり、Ｌは近似の正確さを決
める度合い（例えば、多項式の次数または上記ＦMxL行
列の列の幅）であり、かつＧi（ｎ）は所定の行列（例
えば、多項式つまり上記ＧLxN行列の係数）である。Ｌ
が増大するにつれて、数２８の近似されたフィルタ係数
Ｃτ（ｎ）は、数２０により得られる理想の係数に近づ
く傾向にある。数２８から、補間フィルタの出力Ｙ
（ｘ）は以下のように表現されることになる。
関数（例えば、τにおける多項式、つまりτは上記Ｆ
MxL行列の指数となる）であり、Ｌは近似の正確さを決
める度合い（例えば、多項式の次数または上記ＦMxL行
列の列の幅）であり、かつＧi（ｎ）は所定の行列（例
えば、多項式つまり上記ＧLxN行列の係数）である。Ｌ
が増大するにつれて、数２８の近似されたフィルタ係数
Ｃτ（ｎ）は、数２０により得られる理想の係数に近づ
く傾向にある。数２８から、補間フィルタの出力Ｙ
（ｘ）は以下のように表現されることになる。
【０１０３】
【数２９】
【０１０４】ここで、Ｕ（ｘ）はチャネルサンプリング
値３２であり、Ｎは補間フィルタ係数Ｃτ（ｎ）の個数
である。
値３２であり、Ｎは補間フィルタ係数Ｃτ（ｎ）の個数
である。
【０１０５】ここで再び図８を参照すると、係数レジス
タファイルは、数２８に従って補間フィルタ係数Ｃ
τ（ｎ）を計算した後、これらの係数Ｃτ（ｎ）をチャ
ネルサンプリング値Ｕ（ｘ）３２と畳み込むことによっ
て、ボーレートに対して同期させられた、補間されたサ
ンプリング値Ｂ１０２を生成することができる。しかし
ながら、数２９を整理しなおすことによって、補間フィ
ルタのより効率の高い実施形態を以下の数３０のように
実現することができる。
タファイルは、数２８に従って補間フィルタ係数Ｃ
τ（ｎ）を計算した後、これらの係数Ｃτ（ｎ）をチャ
ネルサンプリング値Ｕ（ｘ）３２と畳み込むことによっ
て、ボーレートに対して同期させられた、補間されたサ
ンプリング値Ｂ１０２を生成することができる。しかし
ながら、数２９を整理しなおすことによって、補間フィ
ルタのより効率の高い実施形態を以下の数３０のように
実現することができる。
【０１０６】
【数３０】
【０１０７】図９は、数３０による補間フィルタの好ま
しい実施形態を示す。多項式を用いる実施形態におい
て、τの関数はτにおける多項式であり、また、行列Ｇ
i（ｎ）はこの多項式の係数である。また階数の低くさ
れた行列を用いる実施形態において、τの関数は上記Ｆ
MxL行列Ｂ２６２の指数となり、数３０における第２の
総和は
しい実施形態を示す。多項式を用いる実施形態におい
て、τの関数はτにおける多項式であり、また、行列Ｇ
i（ｎ）はこの多項式の係数である。また階数の低くさ
れた行列を用いる実施形態において、τの関数は上記Ｆ
MxL行列Ｂ２６２の指数となり、数３０における第２の
総和は
【０１０８】
【数３１】
【０１０９】図９に示すようにＦＩＲフィルタＢ２６０
のバンクとして実現される。数３０においても、Ｌは近
似関数ｆ（ｉ、τ）の深さ（例えば、多項式の次数、つ
まりτは上記ＦMxL行列の列の幅）であり、また、Ｎは
補間フィルタのインパルス応答の深さ（つまり、インパ
ルス応答における係数の個数）である。Ｎ＝８であり、
かつＬ＝３の場合に最良の性能／コストバランスが得ら
れることが判明している。しかしながら、今後、ＩＣ技
術の進歩とゲート当たりのコストの低下が進むにつれ
て、これらの値を大きくすることができる。
のバンクとして実現される。数３０においても、Ｌは近
似関数ｆ（ｉ、τ）の深さ（例えば、多項式の次数、つ
まりτは上記ＦMxL行列の列の幅）であり、また、Ｎは
補間フィルタのインパルス応答の深さ（つまり、インパ
ルス応答における係数の個数）である。Ｎ＝８であり、
かつＬ＝３の場合に最良の性能／コストバランスが得ら
れることが判明している。しかしながら、今後、ＩＣ技
術の進歩とゲート当たりのコストの低下が進むにつれ
て、これらの値を大きくすることができる。
【０１１０】図４の実施形態においては、磁気ディスク
記憶システムが「ＩＤのない」フォーマットを実行する
ものとした。もし「ＩＤ」フォーマットを用いれば、読
み出しおよび書き込み用に別の周波数シンセサイザを用
いるのが好ましくなる。なぜなら、ＩＤの読み出し後た
だちに書き込みに適応できるようにシンセサイザの周波
数を変化させることは実用的ではないからである。ま
た、本発明の補間されたタイミングリカバリをｄ＝０
ＰＲ４リードチャネルに関して開示したが、本願明細書
に記載した原理は、ｄ＝１のＥＰＲ４またはＥＥＰＲ４
リードチャネルといった、その他の種類のサンプリング
された振幅リードチャネルにも同様に適用可能である。
ｄ＝１のリードチャネルにおいては、図５に示すスライ
サＢ１４１の代わりに、既に参照した米国特許第５，３
５９，６３１号に記載のパルス検出器が用いられる。
記憶システムが「ＩＤのない」フォーマットを実行する
ものとした。もし「ＩＤ」フォーマットを用いれば、読
み出しおよび書き込み用に別の周波数シンセサイザを用
いるのが好ましくなる。なぜなら、ＩＤの読み出し後た
だちに書き込みに適応できるようにシンセサイザの周波
数を変化させることは実用的ではないからである。ま
た、本発明の補間されたタイミングリカバリをｄ＝０
ＰＲ４リードチャネルに関して開示したが、本願明細書
に記載した原理は、ｄ＝１のＥＰＲ４またはＥＥＰＲ４
リードチャネルといった、その他の種類のサンプリング
された振幅リードチャネルにも同様に適用可能である。
ｄ＝１のリードチャネルにおいては、図５に示すスライ
サＢ１４１の代わりに、既に参照した米国特許第５，３
５９，６３１号に記載のパルス検出器が用いられる。
【０１１１】本発明の目的は、本願明細書で以上に説明
した実施形態によって完全に実現される。しかしなが
ら、その他のさまざまな実施形態によっても、本発明の
局面が本質的な機能を超えることなく実現可能であるこ
とは当業者には理解できよう。以上に開示した特定の実
施形態は、あくまでも例示を目的とするものであり、本
発明の範囲を限定するためのものではない。本発明の範
囲は、添付の請求の範囲により適切に解釈されるべきで
ある。
した実施形態によって完全に実現される。しかしなが
ら、その他のさまざまな実施形態によっても、本発明の
局面が本質的な機能を超えることなく実現可能であるこ
とは当業者には理解できよう。以上に開示した特定の実
施形態は、あくまでも例示を目的とするものであり、本
発明の範囲を限定するためのものではない。本発明の範
囲は、添付の請求の範囲により適切に解釈されるべきで
ある。
【図１】従来のサンプリングされた振幅記録チャネルの
ブロック図である。
ブロック図である。
【図２】複数のユーザデータセクタおよび複数の埋め込
みサーボデータセクタからなる複数の同心円状トラック
を有する磁気ディスク用のデータフォーマットの一例を
示す図である。
みサーボデータセクタからなる複数の同心円状トラック
を有する磁気ディスク用のデータフォーマットの一例を
示す図である。
【図３】ユーザデータセクタ用のフォーマットの一例を
示す図である。
示す図である。
【図４】補間式タイミングリカバリを有する、本発明に
より改善されたサンプリングされた振幅リードチャネル
のブロック図である。
より改善されたサンプリングされた振幅リードチャネル
のブロック図である。
【図５】サンプリングＶＦＯを有する従来の技術による
サンプリングタイミングリカバリの詳細ブロック図であ
る。
サンプリングタイミングリカバリの詳細ブロック図であ
る。
【図６】補間器を有する本発明による補間式タイミング
リカバリの詳細ブロック図である。
リカバリの詳細ブロック図である。
【図７】アクイジションプリアンブル用の補間されたボ
ーレートサンプリング値に関連するチャネルサンプリン
グ値を示す図である。
ーレートサンプリング値に関連するチャネルサンプリン
グ値を示す図である。
【図８】タイミングリカバリ補間器用のＦＩＲフィルタ
の実施形態を示す図である。
の実施形態を示す図である。
【図９】タイミングリカバリ補間器用のコストの低減さ
れた実施形態を示す図である。
れた実施形態を示す図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (73)特許権者 595158337 3100 Ｗｅｓｔ Ｗａｒｒｅｎ Ａｖｅ ｎｕｅ，Ｆｒｅｍｏｎｔ，Ｃａｌｉｆｏ ｒｎｉａ 94538，Ｕ．Ｓ．Ａ. (72)発明者 リチャード ティー． ベーレンズ アメリカ合衆国 コロラド 80027，ル イスビル，ウエスト オウル ドライブ 659 (56)参考文献 特開 平６−343039（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G11B 20/10 321
Claims (22)
- 【請求項１】 離散時間補間されたサンプリング値のシ
ーケンスからディジタルデータを検出することによっ
て、磁気媒体に記憶された情報を読み出すサンプリング
された振幅リードチャネルにおいて、該補間されたサン
プリング値は、該磁気媒体上に位置する磁気リードヘッ
ドからのアナログリード信号におけるパルスをサンプリ
ングすることによって生成された離散時間チャネルサン
プリング値のシーケンスを補間することによって生成さ
れる、サンプリングされた振幅リードチャネルであっ
て、 （ａ）サンプリングクロックと、 （ｂ）該サンプリングクロックに応答して、該アナログ
リード信号をサンプリングすることによって該チャネル
サンプリング値を生成するサンプリングデバイスと、 （ｃ）該チャネルサンプリング値および補間間隔τに応
答し、補間フィルタを用いて該補間されたサンプリング
値を生成する補間されたタイミングリカバリ回路であっ
て、該補間フィルタは、τの関数としてリアルタイムで
計算されたある個数の実際の係数と、所定の値Ｇ
i（ｎ）の行列と、からなる実際のインパルス応答ｈ
（ｎ）を有している、補間されたタイミングリカバリ回
路において、 ｉは、１以上Ｎ以下であって、Ｌは該実際の係数が理想
の係数に近似する度合いを決定し、 ｎは、１以上Ｎ以下であって、Ｎは該実際のインパルス
応答ｈ（ｎ）における該実際の係数の個数であり、 前記理想の係数が行列Ａによって表現され、 τの前記関数が行列Ｆへのルックアップテーブルであ
り、かつ 該行列Ｆが、該行列Ａのランクの低くされた近
似値の因数である、補間されたタイミングリカバリ回路
と、 （ｄ）該ディジタルデータを該補間されたサンプリング
値から検出する離散時間検出器と、 を備えているサンプリングされた振幅リードチャネル。 - 【請求項２】 τの前記関数がτにおける多項式であ
る、請求項１に記載のサンプリングされた振幅リードチ
ャネル。 - 【請求項３】 前記補間フィルタの出力Ｙ（ｘ）が以下
の数２に従って生成される、サンプリングされた振幅リ
ードチャネルであって、 【数２】 Ｕ（ｘ）は前記離散時間チャネルサンプリング値であ
り、かつｆ（ｉ、τ）はτの前記関数である、請求項１
に記載のサンプリングされた振幅リードチャネル。 - 【請求項４】 前記補間フィルタの出力Ｙ（ｘ）が以下
の数３に従って生成される、サンプリングされた振幅リ
ードチャネルであって、 【数３】 Ｕ（ｘ）は前記離散時間チャネルサンプリング値であ
り、かつｆ（ｉ、τ）はτの前記関数である、請求項１
に記載のサンプリングされた振幅リードチャネル。 - 【請求項５】 （ａ）前記理想の係数が行列Ａによって
表現され、 （ｂ）τの前記関数が行列Ｆへのルックアップテーブル
であり、かつ （ｃ）該行列Ｆおよび前記行列Ｇi（ｎ）が、該行列Ａ
のランクの低くされた近似値の因数である、請求項４に
記載のサンプリングされた振幅リードチャネル。 - 【請求項６】 数式ΣN n=1Ｇi（ｎ）・Ｕ（ｘ−ｎ）が
離散時間ＦＩＲフィルタのバンクとして実現される、請
求項４に記載のサンプリングされた振幅リードチャネ
ル。 - 【請求項７】 （ａ）前記理想の係数が行列Ａによって
表現され、 （ｂ）τの前記関数が行列Ｆへのルックアップテーブル
であり、かつ （ｃ）該行列Ｆおよび前記行列Ｇi（ｎ）が、該行列Ａ
のランクの低くされた近似値の因数である、請求項６に
記載のサンプリングされた振幅リードチャネル。 - 【請求項８】 前記補間されたタイミングリカバリ回路
が、前記離散時間検出器のクロックを合わせるデータク
ロックをさらに発生する、請求項１に記載のサンプリン
グされた振幅リードチャネル。 - 【請求項９】 （ａ）前記アナログリード信号が、所定
のボーレートで前記ディジタルデータによって変調され
たパルスを有しており、かつ （ｂ）前記データクロックの周波数が、平均すると該ボ
ーレートと実質的に一致する、請求項８に記載のサンプ
リングされた振幅リードチャネル。 - 【請求項１０】 前記サンプリングクロックが、前記ボ
ーレートよりも高いレートで循環する、請求項９に記載
のサンプリングされた振幅リードチャネル。 - 【請求項１１】 前記アナログリード信号が、所定のボ
ーレートで前記ディジタルデータによって変調されたパ
ルスを有しており、前記補間されたタイミングリカバリ
回路が、 （ａ）前記サンプリングクロックと該ボーレートとの間
の周波数差に比例する周波数オフセットΔｆを生成する
周波数オフセット生成器と、 （ｂ）モジュロＴｓおよび該周波数オフセットΔｆをア
キュムレートすることによって、前記補間間隔τを生成
するモジュロＴｓアキュムレータであって、Ｔｓは所定
のサンプリング周期である、モジュロＴｓアキュムレー
タと、 をさらに備えている、請求項１に記載のサンプリングさ
れた振幅リードチャネル。 - 【請求項１２】 前記周波数オフセット生成器が、 （ａ）補間されたサンプリング値と推定されたサンプリ
ング値との間の位相誤差Δθを検出する位相誤差検出器
と、 （ｂ）該位相誤差Δθをフィルタリングすることによっ
て、前記周波数オフセットΔｆを生成するループフィル
タと、 を備えている、請求項１１に記載のサンプリングされた
振幅リードチャネル。 - 【請求項１３】 前記ループフィルタがＰＩＤフィルタ
である、請求項１２に記載のサンプリングされた振幅リ
ードチャネル。 - 【請求項１４】 前記実際のインパルス応答ｈ（ｎ）が
理想のインパルス応答ｓｉｎｃ（π・（ｎ−τ／Ｔｓ）
（ここでＴｓは前記サンプリングクロックのサンプリン
グ周期である）に近似する、請求項１に記載のサンプリ
ングされた振幅リードチャネル。 - 【請求項１５】 前記実際のインパルス応答ｈ（ｎ）が
以下の数４を最小化することによって生成される、サン
プリングされた振幅リードチャネルであって、 【数４】 ここで￣Ｃτ（ｅjω）は、該実際のインパルス応答ｈ
（ｎ）に対応する周波数応答であり、 ｅjωτは前記理想のインパルス応答に対応する周波数
応答であり、 αは０≦α≦１を満たす分数値であり、 ｘ（ｅjω）は該リードチャネルの周波数応答である、
請求項１４に記載のサンプリングされた振幅リードチャ
ネル。 - 【請求項１６】 ｘ（ｅjω）がＰＲ４、ＥＰＲ４およ
びＥＥＰＲ４からなる群から選択される、請求項１５に
記載のサンプリングされた振幅リードチャネル。 - 【請求項１７】 前記補間されたタイミングリカバリ回
路が、ゼロ位相スタート回路をさらに備えている、請求
項１に記載のサンプリングされた振幅リードチャネル。 - 【請求項１８】ＰＲ４、ＥＰＲ４およびＥＥＰＲ４から
なる群から選択されるパーシャルレスポンスに従って前
記チャネルサンプリング値をフィルタリングする等化フ
ィルタをさらに備えている、請求項１に記載のサンプリ
ングされた 振幅リードチャネル。 - 【請求項１９】 前記補間されたタイミングリカバリ回
路が、 （ａ）チャンネルサンプリング値と所望の補間されたサ
ンプリング値との間の時間差に比例する補間間隔τを計
算する手段と、 （ｂ）初期補間間隔τを計算するための手段を含むゼロ
位相スタート回路と、を更に備えている、請求項１に記
載のサンプリングされた振幅リードチャネル。 - 【請求項２０】 前記補間されたタイミングリカバリ回
路が、前記サンプリングクロックおよびマスク信号に応
答し、前記データクロックを出力する出力を有するＡＮ
Ｄゲートを備えているサンプリングされた振幅リードチ
ャネルであって、該マスク信号は、該データクロックの
周波数が平均すると前記ボーレートと実質的に一致する
ようにサンプリングクロックサイクルを選択的にマスク
する、請求項９に記載のサンプリングされた振幅リード
チャネル。 - 【請求項２１】 前記補間されたタイミングリカバリ回
路が、チャネルサンプリング値と所望の補間されたサン
プリング値との間の時間差に比例する補間間隔τに応答
する補間器を備えている、請求項１に記載のサンプリン
グされた振幅リードチャネル。 - 【請求項２２】 （ａ）前記モジュロＴｓアキュムレー
タが、Ｔｓによって除算された整数である、前記アキュ
ムレートされた周波数オフセットΔｆに比例する除算値
が１増分するたびにマスクパルスを出力し、かつ （ｂ）前記マスク信号が、前記データクロックを発生す
るのに用いられる、請求項１２に記載のサンプリングさ
れた振幅リードチャネル。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/546,162 | 1995-10-20 | ||
| US08/546,162 US5760984A (en) | 1995-10-20 | 1995-10-20 | Cost reduced interpolated timing recovery in a sampled amplitude read channel |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09231506A JPH09231506A (ja) | 1997-09-05 |
| JP3071142B2 true JP3071142B2 (ja) | 2000-07-31 |
Family
ID=24179139
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8120707A Expired - Lifetime JP3071142B2 (ja) | 1995-10-20 | 1996-05-15 | サンプルされた振幅リードチャネルにおけるコスト削減された補間されたタイミングリカバリ |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5760984A (ja) |
| EP (1) | EP0769781A3 (ja) |
| JP (1) | JP3071142B2 (ja) |
Families Citing this family (29)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5696639A (en) * | 1995-05-12 | 1997-12-09 | Cirrus Logic, Inc. | Sampled amplitude read channel employing interpolated timing recovery |
| KR100387233B1 (ko) * | 1995-11-08 | 2003-08-19 | 삼성전자주식회사 | 데이터 저장기기의 데이터 검출방법 및 장치 |
| US5978379A (en) | 1997-01-23 | 1999-11-02 | Gadzoox Networks, Inc. | Fiber channel learning bridge, learning half bridge, and protocol |
| US5961658A (en) * | 1997-05-23 | 1999-10-05 | Cirrus Logic, Inc. | PR4 equalization and an EPR4 remod/demod sequence detector in a sampled amplitude read channel |
| US5966415A (en) * | 1997-06-13 | 1999-10-12 | Cirrus Logic, Inc. | Adaptive equalization in a sub-sampled read channel for a disk storage system |
| US6028727A (en) * | 1997-09-05 | 2000-02-22 | Cirrus Logic, Inc. | Method and system to improve single synthesizer setting times for small frequency steps in read channel circuits |
| US6377619B1 (en) * | 1997-09-26 | 2002-04-23 | Agere Systems Guardian Corp. | Filter structure and method |
| US6519715B1 (en) | 1998-05-22 | 2003-02-11 | Hitachi, Ltd. | Signal processing apparatus and a data recording and reproducing apparatus including local memory processor |
| US6201779B1 (en) | 1998-06-30 | 2001-03-13 | Cirrus Logic, Inc. | MEEPR4 sampled amplitude read channel for disk storage systems |
| US7430171B2 (en) | 1998-11-19 | 2008-09-30 | Broadcom Corporation | Fibre channel arbitrated loop bufferless switch circuitry to increase bandwidth without significant increase in cost |
| US6591283B1 (en) | 1998-12-24 | 2003-07-08 | Stmicroelectronics N.V. | Efficient interpolator for high speed timing recovery |
| US6487672B1 (en) | 1998-12-24 | 2002-11-26 | Stmicroelectronics, N.V. | Digital timing recovery using baud rate sampling |
| US6307694B1 (en) | 1999-02-24 | 2001-10-23 | Cirrus Logic, Inc. | Error signal biasing for an adaptive filter in a disk drive read channel |
| US6549354B1 (en) * | 1999-04-16 | 2003-04-15 | Infineon Technologies North America Corp. | Acquisition signal error estimator |
| US6657802B1 (en) | 1999-04-16 | 2003-12-02 | Infineon Technologies Corporation | Phase assisted synchronization detector |
| US6381085B1 (en) | 1999-07-12 | 2002-04-30 | Cirrus Logic, Inc. | Zero forcing adaptive equalization in a disk drive read channel |
| US6396788B1 (en) | 1999-07-13 | 2002-05-28 | Cirrus Logic, Inc. | Re-timing and up-sampling a sub-sampled user data signal from in an optical disk |
| US6255876B1 (en) | 1999-10-22 | 2001-07-03 | Texas Instruments Incorporated | Simple glitchless phase selection method for multiplexing the phase interpolated clocks |
| WO2001043122A2 (en) | 1999-12-10 | 2001-06-14 | Seagate Technology Llc | Magnetic disc having physical servo patterns with a magnetic carrier, and method of making and using the same |
| US6493403B1 (en) | 2000-02-02 | 2002-12-10 | Infineon Technologies North America Corp. | Asynchronous timing for interpolated timing recovery |
| US6600615B1 (en) | 2000-02-02 | 2003-07-29 | Infineon Technologies North America Corp. | Synchronous timing for interpolated timing recovery |
| US6934099B2 (en) * | 2002-02-28 | 2005-08-23 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Digital data reproducing apparatus |
| JP3852772B2 (ja) * | 2002-11-29 | 2006-12-06 | 富士通株式会社 | 記録媒体再生用等化器のトレーニング方法、及び記録媒体再生装置 |
| DE10353958A1 (de) * | 2003-11-19 | 2005-06-09 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Spektrumanalysator mit über einen Phasen-Variationsparameter einstellbarem Auflösungsfilter |
| US7196644B1 (en) | 2004-07-01 | 2007-03-27 | Seagate Technology Llc | Decoupling of analog input and digital output |
| JP2006127661A (ja) * | 2004-10-29 | 2006-05-18 | Toshiba Corp | デジタルデータ再生装置及び方法 |
| JP4665597B2 (ja) | 2005-05-10 | 2011-04-06 | ソニー株式会社 | 位相同期装置および方法、データ再生装置および方法、並びに、プログラム |
| US7433142B2 (en) * | 2006-02-01 | 2008-10-07 | International Business Machines Corporation | Using at least one servo channel to provide timing recovery and timing information to data channels |
| TWI355831B (en) * | 2007-04-02 | 2012-01-01 | Ind Tech Res Inst | Method for estimating and compensating frequency o |
Family Cites Families (22)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4453259A (en) * | 1982-04-20 | 1984-06-05 | Trw Inc. | Digital synchronization technique |
| GB8800739D0 (en) * | 1988-01-13 | 1988-02-10 | Ncr Co | Multipoint modem system having fast synchronization |
| US4866647A (en) * | 1988-02-04 | 1989-09-12 | American Telephone And Telegraph Company | Continuously variable digital delay circuit |
| US5177734A (en) * | 1988-05-02 | 1993-01-05 | Itt Corporation | Multirate wire line modem apparatus |
| US5127051A (en) * | 1988-06-13 | 1992-06-30 | Itt Corporation | Adaptive modem for varying communication channel |
| US5235534A (en) * | 1988-08-18 | 1993-08-10 | Hewlett-Packard Company | Method and apparatus for interpolating between data samples |
| JPH05120813A (ja) * | 1991-10-25 | 1993-05-18 | Sony Corp | 位相ロツクループ回路 |
| JP3255179B2 (ja) * | 1992-02-14 | 2002-02-12 | ソニー株式会社 | データ検出装置 |
| US5420888A (en) * | 1992-05-21 | 1995-05-30 | International Business Machines Corporation | System and method for split phase demodulation of frequency shift keyed signals |
| US5311178A (en) * | 1992-08-14 | 1994-05-10 | Silicon Systems, Inc. | Method for processing sample values in an RLL channel |
| US5258933A (en) * | 1992-08-27 | 1993-11-02 | Quantum Corporation | Timing control for PRML class IV sampling data detection channel |
| US5309484A (en) * | 1992-09-01 | 1994-05-03 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for asynchronous timing recovery using interpolation filter |
| US5327298A (en) * | 1992-09-10 | 1994-07-05 | International Business Machines Corporation | Noise minimization for magnetic data storage drives using oversampling techniques |
| US5359631A (en) * | 1992-09-30 | 1994-10-25 | Cirrus Logic, Inc. | Timing recovery circuit for synchronous waveform sampling |
| US5293369A (en) * | 1992-10-28 | 1994-03-08 | International Business Machines Corporation | Asynchronous sampling digital detector system for magnetic and optical recording channels |
| US5295128A (en) * | 1992-10-28 | 1994-03-15 | International Business Machines Corporation | Clock controller employing a discrete time control loop method for clocking data in an asynchronous channel |
| JPH0828702B2 (ja) * | 1992-11-25 | 1996-03-21 | 日本電気株式会社 | クロック再生器 |
| US5315284A (en) * | 1992-12-23 | 1994-05-24 | International Business Machines Corporation | Asynchronous digital threshold detector for a digital data storage channel |
| JPH06309809A (ja) * | 1993-04-27 | 1994-11-04 | Pioneer Electron Corp | ディジタル信号再生装置 |
| US5481565A (en) * | 1993-10-18 | 1996-01-02 | At&T Corp. | Method and apparatus for channel equalization |
| US5576904A (en) * | 1994-09-27 | 1996-11-19 | Cirrus Logic, Inc. | Timing gradient smoothing circuit in a synchronous read channel |
| US5524126A (en) * | 1994-11-15 | 1996-06-04 | Hughes Electronics | Symbol timing recovery using fir data interpolators |
-
1995
- 1995-10-20 US US08/546,162 patent/US5760984A/en not_active Expired - Lifetime
-
1996
- 1996-05-15 JP JP8120707A patent/JP3071142B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1996-10-18 EP EP96307565A patent/EP0769781A3/en not_active Ceased
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0769781A2 (en) | 1997-04-23 |
| US5760984A (en) | 1998-06-02 |
| JPH09231506A (ja) | 1997-09-05 |
| EP0769781A3 (en) | 1998-05-20 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3071142B2 (ja) | サンプルされた振幅リードチャネルにおけるコスト削減された補間されたタイミングリカバリ | |
| US5696639A (en) | Sampled amplitude read channel employing interpolated timing recovery | |
| US5726818A (en) | Magnetic disk sampled amplitude read channel employing interpolated timing recovery for synchronous detection of embedded servo data | |
| US5835295A (en) | Zero phase restart interpolated timing recovery in a sampled amplitude read channel | |
| US5771127A (en) | Sampled amplitude read channel employing interpolated timing recovery and a remod/demod sequence detector | |
| US6111710A (en) | Asynchronous/synchronous gain control for interpolated timing recovery in a sampled amplitude read channel | |
| US5802118A (en) | Sub-sampled discrete time read channel for computer storage systems | |
| US5812336A (en) | Fixed sample rate sampled amplitude read channel for zoned magnetic recording | |
| KR100469599B1 (ko) | 자기기록용샘플진폭판독채널에서의이득및위상제한적응형이퀄라이저필터 | |
| JP4793945B2 (ja) | サンプル化振幅磁気記録のための改良されたフォールトトレラント同期マーク検出器 | |
| KR100497916B1 (ko) | 자기기록을위한표본진폭판독채널에서의적응적등화및보간된시간복구 | |
| US6023386A (en) | Fault tolerant sync mark detector for synchronizing a time varying sequence detector in a sampled amplitude read channel | |
| US5585975A (en) | Equalization for sample value estimation and sequence detection in a sampled amplitude read channel | |
| US6646822B1 (en) | Sampled amplitude read channel employing pipelined reads to reduce the gap between sectors | |
| US5966415A (en) | Adaptive equalization in a sub-sampled read channel for a disk storage system | |
| US5729396A (en) | Fault tolerant sync mark detector enabled relative to a frequency of an acquisition preamble for sampled amplitude recording | |
| US5572558A (en) | PID loop filter for timing recovery in a sampled amplitude read channel | |
| US6028728A (en) | Sampled amplitude read/write channel employing a sub-baud rate write clock | |
| US5717619A (en) | Cost reduced time varying fir filter | |
| JP2007179739A (ja) | サンプリングされた振幅リードチャネル |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20000501 |