JP2007179739A - サンプリングされた振幅リードチャネル - Google Patents
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Abstract
ーケンス検出器のコストを増大させたり、それらをさらに複雑にしたりすること
なく、高いユーザデータレートおよび密度で動作可能である、コンピュータ記憶
システム用のサンプリングされた振幅リードチャネルを提供する。
【解決手段】サンプリングされた振幅リードチャネルは、ディスク記憶媒体上
に位置づけられたリードヘッドからのアナログリード信号におけるパルスを非同
期的にサンプリングするサンプリングデバイスと、同期サンプル値を発生する補
間されたタイミングリカバリと、同期サンプル値から2進データを検出するシー
ケンス検出器とを備えている。
【選択図】図3
Description
本発明は、ディジタルコンピュータ用の記憶システム(例えば、磁気ディスクドライブや光ディスクドライブなど)の制御に関する。より具体的には、本発明は、アナログリード信号の非同期サブサンプリング、補間されたタイミングリカバリおよび再変調/復調シーケンス検出器を用いる、サンプリングされた振幅リードチャネルに関する。
コンピュータ記憶システム(例えば、光学システム、磁気システムなど)は、記憶媒体(典型的には、回転する磁気ディスクまたは光ディスクのかたちをとる)の表面上に、ディスクの表面特性を変化させることによりディジタルデータを記録する。ディジタルデータは、半径方向に複数の同心円状トラックまたは螺旋状トラックのかたちで2進データをディスク上へと記録するライトトランスデューサ(ライトヘッド)の動作を変調するようにはたらく。例えば、磁気記録システムでは、ディジタルデータは、一連の磁束の遷移を磁化可能なディスクの表面上に記録するために、ライトコイル中の電流を変調する。また、例えば、光学記録システムでは、ディジタルデータは、一連の「ピット」を光ディスクの表面上へと記録するために、レーザビームの強度を変調する。この記録されたデータをリードする時には、回転するディスクの近傍に位置づけられたリードトランスデューサ(リードヘッド)は、媒体上の変化を検出し、対応するパルスのシーケンスをアナログリード信号に発生する。これらのパルスは、それからリードチャネル回路により検出、復号化されてディジタルシーケンスを再生する。
等化(DFE)、改善された判定帰還等化(EDFE)、および判定帰還を用いた固定遅延ツリー検索(FDTS/DF)などが挙げられる。
力されたデータストリームは通常、ランレングス制限(RLL)され、連続する「0」ビットの数を制限する。
約する。典型的な(1、7)RLL 2/3レートの符号は、8ビットのデータワードを12ビットのコードワードに符号化し、(1、7)制約を満たしている。
ングノイズを減衰させる。サンプリングの後、ディジタル等化器が、所望のパーシャルレスポンスに従ってサンプル値を等化し、ビタビ検出器のような離散時間シーケンス検出器が、それらの等化されたサンプル値を文脈に従って解釈することによって、そのディジタルデータについて最尤(most likely)のシーケンスを決める(すなわち、最尤シーケンス検出(MLSD)をおこなう)。MLSDは、検出アルゴリズムにおいて、ISIおよびチャネルノイズの影響を考慮に入れることによって、検出誤差が発生する可能性を低くする。これによって、従来のアナログピーク検出リードチャネルに比べて、有効な信号対雑音比を増大させることができ、また、ある与えられた(d、k)制約に対して、はるかに高いデータ密度を実現することができる。
ns. on Magnetics、第30巻、第5号、1994年9月、Abbottらの「磁気記憶チャネルの適応判定帰還等化用のタイミングリカバリ」、Globecom '90 IEEE Global Telecommunications Conference 1990、 San Diego、CA、1990年11月、第1794〜1799頁、Abbottらの「等化およびオフトラック干渉を用いたディジタル磁気記録の性能」、IEEE Transactions on Magnetics、第27巻、第1号、1991年1月、Cioffiらの「磁気ディスク記憶チャネルにおける適応等化」、IEEE Communication Magazine、1990年2月、およびRoger Woodの「改善された判定帰還等化」、Intermag '90などを参照のこと。
ンプル値は、信号サンプル値を併用することによって、判定により向きの決められた帰還システムでアナログパルスのサンプリングの同期をとることにも用いることができる。
すなわち、d=1リードチャネルでは、(d=1の場合のレート2/3をd=0の場合のレート8/9と比較すれば)符号化効率が低下するので、ユーザデータレートも低下する。よって、より高いユーザデータレートを実現するためには、より高速でより複雑なタイミングリカバリおよびA/D回路(すなわち、より高い周波数のタイミングリカバリのVCOおよびA/D変換器)を用いて、チャネルデータレート(符号ビットレート)を増大させなければならない。このような構成は好ましくない。なぜなら、コスト面で有効ではないからである。また、符号レートの低下が原因でd=1リードチャネルに起こるこの特有の問題も、データレートをさらに押し上げれば、d=0リードチャネルでも起こりうる問題になる。さらに、前述したように、d=1 EPR4/EEPR4シーケンス検出
器は、トレリスモデルがさらに複雑になっているので、実施するにはそのぶん余分なコストを要する。
本発明によるディスク記憶媒体上に位置づけられたリードヘッドからのアナログリード信号におけるパルスをサンプリングすることによって発生された、補間された離散時間サンプル値のシーケンスから2進データをリードする、サンプリングされた振幅リードチャネルは、該2進データが所定のボーレートで記録される、サンプリングされた振幅リードチャネルであって、(a)該アナログリード信号を該ボーレートの9/10以下のサンプリングレートでサブサンプリングすることによって、サブサンプリングされた値を発生する、サンプリングデバイスと、(b)該サブサンプリングされた値に応答して、補間されたサンプル値を発生する、補間器と、(c)該補間されたサンプル値から検出されたシーケンスを発生する、離散時間検出器と、を備えており、そのことにより上記目的が達成される。
り上記目的が達成される。
定されたサンプル値に応答して、サンプル誤り値のシーケンスを発生する、加算器、(d)該サンプル誤り値のシーケンスに応答して、該2進シーケンスにおける該ビット誤りの大きさおよび位置を検出する、誤りパターン検出器、および(e)該ビット誤りの該大きさおよび該位置に応答して、該2進シーケンスを訂正する、誤り検出器、を有する、離散時間検出器と、を備えており、そのことにより上記目的が達成される。
パルスの近傍に位置する2次パルスによりもたらされた該1次パルスの振幅の前記非線形低減を補償する部分消去補償器を備えている、再変調器、(c)該同期サンプル値および該推定されたサンプル値に応答して、サンプル誤り値のシーケンスを発生する、加算器、(d)該サンプル誤り値のシーケンスに応答して、該2進シーケンスにおける該ビット誤りの大きさおよび位置を検出する、誤りパターン検出器、および(e)該ビット誤りの該大きさおよび該位置に応答して、該2進シーケンスを訂正する、誤り検出器を有する、離散時間検出器と、を備えており、そのことにより上記目的が達成される。
サンプル値および該推定されたサンプル値に応答して、サンプル誤り値のシーケンスを発生する、加算器、(d)該サンプル誤り値に応答して、該2進シーケンスにおける該ビット誤りの大きさおよび位置を検出する、誤りパターン検出器であって、それぞれが所定の誤り事象にマッチングされている、複数の離散時間フィルタと、該離散時間フィルタに応答して、ピーク誤り事象を検出する、ピーク検出器と、を備えている誤りパターン検出器、および(e)該ビット誤りの該大きさおよび該位置に応答して、該2進シーケンスを訂正する、誤り訂正器を有する、離散時間検出器と、を備えており、そのことにより上記目的が達成される。
同期サンプル値および該推定されたサンプル値に応答して、サンプル誤り値のシーケンスを発生する、加算器、(d)該サンプル誤り値のシーケンスに応答して、該2進シーケンスにおける該ビット誤りの大きさおよび位置を検出する、誤りパターン検出器、(e)検出された誤り事象について妥当性を検査する、誤り検出妥当性判定器、および(f)該ビット誤りの該大きさおよび該位置、ならびに、該誤り検出妥当性判定器に応答して、該2進シーケンスを訂正する、誤り訂正器を有する、離散時間検出器と、を備えており、そのことにより上記目的が達成される。
次パルスによりもたらされた1次パルスの振幅の非線形低減を補償する部分消去回路を備えている。誤りパターン検出器は、ピーク誤りパターン検出器を備えている。再変調器は、また、誤りパターンが検出された場合には、検出されたその誤りパターンが完全に処理されるまで、誤りパターン検出器をディセーブルする手段も備えている。誤り検出妥当性判定器は、検出された誤り事象について妥当性を検査し、もしそれが妥当であるのなら、誤り訂正器の動作をイネーブルする。
本願は、以下の同時係属中の米国特許出願、すなわち、「ユーザデータおよび埋め込まれたサーボデータを磁気媒体からリードするためのサンプリングされた振幅リードチャネル」と題された米国特許出願第08/440,515号、「サンプル推定等化、欠陥スキャニング、チャネル品質、ディジタルサーボ復調、タイミングリカバリ用のPIDフィルタおよびDCオフセット制御を含むサンプリングされた振幅リードチャネル」と題された米国特許出願第08/341,251号、「同期パーシャルレスポンス記録のための改善されたタイミングリカバリ」と題された米国特許出願第08/313,491号、および「サンプリングされた振幅磁気記録のための改善された欠陥許容シンクマーク検出器」と題された米国特許出願第08/533,797号に関連している。本願は、また、以下に掲げるいくつかの米国特許、すなわち、「同期波形サンプリング用のタイミングリカバリ回路」と題された米国特許第5,359,631号、「複雑さの低減されたビタビ型シーケンス検出器のための方法および装置」と題された米国特許第5,291,499号、「同期波形サンプリングのための利得制御回路」と題された米国特許第5,297,184号、「ディジタルパルス検出器」と題された米国特許第5,329,554号、および「同期リードチャネル」と題された米国特許第5,424,881号にも関連している。上に列挙した特許出願および特許のすべては、同一の譲受人に譲渡されており、本願でも、それらのすべてが参考として援用される。
図1をここで参照すれば、従来のサンプリングされた振幅リードチャネルの詳細なブロック図が示されている。ライト動作のあいだ、ユーザデータ2またはデータ発生器4からのプリアンブルデータ(例えば2Tのプリアンブルデータ)が、媒体上にライトされる。RLL符号化器6は、RLL制約条件にしたがって、ユーザデータ2を2進シーケンスb(n)8に符号化する。プリコーダ10は、記録チャネル18および等化器フィルタの伝達関数を補償し、プリコードされたシーケンス〜b(n)12をつくるために、2進シーケンスb(n)8をプリコードする。プリコードされたシーケンス〜b(n)12は、〜b(N)=0をa(N)=−1に、かつ〜b(N)=1をa(N)=+1に翻訳すること(14)によって、シンボルa(n)16に変換される。ライト回路9は、シンボルa(
n)16に応答して、ボーレート1/Tで記録ヘッドコイル中の電流を変調することによって、2進シーケンスを媒体上に記録する。周波数シンセサイザ52は、ボーレートライトクロック54をライト回路9に供給する。また、周波数シンセサイザ52は、記録ヘッドがどのゾーンの上に位置しているかによってチャネルデータレート信号(CDR)30により調整される。
図2Aは、1連の同心円状データトラック13を備えた磁気媒体のデータフォーマットの1例を示す。ここで、それぞれのデータトラック13は、サーボウェッジ17の埋め込まれた複数のセクタ15を有している。サーボコントローラ(不図示)が、サーボウェッジ17におけるサーボデータを処理し、そのサーボデータに応答して、リード/ライトヘッドを所望のトラック上に位置づける。また、サーボコントローラは、サーボウェッジ17内のサーボバーストを処理することによって、データをライトしたり、リードしたりしながら、所望のトラックのセンタライン上にヘッドを位置合わせし続ける。サーボウェッジ17は、簡単な離散時間パルス検出器によっても、あるいは離散時間シーケンス検出器34によっても検出されうる。もしシーケンス検出器34がサーボデータを検出すれば、サーボウェッジ17のフォーマットは、ユーザデータセクタ15と同様に、プリアンブルおよびシンクマークを含むことになる。
図3は、本発明による改善されたサンプリングされた振幅リードチャネルを示している。図3では、図1の従来のサンプリングされたタイミングリカバリ28は、補間されたタイミングリカバリB100に置き換えられている。さらに、ライト周波数シンセサイザ52は、ライト動作中にライト回路9に与えられるボーレートライトクロック54を発生するか、または、リード動作中にサンプリングデバイス24と、離散時間等化器フィルタ26と、補間されたタイミングリカバリB100とを、現在のゾーンに対する周波数(CDR30)でクロック合わせする非同期リードクロック54を発生する。代わりに実施可能な形態では、第1の周波数シンセサイザがライトクロックを発生し、第2の周波数シンセサイザがリードクロックを発生する。
図1に示す従来のサンプリングタイミングリカバリ28の全体図が、図4Aに示されている。可変周波数発振器(VFO)B164の出力23は、典型的にはディジタルリードチャネルにおけるアナログ・ディジタル変換器(A/D)であるサンプリングデバイス24のサンプリングクロックを制御する。マルチプレクサB159は、アクイジションのあいだは等化されていないサンプル値25を選択し、トラッキングのあいだは等化されたサンプル値32を選択することによって、付随するレイテンシを避けるために、アクイジションのあいだ、離散等化器フィルタ26をタイミングループから除く。位相誤差検出器B155は、ラインB149を介して受け取られたサンプル値と、ラインB143上の、d=0のPR4リードチャネルにおけるスライサのようなサンプル値推定器B141からの推定されたサンプル値〜Ykとに応答して、位相誤差を発生する。ループフィルタB160は、位相誤差をフィルタリングすることによって、サンプリングクロック23と、ボーレートとの間の周波数差に比例した値に落ちつく周波数オフセットΔf B167を発生する。周波数オフセットΔf B167は、周波数シンセサイザ52からのセンタ周波数制御信号64とともに、サンプリングクロック23をVFO B164の出力において調整することによって、サンプリングをボーレートに同期させる。
本発明による補間されたタイミングリカバリB100は、図4Bに示されている。図4Aの従来のタイミングリカバリにおけるVFO B164は、モジュロTsアキュムレータB120および補間器B122に置き換えられている。さらに予期されたサンプル値発生器B151は、補間されたサンプル値B102に応答して、位相誤差検出器B155によって用いられる予期されたサンプルYk+τを発生することによって、アクイジションのあいだの位相誤差を計算する。マルチプレクサB153は、スライサB141からの推定されたサンプル値〜Yk+τを選択し、トラッキングのあいだに位相誤差検出器B155によって使えるようにする。後で詳しく述べるように、データクロックB104は、サンプリングクロック54と、モジュロTsアキュムレータB120からのマスク信号B124とに応答して、ANDゲートB126の出力において発生される。位相誤差検出器B155およびスライサB141は、図4Aの離散等化器フィルタ26の出力におけるチャネルサンプル値32の代わりに、補間器B122の出力における補間されたサンプル値B102を処理する。PIDループフィルタB161は、図4AのループフィルタB160に似た閉ループ周波数応答を制御する。
図4Bの補間器B122は、サンプリングされた2Tのアクイジションプリアンブル信号B200を示す図5を参照すれば理解できるだろう。ターゲット同期サンプル値B102は、黒丸として示されており、非同期チャネルサンプル値32は、垂直の矢印として示されている。サンプリングされたプリアンブル信号の下にあるのは、サンプリングクロック54、データクロックB104およびマスク信号B124の対応するタイミング信号を表すタイミングチャートである。図5に示すように、プリアンブル信号B200は、ボーレート(ターゲット値のレート)よりもわずかに速くサンプリングされている。
ここで、Tsはサンプリングクロック54のサンプリング周期である。サンプリングクロック54は、アナログリード信号62をボーレートよりもわずかに速くサンプリングするので、アキュムレートされた周波数オフセットΔf、つまりTsによって割られた整数が1だけ増加するときにはいつも、データクロックをマスクする必要がある。データクロックB104およびモジュロTsアキュムレータB120によって発生されるマスク信号B124の動作は、図5のタイミングチャートを参照すれば理解できよう。
これは、理想的なインパルス応答をもつ。
残念ながら、上述の非因果的な無限インパルス応答である(4)は実現できない。よって、補間フィルタのインパルス応答は、理想インパルス応答である(4)に最もよく一致する近似になるように設計される。これは、実際の補間フィルタの周波数応答と、理想補間フィルタである(3)の周波数応答との間の平均2乗誤差を最小にすることによって得られる。この近似は、入力信号のスペクトルを考慮に入れることによって改善されうる。つまり実際の補間スペクトルによって乗算された入力スペクトルと、理想補間スペクトルによって乗算された入力スペクトルとの間の平均2乗誤差を最小にすることによって以下のようになる。
ここで/Cτ(ejω)は、実際の補間フィルタのスペクトルであり、またx(ejω)は、入力信号のスペクトルである。また「/」は、「バー」を示す。方程式(5)から、平均2乗誤差は、以下の数1により表される。
|x(ejω)|=0、ただし|ω|≧απ
である。すると数1は、以下のようになる。
ができる。
φ(r)を以下の数7のように規定し、
数8は、係数Cτ(n)によって2R線形方程式のセットを規定している。数8は、より簡潔に行列形式で以下のように表現することができる。
ここで、Cτは以下の形式の列ベクトルである。
ΦTは、以下の形式のテープリッツ行列である。
Φτ=[φ(−R+τ),..., φ(τ),φ(1+τ),..., φ(R−1+τ)]t (6)
方程式(6)の解は、以下の方程式(7)のようになる。
ここで、ΦT -1は公知の方法を用いて解を求めることができる逆行列である。 表4は、2R=6、α=0.8およびx(ejω)=PR4であるときの方程式(7)から計算される係数Cτ(n)の例を示している。また、図6には、6つのタップを有するFIRフィルタの実施の形態を示している。シフトレジスタB250は、サンプリングクロックレート54でチャネルサンプル32を受け取る。フィルタ係数Cτ(n)は、係数レジスタファイルB252に格納され、τ B128の現在の値に従って対応する乗算器に与えられる。これらの係数は、シフトレジスタB250に格納されているチャネルサンプル32によって乗算される。その結果得られた積の和がとられ(B254)、その和は遅延レジスタB256に格納される。係数レジスタファイルB252および遅延レジスタB256は、上述したマスキング機能を実現するデータクロックB104によってクロックが合わせられる。
より効率が高く、コストの低減された実施の形態では、補間フィルタのすべての係数をメモリに格納するのではなく、図6に示す係数レジスタファイルB252が、フィルタ係数Cτ(n)をτの関数としてリアルタイムで計算する。フィルタ係数Cτ(n)は、例えば、τにおける所定の多項式に従ってリアルタイムで計算することができる(例えば、Farrowに付与された「連続的な可変ディジタル遅延回路」と題された米国特許第4,866,647号を参照のこと。この特許の開示については本願も参考として援用している)。また、フィルタ係数をリアルタイムで計算するための別の好ましい実施の形態においては、それらの係数のランクを低くした行列表現に従って、フィルタ係数を推定する。
こうすると、NをLで置換(ここで、L<Nであり、より好ましくはL<<Nである)してFM×N行列およびGN×N行列の大きさを小さくすることによって、AM×N行列のランクを低くした近似値をつくることができる。言い換えれば、掛け合わせるとその積がAM×N行列に最も近似するFM×L行列とGL×N行列とを見つければよい。
次に、図7に示すように、(以下の説明を読めばさらに明らかになるように)チャネルサンプル値32を受け取るように接続されたFIRフィルタB260のバンクとしてGL×N行列を実現し、かつτ B128を指数とするルックアップテーブルB262としてFM×L行列を実現することによって、補間フィルタのたたみ込み処理をおこなうことができる。代わりに実施可能な形態では、AM×N行列を3つの以上の行列(すなわち、A≒FGH...)に因数分解できることは、当業者には理解できよう。
1.(M≧Nであると仮定すると)以下に示す素因子分解をおこなうことができるSVDをAM×N行列に対しておこなうステップであって、
AM×N=UM×N・DN×N・VN×N、ここで
UM×Nは、M×Nユニタリ行列であり、
DN×Nは、N×N対角行列であり{σ1、σ2、...σN}(ここでσiはAM×Nの特異値であり、かつσ1≧σ2...≧σN≧0である)、
VN×NはN×Nユニタリ行列である、ステップと、
2.所定の数であるL個の最大特異値σを選択することによって、大きさの小さくなった対角行列DL×Lを生成するステップと、
FM×L・GL×N=UM×L・DL×L・VL×N≒AM×N
(例えば、FM×L=UM×L・DL×LおよびGL×N=VL×Nとする)を含んでいる。
上述したように、多項式とランクの低くされた行列とを用いてコストの低減された実施の形態において、補間フィルタ係数Cτ(n)は、τの関数としてリアルタイムで計算される。すなわち、フィルタのインパルス応答h(n)は以下の数14に従って近似される。
d=0 RLL制約を用いるサンプリングされた振幅記憶システムでは、リードチャネルは、通常、PR4レスポンスに等化され、離散時間シーケンス検出器は、通常、一対のインタリーブされたスライディング閾値ビタビ検出器として実施される。PR4等化が好ましいのは、より高次のd=0シーケンス検出器(例えば、EPR4やEEPR4など)では、トレリスモデルにおける状態の数が増えるので、実施するには、より複雑で、より高価になってしまうからである。しかし、EPR4領域において最小距離誤り事象をサーチし、その後、誤り事象が検出された時にPR4検出器の出力を訂正することによって、従来のPR4シーケンス検出器を改良することも可能である。このようにして、シーケンス検出器のパフォーマンスを、d=0 EPR4ほど複雑にせず、またd=0 EPR4
よりも低いコストで、EPR4検出器のパフォーマンスに近づけることができる。
2.理想のPR4サンプル値をリード信号サンプル値から減算することによって、PR4サンプル誤り値のシーケンスを発生し、
3.PR4サンプル誤り値をEPR4サンプル誤り値に変換し、
4.EPR4サンプル誤り値を、支配的なEPR4誤り事象にマッチングされ
たフィルタのバンクを用いてフィルタリングし、
5.最大の大きさのマッチドフィルタ出力を選択し、もしその大きさが所定の閾値を上回っていれば、その訂正が妥当であるのなら、その判定に従ってPR4の検出された2進シーケンスを訂正する(つまり、その結果、有効なPR4シーケンスが得られる)。
426は、PR4誤りシーケンスにマッチングされたフィルタのバンクが後続する1+Dフィルタとして実施されうる。回路をさらに簡単にするためには、EPR4サンプル誤りシーケンスに変換するための図8Aの1+DフィルタB422を、誤りパターン検出器B426における1+Dフィルタと組み合わせることによって、図8Fに示されているように、単一の1+2D+D2フィルタB450を形成してもよい。
、比較器B462は、検出された誤りの極性を示す(すなわち、図8C〜図8Eに示されている誤りの極性は反転されてもよい)符号ビットF11 B465を出力する。
象符号(F11、F22およびF33)、検出された2進シーケンスB412および符号ビットB410は、誤り妥当性判定器(error validator)および訂正器B502に入力される。誤り妥当性判定器および訂正器B502は、もし検出された誤り事象が妥当であるのなら、検出された2進シーケンスB412(および符号ビット410)を訂正する。
ネーブルする。
+0、−2)となる。この場合、PR4シーケンス検出器B400は、正しい判定を下していることになるので、検出された2進シーケンスB412は、訂正されるべきではない。
上述の議論では、図4Bの補間されたタイミングリカバリは、オーバーサンプリングされたシステムとして説明された。すなわち、アナログリード信号62がわずかにオーバーサンプリングされた(24)後、「ダウンサンプリングされる」(すなわち、補間されるB122)ことによって、ボーレートに同期されたサンプル値B102を発生する。しかし、アナログリード信号を大幅にアンダーサンプリングした後に、「アップサンプリングする」ことによって、同期サンプルを発生することも可能である。このことは、ボーレートよりもはるかに低いレート(例えば、ボーレートの2/3)でサンプリングし(24)、その後、図4Bの補間されたタイミングリカバリ回路を用いてボーレートのサンプル値に補間すること(B122)によって実現される。サブサンプリングおよび補間をおこな
うことにより、A/Dの速度制約は緩和され、図4AのタイミングリカバリVCO B164は不要になる。その結果、リードチャネルの全スループットを向上させることができる。
図9Bを再び参照すると、d=1の符号制約を用い、かつ、ボーレートのおよそ1/2までのレートでサブサンプリングをおこなう時には、最適なMLSDリードチャネルのパフォーマンスの低下は実質的にない。これは、朗報である。なぜなら、このことは、より実用的なリードチャネルもまた、パフォーマンスの大幅な低下なしに、同様のサブサンプリングレートで動作するであろうことを意味しているからである。ボーレートの2/3でサブサンプリングをおこない、上述の補間されたタイミングリカバリを用いて、従来のd=1、レート2/3リードチャネルについてコンピュータシミュレーションをおこなったところ、そのようなリードチャネルもこのケースに該当することが確認された。
マッチングされたd=1サブサンプリングされたシーケンス検出器は、以下のように規定される。すなわち、サブサンプリングされたシーケンス検出器の状態遷移にマッチングさせるために、従来のd=1シーケンス検出器の状態遷移図を改良する検出器である。図13Aは、従来のEPR4、d=1のフルサンプルレートシステムの状態遷移図である。この状態図において、それぞれの円は、サンプリングされたリード信号(サンプル事例)における状態を表しており、矢印つきの直線は、次の入力サンプル値が与えられた時の、現在の状態から次の状態への遷移を表している。それぞれの状態遷移には、参照符号s/b(ここで、sは、サンプル値を表し、bは、検出された2進シーケンスの対応するビット値を表している)がラベルとしてつけられている。
場合、推定された位相誤差は、大きさの点では正しいが、符号の点では正しくないものになる。このことは、ランダムなデータの存在下では、タイミングループが不安定になりうることを示している。
ること(B297)によって、遅延された推定されたサンプル値Sn、Sn-1、Sn-2およびSn-3のシーケンスを発生する。サンプル誤り値en-1B298は、リード信号サンプル値B292(1クロック周期だけ遅延されている(B302))をSn-1推定されたサンプル値B304から減算することによって、加算器B300において発生される。サンプル誤り値en-1B298は、遅延されること(B306)によって、第2のサンプル誤り値en-2B308を発生する。サンプル誤り値は、その後、それぞれの乗算器B314およびB316において係数C0B310およびC1B312によりスケーリングされる。ここで、スケーリング係数C0 B310およびC1 B312は、間違った位相誤差推定値をもたらしうるデータシーケンスを補償するために、推定されたサンプル値Sn、Sn-1、Sn-2およびSn-3の関数として計算される。ロジックB322は、係数を発生するためのサンプル値推定値Sn、Sn-1、Sn-2およびSn-3によりインデックスのつけられた2つのルックアップテーブルを含んでいる。ここで、テーブルのエントリは、上述したコンピュータサーチに従って求められた。係数C0B310の値は、表10に示されており、係数C1 B312の値は、表11に示されている。
図2Bを再び参照すると、データのそれぞれのセクタ15は、ユーザデータ72をリードする以前に、タイミングリカバリ28をボーレートに同期させるのに用いられるアクイジションプリアンブルフィールド68を備えている。アクイジションのあいだに結果として得られるリード信号は、例えば、図5に示す正弦波状2Tのアクイジションプリアンブルのような周期波形である。図4Bを参照して既に説明したように、プリアンブル68の周期性により、位相誤差を計算するのに用いられる予想されたサンプル値を発生するのが容易になる。参照符号NTは、ディスク上にライトされる時の(例えば、2Tのプリアンブルについて、ディスク上にライトされるシンボルシーケンスa(n)16が1010101010101、…である時の)プリアンブルの周期を表している。
本発明によれば、少なくとも以下の効果が得られる。すなわち、アナログ・ディジタル変換器、タイミングリカバリVCOあるいはシーケンス検出器のコストを増大させたり、それらをさらに複雑にしたりすることなく、高いユーザデータレートおよび密度で動作可能である、コンピュータ記憶システム用のサンプリングされた振幅リードチャネルを提供できる。
6 RLLエンコーダ
9 ライト回路
10 プリコーダ
18 磁気/光記録チャネル
20 アナログフィルタ
22 可変利得増幅器
24 A/D変換器
26 離散時間等化器フィルタ
34 離散時間シーケンス検出器
36 RLL復号化器
50 利得制御
52 周波数シンセサイザ
66 データシンク検出器
B100 補間されたタイミングリカバリ
Claims (13)
- ディスク記憶媒体上に位置づけられたリードヘッドからの
アナログリード信号におけるパルスをサンプリングすることによって発生された離散時間サンプル値のシーケンスから2進データをリードする、サンプリングされた振幅リードチャネルであって、
(a)該アナログリード信号をサンプリングすることによって、非同期サンプル値のシーケンスを発生する、サンプリングデバイスと、
(b)該非同期サンプル値を補間することによって、同期サンプル値を発生する、補間器と、
(c)該2進データを該同期サンプル値から検出する、離散時間検出器であって、
(a)該同期サンプル値に応答して、1以上のビット誤りを有する2進シーケンスを検出する、復調器、
(b)該2進シーケンスを推定されたサンプル値のシーケンスに変換する、再変調器、
(c)該同期サンプル値および該推定されたサンプル値に応答して、サンプル誤り値のシーケンスを発生する、加算器、
(d)該サンプル誤り値のシーケンスに応答して、該2進シーケンスにおける該ビット誤りの大きさおよび位置を検出する、誤りパターン検出器、および
(e)該ビット誤りの該大きさおよび該位置に応答して、該2進シーケンスを訂正する、誤り検出器、を有する、離散時間検出器と、
を備えている、サンプリングされた振幅リードチャネル。 - 前記復調器が、前記2進シーケンスの符号および大きさを出力する、請求項1に記載のサンプリングされた振幅リードチャネル。
- 前記再変調器が、前記2進シーケンスをNRZIシーケンスに変換するNRZI変換器を備えている、請求項1に記載のサンプリングされた振幅リードチャネル。
- 前記再変調器が、1次パルスの近傍に位置する2次パルスによりもたらされた該1次パルスの振幅の前記非線形低減を補償する部分消去補償器を備えている、請求項1に記載のサンプリングされた振幅リードチャネル。
- 前記誤りパターン検出器が、所定の誤り事象にマッチングされた複数の離散時間フィルタを備えている、請求項1に記載のサンプリングされた振幅リードチャネル。
- 前記サンプル誤り値のシーケンスを低次パーシャルレスポンス領域から高次パーシャルレスポンス領域に変換する手段をさらに備えている、サンプリングされた振幅リードチャネルであって、前記誤りパターン検出器が、該高次パーシャルレスポンス領域において前記ビット誤りを検出する、請求項1に記載のサンプリングされた振幅リードチャネル。
- 前記復調器が、PR4シーケンス検出器を備えている、請求項1に記載のサンプリングされた振幅リードチャネル。
- 検出された誤り事象について妥当性を検査し、もし該検出された誤り事象が妥当であるのなら、前記誤り訂正器をイネーブルする、誤り検出妥当性判定器をさらに備えている、請求項1に記載のサンプリングされた振幅リードチャネル。
- 前記補間器が、前記離散時間検出器のクロックを合わせるデータクロックをさらに発生する、請求項1に記載のサンプリングされた振幅リードチャネル。
- ディスク記憶媒体上に位置づけられたリードヘッドからのアナログリード信号におけるパルスをサンプリングすることによって発生された離散時間サンプル値のシーケンスから2進データをリードする、サンプリングされた振幅リードチャネルであって、
(a)該アナログリード信号をサンプリングすることによって、該離散時間サンプル値のシーケンスを発生する、サンプリングデバイスと、
(b)該離散時間サンプル値を同期させることによって、同期サンプル値を発生する、タイミングリカバリと、
(c)該2進データを該同期サンプル値から検出する、離散時間検出器であって、
(a)該同期サンプル値に応答して、1以上のビット誤りを有する2進シーケンスを検出する、復調器、
(b)該2進シーケンスを推定されたサンプル値のシーケンスに変換する、再変調器であって、1次パルスの近傍に位置する2次パルスによりもたらされた該1次パルスの振幅の前記非線形低減を補償する部分消去補償器を備えている、再変調器、
(c)該同期サンプル値および該推定されたサンプル値に応答して、サンプル誤り値のシーケンスを発生する、加算器、
(d)該サンプル誤り値のシーケンスに応答して、該2進シーケンスにおける該ビット誤りの大きさおよび位置を検出する、誤りパターン検出器、および
(e)該ビット誤りの該大きさおよび該位置に応答して、該2進シーケンスを訂正する、誤り検出器を有する、離散時間検出器と、
を備えている、サンプリングされた振幅リードチャネル。 - 検出された誤り事象について妥当性を検査し、もし該検出された誤り事象が妥当であるのなら、前記誤り訂正器をイネーブルする、誤り検出妥当性判定器をさらに備えている、請求項10に記載のサンプリングされた振
幅リードチャネル。 - ディスク記憶媒体上に位置づけられたリードヘッドからのアナログリード信号におけるパルスをサンプリングすることによって発生された離散時間サンプル値のシーケンスから2進データをリードする、サンプリングされた振幅リードチャネルであって、
(a)該アナログリード信号をサンプリングすることによって、該離散時間サンプル値のシーケンスを発生する、サンプリングデバイスと、
(b)該離散時間サンプル値を同期させることによって、同期サンプル値を発生する、タイミングリカバリと、
(c)該2進データを該同期サンプル値から検出する、離散時間検出器であって、
(a)該同期サンプル値に応答して、1以上のビット誤りを有する2進シーケンスを検出する、復調器、
(b)該2進シーケンスを推定されたサンプル値のシーケンスに変換する、再変調器、
(c)該同期サンプル値および該推定されたサンプル値に応答して、サンプル誤り値のシーケンスを発生する、加算器、
(d)該サンプル誤り値に応答して、該2進シーケンスにおける該ビット誤りの大きさおよび位置を検出する、誤りパターン検出器であって、
それぞれが所定の誤り事象にマッチングされている、複数の離散時間フィルタと、
該離散時間フィルタに応答して、ピーク誤り事象を検出する、ピーク検出器と、を備えている誤りパターン検出器、および
(e)該ビット誤りの該大きさおよび該位置に応答して、該2進シーケンスを訂正する、誤り訂正器を有する、離散時間検出器と、
を備えている、サンプリングされた振幅リードチャネル。 - ディスク記憶媒体上に位置づけられたリードヘッドからのアナログリード信号におけるパルスをサンプリングすることによって発生された離散時間サンプル値のシーケンスから2進データをリードする、サンプリングされた振幅リードチャネルであって、
(a)該アナログリード信号をサンプリングすることによって、離散時間サンプル値のシーケンスを発生する、サンプリングデバイスと、
(b)該離散時間サンプル値を同期させることによって、同期サンプル値を発生する、タイミングリカバリと、
(c)該2進データを該同期サンプル値から検出する、離散時間検出器であって、
(a)該同期サンプル値に応答して、1以上のビット誤りを有する2進シーケンスを検出する、復調器、
(b)該2進シーケンスを推定されたサンプル値のシーケンスに変換する、再変調器、
(c)該同期サンプル値および該推定されたサンプル値に応答して、サンプル誤り値のシーケンスを発生する、加算器、
(d)該サンプル誤り値のシーケンスに応答して、該2進シーケンスにおける該ビット誤りの大きさおよび位置を検出する、誤りパターン検出器、
(e)検出された誤り事象について妥当性を検査する、誤り検出妥当性判定器、および
(f)該ビット誤りの該大きさおよび該位置、ならびに、該誤り検出妥当性判定器に応答して、該2進シーケンスを訂正する、誤り訂正器を有する、離散時間検出器と、
を備えている、サンプリングされた振幅リードチャネル。
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