JP3036717B2 - コンバータ回路 - Google Patents
コンバータ回路Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、パラボラアンテナで受
信した放送衛星からの信号を増幅および周波数変換して
チューナ回路に出力するコンバータ回路に関する。
信した放送衛星からの信号を増幅および周波数変換して
チューナ回路に出力するコンバータ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図５は、従来のコンバータ回路の第１の
例を示すブロック図である。この回路は欧州のアストラ
衛星等の放送衛星からの信号を増幅および周波数変換す
るための低雑音ブロック・ダウン・コンバータ（以下、
ＬＮＢ、という）の一般的な構成を示している。
例を示すブロック図である。この回路は欧州のアストラ
衛星等の放送衛星からの信号を増幅および周波数変換す
るための低雑音ブロック・ダウン・コンバータ（以下、
ＬＮＢ、という）の一般的な構成を示している。
【０００３】この回路は、入力周波数が１0.９５ＧＨｚ
〜１1.７ＧＨｚの水平偏波信号および垂直偏波信号を識
別して低雑音増幅し、１ＧＨｚ前後の第１の中間周波数
（９５０ＭＨｚ〜１７００ＭＨｚ）に変換して後段のチ
ューナ回路（不図示）に出力するものである。
〜１1.７ＧＨｚの水平偏波信号および垂直偏波信号を識
別して低雑音増幅し、１ＧＨｚ前後の第１の中間周波数
（９５０ＭＨｚ〜１７００ＭＨｚ）に変換して後段のチ
ューナ回路（不図示）に出力するものである。
【０００４】また、この回路は入力端子２１に水平偏波
信号ＨＰが入力され、入力端子２２に垂直偏波信号ＶＰ
が入力される。水平偏波信号ＨＰはＨＥＭＴ（高電子移
動度トランジスタ）素子２３と２段構成のＨＥＭＴ素子
２４，２５とからなる３段構成のＬＮＡ（低雑音増幅回
路）で増幅され、垂直偏波信号ＶＰはＨＥＭＴ素子２６
と２段構成のＨＥＭＴ素子２４，２５とからなる同じく
３段構成のＬＮＡで増幅される。
信号ＨＰが入力され、入力端子２２に垂直偏波信号ＶＰ
が入力される。水平偏波信号ＨＰはＨＥＭＴ（高電子移
動度トランジスタ）素子２３と２段構成のＨＥＭＴ素子
２４，２５とからなる３段構成のＬＮＡ（低雑音増幅回
路）で増幅され、垂直偏波信号ＶＰはＨＥＭＴ素子２６
と２段構成のＨＥＭＴ素子２４，２５とからなる同じく
３段構成のＬＮＡで増幅される。
【０００５】各ＬＮＡで増幅された水平偏波信号ＨＰま
たは垂直偏波信号ＶＰは、低域通過フィルタ２７を通し
てダイオードミキサ２８に送られ、局部発振回路２９か
らの局部発振信号と混合されて中間周波信号に変換さ
れ、中間周波増幅回路３０で適切なレベルの信号に増幅
された後に、出力端子３１から出力される。
たは垂直偏波信号ＶＰは、低域通過フィルタ２７を通し
てダイオードミキサ２８に送られ、局部発振回路２９か
らの局部発振信号と混合されて中間周波信号に変換さ
れ、中間周波増幅回路３０で適切なレベルの信号に増幅
された後に、出力端子３１から出力される。
【０００６】このコンバータ回路によって水平偏波信号
ＨＰを受信するか垂直偏波信号ＶＰを受信するかの選択
は、ＨＥＭＴ素子２３および２６に供給するバイアス電
圧を、選択的に切り換えることによって行う。すなわ
ち、電源回路３２から供給するバイアス電圧を、スイッ
チ回路３３によって切り換えてＨＥＭＴ素子２３に供給
すれば水平偏波信号ＨＰの受信が可能となり、ＨＥＭＴ
素子２６に供給すれば垂直偏波信号ＶＰの受信が可能と
なる。スイッチ回路３３の切り換えは、例えばＬＮＢの
供給電圧値がある基準値に対して大か小かを比較回路３
４によって判定し、その判定結果に基づいて行う。
ＨＰを受信するか垂直偏波信号ＶＰを受信するかの選択
は、ＨＥＭＴ素子２３および２６に供給するバイアス電
圧を、選択的に切り換えることによって行う。すなわ
ち、電源回路３２から供給するバイアス電圧を、スイッ
チ回路３３によって切り換えてＨＥＭＴ素子２３に供給
すれば水平偏波信号ＨＰの受信が可能となり、ＨＥＭＴ
素子２６に供給すれば垂直偏波信号ＶＰの受信が可能と
なる。スイッチ回路３３の切り換えは、例えばＬＮＢの
供給電圧値がある基準値に対して大か小かを比較回路３
４によって判定し、その判定結果に基づいて行う。
【０００７】図６は、従来のコンバータ回路の第２の例
を示すブロック図である。この回路は、前述した図５に
示す回路において、ＨＥＭＴ素子２５、ダイオードミキ
サ２８、局部発振回路２９および中間周波増幅回路３０
のそれぞれを、ＭＭＩＣ（マイクロ波モノリシック集積
回路）４０の内部に構成した点を除いては、前述した図
５に示す構成と同一の構成を有している。そして、基本
的な動作原理は図５に示す回路と同様である。
を示すブロック図である。この回路は、前述した図５に
示す回路において、ＨＥＭＴ素子２５、ダイオードミキ
サ２８、局部発振回路２９および中間周波増幅回路３０
のそれぞれを、ＭＭＩＣ（マイクロ波モノリシック集積
回路）４０の内部に構成した点を除いては、前述した図
５に示す構成と同一の構成を有している。そして、基本
的な動作原理は図５に示す回路と同様である。
【０００８】図７は、従来のコンバータ回路の第３の例
を示すブロック図である。この回路は、前述した図５に
示す回路において、ＨＥＭＴ素子２５およびダイオード
ミキサ２８を、ＨＥＭＴ素子を含むＨＥＭＴミキサ４１
に置換した点を除いては、前述した図５に示す構成と同
一の構成を有している。この場合も基本的動作原理は図
５に示す回路と同様である。
を示すブロック図である。この回路は、前述した図５に
示す回路において、ＨＥＭＴ素子２５およびダイオード
ミキサ２８を、ＨＥＭＴ素子を含むＨＥＭＴミキサ４１
に置換した点を除いては、前述した図５に示す構成と同
一の構成を有している。この場合も基本的動作原理は図
５に示す回路と同様である。
【０００９】図８は、従来のコンバータ回路の第４の例
を示すブロック図である。この回路は、前述した図５に
示す回路において、バイアス電圧が供給されるＨＥＭＴ
素子の段数を、それぞれ２段構成とし、ＨＥＭＴ素子２
３の後段にＨＥＭＴ素子４２を、ＨＥＭＴ素子２６の後
段にＨＥＭＴ素子４３を、それぞれ接続し、かつ利得配
分の点からＨＥＭＴ素子２４のみを共通素子とするよう
に構成した点を除いては、前述した図５に示す構成と同
一の構成を有している。この場合も基本的動作原理は図
５に示す回路と同様である。
を示すブロック図である。この回路は、前述した図５に
示す回路において、バイアス電圧が供給されるＨＥＭＴ
素子の段数を、それぞれ２段構成とし、ＨＥＭＴ素子２
３の後段にＨＥＭＴ素子４２を、ＨＥＭＴ素子２６の後
段にＨＥＭＴ素子４３を、それぞれ接続し、かつ利得配
分の点からＨＥＭＴ素子２４のみを共通素子とするよう
に構成した点を除いては、前述した図５に示す構成と同
一の構成を有している。この場合も基本的動作原理は図
５に示す回路と同様である。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】前述した各従来例にお
いて、図５〜図７に示す回路は、これから打ち上げられ
る放送衛星の受信周波数の広帯域化への対応が困難であ
り、また図５および図８に示す回路は、ＨＥＭＴ素子や
ダイオードミキサ素子等の高価なマイクロ波素子の部品
点数が多く、コスト的に不利である。また、図６に示す
従来例は、ＭＭＩＣの消費電流がＨＥＭＴ素子を独立し
て使用する場合よりも大きいため、信頼性の点で劣る傾
向にある。
いて、図５〜図７に示す回路は、これから打ち上げられ
る放送衛星の受信周波数の広帯域化への対応が困難であ
り、また図５および図８に示す回路は、ＨＥＭＴ素子や
ダイオードミキサ素子等の高価なマイクロ波素子の部品
点数が多く、コスト的に不利である。また、図６に示す
従来例は、ＭＭＩＣの消費電流がＨＥＭＴ素子を独立し
て使用する場合よりも大きいため、信頼性の点で劣る傾
向にある。
【００１１】そこで、本発明は、次の各課題を解決する
ことを目的とする。 １ＧＨｚを超える広帯域での低雑音増幅特性および
周波数変換特性を実現すること。 水平偏波信号の受信時または垂直偏波信号の受信時
におけるアイソレーション特性（水平偏波信号と垂直偏
波信号との分離度）が１ＧＨｚを超える広帯域にわたっ
て３０ｄＢ以上得られるようにすること。 低コスト化を図るために部品点数をできるだけ少な
くすること。 水平偏波信号受信時と垂直偏波信号受信時とにおけ
るそれぞれの偏波信号の総合利得差と周波数特性差とを
出来るだけ小さくすること。
ことを目的とする。 １ＧＨｚを超える広帯域での低雑音増幅特性および
周波数変換特性を実現すること。 水平偏波信号の受信時または垂直偏波信号の受信時
におけるアイソレーション特性（水平偏波信号と垂直偏
波信号との分離度）が１ＧＨｚを超える広帯域にわたっ
て３０ｄＢ以上得られるようにすること。 低コスト化を図るために部品点数をできるだけ少な
くすること。 水平偏波信号受信時と垂直偏波信号受信時とにおけ
るそれぞれの偏波信号の総合利得差と周波数特性差とを
出来るだけ小さくすること。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明によるコンバータ
回路は、水平偏波信号を増幅する直列２段構成の半導体
増幅素子からなる第１の低雑音増幅手段と、垂直偏波信
号を増幅する直列２段構成の半導体増幅素子からなる第
２の低雑音増幅手段と、その水平偏波信号または垂直偏
波信号の受信モードに応じて第１または第２の低雑音増
幅手段のいずれか一方に電源回路からのバイアス電圧を
供給するスイッチ手段と、第１と第２の低雑音増幅手段
からの出力の交点の直後に、その第１または第２の低雑
音増幅手段で増幅された信号から所定の妨害信号を除去
する帯域通過フィルタと、半導体増幅素子を含み前記帯
域通過フィルタを通過した信号を中間周波信号に変換す
るアクティブミキサとを有している。
回路は、水平偏波信号を増幅する直列２段構成の半導体
増幅素子からなる第１の低雑音増幅手段と、垂直偏波信
号を増幅する直列２段構成の半導体増幅素子からなる第
２の低雑音増幅手段と、その水平偏波信号または垂直偏
波信号の受信モードに応じて第１または第２の低雑音増
幅手段のいずれか一方に電源回路からのバイアス電圧を
供給するスイッチ手段と、第１と第２の低雑音増幅手段
からの出力の交点の直後に、その第１または第２の低雑
音増幅手段で増幅された信号から所定の妨害信号を除去
する帯域通過フィルタと、半導体増幅素子を含み前記帯
域通過フィルタを通過した信号を中間周波信号に変換す
るアクティブミキサとを有している。
【００１３】この場合、半導体増幅素子としてＨＥＭＴ
素子を用い、低雑音増幅手段として直列２段構成のＨＥ
ＭＴ素子を用いるように構成してもよい。
素子を用い、低雑音増幅手段として直列２段構成のＨＥ
ＭＴ素子を用いるように構成してもよい。
【００１４】
【作用】本発明の構成において、スイッチ手段によって
第１の低雑音増幅手段にバイアス電圧を供給すると、水
平偏波信号が第１の低雑音増幅手段によって増幅され、
垂直偏波信号が作動していない第２の低雑音増幅手段に
よって減衰される。これとは逆にスイッチ手段によって
第２の低雑音増幅手段にバイアス電圧を供給すると、垂
直偏波信号が第２の低雑音増幅手段によって増幅され、
水平偏波信号が作動していない第１の低雑音増幅手段に
よって減衰される。
第１の低雑音増幅手段にバイアス電圧を供給すると、水
平偏波信号が第１の低雑音増幅手段によって増幅され、
垂直偏波信号が作動していない第２の低雑音増幅手段に
よって減衰される。これとは逆にスイッチ手段によって
第２の低雑音増幅手段にバイアス電圧を供給すると、垂
直偏波信号が第２の低雑音増幅手段によって増幅され、
水平偏波信号が作動していない第１の低雑音増幅手段に
よって減衰される。
【００１５】この結果、低雑音増幅手段は複数段の半導
体増幅素子、例えば２段構成のＨＥＭＴ素子で構成され
ているので、１段構成の場合に比べて広帯域な低雑音増
幅特性を得ることができ、かつ両偏波信号のアイソレー
ション特性も約２倍の大きさになる。また、周波数変換
部を、半導体増幅素子を含むアクティブミキサで構成す
ることにより、利得配分を変えずに素子数を減少させる
ことができる。
体増幅素子、例えば２段構成のＨＥＭＴ素子で構成され
ているので、１段構成の場合に比べて広帯域な低雑音増
幅特性を得ることができ、かつ両偏波信号のアイソレー
ション特性も約２倍の大きさになる。また、周波数変換
部を、半導体増幅素子を含むアクティブミキサで構成す
ることにより、利得配分を変えずに素子数を減少させる
ことができる。
【００１６】
【実施例】図１は、本発明によるコンバータ回路の一実
施例を示すブロック図である。本実施例は、水平偏波信
号ＨＰが入力される入力端子１と垂直偏波信号ＶＰが入
力される入力端子２とを備えている。入力端子１は２段
構成のＨＥＭＴ素子３および４からなる第１の低雑音増
幅回路（ＬＮＡ）Ａ１に接続され、入力端子２は同じく
２段構成のＨＥＭＴ素子５および６からなる第２の低雑
音増幅回路（ＬＮＡ）Ａ２に接続される。
施例を示すブロック図である。本実施例は、水平偏波信
号ＨＰが入力される入力端子１と垂直偏波信号ＶＰが入
力される入力端子２とを備えている。入力端子１は２段
構成のＨＥＭＴ素子３および４からなる第１の低雑音増
幅回路（ＬＮＡ）Ａ１に接続され、入力端子２は同じく
２段構成のＨＥＭＴ素子５および６からなる第２の低雑
音増幅回路（ＬＮＡ）Ａ２に接続される。
【００１７】各ＬＮＡの後段のＨＥＭＴ素子４および６
の出力は共に帯域通過フィルタ７に接続され、さらにそ
の出力はＨＥＭＴミキサ８に接続される。帯域通過フィ
ルタ７はマイクロストリップ線路による複数の結合線路
バンドパスフィルタ構成で、イメージ除去を目的として
いる。
の出力は共に帯域通過フィルタ７に接続され、さらにそ
の出力はＨＥＭＴミキサ８に接続される。帯域通過フィ
ルタ７はマイクロストリップ線路による複数の結合線路
バンドパスフィルタ構成で、イメージ除去を目的として
いる。
【００１８】ＨＥＭＴミキサ８はＨＥＭＴ素子８ａとミ
キサ８ｂとの直列回路からなり、ミキサ８ｂには局部発
振回路９からの局部発振信号が供給される。ＨＥＭＴミ
キサ８の出力は中間周波増幅回路１０を経て出力端子１
１に接続され、不図示の接続ケーブルを介してチューナ
回路に接続される。なお、中間周波増幅回路１０は汎用
ＩＣの３段構成となっており、トータルでの消費電流は
約１１０ｍＡと低消費電流となっている。
キサ８ｂとの直列回路からなり、ミキサ８ｂには局部発
振回路９からの局部発振信号が供給される。ＨＥＭＴミ
キサ８の出力は中間周波増幅回路１０を経て出力端子１
１に接続され、不図示の接続ケーブルを介してチューナ
回路に接続される。なお、中間周波増幅回路１０は汎用
ＩＣの３段構成となっており、トータルでの消費電流は
約１１０ｍＡと低消費電流となっている。
【００１９】ところで、コンバータ回路への電力の供給
は、後段のチューナ回路から接続ケーブルを共用して供
給される。供給された電力はチョーク回路１２を経て電
源回路１３に供給される。電源回路１３はコンバータ回
路の各回路に直流電圧を供給する。ただし、水平偏波信
号用のＬＮＡであるＨＥＭＴ素子３，４と垂直偏波信号
用のＬＮＡであるＨＥＭＴ素子５，６とには、スイッチ
回路１４を介していずれか一方のＬＮＡにのみ選択的に
供給する。
は、後段のチューナ回路から接続ケーブルを共用して供
給される。供給された電力はチョーク回路１２を経て電
源回路１３に供給される。電源回路１３はコンバータ回
路の各回路に直流電圧を供給する。ただし、水平偏波信
号用のＬＮＡであるＨＥＭＴ素子３，４と垂直偏波信号
用のＬＮＡであるＨＥＭＴ素子５，６とには、スイッチ
回路１４を介していずれか一方のＬＮＡにのみ選択的に
供給する。
【００２０】スイッチ回路１４は比較回路１５の出力に
よって選択的に切り換え制御される。比較回路１５は供
給電圧が予め設定した所定の基準値に対して大きいか小
さいかを判断し、その結果に応じてスイッチ回路１４を
切り換える。
よって選択的に切り換え制御される。比較回路１５は供
給電圧が予め設定した所定の基準値に対して大きいか小
さいかを判断し、その結果に応じてスイッチ回路１４を
切り換える。
【００２１】コンバータ回路を構成する各素子は、高周
波特性に優れたテフロン材製の一枚基板上に実装されて
おり、配線はマイクロストリップ線路で構成されてい
る。この回路は、ＨＥＭＴ素子がＬＮＡに４素子、ＨＥ
ＭＴミキサ８に１素子、局部発振回路９に１素子の計６
素子を用いている。
波特性に優れたテフロン材製の一枚基板上に実装されて
おり、配線はマイクロストリップ線路で構成されてい
る。この回路は、ＨＥＭＴ素子がＬＮＡに４素子、ＨＥ
ＭＴミキサ８に１素子、局部発振回路９に１素子の計６
素子を用いている。
【００２２】次に、本実施例によるコンバータ回路の動
作について説明する。本実施例は、供給電圧が11.5〜1
4.0Ｖのとき垂直偏波信号受信モードとなり、供給電圧
が16.0〜19.0Ｖのとき水平偏波信号受信モードとなるよ
うに、比較回路１５の基準値が15.0Ｖに設定されてい
る。
作について説明する。本実施例は、供給電圧が11.5〜1
4.0Ｖのとき垂直偏波信号受信モードとなり、供給電圧
が16.0〜19.0Ｖのとき水平偏波信号受信モードとなるよ
うに、比較回路１５の基準値が15.0Ｖに設定されてい
る。
【００２３】いま、供給電圧が13.0Ｖであるとすると、
比較回路１５は基準値以下であると判断し、スイッチ回
路１４を制御して第２のＬＮＡであるＨＥＭＴ素子５，
６にバイアス電圧を供給する。これによりコンバータ回
路は垂直偏波信号受信モードとなる。したがって、入力
端子２に入力した垂直偏波信号ＶＰはＨＥＭＴ素子５，
６によって低雑音増幅され、帯域通過フィルタ７でイメ
ージ周波数信号（ 7.7ＧＨｚ〜 8.8ＧＨｚ）が除去され
てＨＥＭＴミキサ８に供給される。
比較回路１５は基準値以下であると判断し、スイッチ回
路１４を制御して第２のＬＮＡであるＨＥＭＴ素子５，
６にバイアス電圧を供給する。これによりコンバータ回
路は垂直偏波信号受信モードとなる。したがって、入力
端子２に入力した垂直偏波信号ＶＰはＨＥＭＴ素子５，
６によって低雑音増幅され、帯域通過フィルタ７でイメ
ージ周波数信号（ 7.7ＧＨｚ〜 8.8ＧＨｚ）が除去され
てＨＥＭＴミキサ８に供給される。
【００２４】ＨＥＭＴミキサ８はいわゆるアクティブミ
キサで、ミキサ８ｂで周波数変換する前にＨＥＭＴ素子
８ａで信号を増幅するため変換利得を有するミキサであ
る。ＨＥＭＴミキサ８に供給された垂直偏波信号ＶＰ
は、局部発振回路９からの局部発振信号（9.75ＧＨｚ）
と混合されて中間周波信号（ 950ＭＨｚ〜2050ＭＨｚ）
に変換され、中間周波増幅回路１０で適切なレベルに増
幅されて出力端子１１から出力される。
キサで、ミキサ８ｂで周波数変換する前にＨＥＭＴ素子
８ａで信号を増幅するため変換利得を有するミキサであ
る。ＨＥＭＴミキサ８に供給された垂直偏波信号ＶＰ
は、局部発振回路９からの局部発振信号（9.75ＧＨｚ）
と混合されて中間周波信号（ 950ＭＨｚ〜2050ＭＨｚ）
に変換され、中間周波増幅回路１０で適切なレベルに増
幅されて出力端子１１から出力される。
【００２５】コンバータ回路が垂直偏波信号受信モード
になっている間は、ＨＥＭＴ素子３，４にはバイアス電
圧が供給されないため不作動状態になっている。このた
め、水平偏波信号ＨＰはＨＥＭＴ素子３，４によって減
衰され、わずかな信号のみが後段の回路に伝わる。出力
端子１１から出力される垂直偏波信号と水平偏波信号と
の相対レベル差をアイソレーション特性または交差偏波
識別特性というが、この差が大きいほど両偏波信号の分
離度が高く、望ましいことになる。
になっている間は、ＨＥＭＴ素子３，４にはバイアス電
圧が供給されないため不作動状態になっている。このた
め、水平偏波信号ＨＰはＨＥＭＴ素子３，４によって減
衰され、わずかな信号のみが後段の回路に伝わる。出力
端子１１から出力される垂直偏波信号と水平偏波信号と
の相対レベル差をアイソレーション特性または交差偏波
識別特性というが、この差が大きいほど両偏波信号の分
離度が高く、望ましいことになる。
【００２６】次に、供給電圧が17.0Ｖになると、比較回
路１５は基準値以上と判断し、スイッチ回路１４を切り
換えてＨＥＭＴ素子３，４にバイアス電圧を供給する。
これによりコンバータ回路は水平偏波信号受信モードと
なり、水平偏波信号がＨＥＭＴ素子３，４で低雑音増幅
されて帯域通過フィルタ７に供給され、ＨＥＭＴミキサ
８で中間周波信号（ 950ＭＨｚ〜2050ＭＨｚ）に変換さ
れた後、中間周波増幅回路１０で適切なレベルに増幅さ
れて出力端子１１から出力される。
路１５は基準値以上と判断し、スイッチ回路１４を切り
換えてＨＥＭＴ素子３，４にバイアス電圧を供給する。
これによりコンバータ回路は水平偏波信号受信モードと
なり、水平偏波信号がＨＥＭＴ素子３，４で低雑音増幅
されて帯域通過フィルタ７に供給され、ＨＥＭＴミキサ
８で中間周波信号（ 950ＭＨｚ〜2050ＭＨｚ）に変換さ
れた後、中間周波増幅回路１０で適切なレベルに増幅さ
れて出力端子１１から出力される。
【００２７】図２は、垂直偏波信号受信時の垂直偏波信
号ＶＰと水平偏波信号ＨＰとの相対出力レベルを比較し
たグラフである。このグラフは縦軸に相対出力レベル
（10dB/div）、下側の横軸に入力周波数（0.2GHz/di
v）、上側の横軸に出力周波数（0.2GHz/div）をそれぞ
れ示している。このグラフから明らかなように、この回
路はアイソレーションの最小値として３１ｄＢを得てお
り、入力周波数が１0.７ＧＨｚ〜１1.８ＧＨｚという
１.1ＧＨｚの広帯域わたって高い分離度を有しているこ
とが分かる。
号ＶＰと水平偏波信号ＨＰとの相対出力レベルを比較し
たグラフである。このグラフは縦軸に相対出力レベル
（10dB/div）、下側の横軸に入力周波数（0.2GHz/di
v）、上側の横軸に出力周波数（0.2GHz/div）をそれぞ
れ示している。このグラフから明らかなように、この回
路はアイソレーションの最小値として３１ｄＢを得てお
り、入力周波数が１0.７ＧＨｚ〜１1.８ＧＨｚという
１.1ＧＨｚの広帯域わたって高い分離度を有しているこ
とが分かる。
【００２８】図３は、水平偏波信号受信時の水平偏波信
号ＨＰと垂直偏波信号ＶＰとの相対出力レベルを比較し
たグラフである。このグラフも、図２と同様に縦軸に相
対出力レベル（10dB/div）、下側の横軸に入力周波数
（0.2GHz/div）、上側の横軸に出力周波数（0.2GHz/di
v）をそれぞれ示している。この場合もアイソレーショ
ンの最小値として３１ｄＢを得ており、入力周波数が１
0.７ＧＨｚ〜１1.８ＧＨｚの広帯域わたって高い分離度
を有している。
号ＨＰと垂直偏波信号ＶＰとの相対出力レベルを比較し
たグラフである。このグラフも、図２と同様に縦軸に相
対出力レベル（10dB/div）、下側の横軸に入力周波数
（0.2GHz/div）、上側の横軸に出力周波数（0.2GHz/di
v）をそれぞれ示している。この場合もアイソレーショ
ンの最小値として３１ｄＢを得ており、入力周波数が１
0.７ＧＨｚ〜１1.８ＧＨｚの広帯域わたって高い分離度
を有している。
【００２９】図４は、総合利得と雑音指数特性とを示す
グラフで、左の縦軸に雑音指数ＮＦ（0.1dB/div)、右の
縦軸に総合利得ＰＧ（2dB/div)、横軸に入力周波数（0.
1GHz/div）をそれぞれ示している。図中、実線は垂直偏
波信号ＶＰの受信時を表し、破線は水平偏波信号ＨＰの
受信時を表している。このグラフから明らかなように、
垂直偏波信号の受信時と水平偏波信号の受信時とで総合
利得ＰＧの周波数特性の差が、±１〜±２ｄＢの小差で
あることが分かる。
グラフで、左の縦軸に雑音指数ＮＦ（0.1dB/div)、右の
縦軸に総合利得ＰＧ（2dB/div)、横軸に入力周波数（0.
1GHz/div）をそれぞれ示している。図中、実線は垂直偏
波信号ＶＰの受信時を表し、破線は水平偏波信号ＨＰの
受信時を表している。このグラフから明らかなように、
垂直偏波信号の受信時と水平偏波信号の受信時とで総合
利得ＰＧの周波数特性の差が、±１〜±２ｄＢの小差で
あることが分かる。
【００３０】
【発明の効果】本発明によれば、入力周波数が１ＧＨｚ
を超える広帯域にわたって低雑音増幅特性、周波数変換
特性、アイソレーション特性、総合利得の周波数特性等
が良好なコンバータ回路を得ることができる。また、性
能を低下させずに高価なマイクロ波素子の部品点数を削
減できるので、コスト的にも改善することができる。
を超える広帯域にわたって低雑音増幅特性、周波数変換
特性、アイソレーション特性、総合利得の周波数特性等
が良好なコンバータ回路を得ることができる。また、性
能を低下させずに高価なマイクロ波素子の部品点数を削
減できるので、コスト的にも改善することができる。
【図１】本発明によるコンバータ回路の一実施例を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図２】垂直偏波信号受信時における垂直偏波信号と水
平偏波信号との相対出力レベルを比較したグラフであ
る。
平偏波信号との相対出力レベルを比較したグラフであ
る。
【図３】水平偏波信号受信時における水平偏波信号と垂
直偏波信号との相対出力レベルを比較したグラフであ
る。
直偏波信号との相対出力レベルを比較したグラフであ
る。
【図４】垂直偏波信号受信時および水平偏波信号受信時
における総合利得と雑音指数特性とを示すグラフであ
る。
における総合利得と雑音指数特性とを示すグラフであ
る。
【図５】従来のコンバータ回路の第１の例を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図６】従来のコンバータ回路の第２の例を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図７】従来のコンバータ回路の第３の例を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図８】従来のコンバータ回路の第４の例を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
１，２ 入力端子 ３，４，５，６ ＨＥＭＴ素子 ７ 帯域通過フィルタ ８ ＨＥＭＴミキサ ８ａ ＨＥＭＴ素子 ８ｂ ミキサ ９ 局部発振回路 １０ 中間周波増幅回路 １１ 出力端子 １２ チョーク回路 １３ 電源回路 １４ スイッチ回路 １５ 比較回路 Ａ１ 第１の低雑音増幅回路（ＬＮＡ） Ａ２ 第２の低雑音増幅回路（ＬＮＡ）
Claims (2)
- 【請求項１】 水平偏波信号を増幅する直列２段構成の
半導体増幅素子からなる第１の低雑音増幅手段と、 垂直偏波信号を増幅する直列２段構成の半導体増幅素子
からなる第２の低雑音増幅手段と、 前記水平偏波信号または前記垂直偏波信号の受信モード
に応じて前記第１または第２の低雑音増幅手段のいずれ
か一方に電源回路からのバイアス電圧を供給するスイッ
チ手段と、前記第１と第２の低雑音増幅手段からの出力の交点の直
後に、 前記第１または第２の低雑音増幅手段で増幅され
た信号から所定の妨害信号を除去する帯域通過フィルタ
と、 半導体増幅素子を含み前記帯域通過フィルタを通過した
信号を中間周波信号に変換するアクティブミキサと、 を備えることを特徴とするコンバータ回路。 - 【請求項２】 前記半導体増幅素子はＨＥＭＴ素子であ
り、前記低雑音増幅手段は直列２段構成のＨＥＭＴ素子
からなることを特徴とする請求項１記載のコンバータ回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5145984A JP3036717B2 (ja) | 1993-06-17 | 1993-06-17 | コンバータ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5145984A JP3036717B2 (ja) | 1993-06-17 | 1993-06-17 | コンバータ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH077330A JPH077330A (ja) | 1995-01-10 |
| JP3036717B2 true JP3036717B2 (ja) | 2000-04-24 |
Family
ID=15397503
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5145984A Expired - Fee Related JP3036717B2 (ja) | 1993-06-17 | 1993-06-17 | コンバータ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3036717B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7838392B2 (en) | 2002-06-07 | 2010-11-23 | Taiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd. | Methods for forming III-V semiconductor device structures |
| US8129821B2 (en) | 2002-06-25 | 2012-03-06 | Taiwan Semiconductor Manufacturing Co., Ltd. | Reacted conductive gate electrodes |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3414604B2 (ja) * | 1996-12-27 | 2003-06-09 | シャープ株式会社 | ２出力低雑音ダウンコンバータ回路 |
| JP3949322B2 (ja) | 1999-09-01 | 2007-07-25 | 三菱電機株式会社 | フィードフォワード増幅器 |
| JP2006157860A (ja) * | 2004-10-27 | 2006-06-15 | Sharp Corp | 無線受信装置 |
| JP2007096419A (ja) * | 2005-09-27 | 2007-04-12 | Dx Antenna Co Ltd | 周波数変換装置、一次放射器付き周波数変換装置及びパラボラアンテナ |
| JP4999046B2 (ja) * | 2006-04-05 | 2012-08-15 | Ｈｏｙａ株式会社 | 共焦点内視鏡システム |
-
1993
- 1993-06-17 JP JP5145984A patent/JP3036717B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7838392B2 (en) | 2002-06-07 | 2010-11-23 | Taiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd. | Methods for forming III-V semiconductor device structures |
| US8129821B2 (en) | 2002-06-25 | 2012-03-06 | Taiwan Semiconductor Manufacturing Co., Ltd. | Reacted conductive gate electrodes |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH077330A (ja) | 1995-01-10 |
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