JP2993676B2

JP2993676B2 - テレビジョン受信機

Info

Publication number: JP2993676B2
Application number: JP1029836A
Authority: JP
Inventors: 敬郎新川; 勉野田; 宣孝堀田; 和浩大八木
Original assignee: Hitachi Automotive Engineering Co Ltd; Hitachi Ltd; Hitachi Video Engineering Co Ltd
Current assignee: Hitachi Image Information Systems Inc; Hitachi Ltd; Hitachi Automotive Systems Engineering Co Ltd
Priority date: 1989-02-10
Filing date: 1989-02-10
Publication date: 1999-12-20
Anticipated expiration: 2014-12-20
Also published as: JPH02210970A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明はテレビジョン受信機に係り、特に車載時にも
良好な映像を提供できる車載用のテレビジョン受信機に
関するものである。

〔従来の技術〕

従来、車載用のテレビジョン受信機としては、特開昭
56−10780号の例が知られていた。本従来例は、移動体
に搭載された４本のダイバーシティアンテナと、それら
のアンテナの出力のいずれか１つを前記移動体に搭載さ
れたテレビジョン受信機のアンテナ入力回路に接続する
ように切換える切換回路と、テレビジョン映像信号の垂
直帰線期間内で発生するサンプリング切換制御信号によ
り時分割で前記切換回路を切換えて、それぞれのアンテ
ナの検波出力のレベルを比較し、最もレベルの高いアン
テナが前記テレビジョン受信機のアンテナ入力回路に接
続される如くし、以後、次の垂直帰線期間までの間、そ
の状態を保持するようにした制御回路を具備し、移動に
よって受信環境が変わっても常に最適な受信状態を保つ
ようにしたものである。

〔発明が解決しようとする課題〕

このような従来技術は、随時アンテナを切換えること
により、電界強度が最大の入力波を選択して受信するこ
とができるため、比較的受信環境が良い場合は良好な映
像が提供できる。しかしながら、都市の中心部であって
建築物が数多く存在しゴーストが多発する場合には、以
下の理由により充分にその効果を発揮できないという問
題があった。

ゴーストが存在する場合、車の移動につれ、一般にゴ
ーストの状況も変化する。したがって、ゴーストが非常
に大きくなった結果、DU比が反転しゴーストの方が主信
号となり、従来の主信号がゴーストと見なされることが
ある。つまり、DU比が反転する前後での主信号に時間的
なズレが生じる。受信機の同期回路は常に現在入力され
ている信号に同期するよう追従するが、瞬時には追従で
きずにある時定数を持って動作する。したがってこの
間、映像信号と同期回路で作成した同期信号と間に時間
のズレが生じ、映像が乱れることになる。さらにDU比が
頻繁に反転する場合には、この映像乱れも同様に頻発
し、受信品質が著しく低下する。

また、逆相ゴーストが発生している場合、逆相ゴース
トのレベルが高くなると、逆相ゴーストの映像信号の白
ピークの箇所が主信号のペデスタルレベルより低くなっ
て、この箇所で同期分離出力が得られるようになる。つ
まり、本体の水平同期信号の他に別の同期信号が発生す
るため、同期が乱れやすくなる。さらに逆相ゴーストの
レベルが高くなると逆相ゴーストの白ピーク箇所のレベ
ルが、本体の水平同期信号のレベルよりも低くなり、同
期回路が完全に同期を誤るようになる。

また、フェージング現象によって、同期信号の振幅が
急激に変化する場合は、映像信号から同期信号を分離す
ることが困難となり、同期が乱れやすくなる。

本発明の目的は上記した従来技術の欠点をなくし、ゴ
ーストが存在していても良好な映像が得られる車載用の
テレビジョン受信機を提供することにある。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的を達成するために受信機の同期分離回路とは
別に、同期信号を発生させる同期発生回路と、前記同期
発生回路の出力と受信信号の同期信号の時間差を検出す
る時間差検出回路と、前記時間差検出回路の出力により
受信信号の遅延量を制御する可変遅延回路と、前記同期
発生回路の出力同期信号で制御されるTVモニタを設けた
ものである。

〔作用〕

本発明では、受信信号をRF増幅，選局・周波数変換回
路を介して映像中間周波信号とし、それを映像検波回路
において検波することによりテレビ信号を得て画面表示
するようにしたテレビジョン受信機において、前記可変
遅延回路は、映像検波回路において検波されたテレビ信
号を可変遅延させて次段に出力するようにし、前記基準
同期信号発生回路は、前記テレビ信号に含まれる同期信
号と同期した基準同期信号を発生し、前記時間差検出回
路は前記テレビ信号における同期信号の１周期内に複数
の同期信号が含まれるとき、その中の最大振幅をもつ同
期信号と前記基準同期信号との間の時間差を検出し、該
時間差に応じて前記可変遅延回路における遅延量を制御
する。

その結果、それまでの主信号より振幅レベルの大きな
ゴーストが現れ、該ゴーストをそれまでの主信号に代え
て、これからの主信号として取り込むとき、テレビ画面
上で主信号が移動する現像を軽減させることができる。

〔実施例〕

以下、本発明の具体的実施例を図面を用いて説明す
る。第１図は本発明の一実施例を示すブロック図であ
る。

101はアンテナ、102はRF増幅回路、104は映像検波回
路、105は可変遅延回路、106は時間差検出回路、107は
同期分離回路、108は同期発生回路、109はTVモニターで
ある。

第２図は第１図の回路の各部信号の模式図である。

201は映像検波回路104の出力信号、202は同期分離回
路107の出力信号、203は同期発生回路108の出力信号、2
04は時間差検出回路106の出力信号、205は可変遅延回路
104の出力信号である。

第１図、第２図を参照して回路動作を説明する。

アンテナ101より入力したTV信号をRF増幅回路102、選
局・周波数変換回路103、映像検波回路104を通して映像
信号201を得る。信号201において実線は本来の信号（主
信号）、破線はゴースト現象によって付加されたゴース
ト信号を示している。同期分離回路107で、信号201をペ
デスタルレベルlpより低いベルlsでスライスして信号20
2を得る。同期発生回路108で信号202より同期信号の１
周期T_Hの相関のある信号のみを取り出しこれを元に同期
信号を生成して信号203を得る。時間差検出回路106で信
号201の最も振幅の大きい同期信号を信号203の一周期T_H
毎に検出し信号204を得る。可変遅延回路105で、入力信
号201を信号204に応じて遅延させて信号205を得る。TV
モニター109では、映像信号として信号205、同期信号と
して信号203が入力される。

従来は映像検波回路104の出力信号201をそのまま映像
信号としてTVモニター109に入力し、同期信号は入力さ
れた映像信号201からTVモニタ109内部の同期分離回路で
同期信号を検出して同期の生成を行なうため、その同期
信号は信号202のようになり、同期信号の１周期T_H内に
複数の同期信号が存在することとなり、同期が乱れやす
かった。しかし本実施例によれば、同期分離回路107が
発生させた信号202から同期信号の１周期T_Hの相関のあ
る信号のみ取り出し、これを元に同期信号を生成し、映
像信号とは独立してTVモニター109に入力するため同期
が乱れることはない。

さらに従来例では、TVモニター109の内部の同期分離
回路の出力信号がたとえ信号203のように安定であって
も、主信号の映像信号とゴーストの映像信号のレベル比
であるDU比がＡとＢの領域では反転するため、TV画面上
では画像が移動して大変に見づらかった。しかし本実施
例によれば、A,Cの領域では本来の主信号の水平同期信
号Hmを、Ｂの領域ではゴースト信号の水平同期信号Hgと
いうように、時間差検出回路106で同期信号の１周期T_H
内での最大振幅の同期信号を検出し、これと同期発生回
路108の出力信号203との時間差で可変遅延回路105の遅
延量を制御するため、同期信号203と映像信号205の最小
レベル同期信号のタイミングが常に一致するため、TV画
面上での画像移動現象を低減させる効果がある。

第３図に本発明の他の実施例を示す。各構成回路は第
１図と同一である。遅延補正をフィードフォワード型と
した第１図に対し、第３図では時間差検出回路106で同
期発生回路108の出力信号との時間差検出を行なう映像
信号を可変遅延回路105で遅延した後の映像信号とした
フィードバッグ型としたことである。

第３図の実施例によれば、第１図と同様に同期乱れ及
び、画像の移動現象を低減させる効果がある。

第４図は第１図の時間差検出回路106の一具体例を示
すブロック図である。同図において、401は第１図の映
像検波回路104の出力信号の入力端子、402は第１図の同
期発生回路108の水平同期信号の入力端子、403は第１図
の同期発生回路108の垂直同期信号の入力端子、404はロ
ーパスフィルタ（LPF）、405は信号反転回路、406はピ
ーククランプ回路、407はアナログ／ディジタル変換器
（ADC）、408はレベルスライス回路、409は連続性検出
回路、410はレベル設定回路、411は最大値検出回路、41
2はデータ記憶回路、413は最大値検出回路、414は可変
遅延回路制御回路、415は基準クロック信号入力端子、4
16はカウンタ、417はタイミング生成回路、418は可変遅
延回路制御回路414の出力信号端子、である。

第５図は第４図の回路における各部信号の模式図であ
る。第５図において、501は第１図の映像検波回路104の
出力信号（入力端子401の入力映像信号）、502は第１図
の同期発生回路107の出力垂直同期信号（入力端子403の
入力垂直同期信号）、503は第１図の同期発生回路107の
出力水平同期信号（入力端子402の入力水平同期信
号）、504はタイミング生成回路419の出力信号、505は
入力映像信号501の時間軸拡大図、506はピーククランプ
回路406の出力信号、507は最大値検出回路411の出力信
号、508はレベル設定回路410の出力信号、509はレベル
スライス回路408の出力信号、510は連続性検出回路409
の出力信号、511は可変遅延回路制御回路414の出力信号
である。

第４図、第５図を参照して回路動作を説明する。

入力端子401から入力された第１図の映像検波回路103
の出力信号505をLPF404に通して水平同期信号Hm,Hgのタ
イミング検出に不必要なカラーバースト信号Cm,Cgやパ
ルス性ノイズなどの映像信号の高域成分をカットする。
LPF404の出力信号を信号反転回路405で信号を反転し、
信号反転回路405の出力信号をピーククランプ回路406で
ペデスタルレベルを一定のレベルにそろえて信号506を
得る。信号506をADC407でアナログ／ディジタル変換を
行ない、ディジタル符号化された信号506から最大値検
出回路411で水平走査周期T_H毎に最大値を検出して信号5
07を得る。最大値はＡ領域ではl₁、Ｂ領域ではl₄、Ｃ領
域ではl₆となる。レベル設定回路410で信号507からl₁か
らｌ′_１、l₄からｌ′_４、l₆からｌ′_６というようにT_H
ごとの最大値から約半分のレベルを演算し、次の水平走
査周期T_Hのスライスレベル信号508を得る。ディジタル
符号化された信号506を信号508のレベルでレベルスライ
ス回路408によってスライスして得られる信号509のHigh
レベルの連続性を連続性検出回路409で検出し、パルス
性のノイズなどによって発生する時間幅の小さいパルス
Snを除去し、信号510を得る。毎号510の立ち上がりエッ
ジのタイミングでディジタル符号化された信号506の映
像信号データとカウンタ416のアドレスデータをデータ
記憶回路412に記憶する。カウンタ416は入力端子415よ
り入力される基準クロック（例えば水平同期信号の910
号の周波数の4fsc）を分周するカウンタであり、水平走
査周期T_Hごとに入力端子402から入力される第１図の同
期発生回路108の出力水平同期信号503でリセットされ
る。

信号510の立ち上がりエッジのタイミングで、ディジ
タル符号化された信号506の映像信号データをデータ記
憶回路412に記憶することは、全映像信号データの中か
ら水平同期信号のデータのみを記憶することである。

また、タイミング生成回路417は、入力端子402から入
力される第１図の同期発生回路108の出力水平同期信号5
03と入力端子403から入力される第１図の同期発生回路1
08の出力垂直同期信号502と、入力端子415から入力され
る第１図の同期発生回路108の出力基準クロックより、
映像信号の垂直帰線期間内の等化パルス期間後の映像情
報や文字放送の多重されていない水平同期信号とカラー
バースト信号のみの期間Highで、それ以外の期間はLow
となる信号504をデータ記憶回路412に出力する。

データ記憶回路は、制御信号504がHighの場合は、連
続性検出回路409の出力信号の立ち上がりエッジのタイ
ミングでADC407の映像データおよび、カウンタ416のア
ドレスデータを記憶するが、制御信号504がLowとなった
場合は、外部からのデータの入力を停止し、制御信号50
4がHighの時の映像データおよびアドレスデータを保持
する。

データ記憶回路412に記憶された映像信号データから
最大値検出回路413で水平走査周期T_Hごとに最大レベル
の映像信号データを検出する。最大値検出回路411と413
の相異点は、最大値検出回路411は水平走査周期毎に信
号506の全データの中から最大レベルのデータを検出す
るのに対し、最大値検出回路413では、水平同期信号の
データの中から最大レベルのデータを検出することであ
る。最大値検出回路413で検出された最大レベル映像信
号データのアドレスデータT_B,T_C,T_Dを可変遅延回路制御
回路414に入力し、タイミング生成回路417の出力制御信
号504がHighの場合は入力された最大レベル映像信号の
アドレスデータT_B,T_C,T_Dよりタイミングの演算を行ない
連続性検出回路409の遅延T_Xの補正も行なって、第１図
の可変遅延回路104の制御信号511を出力端子418より出
力する。

次に第４図のレベルスライス回路408、連続性検出回
路409、レベル設定回路410、最大値検出回路411の詳細
な説明を行なう。第６図はその説明図である。第６図に
おいて601は、第１図の同期発生回路108の出力水平同期
信号は、602は、第４図のピーククランプ回路406の出力
信号、603は信号602をある固定レベルでスライスした場
合の信号、604は第４図の最大値検出回路411の出力信
号、605は第４図のレベル設定回路410の出力信号、606
は第４図のレベルスライス回路408の出力信号、607は第
４図の連続性検出回路409の出力信号、608は第４図の最
大値検出回路413の出力信号、609は水平走査期間ごとの
信号601の最大値のタイミング信号、610は水平走査期間
ごとの信号601の立ち上がりエッジの最大値のタイミン
グ信号である。

第４図のLPFで水平同期信号の検出に有害なカラー信
号などの高域成分をカットされ、信号反転回路405で信
号反転され、ピーククランプでペデスタルレベルを一定
にされた信号903をADC407でディジタル符号化する。

ディジタル符号化された信号602を固定レベルlsでス
ライスすると信号603が得られる。信号603では、スライ
スレベルが固定のため、Ｄ領域のように、１水平走査期
間内に、出力信号が得られないことがある。本来の信号
とゴーストの信号の干渉によって水平同期信号のレベル
は大きく変化するため、スライスレベルを固定とする方
式では追従しきれない。したがって、ディジタル符号化
された信号602から水平走査周期T_Hごとの最大レベルを
第４図の最大値検出回路411で検出して、信号604を得
て、信号604からスライスレベルをレベル設定回路410で
演算して信号605を得る。レベルスライス回路408でディ
ジタル符号化された信号602を信号605でスライスすれば
信号606を得る。この方式によれば、常に水平走査期間T
_Hごとに入力信号602の最大レベルを検出し、そのレベル
に対応してスライスレベルを設定するので、水平同期信
号のレベル変化にも対応でき、同期信号のレベル低下に
よる同期信号の未検出やノイズ成分の誤検出などを低減
する効果がある。

レベルスライス回路408によって入力信号602を信号60
5のレベルでスライスして得られる信号606の連続性を連
続性検出回路409で検出してパルス性のノイズなどによ
る信号成分S_nを除去して信号607を得る。信号607の立ち
上がりエッジのタイミングでのディジタル符号化された
信号607のレベルデータと第４図のカウンタ416のアドレ
スデータをデータ記憶回路412で記憶し、最大値検出回
路413で水平走査周期T_Hごとの最大レベルデータをデー
タ記憶回路412から検出し、そのアドレスデータをデー
タ記憶回路412から出力させる。そのアドレスデータを
タイミング図にしたのが信号608である。

単純に信号602の最大値を水平走査周期T_Hごとに検出
した信号609と第４図の実施例によって得られる信号608
を比較すると、信号609は領域Ｂでは、ゴースト水平周
期信号Hgの立ち下がりエッジのタイミングを、また領域
Ｃではノイズ信号Ｎのタイミングを検出している。すな
わち、信号609は水平同期信号上に乗っているノイズや
パルス性のレベルの高いノイズなどにタイミングが左右
され水平走査期間T_Hごとに最大振幅の水平同期信号を検
出することは困難であることが分かる。

また信号602の立ち上がりエッジの最大レベルとなる
タイミングを検出した信号610では、領域Ｃにおいてノ
イズ信号Ｎのタイミングを検出しており、パルス性のレ
ベルの高いノイズなどにタイミングを左右されることが
分かる。この場合第４図のLPF404のカットオフ周波数を
低くしてパルス性ノイズをカットする方法も考えられる
が、水平同期信号の立ち上がりエッジもなまってしまう
ため、水平走査期間ごとに最大振幅の水平同期信号のタ
イミングを検出することは困難である。

これらの信号609,610に対し、信号608は、信号602を
信号602のレベル変化に応じてレベルでスライスし、ス
ライスされた信号の連続性を検出して初めて水平同期信
号と見なして、そのレベルとタイミングを記憶し、水平
走査周期T_Hごとに記憶された複数の水平同期信号データ
の中から、最大レベルのデータを検出して、そのタイミ
ングを出力したものであるため、パルス状のノイズを検
出する可能性が少なく、検出されるタイミングも水平同
期信号の立ち上がりエッジから連続性検出の遅延T_Xだけ
ずれるだけである。この連続性検出の遅延T_Xは常に一定
なため補正な容易である。

したがって第４図の実施例によれば、水平同期信号に
乗るノイズや、パルス状のノイズなどによる水平走査期
間ごとの最大振幅の水平同期信号の誤検出を低減する効
果がある。

次に第４図のタイミング生成回路417によるデータ記
憶回路412の制御について説明する。

第５図に示したように、タイミング生成回路417の出
力信号504は垂直ブランキング期間内で垂直同期信号と
等化パルス期間後の映像情報や文字放送が多重されてい
ない水平同期信号とカラーバーストだけの期間にHighと
なる信号である。つまり、可変遅延回路104の制御は垂
直同期信号の周期ごとに行なうことになる。この垂直同
期ごとの制御について第７図、第８図、第９図、第10図
を用いて説明する。

第７図は第４図の動作説明図であり、同図が示してい
る期間は、垂直帰線期間内で等化パルス期間後の映像情
報や文字放送の多重されていない水平同期信号とカラー
バースト信号のみの期間である。同図において、701は
本来の映像信号（主信号）、702は同相ゴーストによる
映像信号、703は信号701に信号702を付加した合成信
号、704は信号703の最小レベルのタイミングを検出した
信号である。

第８図は第４図の動作説明図であり、同図が示してい
る期間は、映像情報が多重されている期間である。同図
において、801は本来の映像信号（主信号）、802は同相
ゴーストによる映像信号、803は信号801に信号802を付
加した合成信号、804は信号803の最小レベルのタイミン
グを検出した信号である。

第９図は第４図の動作説明図であり、同図が示してい
る期間は、垂直帰線期間内で等化パルス期間後の映像情
報や文字放送の多重されていない水平同期信号とカラー
バースト信号のみの期間である。同図において、901は
本来の映像信号（主信号）、902は逆相ガーストによる
映像信号、903は信号901に信号902を付加した合成信
号、904は信号903の最小レベルのタイミングを検出した
信号である。

第10図は第４図の動作説明図であり、同図が示してい
る期間は、映像情報の多重されている期間である。同図
において、1001は本来の映像信号（主信号）、1002は逆
相ゴーストによる映像信号、1003は1001に信号1002を付
加した映像信号、1004は信号1003の最小レベルのタイミ
ングを検出した信号である。なお、第７図、第８図、第
９図、第10図においてカラーバースト信号は簡略のため
省略した。また、T_Hは水平走査周期、Hmは主信号の水平
同期信号、Hgはゴースト信号による水平同期信号、l₁は
Hmの振幅、l₂はHgの振幅Smは主信号の映像を示す。さら
に、第７図、第８図においてt₁は同相ゴーストの遅延時
間、第９図、第10図においてt₂は逆相ゴーストの遅延時
間を示す。第８図、第10図においてSmは主信号の映像情
報、Sgはゴーストによる映像情報を示す。

同相ゴーストがある場合の第４図の最大振幅の水平同
期信号の検出動作説明を第７図、第８図を用いて説明す
る。

第７図に示す垂直帰線期間内の等化パルス後の映像情
報も文字放送も多重されていない水平同期信号のみの期
間では、主信号701と遅延時間t₁、レベル比l₂/l₁＝1/2
の同相ゴースト信号702との合成信号703の水平走査周期
T_Hごとの最小レベルのタイミングを検出すると信号704
が得られる。信号704は、同相ゴースト信号の水平同期
信号Hgに比較して振幅の大きい主信号の水平同期信号Hm
のタイミングを検出していることが分かる。

これに対し、第８図に示す垂直帰線期間以外の映像情
報が多重されている期間では、主信号801と遅延時間
t₁、レベル比l₂/l₁＝1/2の同相ゴースト信号802との合
成信号803の水平走査周期T_Hごとの最小レベルタイミン
グを検出すると信号804が得られる。

信号703の主信号の水平同期信号Hmのタイミングを検
出している信号704に対し、信号803から検出をした信号
804では主信号の水平同期信号Hmのある箇所に同相ゴー
スト信号の映像情報Sgが多重されてレベルがあがるた
め、合成信号803の最小レベルタイミングは同相ゴース
ト信号の水平同期信号Hgのタイミングになってしまう。
すなわち信号703からは、最小レベルの信号を検出する
ことにより最大振幅の水平同期信号Hmのタイミング検出
ができるのに対し、信号803から同様の検出を行なうと
振幅の小さいゴーストの水平同期信号Hgのタイミング検
出となってしまい誤検出となる。したがって垂直帰線期
間内の等化パルス期間後の映像情報や文字放送の多重さ
れてない水平同期信号とカラーバーストのみの期間で水
平同期信号の検出を行なうほうが同相ゴーストがある場
合については、最大振幅の水平同期信号の誤検出をする
確率が低い。

次に、逆相ゴーストがある場合の第４図の最大振幅の
水平同期信号の検出動作について第９図、第10図を用い
て説明する。

第９図に示す垂直帰線期間内の等化パルス後の映像情
報も文字放送も多重されていない水平同期信号のみの期
間では、主信号901と、遅延時間t₂、レベル比l₂/l₁＝1/
2のゴースト信号902の合成信号903の水平同期信号の１
周期T_Hごとの最小レベルタイミングを検出すると信号90
4が得られる。信号904は、逆相ゴースト信号の水平同期
信号Hgに比べて振幅の大きい主信号の水平同期信号Hmの
タイミングを検出していることが分かる。

これに対し、第10図に示す垂直帰線期間以外の映像情
報が多重されている期間では、主信号1001と遅延時間
t₂、レベル比l₂/l₁＝1/2のゴースト信号1002の合成信号
1003の水平走査周期T_Hごとの最小レベルタイミングを検
出すると信号1004が得られる。

信号1003の主信号の水平同期信号Hmのタイミングを検
出している信号904に対し、信号1003から検出をした信
号1004では、信号1003の主信号の水平同期信号Hmのある
箇所よりも、ゴースト信号の反転した映像情報Sgのレベ
ルの方が低くなるため、この箇所を検出している。すな
わち信号903からは、最小レベルの信号を検出すること
により最大振幅の水平同期信号Hmのタイミング検出が得
られているのに対し、信号1003からは同様の検出を行な
うとゴースト信号の映像情報Sgのタイミングを検出をし
てしまい誤検出となる。したがって垂直帰線期間内の等
化パルス期間後の映像情報や文字放送の多重されていな
い水平同期信号とカラーバースト信号のみの期間で水平
同期信号の検出を行なう方が逆相ゴーストがある場合に
ついても同相ゴーストがある場合と同様に、最大振幅の
水平同期信号の誤検出の確率は低い。

したがって第７図、第８図、第９図、第10図より、ゴ
ースト信号がある場合は、第４図の実施例のように垂直
帰線期間内の等化パルス期間後の映像情報や文字放送が
多重されていない水平同期信号とカラーバーストのみの
期間連続性検出回路409の出力信号の立ち上がりエッジ
で得られるADC407の映像データとカウンタ416のアドレ
スデータをデータ記憶回路412に記憶して、記憶された
映像データの中から最大値検出回路413で水平走査周期
ごとの最大レベルの信号を検出したほうが、第４図の連
続性検出回路409の出力信号の立ち上がりエッジのタイ
ミングの全期間のADC407の映像データをデータ記憶回路
に記憶して、記憶された映像データの中から最大値検出
回路413で水平走査期間T_Hごとの最大値を検出するより
も、最大値振幅の水平同期信号の誤検出の可能性が低
い。

次に第４図の信号反転回路405及びピーククランプ回
路406の動作の詳細な説明を行なう。

第11はその動作説明図である。同図において、1101は
第１図の同期発生回路108の出力水平同期信号、1102は
第４図のLPF404の出力映像信号、1103は信号1102をペデ
スタルクランプした信号、1104は信号1102をピーククラ
ンプした信号、1105は、信号1102を信号反転してピーク
クランプをした第４図のピーククランプ回路406の出力
信号である。また、同図において破線はゴーストによる
水平同期信号を示し、Hgで表わす。主信号の水平同期信
号は実線で示し、Hmで表わす。lpはペデステルレベル、
l₁,l₂,l₃,l₄は各水平同期信号のレベルを表わす。T_Hは
水平走査期間を、tpはペデスタルクランプのタイミング
を表わす。なお、簡略化のためカラーバースト信号は省
略した。

従来、映像信号1102はADCを通してアナログ／ディジ
タル変換する場合、信号1102がADCのサンプリング範囲
をはずれないようにするため、映像信号1102にペデスタ
ルクランプをかけてペデスタルレベルを一定に保つ方式
か、ピーククランプをかけて水平同期信号を底のレベル
をそろえる方式が用いられていた。しかしペデスタルク
ランプ方式は、ゴーストの無い信号の場合には水平同期
信号からペデスタルレベルlpまでの時間tpが分かってい
るため比較的容易にクランプが可能であるが、信号1102
のＡ領域のように、本来ペデスタルレベルlpであるべき
ところにゴースト信号が付加されてレベル変化を起して
いる場合には、ペデスタルクランプを信号1102にかける
とかえってペデスタルレベルが乱れて、信号1103のよう
になってしまう。

また、ピーククランプ方式では、信号1102の水平同期
信号l₁,l₂,l₃,l₄の底のレベルを一定にそろえるためそ
の出力は信号1014のようになり、第４図で説明した１水
平走査期間内の最小レベルのタイミングを検出してこの
タイミングを最大振幅の水平同期信号をタイミングとす
ることはできなくなってしまう。

そこで、第４図の方式が水平同期信号の検出範囲が垂
直帰線期間内の等化パルス後の映像情報や文字放送の多
重されていない水平同期信号とカラーバーストのみの期
間となっている点を利用して、信号1102を反転し、ピー
ククランプをかければ、反転したペデスタルレベルが一
定となるため出力信号は1105のようになる。信号1105に
おいて、水平走査期間T_H毎に最大レベル信号のタイミン
グを検出すれば、そのタイミングが最大振幅の水平同期
信号のタイミングとなる。

したがって第４図の入力映像信号を信号反転回路405
で反転し、ピーククランプ回路406でクランプする方法
は、垂直帰線期間内で垂直同期信号と等化パルス期間後
の映像情報や文字放送の多重されていない水平同期信号
とカラーバーストのみの映像信号のペデスタルレベルを
一定に保ってADCのサンプリングを安定に動作させ、か
つ水平同期信号の検出を容易にする効果がある。

次に、第１図の実施例における可変遅延回路105の一
具体例を第12図に示す。同図において、1201はマスター
クロック（4fsc）の入力端子、1202は第１図の映像検波
回路104の出力映像信号の入力端子、1203は第１図の同
期発生回路108の出力水平同期信号の入力端子、1204は
第４図の可変遅延回路制御回路414の出力信号の入力端
子、1205はアナログ／ディジタル変換器（ADC）、1206
はディジタル／アナログ変換器（DAC）、1207,1208,120
9はラインメモリー、1210,1211,1212はタイミング保持
回路、1213,1214,1215は切替スイッチ、1216は３分周回
路、1217はインバーター、1218はDAC1206の出力端子で
ある。

第13図は第12図の回路における各部信号の模式図であ
る。同図において、1301は第１図の同期発生回路の出力
水平同期信号、1302はラインメモリーA1207の内部状
態、1303はラインメモリーB1208の内部状態、1304はラ
インメモリーC1209の内部状態1305は第１図の映像検波
回路104の出力信号、1306は信号1305の最小レベルを検
出した信号、1307は第４図の可変遅延回路制御回路414
の出力信号、1308は３分周回路1216の下位ビット出力信
号、1309は上位ビット出力信号、1310,1311,1312は切替
スイッチ1213の出力信号、1313,1314,1315は切替スイッ
チ1214の１出力信号、1316,1317,1318は切替スイッチ12
15の出力信号、1319はタイミング保持装置1210の出力信
号、1320はタイミング保持装置1211の出力信号、1321は
タイミング保持装置1212の出力信号、1322はDAC1206の
出力信号である。

第12図，第13図を参照して回路動作を説明する。

入力端子1201より入力した入力信号1305をADC1205で
アナログ／ディジタル変換を行ない、ラインメモリー12
07,1208,1209に順次書き込む。入力信号1305において実
線は本来の信号（主信号）、破線はゴースト現象により
付加されたゴースト信号であり、H1,H3,H5,H7は本来の
水平同期信号、H2,H4,H6,H8はゴーストによる水平同期
信号である。ADC1205のクロック、ラインメモリー1207,
1208,1209のライトクロックとリードクロック、DAC1206
のクロックは端子1201から入力される4fsc（水平同期周
波数_Ｈの910倍の周波数）のクロック信号とする。ラ
インメモリーは日立製HM63021Pなどで知られているもの
であり、本実施例はHM63021Pを使用し、モード設定は時
間軸伸長モードとしてWEはLowに固定している。

第４図の実施例で示したように、入力信号1305の最低
レベル（第４図では信号を反転するので最大レベル）の
タイミングを検出して得られる信号1306をもとにして可
変遅延回路制御回路414から信号1307が得られる。

第１図の同期発生回路108の出力信号1301を３分周回
路1216で３分周して下位ビット出力に信号1308を、上位
ビットに信号1309を得る。スイッチ1213,1214,1215は信
号1308,信号1309で制御されるスイッチで、信号1308がH
igh,信号1309がLowの状態で左端の出力端子ａが、信号1
308がLow,信号1309がHighの状態で中央の出力端子ｂ
が、信号1308がHigh,信号1309がHighの状態で右端の出
力端子ｃが入力端子と接続され、入力端子と接続されて
いない出力端子はHighを出力するものである。スイッチ
1213に信号1301を入力して端子ａに信号1310を、端子ｂ
に信号1311を、端子ｃに信号1312を得る。スイッチ1214
に信号1309を入力して出力端子ａに信号1313を、出力端
子ｂに信号1314を、出力端子ｃに信号1316を得る。信号
1307をインバータ1217で反転した信号をスイッチ1215に
入力して出力端子ａに信号1316を、出力端子ｂに信号13
17を、出力端子ｃに信号1318を得る。

信号1316をタイミング保持回路1210に入力して、3Hの
期間内は毎Ｈごとに入力信号と同じタイミングで信号を
出力して、信号1319を得る。同様にして、信号1317をタ
イミング保持回路1211に入力して出力信号1320を、信号
1318をタイミング保持回路1212を入力して出力信号1321
を得る。

ラインメモリー1207は▲▼（リードリセット）信
号として信号1310、▲▼（アウトプットイネーブ
ル）信号として信号1315、▲▼（リードリセット）
信号として信号1316を入力される。

ラインメモリーHM63021はリード／ライトが独立に動
作でき、内部アドレスを持っているのでクロックにより
アドレスが１番地ずつ増加する。時間軸圧縮モードでは
ライトストップ機能によって０〜2047番地にデータを書
き込んだ後に自動的に書き込みを停止し、再度ライトリ
セット信号が入力されると再び０番地からデータを書き
込む。したがってクロックを4fscとした場合は、1Hで91
0アドレスとなるため、信号1310のように3Hに１回のラ
イトリセットとすれば、前のデータを消すことはない。

信号1319は、Ａ領域で書き込まれたデータの最大振幅
の水平同期信号H2の遅延時間T₁分だけＣ領域の前の領域
からＨごとに3H期間同じタイミングでパルスがあるた
め、信号1319でリードリセットをかければ、Ｃ領域では
水平同期信号H2のデータから順次データが読み出され内
部アドレスが909までのデータが出力されると信号1319
で２番目のリードリセットが行なわれて内部アドレス０
番地のデータから順次、Ａ領域で書き込まれたデータが
読み出される。このラインメモリー1207の状態を1302に
示す。最初の1Hでデータを書き込み、次のＨ期間でリー
ドリセットをかけ、最後のＨ期間でリードしてデータを
読み出す。

ラインメモリー1208,1209についての動作もラインメ
モリー1207を1H期間ずつ動作がずれているだけで全く同
様である。読み出されたデータをDAC1206でディジタル
／アナログ変換をして信号1322を得る。

第14図は第１図の時間差検出回路106の他の具体例を
示すブロック図である。同図において1401はデータ平均
回路である。また第４図におけるのと同一符号は同一機
能を示す。

第14図の例が第４図の例と相違する点は、データ記憶
回路412の出力アドレスデータの中から垂直帰線期間内
の等化パルス期間後の映像情報や文字放送の多重されて
いない水平同期信号とカラーバーストのみの期間で検出
されたアドレスデータの平均をデータ平均回路1401で演
算し、その平均アドレスデータを可変遅延回路制御回路
414に出力することである。したがって、データ平均回
路1401の出力アドレスデータが変化するのは垂直同期信
号の一周期ごとになる。

第４図の例では、垂直帰線期間内の等化パルス期間後
の映像情報や文字放送の多重されていない水平同期信号
とカラーバースト信号の期間で検出されたアドレスデー
タの中で、最後の水平同期期間に検出されたアドレスデ
ータのみで垂直帰線期間以外の映像情報が多重されてい
る期間の可変制御回路414の出力信号のタイミングが一
定に決まってしまうが、第14図の例では、垂直帰線期間
内の等化パルス期間後の映像情報や文字放送の多重され
ていない水平同期信号とカラーバースト信号のみの期間
の複数のアドレスデータの平均をとったデータで可変制
御回路414の出力信号のタイミングが一定に決まる。

したがって第４図の例では、垂直帰線期間の最後の水
平同期期間での最大振幅の水平同期信号の検出を誤まっ
た場合に次の垂直帰線期間までの期間ずっとTV画面上で
の画像がずれたままとなってしまうが、第14図の例では
最大振幅の水平同期信号の検出を誤まった場合でも平均
によって誤差分を減少させることができるので、TV画面
の画像を安定化させる効果がある。

第15図は第１図の時間差検出回路106のさらに他の具
体例を示すブロック図である。同図において1501はデー
タ相関回路である。また第４図におけるのと同一符号は
同一機能を示す。

第15図に示した例が第４図に示した例と相違する点
は、データ記憶回路412の出力アドレスデータの中から
垂直帰線期間内の等化パルス期間後の映像情報や文字放
送の多重されていない水平同期信号とカラーバースト信
号のみの期間で検出されたアドレスデータ間の相関性を
順次検出し、前のデータとあまりかけ離れたデータを無
視するようにしたことである。ただし、前のデータと値
がかけ離れていても、そのかけ離れたデータがその後連
続して検出されればそのかけ離れたデータを優先するよ
うにする。

したがって、第４図の例では、第14図で説明したよう
に、垂直帰線期間の最後の水平同期期間での最大振幅の
水平同期信号のタイミング検出によるアドレスデータの
みで次の垂直帰線期間までの可変遅延回路制御回路414
の出力信号のタイミングが固定されてしまうため、最大
振幅の水平同期信号の誤検出によって次の垂直帰線期間
まで、TV画面上の画像がずれたままとなる可能性が高い
が、第15図の例では、前のアドレスデータと順次データ
を比較していって、誤検出によってかけ離れたアドレス
データが得られても無視されるので、TV画面の画像をよ
り安定化する効果がある。

第16図は第１図の時間差検出回路106のさらに他の具
体例を示すブロック図である。同図において1601は、最
多分布データ検出回路である。また、第４図におけるの
と同一符号は同一機能を示す。

第16図の例が第４図の例と相違する点は、データ記憶
回路412の出力アドレスデータの中から垂直帰線期間内
の等化パルス期間後の映像情報や文字放送の多重されて
いない水平同期信号とカラーバースト信号のみの期間で
検出されたアドレスデータの最多分布を最多分布データ
検出回路1601で検出し、検出され最多分布アドレスデー
タを可変遅延回路制御回路414に出力することである。

したがって、第４図の例では第14図で説明したよう
に、垂直帰線期間の最後の水平同期期間での最大振幅の
水平同期信号のタイミング検出によるアドレスデータの
みで次の垂直帰線期間までの可変遅延回路制御回路414
の出力信号のタイミングが固定されてしまうため、最大
振幅の水平同期信号の誤検出によって、次の垂直帰線期
間までTV画面上の画像がずれたままとなる可能性が高い
が、第16図の例では、最多分布となるアドレスデータを
選択するため、あまりかけ離れたアドレスデータが選択
される可能性は少なくなるのでTV画面の画像をより安定
化する効果がある。

第17図は第１図の時間差検出回路106のさらに他の具
体例である。同図において、第４図及び第14図における
のと同一符号は同一機能を示す。また、1701は最小値検
出回路、1702は最小値検出回路である。

第14図の実施例との相違点は、第14図の例ではタイミ
ング生成回路417でデータ平均回路1401を制御していた
が、第17図の例では、タイミング生成回路417を削除し
て、データ平均回路1401で平均を行なうアドレスデータ
の期間の制限を無くしたことである。また、ADC407によ
り全映像信号期間で安定したアナログ／ディジタル変換
を行なうため、信号反転回路405を削除して、LPF404の
出力信号をそのままピーククランプ回路406に入力する
ようにした。さらに信号反転回路405を削除して、信号
が反転しなくなったため、第14図の最大値検出回路411,
413を最小値検出回路1701,1702に変更した。

第14図の例では、端子403から入力される第１図の同
期発生回路108の出力垂直同期信号がゴーストなどによ
って映像信号の垂直同期信号と同期できずにタイミング
がずれてしまった場合には、タイミング生成回路417の
出力信号のタイミングもずれて、データ平均回路1401で
平均を行なう期間が垂直帰線期間内の等化パルス期間後
の映像情報や文字放送の多重されていない水平同期信号
とカラーバースト信号のみの期間からずれる。もともと
この期間は放送局などによって異なるが最大でも10H期
間程度で平均数も少ないため、この期間のタイミングが
ずれてしまうと誤差が多きくなってしまう。しかし、第
17図の例では、平均の期間は決められておらず、平均数
も任意に設定できるので、第１図の同期発生回路の出力
垂直同期信号が不安定になっていても安定に可変遅延回
路制御信号を出力できる効果がある。

第18図は第１図の時間差検出回路106のさらに他の具
体例である。同図において、第４図および第15図，第17
図におけるのと同一符号は同一機能を示す。

第18図の例が第15図の例と相違する点は、タイミング
生成回路417、信号反転回路405を削除し、最大値検出回
路411,413を最小値検出回路1701,1702と交換したことで
ある。

第18図の例では第17図の例の説明と同様に第１図の同
期発生回路108の出力垂直同期信号が不安定になってい
ても安定に可変遅延回路制御信号を出力できる効果があ
る。

第19図は第１図の時間差検出回路106のさらに他の具
体例である。同図において、第４図および第16図におけ
るのと同一符号は同一機能を示す。

第19図の例が第16図の例と相違する点は、タイミング
生成回路417、信号反転回路405を削除し、最大値検出回
路411,413を最小値検出回路1701,1702と交換したことで
ある。

第19図の例では第17図の例の説明と同様に第１図の同
期発生回路108の出力垂直同期信号が不安定になっても
安定に可変遅延回路制御信号を出力できる効果がある。

第20図は第４図の可変遅延回路制御回路414の具体例
を示すブロック図である。同図において、第４図におけ
るのと同一符号は同一機能を示す。また、2001は第４図
のデータ記憶回路412の出力アドレスデータを入力する
入力端子、2003はカウンタ416の出力アドレスデータを
入力する入力端子、2004はアドレス比較回路、2005は切
替スイッチ、2006はアドレス保持回路、2007はアドレス
演算回路2008は一致アドレス検出回路である。

第21図は第20図の回路における各部信号の模式図であ
る。第21図において2101は水平同期信号、2102はデータ
記憶回路412の出力アドレスデータ列、2103はアドレス
保持回路2006の出力データ列、2104はアドレス比較回路
2004の出力信号、2105は水平同期信号2101の時間軸拡大
図、2106はカウンタ416の出力アドレスデータ列、2107
は一致アドレス検出回路2008の出力信号である。また、
2102,2103,2106に示す文字χはアドレス値を表わしてい
る。

第20図、第21図を参照して回路動作を説明する。入力
端子2001より水平走査周期T_Hごとに入力されるデータ記
憶回路412の出力アドレスデータ列2102とアドレス保持
回路2007の出力アドレスデータ列2103をアドレス比較回
路2004で比較して、アドレスデータ列2102の値とアドレ
スデータ列2103の値との差がある基準値以上になるとHi
gh、その基準値より小さければLowを出力すれば信号210
4を得る。（この具体例では差の基準値を±３としてい
る。）切替スイッチ2005は、アドレス比較回路2004の出
力信号2104がHighの場合は入力端子ａを信号2104がLow
の場合は入力端子ｂを選択するように制御される。切替
スイッチ2005で選択されたアドレスデータをアドレス保
持回路2006で１水平走査期間T_H出力する。アドレス演算
回路2007では2106に示すようにアドレス保持回路2006の
出力アドレスデータχが第４図のカウンタ416では水平
同期信号から時間T_X後のアドレスならば、次の水平同期
信号から時間T_X前のアドレスχ′を演算して、一致アド
レス検出回路208に出力する。一致アドレス検出回路200
8では、アドレス演算回路の出力アドレスデータと入力
端子2003から入力される第４図のカウンタ416のアドレ
スデータ列2106が一致するタイミングを検出して信号21
07を出力する。

本実施例によれば、アドレス比較回路2004と切替スイ
ッチ2005で、アドレス保持回路2006の出力アドレスデー
タと第４図のデータ記憶回路412の出力アドレスデータ
を比較してその差が基準としている範囲を超えない限
り、データ記憶回路412の出力アドレスデータを無視
し、アドレス保持回路2006の出力アドレスを選択するの
で、第４図に示した、水平同期信号のタイミング検出信
号の微少なジッタによって、データ記憶回路の出力アド
レスデータも微少な変化をしたとしても、その変化が、
アドレス比較回路2004の基準範囲内ならば、切替スイッ
チは入力端子ｂを選択して、出力アドレスは固定となっ
て、ここで水平同期信号のタイミング検出のジッタは吸
収できる。また、本来の信号とゴーストによる信号のレ
ベル比であるDU比が反転し、水平同期信号のタイミング
が大きく変化し、データ記憶回路412の出力アドレスデ
ータも大きく変化すれば、切替スイッチは入力端子ａを
選択して、データ記憶回路412のアドレスデータを出力
するので、大きな水平同期信号のタイミング変化にはす
ぐに追従する。

したがって、本実施例によれば、水平同期信号のタイ
ミング検出の微少なジッタを吸収するとともに、本来の
信号とゴーストの信号の比であるDU比が反転して、水平
同期信号のタイミングが大きく変化する場合はすぐに追
従するので、水平同期信号のタイミング検出のジッタに
よるTV画面の色むらや、カラー映像の白黒化を防止しな
がら、DU比反転による水平同期信号のタイミングのずれ
にも対応できる効果がある。

第22図は第１図の時間差検出回路106のさらに他の具
体例である。同図において、2201は等化パルス期間検出
回路、2202はカウンタである。また、第４図，第14図に
おけるのと同一符号は同一機能を示す。

第22図の例が第14図の例と相違する点は、等化パルス
期間検出回路2201で検出される等化パルス期間でデータ
平均回路1401を制御して、水平同期信号のタイミングを
検出するのではなく、等化パルスのタイミングを検出す
ることである。したがってカウンタ2202は周期を水平走
査周期T_Hの1/2とするカウンタであり、リセットは入力
端子415から入力されるクロックを分周して作るT_H/2ご
とのリセットパルスと、入力端子402から入力されるT_H
ごとの水平同期信号のどちらででもリセットがかかるよ
うになっている。

第14図の例では将来的に、垂直帰線期間内の等化パル
ス期間後の映像情報や文字放送の多重されていない水平
同期信号とカラーバーストのみの期間に、ゴーストキャ
ンセラーリファレンス信号（GCR信号）などのような信
号が多重されて、水平同期信号とカラーバースト信号の
みの期間がなくなって、多重された信号によって水平同
期信号の検出が安定にできなくなるおそれがあるが、本
実施例では新たな信号が多重される可能性が少ない等化
パルス期間で検出を行なうので、将来的にも、多重信号
に影響されることもなく等化パルスのタイミング検出を
行なう事ができるので安定に可変遅延回路制御信号を出
力する効果がある。

第23図は第１図の時間差検出回路106のさらに他の具
体例を示すブロック図である。同図において、第４図，
第15図，第22図におけると同一符号は同一機能を示す。

第23図の例が第15図の例と相違する点は、第22図の説
明と同様に等化パルスのタイミング検出によって、可変
遅延回路制御回路414の出力信号のタイミングが決まる
ことである。

本実施例によれば、将来的に新たな信号が多重される
可能性が少ない等化パルス期間で検出を行なうので、多
重信号に影響されることなく等化パルスのタイミング検
出を行なう事ができるので、安定に可変遅延回路制御信
号を出力できる効果がある。

第24図は第１図の時間差検出回路106のさらに他の具
体例を示すブロック図である。同図において、第４図，
第16図，第22におけるのと同一符号は同一機能を示す。

第24図の例が第16図の例と相違する点は、第22図の説
明と同様に等化パルスのタイミング検出によって、可変
遅延回路制御回路414の出力信号のタイミングが決まる
ことである。

本実施によれば、将来的に新たな信号が多重される可
能性が少ない等化パルス期間で検出を行なうので、多重
信号に影響されることなく等化パルスのタイミング検出
を行なう事ができるので、安定に可変遅延制御回路制御
信号を出力できる効果がある。

本発明の一実施例のブロック図を示す第１図中に示し
た同期発生108の実施例を以下、説明する。

第25図に同期発生108の一実施例のブロック図を示
す。

図中の2500は基準クロック2505を発生する基準クロッ
ク発生回路でこれを適度に分周すると同期信号202と同
一周波数になる周波数とする。2501は同期エッジ検出回
路を示し、これは同期信号202の入力毎にその入力エッ
ジを検出し、基準クロック2505に同期したパルス信号と
して出力する。2503は分周回路で、基準クロック2505を
分周して同期信号202と同一周波数のパルス信号を出力
する。

2502は相関判定回路を示し、これは同期エッジ検出回
路2501の出力パルス信号と分周回路2503の出力パルス信
号との周波数と位相の比較を行ない一致した場合にのみ
これを出力する。2504は分周回路で、相関判定回路2502
の出力信号をリセット信号として基準クロック2505を分
周して、同期号202と同一の周波数で位相の合った同期
信号203を発生する。

第26図に相関判定回路2502の構成例を一部ブロック図
で一部概略図で、第27図に第26図の動作説明に用いる各
部の波形を示す。

第25図までで説明した構成要素についてはここでの説
明は省略する。

第26図中、2601〜2603はそれぞれ論理積ゲートであ
る。2604はゲート2601および2602を制御するゲート制御
回路で、ゲート2602の出力信号2507の立ち下りでゲート
制御出力2607を高レベルに変化させ、後述する比較回路
2605の出力信号2606の立ち上り入力に対してはゲート制
御出力2607を低レベルに変化させる。すなわちゲート制
御出力2607が高レベル時にはゲート2601は開でゲート26
02は閉、低レベル時にはゲート2601は閉でゲート2602は
開の状態にある。

いまゲート2602が開いているとすると、同期エッジ検
出回路2501の出力パルス信号2506はゲート2602を通り、
その出力信号2507は分周回路2503をリセットする。また
ゲート2602の出力信号2507はその立ち下りでゲート制御
出力2607を高レベルに変化させゲート2602を閉じゲート
2601を開く。

分周回路2503はリセット後、基準クロック2505を分周
していき同期信号202と同一周期毎にパルス信号2508を
出力し、その出力はゲート2603の第１入力に入力され
る。

一方、以降入力される同期エッジ検出パルス信号2506
はゲート2601を通り、その出力信号2608はゲート2603の
第２入力へ入力される。

同期エッジ検出パルス2506が正規の同期信号から検出
されたものであるか否かは、分周回路2503をリセットし
たタイミングすなわち第27図のT₁から次に入力するタイ
ミングT₂までの周期が正規の同期信号の一周期と一致し
ていることにより判定できる。分周回路2503はリセット
後、同期信号と同一周期毎にパルス信号2508を出力す
る。このときゲート2601より出力されたパルス信号2608
と前記パルス信号2501が一致すればタイミングT₂での同
期エッジ検出パルス2506は正規の同期信号から検出され
たものと判定されゲート2603より同期リセット信号2509
として出力される。

比較回路2605は同期リセット信号2509と分周回路2503
の出力パルス信号2508が不一致の場合にパルス信号2606
を出力する。

タイミングT₂では同期リセット信号2509と分周回路25
03の出力パルス信号2508は一致しているため比較回路26
05の出力信号2606は低レベルのままであるのでゲート制
御信号2607は不変でありゲート2601は開の状態を保持す
る。

ところで、同期信号202に電気的な雑音が混入してい
る場合、同期エッジ検出出力パルス信号2506には当然雑
音性のパルスが含まれている可能性がある。例えば、第
27図中のT₃およびT₄がこれにあたるが、ゲート2601の出
力信号2608としてT₃およびT₄のタイミングに信号が現れ
ても正規の周期信号とは周期も位相も一致しないから分
周期2503の出力信号2508と一致することはなくゲート26
03の出力へ現れない。したがって比較回路2605の出力信
号に変化はなくゲート2601は開の状態で次の同期エッジ
検出信号2506の入力を持つ。

前記T₂のタイミングから丁度一同期周期後のT₅のタイ
ミングに同期エッジ検出信号2506が入力されると、これ
は分周回路2503の出力パルス信号2508と一致するので再
び一致判定を行ないゲート2603より同期リセット信号25
09を出力する。

また、受信電波が遮断されたり極端な映像振幅の変化
などにより同期信号202が欠落すると、当然ながら同期
エッジ検出信号2506の入力はない。第27図においてT₆は
T₅から丁度一同期周期後である。タイミングT₆において
分周回路2503はパルス信号2508を出力するが同期エッジ
検出信号2506が欠落しているためにゲート2603にはパル
ス信号2608が出力しない。したがってゲート2603の出力
信号2509は現れない。一方、比較回路2605は不一致信号
2606を出力し、これによりゲート制御信号2607は低レベ
ルに変化するのでゲート2601は閉じゲート2602が開く。

次にT₇のタイミングで入力する同期エッジ検出信号25
06はゲート2602を通り分周回路2503をリセットした後、
ゲート制御信号2607を高レベルに変化させゲート2602を
閉じ、ゲート2601を開く。この後は前記と同様に一同期
周期毎に相関判定を行なう。

以上のように得られた同期リセット信号2509は同期信
号202から雑音を除去し、正規の同期信号と相関のとれ
た信号であるから該同期リセット信号2509によりリセッ
トされる分周回路2504は雑音で誤リセットされることな
く、発生する同期信号203は入力同期信号202と周波数と
位相の合った安定な信号である。

第28図に相関判定回路2502の他の構成例を一部ブロッ
ク図で一部概略図で、第29図に第28図の動作説明に用い
る各部の波形を示す。

第27図までと共通の構成要素についてはここでの説明
は省略する。

第28図中、2801は論理積ゲートである。2802はカウン
タ回路で、ゲート2803の出力パルス信号2509Aをカウン
トし設定された値以上カウントするとゲート2801を開く
信号2803を出力する。

ゲート2603からパルス信号が出力する動作は第26図、
第27図で説明したものと同様である。

カウンタ回路2802は比較回路2605の不一致判定出力パ
ルス信号2606によりリセットされる。カウンタ回路2802
はリセット後に入力するゲート2603の出力パルス信号25
09Aをカウントし始め、カウント値が設定したある値以
上になるとその出力2803を高レベルに保持する。カウン
タ回路出力2803が高レベルを保持している間、ゲート28
01を同期リセット信号2590Bを出力する。

第29図はカウンタ回路2802の出力設定値を４としたも
ので、ゲート2603の出力パルス信号2509Aがリセット後
４個入力するとその出力2803を高レベルに変化させ、ゲ
ート2801はゲート2603の出力パルス信号2509Aの５個目
以降を同期リセット信号2509Bとして出力する。カウン
タ回路2802の設定値未満のうちに比較回路2605より不一
致判定出力2606があるとカウンタ回路2802はリセットさ
れゲート2801は閉じたままなので同期リセット信号2509
Bは出力しない。

したがって、ゲート2603および比較回路2605での同期
一致判定がカウンタ回路2802で設定された値を越える連
続相関があればゲート2801から同期リセット信号2509B
を出力するが該カウンタ回路2802が設定された値以下の
相関しかない場合は同期リセット信号2509Bは出力しな
い。例えば、入力同期信号202に複数含まれる雑音が偶
然的に同期信号と同一周期と見なされその入力エッジか
ら検出された信号がゲート2603に出力されてもその連続
相関がカウンタ回路2802で設定された値以下であればゲ
ート2801から同期リセット信号は出力されないから分周
回路2504を該雑音により誤リセットすることはない。

上記の説明ではカウンタ回路2802において連続相関の
設定値を固定として説明したが、固定とは限らず受信条
件等の応じて設定値を可変とする方法もある。図示しな
いが、この場合カウンタ回路2802は複数の設定値を切り
換えられる構成とし、これは図示しない相関数可変制御
手段からの制御信号により切り換えられる。

相関数可変制御手段の一方法としては、受信電界の強
弱を受信機のAGC電圧変化により検知しAGC電圧の大きさ
に応じて相関数の設定値を切り換える制御信号を発生す
るものである。例えば強電界では同期信号は安定してい
て相関数を長い値に設定しても相関が得られる可能性は
多いが、強電界では同期信号の欠落等により長い期間の
連続相関が得られないことが少なくないので相関数をあ
まり長い値に設定すると同期発生の入出力の同期信号の
位相が合わないままになることも考えられる。したがっ
て強電界では連続相関数を長く、弱電界では短く設定値
が変化するように制御信号を発生する。

相関数可変制御手段のその他の例としては受信チャン
ネルの切り換えに応じて相関数を切り換える方法があ
る。

一般に異なる放送局どうしでは周期信号の位相は同一
ではない。受信チャンネルを切り換えると、切り換える
前の同期信号とは位相の相関がとれなくなるから同期リ
セット信号は出力しなくなる。切り換えた後の同期信号
が入力すると新たなタイミングで相関判定を始め、カウ
ンタ回路2802で設定された連続相関数をこえると新たな
同期リセット信号が出力するようになる。したがって、
受信チャンネルを切り換えてから新たな同期リセット信
号が出力するまでの間は、受信チャンネルを切り換える
前のタイミングで同期信号を発生しているので、カウン
タ回路2802の連続相関の設定値が長いほど同期ずれの時
間は長い。そこで、受信チャンネルを切り換えた直後
は、図示しないが選局回路等からの受信チャンネル切り
換え情報によりカウンタ回路2802の連続相関の設定値を
短かい値に変え、相関判定後の同期リセット信号により
該設定値を長い値に戻すようにすれば受信チャンネル切
り換え後の同期ずれ時間を短くすることができる。

第30図は、第25図に示した同期発生の一実施例を水平
同期および垂直同期発生に適用した例をブロック図であ
る。

第30図において、2501Aは水平同期エッジ検出回路で
入力水平同期信号202aの入力エッジ毎に基準クロック25
05に同期したパルス信号として検出する。基準クロック
2505は例えば14318K Hzという高い周波数で、分周回路2
503Aはこれを910分周することで水平同期信号と同一の
くり返し周波数を得る。水平相関判定回路2502Aは、水
平同期エッジ検出信号と分周回路2503Aの出力信号とを
比較し、位相および周波数が一致した場合これを水平同
期リセット信号として出力する。分周回路2504Aは水平
同期リセット信号によりリセットされ、14318K Hzの基
準クロック2505を910分周することで安定な水平同期信
号203aを発生する。分周回路2504Aは455分周後２分周す
ることにより910分周回路を構成している。分周回路250
4Aの455分周出力2506は水平同期信号のくり返し周波数
の２倍の周波数（２Ｈ）である。

2501Bは垂直同期エッジ検出回路で、入力垂直同期信
号202bの入力エッジ毎に２Ｈクロック2506に同期した
パルス信号として検出する。分周回路2503Bは２Ｈク
ロック2506を525分周することで垂直同期信号と同一の
くり返し周波数60H Hzを得る。

垂直相関判定回路2502Bは、垂直同期エッジ検出信号
と分周回路2503Bの出力信号とを比較し、位相および周
波数が一致した場合これを垂直同期リセット信号として
出力する。

分周回路2504Bは垂直同期リセット信号によりリセッ
トされ、水平同期周波数の２倍の周波数の２Ｈクロッ
ク2506を525分周することで安定な垂直同期信号203bを
発生する。

第31図は水平同期および垂直同期発生の他の実施例を
示すブロック図である。

第30図と構成が重複するものについては説明を省略す
る。3101は分周回路2504Aをフィールド内の任意のライ
ンでのみリセットをかけるように制御する水平リセット
制御回路である。2504Cは垂直相関判定回路2502Bの出力
信号によりリセットされ水平同期周波数の２倍の周波数
の２Ｈクロック2506を525分周することで安定な垂直
同期信号203bを発生するとともに水平リセット制御回路
3101の制御信号3102を出力する。

第32図は第31図中の水平リセット制御回路3101の一例
を示すブロック図である。水平相関判定回路2502Aの出
力信号は分周回路3201をリセットする。分周回路3201は
14318K Hzの基準クロック2505を910分周する毎、つまり
１水平周期毎にリセット信号と同位相にパルス信号を出
力しゲート3202の第１の入力端子へ加えられる。ゲート
3202の第２入力端子に加えられる制御信号3102が高レベ
ルの時、分周回路3201の出力パルス信号はゲート3202か
ら出力され分周回路2504Aをリセットするが、制御信号3
102が低レベルの時はゲート3202は閉じているので分周
回路2504Aにリセット信号は加わらない。したがって、
例えば垂直帰線消去期間内でのみ制御信号3102を高レベ
ルとすればこの期間だけ分周回路2504Aはリセットされ
るから、水平同期リセット点が画面上に現われることは
ない。

第33図（ａ）は本発明の他の実施例を示すブロック図
である。第１図と構成要素が同様のものはここでの説明
を省略する。

第１図との相異点は、可変遅延回路105と時間差検出
回路106が無い点である。同期発生回路108は、第31図と
同一の構成としここでの説明を省略するが水平同期のリ
セットは垂直帰線期間内のみで行なう。

本実施例によれば、同期発生回路108は同期分離回路1
07の出力同期信号に同期した安定な同期信号を発生し、
該同期信号によりTVモニタ109の同期系を駆動するので
例えばフェージング現象により映像信号中の同期信号の
振幅が急激に変化したり弱電界等でノイズにより同期分
離出力に汚染された同期信号が出力されてもTVモニタ10
9は同期を誤ることなく、また垂直帰線期間以外では同
期発生回路108の出力水平同期信号のタイミングは変化
しないから画面途中で水平同期ひずみを生じることもな
く、見易い受信画面を提供できる。

第33図（ｂ）は本発明の他の実施例を示すブロック図
である。第33図（ａ）と構成要素が同様のものはここで
の説明を省略する。

3301は、映像検波回路104より出力された映像信号201
における同期信号の１周期内に複数の同期信号が含まれ
るとき、その中の最大振幅をもつ同期信号を検出する最
大値検出回路であり、該最大振幅の同期信号を同期発生
回路108へ入力する。同期発生回路108は、前記最大振幅
の同期信号と同期した安定な同期信号203を発生し、該
同期信号203をTVモニタ109へ供給する。

本実施例によれば、ゴーストにより映像信号中の同期
信号の１周期内に複数の同期信号が含まれている場合に
もTV画面上の同期を安定にし、DU比反転におけるTV画面
上の主信号が移動する現像を軽減させる効果がある。

第34図に本発明のさらに他の実施例を示す。同図にお
いて第１図におけるのと同一符号は同一機能を示す。

第１図との相違点は、第１図の同期分離回路107を排
除することによって、映像検波回路104の出力映像信号
に含まれる同期信号のタイミングと全く独立したタイミ
ングで同期発生回路108の同期信号が出力されることで
ある。

本実施例では、第１図と同様に時間差検出回路106
で、同期発生回路の出力同期信号とその同期周期内の映
像信号に含まれる同期信号の最大振幅のものの時間差を
検出し、その時間差に応じて可変遅延回路で遅延量を制
御することによって、映像信号に含まれる映像信号と同
期発生回路108の同期信号のタイミングを合わせて、TV
モニタ109に出力するため、ゴーストによって映像信号
に複数の同期信号が含まれる場合でも、TV画像の同期の
乱れを無くすと同時に、TV画面上での画像飛び現象を低
減する効果がある。

第35図に本発明のさらに他の実施例を示す。同図にお
いて第１図におけるのと同一符号は同一機能を示す。

第35図の実施例の回路動作は第34図の実施例とほぼ同
様であるが、、相違点は、遅延補正をフィードフォワー
ド型とした第34図に対し、同期発生回路108の出力信号
との間で時間差検出を行なう対象の映像信号を可変遅延
回路105で遅延した後の映像信号として、フィードバッ
ク型とした点である。

第35図の実施例によれば、第１図の実施例におけるの
と同様に、ゴーストによる同期の乱れ、および画像の移
動現象を低減させる効果がある。

第36図に本発明の他の実施例のブロック図を示す。図
中、第１図と同一の符号を付した部分についてはここで
の説明を省略する。第37図は、第36図の動作説明に用い
る各部の信号波形を示す。

3601は、映像信号のペデスタルレベルを一定値にそろ
えるクランプ回路である。3602は前記クランプ回路3601
でペデスタルクランプされた映像信号3701のペデスタル
レベル以下の輝度信号をクリップするクリップ回路であ
る。3603は、前記クリップ回路3602にてペデスタルレベ
ル以下の輝度信号をクリップされた映像信号3702と、同
期発生回路108にて発生された基準同期信号203とを合成
する同期加算回路である。前記同期加算回路3603におい
て合成された映像信号3703はTVモニタ109へ供給され
る。

本実施例によれば、ゴーストにより映像信号における
同期信号の１周期中に複数の同期信号が含まれている場
合に、該複数の同期信号を全て取り除いた後に同期信号
の１周期中にただひとつの安定な同期信号を付加しTVモ
ニタへ供給するので、TVモニタへ映像信号と同期信号を
各々独立に入力させることなく第１図と同様に同期乱れ
及び、画像の移動現象を低減させる効果がある。

第38図に本発明の他の実施例のブロック図を示す。図
中、第３図と同一の構成要素についてはここでの説明を
省略する。また、図中、3601〜3603の構成要素について
は第36図で説明したものと同一である。

本実施例によれば、第３図のようにTVモニタへ映像信
号と同期信号を各々独立に入力させることなく、第１図
と同様に同期乱れ及び、画像の移動現象を低減させる効
果がある。

第39図に本発明の他の実施例のブロック図を示す。図
中、第33図と同一の構成要素についてはここでの説明を
省略する。また、図中、3601〜3603の構成要素について
は第36図で説明したものと同一である。

本実施例によれば、第33図のようにTVモニタへ映像信
号と同期信号を各々独立に入力させることなく、第１図
と同様に同期乱れ及び、画像の移動現象を低減させる効
果がある。

第40図に本発明のその他の実施例のブロック図を示
す。図中、第34図と同一の構成要素についてはここでの
説明を省略する。また、図中3601〜3603の構成要素につ
いては第36図で説明したものと同一である。

本実施例によれば、第34図のようにTVモニタへ映像信
号と同期信号を各々独立に入力させることなく、第１図
と同様に同期乱れ及び、画像の移動現象を低減させる効
果がある。

第41図に本発明のその他の実施例のブロック図を示
す。図中、第35図と同一の構成要素についてはここでの
説明を省略する。また、図中3601〜3603の構成要素につ
いては第36図で説明したものと同一である。

本実施例によれば、第35図のようにTVモニタへ映像信
号と同期信号を各々独立に入力させることなく、第１図
と同様に同期乱れ及び、画像の移動現象を低減させる効
果がある。

〔発明の効果〕

本発明によれば、テレビジョン受信機が車に搭載され
て移動する場合などに、受信環境の変化に起因して本来
の主信号よりゴーストの方が強くなり、それまでの主信
号に代わってゴーストがこれからの主信号として取り込
まれるような状況が発生しても、その切り替えを、画像
の移動現象を伴ったり同期を混乱させたりすることな
く、円滑に行い良好な画面を維持できるという利点があ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
第１図における各部信号の模式図、第３図は本発明の別
の実施例を示すブロック図、第４図は第１図における時
間差検出回路の具体例を示すブロック図、第５図は第４
図における各部信号の模式図、第６図は第４図のレベル
スライス回路，連続性検出回路，レベル設定回路，最大
値検出回路の動作説明図、第７図は第４図のタイミング
生成回路，可変遅延回路制御回路の動作説明図、第８図
は第４図のタイミング生成回路，可変遅延回路制御回路
の動作説明図、第９図は第４図のタイミング生成回路，
可変遅延回路制御回路の動作説明図、第10図は第４図の
タイミング生成回路，可変遅延回路制御回路の動作説明
図、第11図は第４図の信号反転回路、ピーククランプ回
路の動作説明図、第12図は第１図の可変遅延回路の一具
体例を示すブロック図、第13図は第12図の各部信号の模
式図、第14図は第１図における時間差検出回路の他の具
体例を示すブロック図、第15図は第１図における時間差
検出回路のさらに他の具体例を示すブロック図、第16図
は第１図における時間差検出回路のさらに他の具体例を
示すブロック図、第17図は第１図における時間差検出回
路のさらに他の具体例を示すブロック図、第18図は第１
図における時間差検出回路のさらに他の具体例を示すブ
ロック図、第19図は第１図における時間差検出回路のさ
らに他の具体例を示すブロック図、第20図は第４図にお
ける可変遅延回路制御回路の具体例を示すブロック図、
第21図は第20図における各部信号の模式図、第22図は第
１図における時間差検出回路のさらに他の具体例を示す
ブロック図、第23図は第１図における時間差検出回路の
さらに他の具体例を示すブロック図、第24図は第１図に
おける時間差検出回路のさらに他の具体例を示すブロッ
ク図、第25図は第１図における同期発生回路の一実施例
を示すブロック図、第26図は第25図における相関判定回
路の一構成例を示す一部ブロック図及び一部概略図、第
27図は第26図における各部信号波形図、第28図は第25図
における相関判定回路の他の構成例を示す一部ブロック
図及び一部概略図、第29図は第28図における各部信号波
形図、第30図は第25図を水平及び垂直同期発生に適用し
た一例を示すブロック図、第31図は第25図を水平及び垂
直同期発生に適用した他の例を示すブロック図、第32図
は第31図における水平リセット制御回路の一例を示すブ
ロック図、第33図（ａ），（ｂ）は本発明のその他の実
施例を示すブロック図、第34図は本発明のその他の実施
例を示すブロック図、第35図は本発明のその他の実施例
を示すブロック図、第36図は本発明のその他の実施例を
示すブロック図、第37図は第36図における各部信号波形
図、第38図は本発明のその他の実施例を示すブロック
図、第39図は本発明のその他の実施例を示すブロック
図、第40図は本発明のその他の実施例を示すブロック
図、第41図は本発明のその他の実施例を示すブロック図
である。 101……アンテナ、102……RF増幅回路、103……選局・
周波数変換回路、104……映像検波回路、105……可変遅
延回路、106……時間差検出回路、107……同期分離回
路、108……同期発生回路、109……TVモニタ。

フロントページの続き (72)発明者野田勉神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地株式会社日立製作所家電研究所内 (72)発明者堀田宣孝神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地日立ビデオエンジニアリング株式会社内 (72)発明者大八木和浩茨城県勝田市大字高場字鹿島谷津2477番地３日立オートモテイブエンジニアリング株式会社内 (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H04N 5/21

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】受信信号をRF増幅、選局・周波数変換回路
を介して映像中間周波信号とし、それを映像検波回路に
おいて検波することによりテレビ信号を得て画面表示す
るようにしたテレビジョン受信機において、映像検波回路において検波された前記テレビ信号を可変
遅延させて次段に出力する可変遅延回路と、前記テレビ
信号に含まれる同期信号を分離する同期分離回路と、該
同期分離回路の出力同期信号と同期した基準同期信号を
発生する同期発生回路と、前記テレビ信号における同期
信号の１周期内に複数の同期信号が含まれるとき、その
中に最大振幅をもつ同期信号と前記基準同期信号との間
の時間差を検出し、該時間差に応じて前記可変遅延回路
における遅延量を制御する時間差検出回路と、を具備し
たことを特徴とするテレビジョン受信機。
【請求項２】受信信号をRF増幅、選局・周波数変換回路
を介して映像中間周波信号とし、それを映像検波回路に
おいて検波することによりテレビ信号を得て画面表示す
るようにしたテレビジョン受信機において、映像検波回路において検波された前記テレビ信号を可変
遅延させて次段に出力する可変遅延回路と、前記テレビ
信号に含まれる同期信号を分離する同期分離回路と、該
同期分離回路の出力同期信号に、同期した基準同期信号
を発生する同期発生回路と、前記可変遅延回路の出力側
のテレビ信号における同期信号の１周期内に複数の同期
信号が含まれるとき、その中の最大振幅をもつ同期信号
と前記基準同期信号との間の時間差を検出し、該時間差
に応じて前記可変遅延回路における遅延量を制御する時
間差検出回路と、を具備したことを特徴とするテレビジ
ョン受信機。
【請求項３】受信信号をRF増幅、選局・周波数変換回路
を介して映像中間周波信号とし、それを映像検波回路に
おいて検波することによりテレビ信号を得て画面表示す
るようにしたテレビジョン受信機において、映像検波回路において検波された前記テレビ信号を可変
遅延させて次段に出力する可変遅延回路と、基準同期信
号を発生する同期発生回路と、前記テレビ信号における
同期信号の１周期内に複数の同期信号が含まれるとき、
その中の最大振幅をもつ同期信号と前記基準同期信号と
の間の時間差を検出し、該時間差に応じて前記可変遅延
回路における遅延量を制御する時間差検出回路と、を具
備したことを特徴とするテレビジョン受信機。
【請求項４】受信信号をRF増幅、選局・周波数変換回路
を介して映像中間周波信号とし、それを映像検波回路に
おいて検波することによりテレビ信号を得て画面表示す
るようにしたテレビジョン受信機において、映像検波回路において検波された前記テレビ信号を可変
遅延されて次段に出力する可変遅延回路と、基準同期信
号を発生する同期発生回路と、前記可変遅延回路の出力
側のテレビ信号における同期信号の１周期内に複数の同
期信号が含まれるとき、その中の最大振幅をもつ同期信
号と前記基準同期信号との間の時間差を検出し、該時間
差に応じて前記可変遅延回路における遅延量を制御する
時間差検出回路と、を具備したことを特徴とするテレビ
ジョン受信機。
【請求項５】受信信号をRF増幅、選局・周波数変換回路
を介して映像中間周波信号とし、それを映像検波回路に
おいて検波することによりテレビ信号を得て画面表示す
るようにしたテレビジョン受信機において、映像検波回路において検波されて前記テレビ信号を可変
遅延させて次段に出力する可変遅延回路と、前記テレビ
信号に含まれる同期信号を分離する同期分離回路と、該
同期分離回路の出力同期信号に、同期した基準同期信号
を発生する同期発生回路と、前記テレビ信号における同
期信号の１周期内に複数の同期信号が含まれるとき、そ
の中の最大振幅をもつ同期信号と前記基準同期信号との
間の時間差を検出し、該時間差に応じて前記可変遅延回
路における遅延量を制御する時間差検出回路と、前記可
変遅延回路の出力側のテレビ信号のペデスタルレベルを
一定値にそろえるクランプ回路と、該クランプ回路の出
力側のテレビ信号のうちペデスタルレベル以下の精度信
号をクリップするクリップ回路と、該クリップ回路の出
力側のテレビ信号と前記基準同期信号とを合成する同期
加算回路と、を具備したことを特徴とするテレビジョン
受信機。
【請求項６】受信信号をRF増幅、選局・周波数変換回路
を介して映像中間周波信号とし、それを映像検波回路に
おいて検波することによりテレビ信号を得て画面表示す
るようにしたテレビジョン受信機において、映像検波回路において検波された前記テレビ信号を可変
遅延されて次段に出力する可変遅延回路と、前記テレビ
信号に含まれる同期信号とを分離する同期分離回路と、
該同期分離回路の出力同期信号に、同期した基準同期信
号を発生する同期発生回路と、前記可変遅延回路の出力
側のテレビ信号における同期信号の１周期内に複数の同
期信号が含まれるとき、その中の最大振幅をもつ同期信
号と前記基準同期信号との間の時間差を検出し、該時間
差に応じて前記可変遅延回路における遅延量を制御する
時間差検出回路と、前記可変遅延回路の出力側のテレビ
信号のペデスタルレベルを一定値にそろえるクランプ回
路と、該クランプ回路の出力側のテレビ信号のうちペデ
スタルレベル以下の輝度信号をクリップするクリップ回
路と、該クリップ回路の出力側のテレビ信号と前記基準
同期信号とを合成する同期加算回路と、を具備したこと
を特徴とするテレビジョン受信機。
【請求項７】受信信号をRF増幅、選局・周波数変換回路
を介して映像中間周波信号とし、それを映像検波回路に
おいて検波することによりテレビ信号を得て画面表示す
るようにしたテレビジョン受信機において、映像検波回路において検波された前記テレビ信号を可変
遅延させて次段に出力する可変遅延回路と、基準同期信
号を発生する同期発生回路と、前記テレビ信号における
同期信号の１周期内に複数の同期信号が含まれるとき、
その中の最大振幅をもつ同期信号と前記基準同期信号と
の間の時間差を検出し、該時間差に応じて前記可変遅延
回路における遅延量を制御する時間差検出回路と、前記
可変遅延回路の出力側のテレビ信号のペデスタルレベル
を一定値にそろえるクランプ回路と、該クランプ回路の
出力側のテレビ信号のうちペデスタルレベル以下の輝度
信号をクリップするクリップ回路と、該クリップ回路の
出力側のテレビ信号と前記基準同期信号とを合成する同
期加算回路と、を具備したことを特徴とするテレビジョ
ン受信機。
【請求項８】受信信号をRF増幅、選局・周波数変換回路
を介して映像中間周波信号とし、それを映像検波回路に
おいて検波することによりテレビ信号を得て画面表示す
るようにしたテレビジョン受信機において、映像検波回路において検波された前記テレビ信号を可変
遅延されて次段に出力する可変遅延回路と、基準同期信
号を発生する同期発生回路と、前記可変遅延回路の出力
側のテレビ信号における周期信号の１周期内に複数の同
期信号が含まれるとき、その中の最大振幅をもつ同期信
号と前記基準同期信号との間の時間差を検出し、該時間
差に応じて前記可変遅延回路における遅延量を制御する
時間差検出回路と、前記可変遅延回路の出力側のテレビ
信号のペデスタルレベルを一定値にそろえるクランプ回
路と、該クランプ回路の出力側のテレビ信号のうちペデ
スタルレベル以下の輝度信号をクリップするクリップ回
路と、該クリップ回路の出力側のテレビ信号と前記基準
同期信号とを合成する同期加算回路と、を具備したこと
を特徴とするテレビジョン受信機。