JP2982402B2 - 光通信装置 - Google Patents
光通信装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、強度変調を用いた光通
信装置に関し、特に受信側で受信信号を容易に等化でき
る光通信装置に関する。
信装置に関し、特に受信側で受信信号を容易に等化でき
る光通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】光通信においては、半導体レーザへの注
入電流を信号源で変調して強度変調信号を得て、伝送路
である光ファイバを伝送し、ＰＩＮダイオード等の光電
変換素子を用いた光受信器で受信する強度変調−直接検
波通信装置が主に用いられている。この通信装置では光
ファイバの損失が最低となる波長帯である１．５μｍ帯
伝送において、ギガビット以上の伝送速度で通信を行う
と光ファイバの分散の影響を受け伝送後に大きな品質劣
化を生じることが知られている（Ｍ．Ｓｈｉｋａｄａ
ｅｔ ａｌ．“Ｌｏｎｇ−ｄｉｓｔａｎｃｅ Ｇｉｇａ
ｂｉｔ−Ｒａｎｇｅ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｆｉｂｅｒ Ｔ
ｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔｓ Ｅ
ｍｐｌｏｙｉｎｇ ＤＦＢ−ＬＤ’ｓ ａｎｄ ＩｎＧ
ａＡｓ−ＡＰＤ’ｓ”ＩＥＥＥ，Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ
ＬｉｇｈｔｗａｖｅＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｖｏｌ．
ＬＴ−５，Ｎｏ．１０，ｐｐ．１４８８−１４９７）。
このため、最近では変調信号光のスペクトル拡がり量を
低減化する方向として、外部変調器を用いた伝送の検討
も盛んとなっている（Ｓ．Ｋ．Ｋｏｒｏｔｋｙ ｅｔ
ａｌ．“８−Ｇｂ／ｓ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｅ
ｘｐｅｒｉｍｅｎｔｏｖｅｒ ６８ ｋｍ ｏｆ Ｏｐ
ｔｉｃａｌ Ｆｉｂｅｒ ｕｓｉｎｇ ａＴｉ：ＬｉＮ
ｂＯ3 Ｅｘｔｅｒｎａｌ Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ”ＩＥ
ＥＥ，Ｊｏｕｒｎａｌ Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ Ｔｅｃｈ
ｎｏｌｏｇｙ，Ｖｏｌ．ＬＴ−５，Ｎｏ．１０，ｐｐ．
１５０５−１５０９）。
入電流を信号源で変調して強度変調信号を得て、伝送路
である光ファイバを伝送し、ＰＩＮダイオード等の光電
変換素子を用いた光受信器で受信する強度変調−直接検
波通信装置が主に用いられている。この通信装置では光
ファイバの損失が最低となる波長帯である１．５μｍ帯
伝送において、ギガビット以上の伝送速度で通信を行う
と光ファイバの分散の影響を受け伝送後に大きな品質劣
化を生じることが知られている（Ｍ．Ｓｈｉｋａｄａ
ｅｔ ａｌ．“Ｌｏｎｇ−ｄｉｓｔａｎｃｅ Ｇｉｇａ
ｂｉｔ−Ｒａｎｇｅ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｆｉｂｅｒ Ｔ
ｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔｓ Ｅ
ｍｐｌｏｙｉｎｇ ＤＦＢ−ＬＤ’ｓ ａｎｄ ＩｎＧ
ａＡｓ−ＡＰＤ’ｓ”ＩＥＥＥ，Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ
ＬｉｇｈｔｗａｖｅＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｖｏｌ．
ＬＴ−５，Ｎｏ．１０，ｐｐ．１４８８−１４９７）。
このため、最近では変調信号光のスペクトル拡がり量を
低減化する方向として、外部変調器を用いた伝送の検討
も盛んとなっている（Ｓ．Ｋ．Ｋｏｒｏｔｋｙ ｅｔ
ａｌ．“８−Ｇｂ／ｓ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｅ
ｘｐｅｒｉｍｅｎｔｏｖｅｒ ６８ ｋｍ ｏｆ Ｏｐ
ｔｉｃａｌ Ｆｉｂｅｒ ｕｓｉｎｇ ａＴｉ：ＬｉＮ
ｂＯ3 Ｅｘｔｅｒｎａｌ Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ”ＩＥ
ＥＥ，Ｊｏｕｒｎａｌ Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ Ｔｅｃｈ
ｎｏｌｏｇｙ，Ｖｏｌ．ＬＴ−５，Ｎｏ．１０，ｐｐ．
１５０５−１５０９）。
【０００３】このような外部変調器を用いた光送信装置
では、送信信号が占める帯域が直接変調の場合に比較し
て非常に小さい。このため、高密度の波長多重あるいは
周波数多重の実現が容易となり、将来期待される技術と
なっている。
では、送信信号が占める帯域が直接変調の場合に比較し
て非常に小さい。このため、高密度の波長多重あるいは
周波数多重の実現が容易となり、将来期待される技術と
なっている。
【０００４】また、近年光増幅器の研究が行われ、光増
幅器による直接増幅中継系の検討も盛んとなってきてい
る（Ｓ．Ｙａｍａｍｏｔｏ ｅｔ ａｌ．，“５１６ｋ
ｍ２．４Ｇｂ／ｓ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｆｉｂｅｒ Ｔｒ
ａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔ ｕｓｉ
ｎｇ １０ ＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒＬａｓｅｒ
Ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ ａｎｄ Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎ
ｔ ｏｆ Ｊｉｔｔｅｒ Ａｃｃｕｍｕｌａｔｉｏｎ”
１７ ｔｈ ＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅｏｎＩｎｔｅｇｒａ
ｔｅｄ Ｏｐｔｉｃｓ ａｎｄ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｆｉ
ｂｅｒＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ，Ｐｏｓｔｄｅａｄ
ｌｉｎｅ Ｐａｐｅｒｓ ２０ ＰＤＡ−９）。このよ
うな直接増幅中継系では、損失を補償して伝送可能距離
を延長できるため、超長距離の伝送可能性が期待され
る。そしてこのような超長距離伝送では、上述の光ファ
イバの分散の影響による受信波形の歪は伝送可能距離に
制限を与える主要因となる。
幅器による直接増幅中継系の検討も盛んとなってきてい
る（Ｓ．Ｙａｍａｍｏｔｏ ｅｔ ａｌ．，“５１６ｋ
ｍ２．４Ｇｂ／ｓ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｆｉｂｅｒ Ｔｒ
ａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔ ｕｓｉ
ｎｇ １０ ＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒＬａｓｅｒ
Ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ ａｎｄ Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎ
ｔ ｏｆ Ｊｉｔｔｅｒ Ａｃｃｕｍｕｌａｔｉｏｎ”
１７ ｔｈ ＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅｏｎＩｎｔｅｇｒａ
ｔｅｄ Ｏｐｔｉｃｓ ａｎｄ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｆｉ
ｂｅｒＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ，Ｐｏｓｔｄｅａｄ
ｌｉｎｅ Ｐａｐｅｒｓ ２０ ＰＤＡ−９）。このよ
うな直接増幅中継系では、損失を補償して伝送可能距離
を延長できるため、超長距離の伝送可能性が期待され
る。そしてこのような超長距離伝送では、上述の光ファ
イバの分散の影響による受信波形の歪は伝送可能距離に
制限を与える主要因となる。
【０００５】現在用いられているマイクロ波帯の通信で
も、信号は電波の強度、周波数の両者を用いて伝送する
ため、伝送後の波形歪は生じるが、マイクロ波通信では
強度、周波数の両者を受信するため、受信後に適当なフ
ィルタを用いて波形等化することが可能となる。
も、信号は電波の強度、周波数の両者を用いて伝送する
ため、伝送後の波形歪は生じるが、マイクロ波通信では
強度、周波数の両者を受信するため、受信後に適当なフ
ィルタを用いて波形等化することが可能となる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】光通信方式では、受信
側で光電界強度の包絡線を２乗して、強度成分のみ電気
信号として受信している。このため、伝送路で生じた歪
は、搬送波周波数を中心として折り返された形で、電気
信号に混入してくる。一方、伝送路の分散特性により上
側帯波と下側帯波とでは信号が受ける歪は異なっている
ため、電気信号の歪特性はきわめて複雑となる。通常の
等化器でこの歪を除去することは困難となる。
側で光電界強度の包絡線を２乗して、強度成分のみ電気
信号として受信している。このため、伝送路で生じた歪
は、搬送波周波数を中心として折り返された形で、電気
信号に混入してくる。一方、伝送路の分散特性により上
側帯波と下側帯波とでは信号が受ける歪は異なっている
ため、電気信号の歪特性はきわめて複雑となる。通常の
等化器でこの歪を除去することは困難となる。
【０００７】この理由をもう少し詳しく説明する。レー
ザ光を送信信号ａ(t) で強度変調した時の光電界Ｅ(t)
は、 Ｅ(t) ＝［１＋ａ(t) ］cos ２πｆｔ （１） ｆ：搬送波周波数 と表される。ここで、送信信号ａ(t) をフーリエ展開す
ると
ザ光を送信信号ａ(t) で強度変調した時の光電界Ｅ(t)
は、 Ｅ(t) ＝［１＋ａ(t) ］cos ２πｆｔ （１） ｆ：搬送波周波数 と表される。ここで、送信信号ａ(t) をフーリエ展開す
ると
【数１】 となる。一般に直接検波では光電界を自乗した光強度を
受信する。そこで、この信号の強度成分ＩDB(t) を計算
すると、
受信する。そこで、この信号の強度成分ＩDB(t) を計算
すると、
【数２】 となる。ここで、ａn 2 《１， ａn ・ａn′《１と近
似している。
似している。
【０００８】さて、次にこの信号が光ファイバのような
波長分散を有する伝送路を伝搬する場合を考える。この
とき、伝送後の光電界Ｅ(t) は
波長分散を有する伝送路を伝搬する場合を考える。この
とき、伝送後の光電界Ｅ(t) は
【数３】 と表わされる。この光電界Ｅ(t) を２乗検波し、強度成
分ＩDA(t) を求めると、
分ＩDA(t) を求めると、
【数４】 となる。式（５）の位相遅れ量ψ(n) が伝送後の波形歪
を生じる原因となっている。
を生じる原因となっている。
【０００９】そこでこの受信した強度変調成分を伝送前
の源信号の強度信号に等化することを考えてみる。式
（５）において同一周波数成分の位相遅れ量では第２項
と第３項とで符号が反転している。このことは、下側帯
波で生じた位相遅れ歪が、ＩDA(t) では逆に位相進み歪
みとして現われることを示している。すなわち、（５）
式の受信信号を等化するためには、位相遅れ歪みψ(f＋
nf0)と位相進み歪み−ψ(f−nf0)とを同時に等化する必
要がある。このため、（５）式の受信信号を一般によく
用いられる線形フィルタで等化することは困難である。
の源信号の強度信号に等化することを考えてみる。式
（５）において同一周波数成分の位相遅れ量では第２項
と第３項とで符号が反転している。このことは、下側帯
波で生じた位相遅れ歪が、ＩDA(t) では逆に位相進み歪
みとして現われることを示している。すなわち、（５）
式の受信信号を等化するためには、位相遅れ歪みψ(f＋
nf0)と位相進み歪み−ψ(f−nf0)とを同時に等化する必
要がある。このため、（５）式の受信信号を一般によく
用いられる線形フィルタで等化することは困難である。
【００１０】この問題を解決するため、Ｇｎａｕｃｋ
ｅｔ ａｌは、受信器の前部に光周波数領域での適当な
フィルタを挿入し、分散を補償する方式を提案している
（Ａ．Ｈ．Ｇｎａｕｃｋ ｅｔ ａｌ．“Ｏｐｔｉｃａ
ｌ Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ ｏｆ Ｆｉｂｅｒ Ｃ
ｈｒｏｍａｔｉｃ Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎｉｎ ５−Ｇ
ｂ／ｓ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ”，
１９９０ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｆｉｂｅｒ Ｃｏｍｍｕｎ
ｉｃａｔｉｏｎ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，Ｐｏｓｔｄｅ
ａｄｌｉｎｅ ｐａｐｅｒ，ＰＤ７）が、光フィルタの
波長特性を伝送路分散特性の逆特性に一致させることは
容易でないため充分な効果をあげるには至っていない。
ｅｔ ａｌは、受信器の前部に光周波数領域での適当な
フィルタを挿入し、分散を補償する方式を提案している
（Ａ．Ｈ．Ｇｎａｕｃｋ ｅｔ ａｌ．“Ｏｐｔｉｃａ
ｌ Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ ｏｆ Ｆｉｂｅｒ Ｃ
ｈｒｏｍａｔｉｃ Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎｉｎ ５−Ｇ
ｂ／ｓ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ”，
１９９０ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｆｉｂｅｒ Ｃｏｍｍｕｎ
ｉｃａｔｉｏｎ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，Ｐｏｓｔｄｅ
ａｄｌｉｎｅ ｐａｐｅｒ，ＰＤ７）が、光フィルタの
波長特性を伝送路分散特性の逆特性に一致させることは
容易でないため充分な効果をあげるには至っていない。
【００１１】本発明は、分散特性の大きな光ファイバを
用いた強度変調光通信システムにおいて、受信器側で電
気信号に復調後も、歪の等化が可能な光通信装置を提供
することを目的とする。
用いた強度変調光通信システムにおいて、受信器側で電
気信号に復調後も、歪の等化が可能な光通信装置を提供
することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、搬送波
光と送信信号にもとづいて強度変調光信号を生成して光
ファイバ伝送路に送出する送信ユニットと、前記強度変
調光信号を前記光ファイバ伝送路から受信し前記送信信
号を再生する受信ユニットとから構成される光通信装置
であり、前記送信ユニットは： 前記搬送波光を生成する搬送波光生成手段と； 前記搬送波光を前記送信信号を用いて振幅変調し両側帯
波信号を生成する振幅変調手段と； 前記両側帯波信号から搬送波光成分と片側帯波光成分を
抽出し前記強度変調光として前記光ファイバ伝送路に送
出する送信手段と； から構成され、前記受信ユニットは：前記光ファイバ 伝送路から供給される前記強度変調光を
検波し電気信号を生成する手段と； 前記電気信号を等化し、前記送信信号を再生する等化手
段と； から構成されることを特徴とする強度変調を用いた光通
信装置を得ることができる。
光と送信信号にもとづいて強度変調光信号を生成して光
ファイバ伝送路に送出する送信ユニットと、前記強度変
調光信号を前記光ファイバ伝送路から受信し前記送信信
号を再生する受信ユニットとから構成される光通信装置
であり、前記送信ユニットは： 前記搬送波光を生成する搬送波光生成手段と； 前記搬送波光を前記送信信号を用いて振幅変調し両側帯
波信号を生成する振幅変調手段と； 前記両側帯波信号から搬送波光成分と片側帯波光成分を
抽出し前記強度変調光として前記光ファイバ伝送路に送
出する送信手段と； から構成され、前記受信ユニットは：前記光ファイバ 伝送路から供給される前記強度変調光を
検波し電気信号を生成する手段と； 前記電気信号を等化し、前記送信信号を再生する等化手
段と； から構成されることを特徴とする強度変調を用いた光通
信装置を得ることができる。
【００１３】また、本発明によれば、搬送波光と送信信
号にもとづいて強度変調光信号を生成して光ファイバ伝
送路に送出する送信ユニットと、前記強度変調光信号を
前記光ファイバ伝送路から受信し前記送信信号を再生す
る受信ユニットとから構成される光通信装置であり、前
記送信ユニットは： 前記送信信号に一定の位相角だけ位相偏移を与えるとと
もに高周波成分を強調して制御信号を生成する手段と； 前記制御信号に基づき周波数変調した光を生成し、前記
搬送波光として出力する搬送波光生成手段と； 前記送信信号にもとづいて前記搬送波光を振幅変調し、
前記搬送波光成分と片側帯波光成分を前記光ファイバ伝
送路に出力する振幅変調手段と； から構成され、前記受信ユニットは：前記光ファイバ 伝送路から供給される前記強度変調光を
検波し電気信号を生成する手段と； 前記電気信号を等化し、前記送信信号を再生する等化手
段と； から構成されることを特徴とする強度変調を用いた光通
信装置を得ることができる。
号にもとづいて強度変調光信号を生成して光ファイバ伝
送路に送出する送信ユニットと、前記強度変調光信号を
前記光ファイバ伝送路から受信し前記送信信号を再生す
る受信ユニットとから構成される光通信装置であり、前
記送信ユニットは： 前記送信信号に一定の位相角だけ位相偏移を与えるとと
もに高周波成分を強調して制御信号を生成する手段と； 前記制御信号に基づき周波数変調した光を生成し、前記
搬送波光として出力する搬送波光生成手段と； 前記送信信号にもとづいて前記搬送波光を振幅変調し、
前記搬送波光成分と片側帯波光成分を前記光ファイバ伝
送路に出力する振幅変調手段と； から構成され、前記受信ユニットは：前記光ファイバ 伝送路から供給される前記強度変調光を
検波し電気信号を生成する手段と； 前記電気信号を等化し、前記送信信号を再生する等化手
段と； から構成されることを特徴とする強度変調を用いた光通
信装置を得ることができる。
【００１４】
【作用】本発明では、送信側装置からは、片側帯波光成
分と搬送波光成分のみを、光ファイバなど分散特性の大
きな伝送路に送出し、受信側で受光素子で自乗検波した
後の電気信号を、線形フィルタで等化することを可能に
している。送信側で、たとえば下側帯波を除去して光フ
ァイバに供給すると、伝送路中での光電界Ｅ(t) は、
（４）式より Ｅ(t) ＝cos2πft＋1/2 Σ an cos ｛ 2πft＋ 2πnf0t＋ψ(f＋nf0)｝ ＋1/2 Σ an ′sin ｛ 2πft＋ 2πnf0t＋ψ(f＋nf0)｝ （６） となる。この光電界を、受光素子で２乗検波して得られ
る電気信号ＩDA(t) は、 ＩDA(t) ＝1/2 ＋Σ an cos ｛ 2πnf0t＋ψ(f＋nf0)｝ ＋Σ an ′sin ｛ 2πnf0t＋ψ(f＋nf0)｝ （７） となる。この信号は各周波数成分毎の位相遅れか（５）
式の場合と異なり一定信号であるから、各周波数成分の
位相遅れを補償する線形フィルタで容易に等化すること
ができる。
分と搬送波光成分のみを、光ファイバなど分散特性の大
きな伝送路に送出し、受信側で受光素子で自乗検波した
後の電気信号を、線形フィルタで等化することを可能に
している。送信側で、たとえば下側帯波を除去して光フ
ァイバに供給すると、伝送路中での光電界Ｅ(t) は、
（４）式より Ｅ(t) ＝cos2πft＋1/2 Σ an cos ｛ 2πft＋ 2πnf0t＋ψ(f＋nf0)｝ ＋1/2 Σ an ′sin ｛ 2πft＋ 2πnf0t＋ψ(f＋nf0)｝ （６） となる。この光電界を、受光素子で２乗検波して得られ
る電気信号ＩDA(t) は、 ＩDA(t) ＝1/2 ＋Σ an cos ｛ 2πnf0t＋ψ(f＋nf0)｝ ＋Σ an ′sin ｛ 2πnf0t＋ψ(f＋nf0)｝ （７） となる。この信号は各周波数成分毎の位相遅れか（５）
式の場合と異なり一定信号であるから、各周波数成分の
位相遅れを補償する線形フィルタで容易に等化すること
ができる。
【００１５】
【実施例】次に、図面を参照し、本発明の実施例を説明
する。図１は、送信ユニット１００、光増幅器１１０，
１２０、光ファイバ１１５及び受信ユニット１５０を備
えてなる本発明の一実施例の光通信装置を示す。図１の
光通信装置において、発振波長１．５５μｍ帯の単一軸
モード発振する半導体レーザ１０１は直流バイアス源１
０２からの直流注入電流により搬送波光周波数ｆ0 で発
振している。半導体レーザ１０１の出力光１０４は端子
１０３から入力される送信信号で駆動されたＬｉＮｂＯ
3 の外部変調器１０５で変調され、さらに片側側波帯信
号成分を遮断する光フィルタ１０７を通過した後、送信
信号光１０８となっている。送信信号光１０８のスペク
トルをスペクトルアナライザで測定した結果、図２のよ
うな搬送波２００と片側側波帯２０１だけで構成される
単側波帯信号を得ることができた。このとき、抑圧され
た側波帯信号２０２は残留した側波帯信号２０１に比較
して２０ｄＢ以上低下されていた。
する。図１は、送信ユニット１００、光増幅器１１０，
１２０、光ファイバ１１５及び受信ユニット１５０を備
えてなる本発明の一実施例の光通信装置を示す。図１の
光通信装置において、発振波長１．５５μｍ帯の単一軸
モード発振する半導体レーザ１０１は直流バイアス源１
０２からの直流注入電流により搬送波光周波数ｆ0 で発
振している。半導体レーザ１０１の出力光１０４は端子
１０３から入力される送信信号で駆動されたＬｉＮｂＯ
3 の外部変調器１０５で変調され、さらに片側側波帯信
号成分を遮断する光フィルタ１０７を通過した後、送信
信号光１０８となっている。送信信号光１０８のスペク
トルをスペクトルアナライザで測定した結果、図２のよ
うな搬送波２００と片側側波帯２０１だけで構成される
単側波帯信号を得ることができた。このとき、抑圧され
た側波帯信号２０２は残留した側波帯信号２０１に比較
して２０ｄＢ以上低下されていた。
【００１６】この送信信号光１０８を１．３μｍ帯で零
分散である通常の光ファイバ１１５，１２５等を用いて
伝送した。この際、約５０ｋｍおきに光増幅器１１０，
１２０等を挿入して５００ｋｍの９段の非再生中継系を
構築した。
分散である通常の光ファイバ１１５，１２５等を用いて
伝送した。この際、約５０ｋｍおきに光増幅器１１０，
１２０等を挿入して５００ｋｍの９段の非再生中継系を
構築した。
【００１７】次に５００ｋｍ伝送後の信号を光受信器１
５１で直接検波して強度信号成分を得、この信号を周波
数ごとに位相遅延量が調節できるアナログの線形フィル
タ１５２を用いて等化している。
５１で直接検波して強度信号成分を得、この信号を周波
数ごとに位相遅延量が調節できるアナログの線形フィル
タ１５２を用いて等化している。
【００１８】まず、送信側の光フィルタ１０７を除いて
両側の側波帯信号を同時に伝送した。このとき伝送後の
信号を光受信器１５１で自乗検波され出力された受信波
形は大きな波形間干渉を生じており、送信信号のマーク
スペースを正常に受信することができなかった。そこで
線形フィルタ１５２の周波数−位相特性を調節して波形
等化を行ったが、送信信号に近い波形に等化することは
不可能だった。
両側の側波帯信号を同時に伝送した。このとき伝送後の
信号を光受信器１５１で自乗検波され出力された受信波
形は大きな波形間干渉を生じており、送信信号のマーク
スペースを正常に受信することができなかった。そこで
線形フィルタ１５２の周波数−位相特性を調節して波形
等化を行ったが、送信信号に近い波形に等化することは
不可能だった。
【００１９】次に光フィルタ１０７を外部変調器１０５
と伝送路の間に挿入し、片側側波帯信号を作り、この信
号を伝送した。この時も光受信器１５１で受信した受信
信号の符号間干渉量は両側側波帯信号を伝送した場合に
比較して小さかったとはいうものの１０ｄＢ以上の大き
な感度劣化量を生じた。ここで線形フィルタ１５２を伝
送路の分散特性の逆特性に調節して波形等化を行ったと
ころ送信信号に近い波形に等化することができた。この
ときの感度劣化量は１ｄＢ程度であった。
と伝送路の間に挿入し、片側側波帯信号を作り、この信
号を伝送した。この時も光受信器１５１で受信した受信
信号の符号間干渉量は両側側波帯信号を伝送した場合に
比較して小さかったとはいうものの１０ｄＢ以上の大き
な感度劣化量を生じた。ここで線形フィルタ１５２を伝
送路の分散特性の逆特性に調節して波形等化を行ったと
ころ送信信号に近い波形に等化することができた。この
ときの感度劣化量は１ｄＢ程度であった。
【００２０】本発明にはこの他にも様々な変形例があ
る。たとえば、片側側波帯信号を作る方法としては、光
フィルタを用いる方法の他に、半導体レーザ光源への注
入電流を変調して半導体レーザから周波数変調光を出力
させ、この周波数変調光を送信信号で振幅変調すること
により、片方の側波帯を抑圧することができる。これが
本発明の第２及び第３の実施例である。
る。たとえば、片側側波帯信号を作る方法としては、光
フィルタを用いる方法の他に、半導体レーザ光源への注
入電流を変調して半導体レーザから周波数変調光を出力
させ、この周波数変調光を送信信号で振幅変調すること
により、片方の側波帯を抑圧することができる。これが
本発明の第２及び第３の実施例である。
【００２１】これらの実施例の説明を行なう前に、この
ような方法で片側波帯を抑圧するための条件について、
説明する。
ような方法で片側波帯を抑圧するための条件について、
説明する。
【００２２】ここで、搬送波光源である半導体レーザに
周波数変調光を出力させるための駆動信号をｂ(t) と
し、送信すべき信号をａ(t) とする。駆動信号ｂ(t) が
零のときの、半導体レーザの発振周波数をｆとすると、
駆動信号が与えられたときの半導体レーザの出力信号光
は、cos ｛２πft＋∫ｂ(t)dt ｝と表わされるので、こ
の半導体レーザの出力光を送信信号ａ(t) で強度変調し
て得られる信号光は、 Ｅ(t) ＝（１＋ａ(t))cos ｛２πft＋∫ｂ(t)dt ｝ （８） と表わされる。ここで、位相変調成分∫ｂ（ｔ）ｄｔが
小さい場合には cos 〔∫ｂ(t)dt 〕≒１， sin 〔∫ｂ(t)dt 〕≒∫ｂ(t)dt と近似できる。また、ａ（ｔ）≪１と仮定すれば、 ａ(t) sin 〔∫ｂ(t)dt 〕≒０ と近似できるので、（８）式は（９）式で近似できる。 Ｅ(t) ＝cos ２πft＋ａ(t) cos ２πft−〔∫ｂ(t)dt 〕sin ２πft (９） ここで、ａ(t) ，ｂ(t) を（10）式のようにフーリエ級
数展開すると、
周波数変調光を出力させるための駆動信号をｂ(t) と
し、送信すべき信号をａ(t) とする。駆動信号ｂ(t) が
零のときの、半導体レーザの発振周波数をｆとすると、
駆動信号が与えられたときの半導体レーザの出力信号光
は、cos ｛２πft＋∫ｂ(t)dt ｝と表わされるので、こ
の半導体レーザの出力光を送信信号ａ(t) で強度変調し
て得られる信号光は、 Ｅ(t) ＝（１＋ａ(t))cos ｛２πft＋∫ｂ(t)dt ｝ （８） と表わされる。ここで、位相変調成分∫ｂ（ｔ）ｄｔが
小さい場合には cos 〔∫ｂ(t)dt 〕≒１， sin 〔∫ｂ(t)dt 〕≒∫ｂ(t)dt と近似できる。また、ａ（ｔ）≪１と仮定すれば、 ａ(t) sin 〔∫ｂ(t)dt 〕≒０ と近似できるので、（８）式は（９）式で近似できる。 Ｅ(t) ＝cos ２πft＋ａ(t) cos ２πft−〔∫ｂ(t)dt 〕sin ２πft (９） ここで、ａ(t) ，ｂ(t) を（10）式のようにフーリエ級
数展開すると、
【数５】 と表わされる。なお、ｆ0 は、送信信号のボーレート周
波数である。
波数である。
【００２３】（10）式を（９）式に代入すると、
【数６】 （11）式の右辺第１項は搬送波成分ｆを、第２項から第
５項までは上側側波帯成分ｆ＋ｆ0 ，ｆ＋２ｆ0 ，…，
ｆ＋nf0 ，…を、第６項から第９項までは下側側波帯成
分ｆ−ｆ0 ，ｆ−２ｆ0 ，…，ｆ−nf0 ，…をそれぞれ
示している。ここで、φn ＝π／２としてみると、
５項までは上側側波帯成分ｆ＋ｆ0 ，ｆ＋２ｆ0 ，…，
ｆ＋nf0 ，…を、第６項から第９項までは下側側波帯成
分ｆ−ｆ0 ，ｆ−２ｆ0 ，…，ｆ−nf0 ，…をそれぞれ
示している。ここで、φn ＝π／２としてみると、
【数７】 となる。さらに とすれば、
【数８】 となる。（14）式は、φn ＝π／２及び（13）式の条件
を満足する信号ｂ(t) を生成して、搬送波光をＦＭ変調
し、さらに送信信号ａ(t) で振幅変調を行なえば、搬送
波光成分ｆと、下側帯波成分ｆ−ｆ0 ，ｆ−２ｆ0 ，
…，ｆ−nf0 ，…のみをもつ信号を生成することができ
ることを示している。
を満足する信号ｂ(t) を生成して、搬送波光をＦＭ変調
し、さらに送信信号ａ(t) で振幅変調を行なえば、搬送
波光成分ｆと、下側帯波成分ｆ−ｆ0 ，ｆ−２ｆ0 ，
…，ｆ−nf0 ，…のみをもつ信号を生成することができ
ることを示している。
【００２４】ここで、（13）式及びφn ＝π／２を満足
する場合の送信信号ａ(t）と駆動信号ｂ(t) との関係を
求める。（13）式及びφn ＝π／２を（10）式に代入す
ると、
する場合の送信信号ａ(t）と駆動信号ｂ(t) との関係を
求める。（13）式及びφn ＝π／２を（10）式に代入す
ると、
【数９】 となるので、
【数１０】 であることに留意すれば送信信号ａ(t) から駆動信号ｂ
(t) を生成するには、送信信号ａ(t) を微分するととも
に、各周波数成分毎にπ／２位相を進ませればよいこと
がわかる。このとき、（14）式に示されるように、搬送
波成分と下側帯波成分のみが得られる。
(t) を生成するには、送信信号ａ(t) を微分するととも
に、各周波数成分毎にπ／２位相を進ませればよいこと
がわかる。このとき、（14）式に示されるように、搬送
波成分と下側帯波成分のみが得られる。
【００２５】またφn ＝−π／２として、同様の考察を
行なえば、送信信号ａ(t) を微分し、各周波数成分毎に
π／２位相を遅らせれば、（11) 式は
行なえば、送信信号ａ(t) を微分し、各周波数成分毎に
π／２位相を遅らせれば、（11) 式は
【数１１】 となり、搬送波成分ｆと、上側帯波成分ｆ＋ｆ0 ，ｆ＋
２ｆ0 ，…，ｆ＋n f0，…のみが得られることがわか
る。
２ｆ0 ，…，ｆ＋n f0，…のみが得られることがわか
る。
【００２６】図３は本発明の第２の実施例の構成を示す
図である。図３において、発振波長１．５５μｍ帯の単
一軸モードで発振する半導体レーザ１０２には直流バイ
アス源１０２からの直流注入電流が供給されている。さ
らに半導体レーザ１０１には、電圧電流変換回路（Ｖ／
Ｉ）２２０からの制御信号が重畳されている。半導体レ
ーザ１０１の出力光１０４は端子１０３より供給される
送信信号で駆動されたＬｉＮｂＯ3 の外部変調器１０５
で変調され送信信号光１０８となる。ここで制御信号
は、送信信号をイコライザ２１０を通過させ、さらに電
圧電流変換回路２２０で、電流に変換することで得てい
る。
図である。図３において、発振波長１．５５μｍ帯の単
一軸モードで発振する半導体レーザ１０２には直流バイ
アス源１０２からの直流注入電流が供給されている。さ
らに半導体レーザ１０１には、電圧電流変換回路（Ｖ／
Ｉ）２２０からの制御信号が重畳されている。半導体レ
ーザ１０１の出力光１０４は端子１０３より供給される
送信信号で駆動されたＬｉＮｂＯ3 の外部変調器１０５
で変調され送信信号光１０８となる。ここで制御信号
は、送信信号をイコライザ２１０を通過させ、さらに電
圧電流変換回路２２０で、電流に変換することで得てい
る。
【００２７】前述したとおり、イコライザ２１０で、端
子１０３より供給される送信信号を微分するとともに、
位相をπ／２遅らせることにより出力光信号１０８の下
側帯波を抑圧することができる。
子１０３より供給される送信信号を微分するとともに、
位相をπ／２遅らせることにより出力光信号１０８の下
側帯波を抑圧することができる。
【００２８】本実施例では、簡単のため図４に示す構成
のイコライザ２１０を用いている。図４では、伝送速度
５Ｇｂ／ｓの送信信号を、各々の通過帯域が０〜２ＧＨ
ｚ，２〜４ＧＨｚ，４ｋＨｚ以上のフィルタ２１１，２
１２，２１３を用いて３つの帯域に分離している。各フ
ィルタの出力は各々減衰器２１４，２１５，２１６に供
給される。また、減衰器２１４，２１５，２１６の出力
は、各々遅延回路２１７，２１８，２１９に供給され
る。この遅延回路２１７，２１８，２１９の遅延量は、
対応するフィルタの中心周波数において、π／２の位相
差を与えるように設定されている。また、微分特性は、
減衰器２１４，２１５，２１６の減衰量を調整すること
により容易に得られる。
のイコライザ２１０を用いている。図４では、伝送速度
５Ｇｂ／ｓの送信信号を、各々の通過帯域が０〜２ＧＨ
ｚ，２〜４ＧＨｚ，４ｋＨｚ以上のフィルタ２１１，２
１２，２１３を用いて３つの帯域に分離している。各フ
ィルタの出力は各々減衰器２１４，２１５，２１６に供
給される。また、減衰器２１４，２１５，２１６の出力
は、各々遅延回路２１７，２１８，２１９に供給され
る。この遅延回路２１７，２１８，２１９の遅延量は、
対応するフィルタの中心周波数において、π／２の位相
差を与えるように設定されている。また、微分特性は、
減衰器２１４，２１５，２１６の減衰量を調整すること
により容易に得られる。
【００２８】なお、よく知られているとおり、半導体レ
ーザの発振周波数における周波数偏位量は、注入電流の
大きさのみならず、注入電流の周波数にも依存する。こ
の事実は、山本等が１９８１年６月にＩＥＥＥ ＪＯＵ
ＲＮＡＬ ＯＦ ＱＵＡＮＴＵＭ ＥＬＥＣＴＲＯＮＩ
ＣＳ，Ｖｏｌ，ＱＥ−１７に発表した論文“Ｃｏｈｅｒ
ｅｎｔ Ｏｐｔｉｃａｌ ｆｉｂｅｒ Ｔｒａｎｓｍｉ
ｓｓｉｏｎｓｙｓｔｅｍ”に記載されている。このイコ
ライザ２１０には、このような注入電流周波数−周波数
偏位量特性も補償する特性もあわせてもたせることが好
ましい。
ーザの発振周波数における周波数偏位量は、注入電流の
大きさのみならず、注入電流の周波数にも依存する。こ
の事実は、山本等が１９８１年６月にＩＥＥＥ ＪＯＵ
ＲＮＡＬ ＯＦ ＱＵＡＮＴＵＭ ＥＬＥＣＴＲＯＮＩ
ＣＳ，Ｖｏｌ，ＱＥ−１７に発表した論文“Ｃｏｈｅｒ
ｅｎｔ Ｏｐｔｉｃａｌ ｆｉｂｅｒ Ｔｒａｎｓｍｉ
ｓｓｉｏｎｓｙｓｔｅｍ”に記載されている。このイコ
ライザ２１０には、このような注入電流周波数−周波数
偏位量特性も補償する特性もあわせてもたせることが好
ましい。
【００３０】図３に示す本発明の第２の実施例におい
て、まず半導体レーザ１０１に直流バイアス源１０２か
ら直流バイアス電流のみを加え、出力光１０４を端子１
０３から供給される５Ｇｂ／ｓのランダムパターンで変
調した。その時の送信信号光１０８をスペクトルアナラ
イザで観測すると、搬送波光両側に左右対象の側波帯が
観測された。次に電圧電流変換回路２２０からの出力信
号を半導体レーザ１０１への注入電流に重畳した。ま
た、図４のイコライザにおける遅延回路２１７，２１
８，２１９の遅延量を、対応するフィルタ２１１，２１
２，２１３の中心周波数において、π／２となるよう調
整した。さらに可変減衰器２１４，２１５，２１６の減
衰量を微小に調節し、送信信号光１０８のスペクトルの
片側側波帯パワーを抑圧した。その結果、搬送波光と片
側側波帯だけで構成される単側波帯信号を得ることがで
きた。このとき、抑圧された側波帯信号は残留した側波
帯信号に比較して２０ｄＢ以上低下していた。またこの
とき、減衰器２１４，２１５，２１６の減衰量は各々２
１．５ｄＢ，１０．３ｄＢ，０．５ｄＢであった。
て、まず半導体レーザ１０１に直流バイアス源１０２か
ら直流バイアス電流のみを加え、出力光１０４を端子１
０３から供給される５Ｇｂ／ｓのランダムパターンで変
調した。その時の送信信号光１０８をスペクトルアナラ
イザで観測すると、搬送波光両側に左右対象の側波帯が
観測された。次に電圧電流変換回路２２０からの出力信
号を半導体レーザ１０１への注入電流に重畳した。ま
た、図４のイコライザにおける遅延回路２１７，２１
８，２１９の遅延量を、対応するフィルタ２１１，２１
２，２１３の中心周波数において、π／２となるよう調
整した。さらに可変減衰器２１４，２１５，２１６の減
衰量を微小に調節し、送信信号光１０８のスペクトルの
片側側波帯パワーを抑圧した。その結果、搬送波光と片
側側波帯だけで構成される単側波帯信号を得ることがで
きた。このとき、抑圧された側波帯信号は残留した側波
帯信号に比較して２０ｄＢ以上低下していた。またこの
とき、減衰器２１４，２１５，２１６の減衰量は各々２
１．５ｄＢ，１０．３ｄＢ，０．５ｄＢであった。
【００３１】この特性と、微分特性との差異は、前述し
た半導体レーザの注入電流周波数−周波数偏位量特性の
逆特性にほぼ等しいことが発明者により確認された。
た半導体レーザの注入電流周波数−周波数偏位量特性の
逆特性にほぼ等しいことが発明者により確認された。
【００３２】なお、図３，図４を用いて説明した実施例
は、下側帯波成分を抑圧する場合であった。すでに述べ
たとおり、本第２の実施例では、送信信号を微分すると
ともに、位相をπ／２進ませることにより、上側帯波を
抑圧することもできる。しかしながら、送信信号の位相
をπ／２進ませることは困難であるので、上側帯波を抑
圧する場合には、送信信号を逆にπ／２遅延させて外部
変調器１０５に供給すればよい。こうすることにより微
分された送信信号波形をπ／２進ませることができる。
これが以下に述べる本発明の第３の実施例である。
は、下側帯波成分を抑圧する場合であった。すでに述べ
たとおり、本第２の実施例では、送信信号を微分すると
ともに、位相をπ／２進ませることにより、上側帯波を
抑圧することもできる。しかしながら、送信信号の位相
をπ／２進ませることは困難であるので、上側帯波を抑
圧する場合には、送信信号を逆にπ／２遅延させて外部
変調器１０５に供給すればよい。こうすることにより微
分された送信信号波形をπ／２進ませることができる。
これが以下に述べる本発明の第３の実施例である。
【００３３】次に図５及び図６を参照して本発明の第３
の実施例について説明する。第２の実施例と第３の実施
例とで異なる点は、前者がイコライザ２１０が送信信号
を微分するとともに位相をπ／２遅延させていたのに対
し、後者は図５のイコライザ５１０が送信信号を微分し
て得た微分信号のみを電圧電流変換回路２２０に供給す
るとともに、送信信号をπ／２だけ遅延させた遅延送信
信号を外部変調器１０５に供給している点である。この
相違により、第３の実施例では、送信信号を微分すると
ともに位相をπ／２進ませた信号を半導体レーザ１０１
に与えている。
の実施例について説明する。第２の実施例と第３の実施
例とで異なる点は、前者がイコライザ２１０が送信信号
を微分するとともに位相をπ／２遅延させていたのに対
し、後者は図５のイコライザ５１０が送信信号を微分し
て得た微分信号のみを電圧電流変換回路２２０に供給す
るとともに、送信信号をπ／２だけ遅延させた遅延送信
信号を外部変調器１０５に供給している点である。この
相違により、第３の実施例では、送信信号を微分すると
ともに位相をπ／２進ませた信号を半導体レーザ１０１
に与えている。
【００３４】このイコライザ５１０の構成を図６に示
す。イコライザ５１０には、図５の端子１０３から送信
信号が供給される。なおこの送信信号は５Ｇｂｉｔ／ｓ
ｅｃの伝送速度である。この送信信号は３分岐されて、
各々は、通過帯域０〜２ＧＨｚの低域フィルタ５１１，
通過帯域２〜４ＧＨｚの帯域通過フィルタ５１２，通過
帯域４ＧＨｚ以上の高域通過フィルタ５１３に供給され
る。フィルタ５１１，５１２，５１３の出力は各々減衰
器５１４，５１５，５１６に供給されるとともに、遅延
回路５１７，５１８，５１９に各々供給される。
す。イコライザ５１０には、図５の端子１０３から送信
信号が供給される。なおこの送信信号は５Ｇｂｉｔ／ｓ
ｅｃの伝送速度である。この送信信号は３分岐されて、
各々は、通過帯域０〜２ＧＨｚの低域フィルタ５１１，
通過帯域２〜４ＧＨｚの帯域通過フィルタ５１２，通過
帯域４ＧＨｚ以上の高域通過フィルタ５１３に供給され
る。フィルタ５１１，５１２，５１３の出力は各々減衰
器５１４，５１５，５１６に供給されるとともに、遅延
回路５１７，５１８，５１９に各々供給される。
【００３５】ここで、減衰器５１４，５１５，５１６の
減衰量は、各々図４の減衰器２１４，２１５，２１６の
減衰量と同一である。また遅延回路５１７，５１８，５
１９の遅延量は、各々図４の遅延回路２１７，２１８，
２１９の遅延量と同一である。
減衰量は、各々図４の減衰器２１４，２１５，２１６の
減衰量と同一である。また遅延回路５１７，５１８，５
１９の遅延量は、各々図４の遅延回路２１７，２１８，
２１９の遅延量と同一である。
【００３６】減衰器５１４，５１５，５１６の出力は加
算器６０１で加算され、図５の電圧電流変換回路２２０
に供給される。また、遅延回路５１７，５１８，５１９
の出力は加算器６０２で加算され、図５の外部変調器１
０５に供給される。このようにして、イコライザ５１０
により微分された送信信号と、π／２だけ位相を遅延さ
れた送信信号が生成され、図５に示した第３の実施例に
より、上側帯波が抑圧された光信号を得ることができ
る。
算器６０１で加算され、図５の電圧電流変換回路２２０
に供給される。また、遅延回路５１７，５１８，５１９
の出力は加算器６０２で加算され、図５の外部変調器１
０５に供給される。このようにして、イコライザ５１０
により微分された送信信号と、π／２だけ位相を遅延さ
れた送信信号が生成され、図５に示した第３の実施例に
より、上側帯波が抑圧された光信号を得ることができ
る。
【００３７】次に、第２，第３の実施例の特殊な場合と
して、マーク信号の送信信号波形が自乗余弦波の場合を
考える。このとき、送信信号波形は(10)式にて、ａ2 ＝
ａ3 ＝…＝０，ａ′1 ＝ａ′2 ＝…＝０とした場合に相
当し、 ａ(t) ＝ａ1 cos ２πｆ0 ｔ (17) となる。このとき、(15)式は、
して、マーク信号の送信信号波形が自乗余弦波の場合を
考える。このとき、送信信号波形は(10)式にて、ａ2 ＝
ａ3 ＝…＝０，ａ′1 ＝ａ′2 ＝…＝０とした場合に相
当し、 ａ(t) ＝ａ1 cos ２πｆ0 ｔ (17) となる。このとき、(15)式は、
【数１２】 となるので、
【数１３】 が得られる。同様の議論によりφn ＝−π／２の場合
は、
は、
【数１４】 が得られる。
【００３８】(19)式及び(20)式は、マーク信号の送信信
号波形が自乗余弦波の場合は、送信信号のタイミングを
示す正弦波を、レベル調整及び位相調整を行なった上
で、注入電流として半導体レーザに供給することによ
り、上側帯波，下側帯波の一方を抑圧できることを示し
ている。なお、以上の説明はマーク信号が継続して出力
される場合についてであるが、この第４の実施例では、
送信信号がスペースの場合、外部変調器出力は無光とな
るので、以上の説明は一般性を損なうものではない。
号波形が自乗余弦波の場合は、送信信号のタイミングを
示す正弦波を、レベル調整及び位相調整を行なった上
で、注入電流として半導体レーザに供給することによ
り、上側帯波，下側帯波の一方を抑圧できることを示し
ている。なお、以上の説明はマーク信号が継続して出力
される場合についてであるが、この第４の実施例では、
送信信号がスペースの場合、外部変調器出力は無光とな
るので、以上の説明は一般性を損なうものではない。
【００３９】図７は本発明の第４の実施例を示す。図７
において、半導体レーザ１０１には、加算器２３０経由
で直流バイアス電流が供給されている。また加算器２３
０には、電圧電流変換回路２２０から周波数偏移制御信
号が供給されている。この周波数偏移信号は、クロック
源７０１から出力される送信信号の伝送速度（５Ｇｂ／
ｓ）と同一周波数の正弦波を、減衰器７０２および遅延
回路７０３で振幅調整および位相調整をそれぞれするこ
とにより得ることができる。一方、端子１０３から供給
される送信信号におけるマーク信号は、変換回路７０４
で自乗余弦波に変換される。その送信信号におけるスペ
ース信号は、外部変調器１０５がほぼ無光となる直流値
に変換される。このマーク信号を自乗余弦波に変換する
ために変換回路７０４としては、伝送速度周波数の７０
％の遮断周波数を有する低域通過フィルタを用いること
ができる。第４の実施例はこのようにして、下側帯波を
抑圧している。
において、半導体レーザ１０１には、加算器２３０経由
で直流バイアス電流が供給されている。また加算器２３
０には、電圧電流変換回路２２０から周波数偏移制御信
号が供給されている。この周波数偏移信号は、クロック
源７０１から出力される送信信号の伝送速度（５Ｇｂ／
ｓ）と同一周波数の正弦波を、減衰器７０２および遅延
回路７０３で振幅調整および位相調整をそれぞれするこ
とにより得ることができる。一方、端子１０３から供給
される送信信号におけるマーク信号は、変換回路７０４
で自乗余弦波に変換される。その送信信号におけるスペ
ース信号は、外部変調器１０５がほぼ無光となる直流値
に変換される。このマーク信号を自乗余弦波に変換する
ために変換回路７０４としては、伝送速度周波数の７０
％の遮断周波数を有する低域通過フィルタを用いること
ができる。第４の実施例はこのようにして、下側帯波を
抑圧している。
【００４０】なお、第３の実施例と同様に、遅延回路７
０３を削除し変換回路７０４と外部変調器１０５との
間、もしくは端子１０３と変換回路７０４との間に、遅
延回路７０３と同一遅延量をもつ遅延回路を設けること
もできる。これが第５の実施例であり、この実施例によ
り上側帯波のみを抑圧することができる。
０３を削除し変換回路７０４と外部変調器１０５との
間、もしくは端子１０３と変換回路７０４との間に、遅
延回路７０３と同一遅延量をもつ遅延回路を設けること
もできる。これが第５の実施例であり、この実施例によ
り上側帯波のみを抑圧することができる。
【００４１】次にこの第４の実施例の光送信装置の動作
について説明する。
について説明する。
【００４２】まず半導体レーザ１０１に直流バイアス源
１０２からバイアスを加える。このときクロック信号源
７０１からの出力信号を重畳しない状態に設定した。こ
の半導体レーザ１０１からの出力光１０４を強度変調す
るために、端子１０３からの５Ｇｂ／ｓのランダムパタ
ーンを直接外部変調器１０５に供給した。この時送信信
号光１０８をスペクトルアナライザで観測した結果、搬
送波の両側に左右対象の上側波帯及び下側波帯が観測さ
れた。
１０２からバイアスを加える。このときクロック信号源
７０１からの出力信号を重畳しない状態に設定した。こ
の半導体レーザ１０１からの出力光１０４を強度変調す
るために、端子１０３からの５Ｇｂ／ｓのランダムパタ
ーンを直接外部変調器１０５に供給した。この時送信信
号光１０８をスペクトルアナライザで観測した結果、搬
送波の両側に左右対象の上側波帯及び下側波帯が観測さ
れた。
【００４３】そこで次にクロック信号源７０１を用いて
半導体レーザ１０１の注入電流を変調した。ここで可変
減衰器７０２の減衰量、可変遅延線７０３の遅延量を調
節することで片側側波帯をもう一方の側波帯のパワーに
比較して抑圧させることができた。この時、半導体レー
ザ１０１へ加えられている信号の位相および振幅は式(1
9)の条件とほぼ一致していた。またこの時の、片側側波
帯信号レベルはもう一方の片側側波帯のレベルに比較し
て２０ｄＢ以上抑圧されていた。
半導体レーザ１０１の注入電流を変調した。ここで可変
減衰器７０２の減衰量、可変遅延線７０３の遅延量を調
節することで片側側波帯をもう一方の側波帯のパワーに
比較して抑圧させることができた。この時、半導体レー
ザ１０１へ加えられている信号の位相および振幅は式(1
9)の条件とほぼ一致していた。またこの時の、片側側波
帯信号レベルはもう一方の片側側波帯のレベルに比較し
て２０ｄＢ以上抑圧されていた。
【００４４】なお、以上説明した第４の実施例では、ク
ロック源７０１からは正弦波が供給されるものとして説
明したが、クロック源７０１から供給される信号は正弦
波に限られるものではなく、送信信号の伝送速度と同一
周波数の矩形波，三角波などでも信号波形の微分波形に
近い形であればすでに述べた第４の実施例とほぼ同等の
効果を得ることができる。この点は第５の実施例も同様
である。
ロック源７０１からは正弦波が供給されるものとして説
明したが、クロック源７０１から供給される信号は正弦
波に限られるものではなく、送信信号の伝送速度と同一
周波数の矩形波，三角波などでも信号波形の微分波形に
近い形であればすでに述べた第４の実施例とほぼ同等の
効果を得ることができる。この点は第５の実施例も同様
である。
【００４５】本発明にはこの他にも様々な変形例があ
る。送信信号としては、変調法として、送信信号速度は
５Ｇｂ／ｓに限らずこれ以上の１０Ｇｂ／ｓでもこれ以
下の２Ｇｂ／ｓでも良い。また外部変調器としては半導
体の吸収型外部変調器を用いることもできる。また信号
光波長も１．５μｍに限ることなく１．３μｍ帯でも良
いし、その他の波長でも良い。
る。送信信号としては、変調法として、送信信号速度は
５Ｇｂ／ｓに限らずこれ以上の１０Ｇｂ／ｓでもこれ以
下の２Ｇｂ／ｓでも良い。また外部変調器としては半導
体の吸収型外部変調器を用いることもできる。また信号
光波長も１．５μｍに限ることなく１．３μｍ帯でも良
いし、その他の波長でも良い。
【００４６】
【発明の効果】以上詳細に説明したとおり本発明によれ
ば、光ファイバ等の分散の大きな伝送路を介して受信さ
れた強度変調光を、受信側で二乗検波して復調された受
信信号を容易に等化することができる光通信装置が得ら
れる。
ば、光ファイバ等の分散の大きな伝送路を介して受信さ
れた強度変調光を、受信側で二乗検波して復調された受
信信号を容易に等化することができる光通信装置が得ら
れる。
【図１】本発明の第一の実施例を示すブロック図。
【図２】本発明の送信部からの出力光の周波数スペクト
ラムを示す図。
ラムを示す図。
【図３】本発明の第２の実施例を示すブロック図。
【図４】本発明の第２の実施例で用いられるイコライザ
の一具体例を示すブロック図。
の一具体例を示すブロック図。
【図５】本発明の第３実施例を示すブロック図。
【図６】第３の実施例におけるイコライザの一具体例を
示すブロック図。
示すブロック図。
【図７】本発明の第４の実施例を示すブロック図。
１００ 送信ユニット １０１ 半導体レーザ １０２ 直流バイアス電源 １０３ 送信信号入力端子 １０４ 半導体レーザ出力光 １０５ 外部変調器 １０７ 光フィルタ １０８ 送信信号光 １１０，１２０ 光増幅器 １１５ 光ファイバ １５０ 受信ユニット １５１ 光受信器 １５２ 線形フィルタ ２００ 搬送波 ２０１ 残留側波帯信号 ２０２ 抑圧された側波帯信号 ２１０，５１０ イコライザ ２２０ 電圧電流変換回路 ７０１ クロック信号源 ７０４ 変換回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 ＦＩ Ｈ０４Ｂ 10/18
Claims (8)
- 【請求項１】 搬送波光と送信信号にもとづいて強度変
調光信号を生成して光ファイバ伝送路に送出する送信ユ
ニットと、前記強度変調光信号を前記光ファイバ伝送路
から受信し前記送信信号を再生する受信ユニットとから
構成される光通信装置であり、 前記送信ユニットは： 前記搬送波光を生成する搬送波光生成手段と； 前記搬送波光を前記送信信号を用いて振幅変調し両側帯
波信号を生成する振幅変調手段と； 前記両側帯波信号から搬送波光成分と片側帯波光成分を
抽出し前記強度変調光として前記光ファイバ伝送路に送
出する送信手段と； から構成され、 前記受信ユニットは：前記光ファイバ 伝送路から供給される前記強度変調光を
検波し電気信号を生成する手段と； 前記電気信号を等化し、前記送信信号を再生する等化手
段と； から構成されることを特徴とする強度変調を用いた光通
信装置。 - 【請求項２】 搬送波光と送信信号にもとづいて強度変
調光信号を生成して光ファイバ伝送路に送出する送信ユ
ニットと、前記強度変調光信号を前記光ファイバ伝送路
から受信し前記送信信号を再生する受信ユニットとから
構成される光通信装置であり、 前記送信ユニットは： 前記送信信号に一定の位相角だけ位相偏移を与えるとと
もに高周波成分を強調して制御信号を生成する手段と； 前記制御信号に基づき周波数変調した光を生成し、前記
搬送波光として出力する搬送波光生成手段と； 前記送信信号にもとづいて前記搬送波光を振幅変調し、
前記搬送波光成分と片側帯波光成分を前記光ファイバ伝
送路に出力する振幅変調手段と； から構成され、 前記受信ユニットは：前記光ファイバ 伝送路から供給される前記強度変調光を
検波し電気信号を生成する手段と； 前記電気信号を等化し、前記送信信号を再生する等化手
段と； から構成されることを特徴とする強度変調を用いた光通
信装置。 - 【請求項３】 前記制御信号発生手段は、前記送信信号
の帯域を複数個の帯域に分割する複数個のフィルタ手段
と、各フィルタ手段に各々接続された複数個のレベル調
整手段と、各レベル調整手段の出力にそのレベル調整手
段に接続されているフィルタ手段の中心周波数における
前記一定の位相角に相当する遅延を与える複数個の遅延
手段と、前記複数個の遅延手段出力を加算し、前記制御
信号を生成する加算手段とから構成されることを特徴と
する請求項２に記載の光通信装置。 - 【請求項４】 前記制御信号発生手段は、前記送信信号
の帯域を複数個の帯域に分割する複数個のフィルタ手段
と、各フィルタ手段に各々接続された複数個のレベル調
整手段と、各レベル調整手段出力を加算して前記制御信
号を生成する第１の加算手段とから構成され、前記振幅
変調手段は、前記複数個のフィルタ手段に各々接続さ
れ、該フィルタ手段の中心周波数における前記一定の位
相角に相当する遅延を与える複数の遅延手段と、これら
複数の遅延手段出力を加算する第２の加算手段とを備
え、この第２の加算手段出力にもとづいて前記搬送波光
を振幅変調することを特徴とする請求項２に記載の光通
信装置。 - 【請求項５】 前記制御信号発生手段は、前記送信信号
の伝送速度と同一周波数の周期信号を生成する手段と、
前記周期信号のレベルを調節して出力するレベル調整手
段と、レベル調整手段出力に一定の遅延量を与え制御信
号を生成する遅延手段とから構成され、前記振幅変調手
段は、前記送信信号の中で少なくともマーク信号を自乗
余弦波形に変換する変換手段と、前記自乗余弦波形にも
とづいて前記搬送波光を振幅変調する変調器とから構成
されることを特徴とする請求項２に記載の光通信装置。 - 【請求項６】 前記周期信号は正弦波であることを特徴
とする請求項５に記載の光通信装置。 - 【請求項７】 前記制御信号発生手段は、前記送信信号
の伝送速度と同一周波数の周期信号を生成する手段と、
前記周期信号のレベルを調節し前記制御信号として出力
するレベル調節手段とから構成され、前記振幅変調手段
は、前記送信信号の少なくともマーク信号を自乗余弦波
形に変換する手段と、前記自乗余弦波形を遅延する遅延
手段と、この遅延手段の出力に応じて前記搬送波光を振
幅変調する変調器とから構成されることを特徴とする請
求項２に記載の光通信装置。 - 【請求項８】 前記周期信号は正弦波であることを特徴
とする請求項７に記載の光通信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3198510A JP2982402B2 (ja) | 1990-07-13 | 1991-07-12 | 光通信装置 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18633190 | 1990-07-13 | ||
| JP2-186331 | 1990-07-13 | ||
| JP3198510A JP2982402B2 (ja) | 1990-07-13 | 1991-07-12 | 光通信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH053456A JPH053456A (ja) | 1993-01-08 |
| JP2982402B2 true JP2982402B2 (ja) | 1999-11-22 |
Family
ID=26503688
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3198510A Expired - Lifetime JP2982402B2 (ja) | 1990-07-13 | 1991-07-12 | 光通信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2982402B2 (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6459519B1 (en) | 1997-04-09 | 2002-10-01 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Optical transmitter-receiver |
| US7536108B2 (en) | 2001-06-29 | 2009-05-19 | Nippon Telegraph & Telephone Corporation | High precision chromatic dispersion measuring method and automatic dispersion compensating optical link system that uses this method |
| JP2006287695A (ja) * | 2005-04-01 | 2006-10-19 | Sigma-Links Inc | 光受信器 |
| KR101280049B1 (ko) * | 2005-10-12 | 2013-06-28 | 오피디엄 피티와이 엘티디. | 디지털 신호들의 광 전송을 위한 방법 및 장치 |
| JP5188194B2 (ja) * | 2008-02-07 | 2013-04-24 | 三菱電機株式会社 | 送受信システム |
| JP2010068029A (ja) * | 2008-09-08 | 2010-03-25 | Sumitomo Electric Ind Ltd | 光トランシーバ |
| CN112272777B (zh) * | 2018-06-12 | 2024-10-11 | 皇家飞利浦有限公司 | 用于mr中的动态范围压缩的逆分散滤波器 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2160380B (en) * | 1984-06-14 | 1988-01-27 | Stc Plc | Optical transmission systems |
-
1991
- 1991-07-12 JP JP3198510A patent/JP2982402B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH053456A (ja) | 1993-01-08 |
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