JP2968214B2 - レーザ距離測定器受信機 - Google Patents
レーザ距離測定器受信機Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、一般的にレーザ距
離測定器、特に低コストのレーザ距離測定器受信機に関
する。
離測定器、特に低コストのレーザ距離測定器受信機に関
する。
【０００２】
【従来の技術】従来、レーザ距離測定器受信機は、各々
の特定の応用に対して個々に設計されてきた。したがっ
て、ダイオードポンプレーザ、あるいは映像レーザレー
ダのためにフラッシュランプポンプレーザを使用する距
離測定器のために異なる受信機の設計が使用されてき
た。
の特定の応用に対して個々に設計されてきた。したがっ
て、ダイオードポンプレーザ、あるいは映像レーザレー
ダのためにフラッシュランプポンプレーザを使用する距
離測定器のために異なる受信機の設計が使用されてき
た。
【０００３】このレーザ距離測定器受信機は、標的から
の反射波の検出のためのフォトダイードに依存してい
る。検出のための受信機のフォトダイオードにおいて２
つの主要な範疇がある。すなわち、アクセプタ真性ドナ
ー（“ＰＩＮ”）ダイオードとアバランシェフォトダイ
オード（“ＡＰＤ”）である。何れの型式の装置も、砒
化インジウムガリウム（“ＩｎＧａＡｓ”）またはゲル
マニウムの技術の基いている。ＰＩＮダイオードは最も
一般的に使用されているが、９９％の検出確率のために
６０乃至１００ナノワットの信号を必要とする。現在使
用されている冷却しないＡＰＤ受信機は、約１０ナノワ
ットの信号で９９％の検出が可能である。ＡＰＤ検出器
の感度を一層高めることによって、システムの探知最大
距離が増加するので、それらは目に安全なレーザ距離測
定器のグループに応用可能な一般的な装置の形成に好ま
しい。
の反射波の検出のためのフォトダイードに依存してい
る。検出のための受信機のフォトダイオードにおいて２
つの主要な範疇がある。すなわち、アクセプタ真性ドナ
ー（“ＰＩＮ”）ダイオードとアバランシェフォトダイ
オード（“ＡＰＤ”）である。何れの型式の装置も、砒
化インジウムガリウム（“ＩｎＧａＡｓ”）またはゲル
マニウムの技術の基いている。ＰＩＮダイオードは最も
一般的に使用されているが、９９％の検出確率のために
６０乃至１００ナノワットの信号を必要とする。現在使
用されている冷却しないＡＰＤ受信機は、約１０ナノワ
ットの信号で９９％の検出が可能である。ＡＰＤ検出器
の感度を一層高めることによって、システムの探知最大
距離が増加するので、それらは目に安全なレーザ距離測
定器のグループに応用可能な一般的な装置の形成に好ま
しい。
【０００４】このＡＰＤ装置において、ＡＰＤバイアス
は、雑音による２つの隣接する閾値の交差が、互いに３
マイクロセカンド以内で発生するまでＡＰＤ電圧をラン
プすることによって得られる。疑似警報率（“ＦＡ
Ｒ”）は、雑音による２つの隣接する閾値の交差が、互
いに２マイクロセカンド以下で発生するまで閾値をラン
プすることによって設定される。これらの測定は、ラン
ダムデータ“雑音”について行われ、実質的に部分的に
フィルタされる１つのイベントから構成されている。ラ
ンダムデータの１つのサンプルに基いて、誤った解答を
得る確率は高い。
は、雑音による２つの隣接する閾値の交差が、互いに３
マイクロセカンド以内で発生するまでＡＰＤ電圧をラン
プすることによって得られる。疑似警報率（“ＦＡ
Ｒ”）は、雑音による２つの隣接する閾値の交差が、互
いに２マイクロセカンド以下で発生するまで閾値をラン
プすることによって設定される。これらの測定は、ラン
ダムデータ“雑音”について行われ、実質的に部分的に
フィルタされる１つのイベントから構成されている。ラ
ンダムデータの１つのサンプルに基いて、誤った解答を
得る確率は高い。
【０００５】このレーザ距離測定器受信機は、室温にお
いて最適化され、したがってその他の動作温度において
は実質的に最適ではない。したがって、広い温度範囲に
おけるシステムの感度を保証することはできない。また
このＡＰＤ増幅器の周波数応答をテストするために多数
の部品が必要とされる。
いて最適化され、したがってその他の動作温度において
は実質的に最適ではない。したがって、広い温度範囲に
おけるシステムの感度を保証することはできない。また
このＡＰＤ増幅器の周波数応答をテストするために多数
の部品が必要とされる。
【０００６】現在のレーザ受信機はさらに、１つの例に
おいて、４０個のＩＣおよびさらに多くのディスクリー
トな部品を含んでいる高価なハイブリッド回路を使用す
る。そのような回路は、不十分な生産効率、増幅器の不
安定性、および感度のアナログ回路に結合するデジタル
雑音を含む欠点を有する。そのような問題は、一定の技
術的支援を必要とする。一般的に、従来の技術の方法
は、かなりのハードウエアを必要とし、あまり丈夫では
なく、温度変化における感度に対する要求を満たしてい
ない。
おいて、４０個のＩＣおよびさらに多くのディスクリー
トな部品を含んでいる高価なハイブリッド回路を使用す
る。そのような回路は、不十分な生産効率、増幅器の不
安定性、および感度のアナログ回路に結合するデジタル
雑音を含む欠点を有する。そのような問題は、一定の技
術的支援を必要とする。一般的に、従来の技術の方法
は、かなりのハードウエアを必要とし、あまり丈夫では
なく、温度変化における感度に対する要求を満たしてい
ない。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】それ故本発明の目的
は、レーザ装置を改良することである。
は、レーザ装置を改良することである。
【０００８】本発明の別の目的は、種々のレーザ装置を
使用するために適した一般的な受信機構造を提供するこ
とである。
使用するために適した一般的な受信機構造を提供するこ
とである。
【０００９】本発明の別の目的は、レーザ距離測定器受
信機を改良することである。
信機を改良することである。
【００１０】本発明の別の目的は、レーザ距離測定器受
信機の感度を高めることである。
信機の感度を高めることである。
【００１１】本発明の別の目的は、従来のシステムより
も一層廉価で、一層電力要求が少なく、より良く機能す
るレーザ距離測定器受信機を提供することである。
も一層廉価で、一層電力要求が少なく、より良く機能す
るレーザ距離測定器受信機を提供することである。
【００１２】本発明の別の目的は、システムの複雑性お
よびコストを著しく減少する一方で、−４０乃至＋８５
°Ｃのような広い温度範囲においてレーザ距離測定器受
信機の感度を著しく高めることである。
よびコストを著しく減少する一方で、−４０乃至＋８５
°Ｃのような広い温度範囲においてレーザ距離測定器受
信機の感度を著しく高めることである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明のレーザ距離測定
装置は、検出信号を生成する検出手段と、この検出信号
と較正信号とを合計して第１の出力信号を生成する合計
手段と、第１の出力信号からオフセット電圧信号を発生
させるオフセット電圧信号発生手段と、ターゲットから
の反射を示す第２の出力信号を生成する閾値検出手段
と、第２の出力信号を監視して誤警報を検出することの
できる第３の出力信号を供給する監視手段とを具備して
いる受信手段と、オフセット電圧信号および第３の出力
信号を供給されて較正信号を発生して受信手段に供給
し、選択された誤警報率が得られるまでオフセット電圧
信号および第３の出力信号を使用して前記較正信号の値
を調節するプログラムされたプロセッサとを具備してい
ることを特徴とする。
装置は、検出信号を生成する検出手段と、この検出信号
と較正信号とを合計して第１の出力信号を生成する合計
手段と、第１の出力信号からオフセット電圧信号を発生
させるオフセット電圧信号発生手段と、ターゲットから
の反射を示す第２の出力信号を生成する閾値検出手段
と、第２の出力信号を監視して誤警報を検出することの
できる第３の出力信号を供給する監視手段とを具備して
いる受信手段と、オフセット電圧信号および第３の出力
信号を供給されて較正信号を発生して受信手段に供給
し、選択された誤警報率が得られるまでオフセット電圧
信号および第３の出力信号を使用して前記較正信号の値
を調節するプログラムされたプロセッサとを具備してい
ることを特徴とする。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下の説明は、当業者が本発明を
構成し使用できるようにするために与えられ、本発明を
実施する発明者によって意図された最良の形態を示して
いる。しかしながら、本発明の一般的な原理は特に、比
較的に廉価で製造が容易であり、多様な形態が可能で自
動的に較正されるレーザ距離測定器受信機を提供するた
めに、種々の変形が当業者には容易に明白である。
構成し使用できるようにするために与えられ、本発明を
実施する発明者によって意図された最良の形態を示して
いる。しかしながら、本発明の一般的な原理は特に、比
較的に廉価で製造が容易であり、多様な形態が可能で自
動的に較正されるレーザ距離測定器受信機を提供するた
めに、種々の変形が当業者には容易に明白である。
【００１５】レーザ距離測定器システムは、図１に示さ
れている。図１のシステムは、次のような多数の装置に
分割することができる。すなわち、電源装置17、タイミ
ングおよび制御装置11、受信機16、距離カウンタおよび
関連するデジタル回路を含む距離カウンタチップ25、お
よび制御パネル／ディスプレイ装置190 に分けることが
できる。図１に示されている残りの部品は、レーザビー
ムを発生するためのレーザモジュール115 、トランシー
バ光学装置119 、バッテリ37、およびＥＭＩフィルタ35
を含んでいる。
れている。図１のシステムは、次のような多数の装置に
分割することができる。すなわち、電源装置17、タイミ
ングおよび制御装置11、受信機16、距離カウンタおよび
関連するデジタル回路を含む距離カウンタチップ25、お
よび制御パネル／ディスプレイ装置190 に分けることが
できる。図１に示されている残りの部品は、レーザビー
ムを発生するためのレーザモジュール115 、トランシー
バ光学装置119 、バッテリ37、およびＥＭＩフィルタ35
を含んでいる。
【００１６】タイミングおよび制御装置11は、マイクロ
制御装置13、非揮発性ランダムアクセスメモリ（ＮＯＶ
ＲＡＭ）191 、ＲＳ４８５システムＩ／Ｏまたはその他
のインテーフェイス29を含んでいる。ＲＳ４８５システ
ムＩ／Ｏ29は、マイクロ制御装置13と関連する射撃制御
システム111 との間の通信のために、Ｉ／Ｏバス118を
介してマイクロ制御装置13へ、およびバス12を介して関
連する射撃制御システム111 へ接続されている。
制御装置13、非揮発性ランダムアクセスメモリ（ＮＯＶ
ＲＡＭ）191 、ＲＳ４８５システムＩ／Ｏまたはその他
のインテーフェイス29を含んでいる。ＲＳ４８５システ
ムＩ／Ｏ29は、マイクロ制御装置13と関連する射撃制御
システム111 との間の通信のために、Ｉ／Ｏバス118を
介してマイクロ制御装置13へ、およびバス12を介して関
連する射撃制御システム111 へ接続されている。
【００１７】マイクロ処理装置13は、プログラムされた
プロセッサであり、フィリップス・セミコンダクタ社
（Sunnyvale, California ）の部品番号87C552のような
市販の部品であるかも知れない。この部品は、“ブート
アップ”ソフトウエアを記憶する内部ＲＯＭを有してい
る。種々のその他のカスタム、または既製のプロセッ
サ、マイクロプロセッサ、コンピュータ、あるいはその
他のプログラムされたプロセッサベースの制御装置は、
本発明の実施形態に基いて使用される。
プロセッサであり、フィリップス・セミコンダクタ社
（Sunnyvale, California ）の部品番号87C552のような
市販の部品であるかも知れない。この部品は、“ブート
アップ”ソフトウエアを記憶する内部ＲＯＭを有してい
る。種々のその他のカスタム、または既製のプロセッ
サ、マイクロプロセッサ、コンピュータ、あるいはその
他のプログラムされたプロセッサベースの制御装置は、
本発明の実施形態に基いて使用される。
【００１８】ＮＯＶＲＡＭ191 は、マイクロ制御装置13
によってアクセスされるように配置されており、表で駆
動される実行可能なシステムコードを含んでいる。種々
の動作パラメータは、ＮＯＶＲＡＭ191 （編集されたコ
ードの一部分ではない）内の表の中に配置され、実時間
で変更される。ＮＯＶＲＡＭの表において記憶されるパ
ラメータは、以下のものを含んでいる。
によってアクセスされるように配置されており、表で駆
動される実行可能なシステムコードを含んでいる。種々
の動作パラメータは、ＮＯＶＲＡＭ191 （編集されたコ
ードの一部分ではない）内の表の中に配置され、実時間
で変更される。ＮＯＶＲＡＭの表において記憶されるパ
ラメータは、以下のものを含んでいる。
【００１９】 １．受信機オフセット電圧 ２．閾値電圧 ３．疑似警報率 ４．ＡＰＤバイアス電圧 ５．ＰＥＮ電圧 ６．ディスプレイの輝度 ７．プログラム可能な距離ゲート ８．武器の較正のためのスーパー高低角表 上記のパラメータの使用および重要性は、以下で説明さ
れる。
れる。
【００２０】ＮＯＶＲＡＭ191 は、好ましくは２つの部
分に分割され、一方は表を含み、他方は実行可能なソフ
トウエア、例えばそれがハードウエアを動作させるため
に必要なパラメータで表を調べる編集された“Ｃ”コー
ドを含んでいる。表、それ自身を更新することもでき
る。したがって、所望であれば、ソフトウエアは、ハー
ドウエアを開放することなしに携帯可能なコンピュータ
へのプラグ差込み接続によってフィールド内で更新する
ことができる。
分に分割され、一方は表を含み、他方は実行可能なソフ
トウエア、例えばそれがハードウエアを動作させるため
に必要なパラメータで表を調べる編集された“Ｃ”コー
ドを含んでいる。表、それ自身を更新することもでき
る。したがって、所望であれば、ソフトウエアは、ハー
ドウエアを開放することなしに携帯可能なコンピュータ
へのプラグ差込み接続によってフィールド内で更新する
ことができる。
【００２１】マイク制御装置13は、バス15を介して距離
カウンタチップ25と通信する。距離カウンタチップ25
は、レーザパルスの放射と、受信機16によるそのパルス
の反射波の検出との間の時間間隔をカウントするデジタ
ル距離カウンタを含んでおり、そのカウントは距離また
は標的への距離を表している。したがって、バス15の主
な機能は、距離データ（カウント）をマイクロ制御装置
13へ転送することであり、バス15は読取り、書込み、ア
ドレス、およびデータのラインを含む標準のバス構造を
具備している。距離カウンタチップ25は、米国特許出願
（"High-Speed Synchronous Counter Circuitry"およ
び"High-Speed Data Register for Laser Range Finder
s"）において開示されている高速デジタルカウンタおよ
び高速データレジスタを具備している。距離カウンタチ
ップは、さらにＩＦＦカウンタ125 、遅延ライン微分装
置論理装置、プログラム可能な距離ゲート、およびデジ
タル状態レジスタを含むこともできる。
カウンタチップ25と通信する。距離カウンタチップ25
は、レーザパルスの放射と、受信機16によるそのパルス
の反射波の検出との間の時間間隔をカウントするデジタ
ル距離カウンタを含んでおり、そのカウントは距離また
は標的への距離を表している。したがって、バス15の主
な機能は、距離データ（カウント）をマイクロ制御装置
13へ転送することであり、バス15は読取り、書込み、ア
ドレス、およびデータのラインを含む標準のバス構造を
具備している。距離カウンタチップ25は、米国特許出願
（"High-Speed Synchronous Counter Circuitry"およ
び"High-Speed Data Register for Laser Range Finder
s"）において開示されている高速デジタルカウンタおよ
び高速データレジスタを具備している。距離カウンタチ
ップは、さらにＩＦＦカウンタ125 、遅延ライン微分装
置論理装置、プログラム可能な距離ゲート、およびデジ
タル状態レジスタを含むこともできる。
【００２２】マイクロ制御装置13はさらに、距離測定器
レーザモジュール115 によってレーザまたは“光”パル
スを放射するために、信号ライン14においてフラッシュ
ランプ放射信号“F/L FIRE”を供給するように構成され
ている。マイクロ制御装置13は、レーザ距離測定器発射
命令スイッチ28の手動またはそれ以外の作動に応答して
発生されるレーザ発射命令信号FIRE LRFによって信号F/
L FIREを発生するように付勢される。レーザ発射命令信
号FIRE LRFはさらに、信号ライン129 を介してＩＦＦカ
ウンタ125 へ供給され、カウンタ125 にカウントを開始
させる。
レーザモジュール115 によってレーザまたは“光”パル
スを放射するために、信号ライン14においてフラッシュ
ランプ放射信号“F/L FIRE”を供給するように構成され
ている。マイクロ制御装置13は、レーザ距離測定器発射
命令スイッチ28の手動またはそれ以外の作動に応答して
発生されるレーザ発射命令信号FIRE LRFによって信号F/
L FIREを発生するように付勢される。レーザ発射命令信
号FIRE LRFはさらに、信号ライン129 を介してＩＦＦカ
ウンタ125 へ供給され、カウンタ125 にカウントを開始
させる。
【００２３】レーザモジュール115 によって発生される
光パルス117 の一部分18は、受信機16内の光検出器315
によって検出され、停止信号ライン123 を介して“停
止”信号を、好ましい実施形態において１６ビットカウ
ンタであるＩＦＦカウンタ125へ供給する。それによっ
て、ＩＦＦカウンタ125 は、カウントを停止し、マイク
ロ制御装置13へ通じている信号ライン27においてＩＦＦ
の時間間隔のカウントが行われる。このカウントは、本
発明の出願人による米国特許出願（"Laser RengeFinder
IFF"）において開示された識別フレンドまたはフォー
（Foe ）のために使用される。
光パルス117 の一部分18は、受信機16内の光検出器315
によって検出され、停止信号ライン123 を介して“停
止”信号を、好ましい実施形態において１６ビットカウ
ンタであるＩＦＦカウンタ125へ供給する。それによっ
て、ＩＦＦカウンタ125 は、カウントを停止し、マイク
ロ制御装置13へ通じている信号ライン27においてＩＦＦ
の時間間隔のカウントが行われる。このカウントは、本
発明の出願人による米国特許出願（"Laser RengeFinder
IFF"）において開示された識別フレンドまたはフォー
（Foe ）のために使用される。
【００２４】幾つかのレーザ距離測定器システムは、２
つの光受信機を有し、その一方は標的からの反射波を検
出し、他方は送信パルスの存在を検出して停止信号ライ
ン123 において供給される停止パルスを発生するための
光パルス監視機器（“ＯＰＭ”）を具備している。その
ようなシステムは典型的に、ＯＰＭへ送信ビームの小部
分を導くためのビームスプリッタを使用している。その
他のシステムは、単一の受信機を使用し、その場合はＯ
ＰＭまたはビームスプリッタはなく、送信パルスの存在
は、標的反射波と同じ方法で検出される。そのような場
合において、光の後方散乱は、システムヘ反射し、受信
機を照明して、停止パルスを発生する。
つの光受信機を有し、その一方は標的からの反射波を検
出し、他方は送信パルスの存在を検出して停止信号ライ
ン123 において供給される停止パルスを発生するための
光パルス監視機器（“ＯＰＭ”）を具備している。その
ようなシステムは典型的に、ＯＰＭへ送信ビームの小部
分を導くためのビームスプリッタを使用している。その
他のシステムは、単一の受信機を使用し、その場合はＯ
ＰＭまたはビームスプリッタはなく、送信パルスの存在
は、標的反射波と同じ方法で検出される。そのような場
合において、光の後方散乱は、システムヘ反射し、受信
機を照明して、停止パルスを発生する。
【００２５】電源装置17は、バッテリ37および介在ＥＭ
Ｉフィルタ35によって電力を供給される。バッテリ37
は、第１および第２の端子19,20 およびLRF オン／オフ
スイッチ120 を介してＥＭＩフィルタ35へ接続され、そ
れは信号路21によってフィルタされた電圧を電源装置17
へ出力する。LRF オン／オフスイッチ120 は、レーザ距
離測定器（ＬＲＦ）への電力をオンおよびオフにする。
電源17は複数の一定の低電圧電力の出力23を具備してお
り、それは例えば本発明の出願人による米国特許出
願（"Laser Renge Finder Power Management System"）
において教示されている。
Ｉフィルタ35によって電力を供給される。バッテリ37
は、第１および第２の端子19,20 およびLRF オン／オフ
スイッチ120 を介してＥＭＩフィルタ35へ接続され、そ
れは信号路21によってフィルタされた電圧を電源装置17
へ出力する。LRF オン／オフスイッチ120 は、レーザ距
離測定器（ＬＲＦ）への電力をオンおよびオフにする。
電源17は複数の一定の低電圧電力の出力23を具備してお
り、それは例えば本発明の出願人による米国特許出
願（"Laser Renge Finder Power Management System"）
において教示されている。
【００２６】マイクロ処理装置13はさらに、受信機16を
監視し、それを再較正するように構成されている。この
目的のために、マイクロ処理装置は、受信機16から温度
電圧ＶTEMP、オフセット電圧ＶOFFSET、および信号ライ
ン126 における疑似警報率（ＦＡＲ）信号を含む入力を
受取り、第１および第２の検出器バイアス制御信号
ＩUP、ＩDN、較正電圧ＶCAL 、および信号ライン127 に
おけるＦＡＲリセット信号を含む制御信号を受信機16へ
出力する。マイクロ制御装置13と受信機16との間の相互
作用は、以下でさらに詳細に説明される。
監視し、それを再較正するように構成されている。この
目的のために、マイクロ処理装置は、受信機16から温度
電圧ＶTEMP、オフセット電圧ＶOFFSET、および信号ライ
ン126 における疑似警報率（ＦＡＲ）信号を含む入力を
受取り、第１および第２の検出器バイアス制御信号
ＩUP、ＩDN、較正電圧ＶCAL 、および信号ライン127 に
おけるＦＡＲリセット信号を含む制御信号を受信機16へ
出力する。マイクロ制御装置13と受信機16との間の相互
作用は、以下でさらに詳細に説明される。
【００２７】図１に示されている好ましい実施形態にお
いて、受信機16は受信された光パルス部分18を電気信号
へ変換する光検出器315 、および光検出器315 によって
発生される電気信号を増幅するためのトランスインピー
ダンス増幅器（“ＴＩＡ”）317 を含んでいる。検出器
バイアス制御回路311 は、以下で詳細に説明されるよう
に、電源装置17から130-ボルトのＰＥＮ電力を受取り、
機能を最適化するために検出器315 へ供給されるバイア
ス電圧を制御する。光検出器315 において使用される検
出素子は好ましくは、アバランシェフォトダイオード
（“ＡＰＤ”）である。温度センサ319 は、その温度を
監視するために光検出器315 と同じ基板上に装着され
る。温度センサ319 は、光検出器の温度を表す電圧Ｖ
TEMPをマイクロ制御装置13へ供給する。
いて、受信機16は受信された光パルス部分18を電気信号
へ変換する光検出器315 、および光検出器315 によって
発生される電気信号を増幅するためのトランスインピー
ダンス増幅器（“ＴＩＡ”）317 を含んでいる。検出器
バイアス制御回路311 は、以下で詳細に説明されるよう
に、電源装置17から130-ボルトのＰＥＮ電力を受取り、
機能を最適化するために検出器315 へ供給されるバイア
ス電圧を制御する。光検出器315 において使用される検
出素子は好ましくは、アバランシェフォトダイオード
（“ＡＰＤ”）である。温度センサ319 は、その温度を
監視するために光検出器315 と同じ基板上に装着され
る。温度センサ319 は、光検出器の温度を表す電圧Ｖ
TEMPをマイクロ制御装置13へ供給する。
【００２８】トランスインピーダンス増幅器317 の出力
は、典型的に入力に対して“５”の利得ファクタを与え
る後段増幅器155 の第１の入力へ与えられる。後段増幅
器155 の出力は、整合フィルタ157 へ供給される。整合
フィルタ157 は低域通過フィルタ、好ましくは３次バタ
ーワースフィルタであり、その帯域幅は出力レーザパル
スの幅に基く信号対雑音比（ＳＮＲ）、および光検出器
315 およびＴＩＡ増幅器317 の雑音特性を最適化にする
ように決定される。既知の技術において、整合フィルタ
は、波形および所望の性能が最適であるように設計され
たフィルタである。この場合、整合フィルタ157 は、簡
単な閾値検出システムに対する距離の正確さを最適化
し、雑音を最小にする（感度を最大にする）ように設計
されている。
は、典型的に入力に対して“５”の利得ファクタを与え
る後段増幅器155 の第１の入力へ与えられる。後段増幅
器155 の出力は、整合フィルタ157 へ供給される。整合
フィルタ157 は低域通過フィルタ、好ましくは３次バタ
ーワースフィルタであり、その帯域幅は出力レーザパル
スの幅に基く信号対雑音比（ＳＮＲ）、および光検出器
315 およびＴＩＡ増幅器317 の雑音特性を最適化にする
ように決定される。既知の技術において、整合フィルタ
は、波形および所望の性能が最適であるように設計され
たフィルタである。この場合、整合フィルタ157 は、簡
単な閾値検出システムに対する距離の正確さを最適化
し、雑音を最小にする（感度を最大にする）ように設計
されている。
【００２９】整合フィルタ157 の出力は、バッファおよ
び合計増幅器161 に対して１つの入力を構成し、合計増
幅器161 は整合フィルタの出力と、疑似警報率およびオ
フセット較正に対するＤＣ電圧ＶCAL と、閾値（“ＴＰ
Ｔ”）回路159 によって発生される時間でプログラムさ
れたＴＰＴ信号とを合計する。ＴＰＴ回路159 は、距離
カウンタチップ25からのカウントエネーブル信号を入力
として受取る。
び合計増幅器161 に対して１つの入力を構成し、合計増
幅器161 は整合フィルタの出力と、疑似警報率およびオ
フセット較正に対するＤＣ電圧ＶCAL と、閾値（“ＴＰ
Ｔ”）回路159 によって発生される時間でプログラムさ
れたＴＰＴ信号とを合計する。ＴＰＴ回路159 は、距離
カウンタチップ25からのカウントエネーブル信号を入力
として受取る。
【００３０】ＴＰＴ信号は、“端部付近”の大気による
後方散乱の作用を阻止するための時間プログラム閾値を
与える。レーザが放射される時、それは孔から出て行く
ので、レーザエネルギが距離を移動することによって十
分に散逸するまで、粉塵が端部付近の反射波を起こす可
能性がある。したがって、“ＴＰＴ”信号は、閾値比較
器171 へ供給される閾値電圧を増加し、例えばレーザ出
力が１ｋｍ伝播した点において、その電圧を最大の感度
の閾値電圧へ減衰して設定し、それによって端部付近の
大気の後方散乱の作用を阻止することができる。
後方散乱の作用を阻止するための時間プログラム閾値を
与える。レーザが放射される時、それは孔から出て行く
ので、レーザエネルギが距離を移動することによって十
分に散逸するまで、粉塵が端部付近の反射波を起こす可
能性がある。したがって、“ＴＰＴ”信号は、閾値比較
器171 へ供給される閾値電圧を増加し、例えばレーザ出
力が１ｋｍ伝播した点において、その電圧を最大の感度
の閾値電圧へ減衰して設定し、それによって端部付近の
大気の後方散乱の作用を阻止することができる。
【００３１】バッファおよび合計増幅器の出力161 は、
閾値検出回路を駆動し、入力として閾値比較器増幅器17
1 へ供給される。閾値比較器171 の１つの入力は、接地
点に接続されるので、閾値の設定は合計増幅器161 の入
力への較正電圧ＶCAL の印加に応答して、信号路172 に
おけるオフセット電圧を発生することによって達成され
る。したがって、例えば信号路172 における定常状態の
ＤＣ電圧が、１５ミリボルトの一定のＤＣ電圧によって
ゼロから駆動されるならば、システムの閾値は１５ミリ
ボルトに実効的に設定される。閾値増幅器171 は、２つ
の増幅器出力ラインD-VID+およびD-VID-を横切る差動出
力信号（以下、単に“D-VID ”と記載される）を距離カ
ウンタチップ25へ供給する。この差動出力信号D-VID に
応答して、そのような出力信号が現れる瞬間における距
離カウンタのカウントは、距離カウンタチップ25におい
て含まれているデジタルレジスタ回路によって読み取ら
れラッチされる。このようにして信号D-VID は、反射波
パルスの検出を表す。
閾値検出回路を駆動し、入力として閾値比較器増幅器17
1 へ供給される。閾値比較器171 の１つの入力は、接地
点に接続されるので、閾値の設定は合計増幅器161 の入
力への較正電圧ＶCAL の印加に応答して、信号路172 に
おけるオフセット電圧を発生することによって達成され
る。したがって、例えば信号路172 における定常状態の
ＤＣ電圧が、１５ミリボルトの一定のＤＣ電圧によって
ゼロから駆動されるならば、システムの閾値は１５ミリ
ボルトに実効的に設定される。閾値増幅器171 は、２つ
の増幅器出力ラインD-VID+およびD-VID-を横切る差動出
力信号（以下、単に“D-VID ”と記載される）を距離カ
ウンタチップ25へ供給する。この差動出力信号D-VID に
応答して、そのような出力信号が現れる瞬間における距
離カウンタのカウントは、距離カウンタチップ25におい
て含まれているデジタルレジスタ回路によって読み取ら
れラッチされる。このようにして信号D-VID は、反射波
パルスの検出を表す。
【００３２】図２は、ＡＰＤバイアス回路311 、ＡＰＤ
検出器315 、およびトランスインピーダンス増幅器回路
317 を一層詳細に示している。検出器315 は、好ましく
はＡＰＤ装置であり、ＰＩＮのようなその他の検出器
は、本発明に基いて構成された種々の実施形態において
使用することができる。
検出器315 、およびトランスインピーダンス増幅器回路
317 を一層詳細に示している。検出器315 は、好ましく
はＡＰＤ装置であり、ＰＩＮのようなその他の検出器
は、本発明に基いて構成された種々の実施形態において
使用することができる。
【００３３】ＡＰＤバイス回路311 において、信号ＩUP
およびＩDNは、システムのマイクロ制御装置13によって
各インバータ増幅器Ａb1、Ａb2の入力へ供給される。イ
ンバータＡb1の出力は、第１のバイアス回路電界効果ト
ランジスタ（ＦＥＴ）Ｑb1のゲートおよび第２のインバ
ータ増幅器Ａb3の入力へ供給される。第１のバイアス回
路ＦＥＴＱb1のゲートは、抵抗Ｒb1を介して基準電圧
（＋５ボルト）へ接続される。第１のＦＥＴＱb1のソー
スは、接地点へ接続され、一方そのドレインは抵抗Ｒb3
の第１の端子へ接続される。抵抗Ｒb3の第２の端子は、
抵抗Ｒb2の第１の端子および第２のバイアス回路ＦＥＴ
Ｑb2のゲートへ接続される。抵抗Ｒb2の第２の端子およ
び第２のバイアス回路ＦＥＴＱb2のソースは、一緒に13
0-ボルトのｄｃ電源電圧に接続される。ツェナ−ダイオ
ードＺb1は抵抗Ｒb2と並列に接続される。
およびＩDNは、システムのマイクロ制御装置13によって
各インバータ増幅器Ａb1、Ａb2の入力へ供給される。イ
ンバータＡb1の出力は、第１のバイアス回路電界効果ト
ランジスタ（ＦＥＴ）Ｑb1のゲートおよび第２のインバ
ータ増幅器Ａb3の入力へ供給される。第１のバイアス回
路ＦＥＴＱb1のゲートは、抵抗Ｒb1を介して基準電圧
（＋５ボルト）へ接続される。第１のＦＥＴＱb1のソー
スは、接地点へ接続され、一方そのドレインは抵抗Ｒb3
の第１の端子へ接続される。抵抗Ｒb3の第２の端子は、
抵抗Ｒb2の第１の端子および第２のバイアス回路ＦＥＴ
Ｑb2のゲートへ接続される。抵抗Ｒb2の第２の端子およ
び第２のバイアス回路ＦＥＴＱb2のソースは、一緒に13
0-ボルトのｄｃ電源電圧に接続される。ツェナ−ダイオ
ードＺb1は抵抗Ｒb2と並列に接続される。
【００３４】第２のバイアス回路ＦＥＴＱb2のドレイン
は抵抗Ｒb4の第１の端子に接続され、その抵抗の第２の
端子はダイオードＤb1のアノードおよび第３のバイアス
回路ＦＥＴＱb3のドレインへ接続される。第３のバイア
ス回路ＦＥＴＱb3のソースは接地点へ接続され、一方そ
のゲートは抵抗Ｒb5の１つの端子およびインバータ増幅
器Ａb3の出力へ接続される。抵抗Ｒb5の第２の端子は、
５ボルトのｄｃ基準電圧へ接続される。
は抵抗Ｒb4の第１の端子に接続され、その抵抗の第２の
端子はダイオードＤb1のアノードおよび第３のバイアス
回路ＦＥＴＱb3のドレインへ接続される。第３のバイア
ス回路ＦＥＴＱb3のソースは接地点へ接続され、一方そ
のゲートは抵抗Ｒb5の１つの端子およびインバータ増幅
器Ａb3の出力へ接続される。抵抗Ｒb5の第２の端子は、
５ボルトのｄｃ基準電圧へ接続される。
【００３５】ダイオードＤb1のカソードは、バイアス電
圧蓄積キャパシタＣ1 の第１の端子およびソースが接地
されている第４のバイアス回路ＦＥＴＱb4のドレインに
接続される。第４のバイアス回路ＦＥＴＱb4のゲート
は、インバータ増幅器Ａb2の出力および抵抗Ｒb6の一方
の端子に接続され、抵抗Ｒb6の第２の端子は５ボルトの
ｄｃ基準電圧に接続されている。
圧蓄積キャパシタＣ1 の第１の端子およびソースが接地
されている第４のバイアス回路ＦＥＴＱb4のドレインに
接続される。第４のバイアス回路ＦＥＴＱb4のゲート
は、インバータ増幅器Ａb2の出力および抵抗Ｒb6の一方
の端子に接続され、抵抗Ｒb6の第２の端子は５ボルトの
ｄｃ基準電圧に接続されている。
【００３６】バイアス電圧蓄積キャパシタＣ1 におい
て、その第１の端子は抵抗Ｒ1 の一方の端子に接続さ
れ、その第２の端子は分路キャパシタＣ2 およびＡＰＤ
検出ダオードＣＲ1 のカソードに接続されている。分路
キャパシタＣ2 の第２の端子は接地されている。ＡＰＤ
ダイオードＣＲ1 のアノードは、ＰＮダイオードＣＲ3
のアノードに接続され、そのカソードも接地されてい
る。ＡＣ結合キャパシタＣ3は、ＡＰＤ検出器ダイオー
ドＣＲ1 のアノードをトランスインピーダンス増幅器31
7 の入力へ接続する。
て、その第１の端子は抵抗Ｒ1 の一方の端子に接続さ
れ、その第２の端子は分路キャパシタＣ2 およびＡＰＤ
検出ダオードＣＲ1 のカソードに接続されている。分路
キャパシタＣ2 の第２の端子は接地されている。ＡＰＤ
ダイオードＣＲ1 のアノードは、ＰＮダイオードＣＲ3
のアノードに接続され、そのカソードも接地されてい
る。ＡＣ結合キャパシタＣ3は、ＡＰＤ検出器ダイオー
ドＣＲ1 のアノードをトランスインピーダンス増幅器31
7 の入力へ接続する。
【００３７】トランスインピーダンス増幅器317 の入力
部は、各抵抗Ｒ4 およびＲ5 の第１の端子の交差部を構
成しているノードで構成されている。抵抗Ｒ4 の第２の
端子は第１のＦＥＴＱ1 のゲートに接続され、そのソー
スは接地点へ接続され、そのドレインは抵抗Ｒ12の第１
の端子およびＮＰＮトランジスタＱ2 のエミッタに接続
されている。さらに抵抗Ｒ12の第２の端子はキャパシタ
Ｃ5 の一方の端子、およびＰＮＰトランジスタＱ3 のコ
レクタに接続されて、キャパシタＣ5 の他方の端子は接
地されている。
部は、各抵抗Ｒ4 およびＲ5 の第１の端子の交差部を構
成しているノードで構成されている。抵抗Ｒ4 の第２の
端子は第１のＦＥＴＱ1 のゲートに接続され、そのソー
スは接地点へ接続され、そのドレインは抵抗Ｒ12の第１
の端子およびＮＰＮトランジスタＱ2 のエミッタに接続
されている。さらに抵抗Ｒ12の第２の端子はキャパシタ
Ｃ5 の一方の端子、およびＰＮＰトランジスタＱ3 のコ
レクタに接続されて、キャパシタＣ5 の他方の端子は接
地されている。
【００３８】第２のトランジスタＱ2 のコレクタは、Ｐ
ＮダイオードＣＲ4 のアノード、および抵抗Ｒ5 の第２
の端子と抵抗Ｒ6 の第１の端子の接続点に接続される。
ＰＮダイオードＣＲ4 のカソードはキャパシタＣ6 の一
方の端子に接続され、その第２の端子はトランジスタＱ
2 のベースに接続されている。トランジスタＱ2 のベー
スはさらに、抵抗Ｒ9 を介して抵抗Ｒ12の第２の端子お
よび抵抗Ｒ8 に接続され、抵抗Ｒ8 の第２の端子は５ボ
ルトのｄｃ基準電圧に接続されている。
ＮダイオードＣＲ4 のアノード、および抵抗Ｒ5 の第２
の端子と抵抗Ｒ6 の第１の端子の接続点に接続される。
ＰＮダイオードＣＲ4 のカソードはキャパシタＣ6 の一
方の端子に接続され、その第２の端子はトランジスタＱ
2 のベースに接続されている。トランジスタＱ2 のベー
スはさらに、抵抗Ｒ9 を介して抵抗Ｒ12の第２の端子お
よび抵抗Ｒ8 に接続され、抵抗Ｒ8 の第２の端子は５ボ
ルトのｄｃ基準電圧に接続されている。
【００３９】第３のトランジスタＱ3 のベースは、抵抗
Ｒ5 の第２の端子に接続され、したがってこの抵抗Ｒ5
は増幅器317 の出力から入力へのフィードバック抵抗を
構成する。第３のトランジスタＱ3 のエミッタは、トア
ンスインピーダンス増幅器回路317 の出力を構成し、さ
らに抵抗Ｒ11の第１の端子に接続されている。抵抗Ｒ11
の第２の端子は、抵抗Ｒ7 の第１の端子に接続され、抵
抗Ｒ7 の第２の端子は、−５ボルトのｄｃ基準電圧に接
続されている。さらに抵抗Ｒ7 の第１の端子は、キャパ
シタＣ8 の第１の端子および抵抗Ｒ6 の第２の端子に接
続されている。キャパシタＣ8 の第２の端子は接地され
ている。図２の回路における典型的な部品の例は以下の
通りである。
Ｒ5 の第２の端子に接続され、したがってこの抵抗Ｒ5
は増幅器317 の出力から入力へのフィードバック抵抗を
構成する。第３のトランジスタＱ3 のエミッタは、トア
ンスインピーダンス増幅器回路317 の出力を構成し、さ
らに抵抗Ｒ11の第１の端子に接続されている。抵抗Ｒ11
の第２の端子は、抵抗Ｒ7 の第１の端子に接続され、抵
抗Ｒ7 の第２の端子は、−５ボルトのｄｃ基準電圧に接
続されている。さらに抵抗Ｒ7 の第１の端子は、キャパ
シタＣ8 の第１の端子および抵抗Ｒ6 の第２の端子に接
続されている。キャパシタＣ8 の第２の端子は接地され
ている。図２の回路における典型的な部品の例は以下の
通りである。
【００４０】
【数１】 上記の値は単なる例示であり、種々のレーザ距離測定器
システムにおける最適な機能は種々の実施形態において
変化する。
システムにおける最適な機能は種々の実施形態において
変化する。
【００４１】図２の回路の動作において、制御信号ＩUP
およびＩDNは、マイクロ制御装置13によって選択的に供
給される。制御信号ＩUPは、ＦＥＴＱb1をオフにするこ
とによってＦＥＴＱb2をオンにして、ＦＥＴＱb2のゲー
トを電圧においてフロートアップさせる。電圧を増加す
ることによって、電流が130-ボルトの電源から抵抗Ｒb4
およびダイオードＤb1を通って流れ、制御信号ＩUPをオ
フにする時まで、バイアス電圧蓄積キャパシタＣ1 にお
ける電圧を増加する。開放コレクタ型の論理ゲートは特
に、ＦＥＴＱb1のようなＦＥＴを駆動するように設計さ
れている。
およびＩDNは、マイクロ制御装置13によって選択的に供
給される。制御信号ＩUPは、ＦＥＴＱb1をオフにするこ
とによってＦＥＴＱb2をオンにして、ＦＥＴＱb2のゲー
トを電圧においてフロートアップさせる。電圧を増加す
ることによって、電流が130-ボルトの電源から抵抗Ｒb4
およびダイオードＤb1を通って流れ、制御信号ＩUPをオ
フにする時まで、バイアス電圧蓄積キャパシタＣ1 にお
ける電圧を増加する。開放コレクタ型の論理ゲートは特
に、ＦＥＴＱb1のようなＦＥＴを駆動するように設計さ
れている。
【００４２】制御信号ＩUPがオフの時、ＦＥＴＱb3はオ
ンになり、抵抗Ｒb4が接地点へ短絡して、電流がキャパ
シタＣ1 をさらに充電するのを防ぐために、ＦＥＴＱb2
からの電流の漏洩をドレインオフする。ＩUPがオフであ
る時、ダイオードＤb1はキャパシタＣ1 によって保持さ
れるバイアス電圧を維持するように機能する。すなわち
それはＦＥＴＱb3を通る電流によってキャパシタの電圧
の放電を防ぐ。キャパシタＣ1 によって保持されるバイ
アス電圧は３０乃至９０ボルトの範囲であり、ＩUPが
“オン”である時間の長さおよびＡＰＤ315 の絶縁破壊
電圧によって決定される。
ンになり、抵抗Ｒb4が接地点へ短絡して、電流がキャパ
シタＣ1 をさらに充電するのを防ぐために、ＦＥＴＱb2
からの電流の漏洩をドレインオフする。ＩUPがオフであ
る時、ダイオードＤb1はキャパシタＣ1 によって保持さ
れるバイアス電圧を維持するように機能する。すなわち
それはＦＥＴＱb3を通る電流によってキャパシタの電圧
の放電を防ぐ。キャパシタＣ1 によって保持されるバイ
アス電圧は３０乃至９０ボルトの範囲であり、ＩUPが
“オン”である時間の長さおよびＡＰＤ315 の絶縁破壊
電圧によって決定される。
【００４３】制御信号ＩDNを供給して、ＦＥＴＱb4をオ
ンにし、抵抗Ｒb7を通って接地点へバイアス電圧蓄積キ
ャパシタＣ1 を放電する。回路が動作していない時、Ｉ
UPおよびＩDNの両者はオフである。
ンにし、抵抗Ｒb7を通って接地点へバイアス電圧蓄積キ
ャパシタＣ1 を放電する。回路が動作していない時、Ｉ
UPおよびＩDNの両者はオフである。
【００４４】バイアス電圧蓄積キャパシタＣ1 が充電さ
れると、検出器回路315 は、例えばレーザの放射後にレ
ーザパルスの反射波を検出する動作のためにバイアスさ
れる。先に説明されたように、レーザが最初に発射され
る時、大量のエネルギーがレーザ距離測定器光学装置へ
反射または“後方散乱”されて、ＴＩＡ増幅器317 を飽
和させる。したがって、ダイオードＣＲ3 が回路中で使
用されて、検出器電圧の増加によって順方向にバイアス
されて、電荷を接地へ急激に流すために使用される。す
なわちダイオードＣＲ3 は、最初の過負荷に適応するた
めの保護回路を構成している。ＡＰＤ315 に接続されて
いるキャパシタＣ2 および抵抗Ｒ1 によって与えられる
回路は、ダイオードＣＲ3 を通して流れることができる
エネルギ量を制限する。ダイオードＣＲ3 が伝導を停止
した後、キャパシタＣ2 における電圧は、キャパシタＣ
1 および抵抗Ｒ1 を通る充電電流によって迅速に増加す
る。
れると、検出器回路315 は、例えばレーザの放射後にレ
ーザパルスの反射波を検出する動作のためにバイアスさ
れる。先に説明されたように、レーザが最初に発射され
る時、大量のエネルギーがレーザ距離測定器光学装置へ
反射または“後方散乱”されて、ＴＩＡ増幅器317 を飽
和させる。したがって、ダイオードＣＲ3 が回路中で使
用されて、検出器電圧の増加によって順方向にバイアス
されて、電荷を接地へ急激に流すために使用される。す
なわちダイオードＣＲ3 は、最初の過負荷に適応するた
めの保護回路を構成している。ＡＰＤ315 に接続されて
いるキャパシタＣ2 および抵抗Ｒ1 によって与えられる
回路は、ダイオードＣＲ3 を通して流れることができる
エネルギ量を制限する。ダイオードＣＲ3 が伝導を停止
した後、キャパシタＣ2 における電圧は、キャパシタＣ
1 および抵抗Ｒ1 を通る充電電流によって迅速に増加す
る。
【００４５】ＴＩＡ317 それ自身は、例示的実施形態に
おいて５１ＫΩの値を有するフィードバック抵抗Ｒ5 が
その出力と反転入力との間に接続された典型的な演算増
幅器として示されている。
おいて５１ＫΩの値を有するフィードバック抵抗Ｒ5 が
その出力と反転入力との間に接続された典型的な演算増
幅器として示されている。
【００４６】図１に示されている好ましいＴＩＡ増幅器
317 において、Ｒ4 とＲ5 とＣ3 の接続されたノードへ
流れる電流は、フィードバック抵抗Ｒ５の値によって乗
算されて、第３のトランジスタＱ3 のエミッタにおいて
出力電圧を生成する。ＦＥＴＱ1 は、それに関連してい
る“ｇｍ”パラメータを有し、それは基本的に電圧対電
流変換係数である。電流は結合キャパシタＣ3 を通って
流れるので、ＦＥＴＱ1 におけるゲート電圧は増加し、
ＦＥＴＱ1 を通ってさらに多くの電流を流す。トランジ
スタＱ2 は、一定の電圧にＦＥＴＱ1 のドレインを保持
しようとする。したがって、ＦＥＴＱ1 は一層多くの電
流を“要求”するので、トランジスタＱ2 はオフにな
る。トランジスタＱ2 が停止すると、定常状態を保持す
るために、そのコレクタ電圧が減少され、フィードバッ
ク抵抗Ｒ5 を横切る電圧を生成する。５１ＫΩのＲ5 の
選択された値において、この電圧は最後に、５１ＫΩに
ＡＣ結合キャパシタＣ3 を流れる電流を乗算したものに
等しくなる。トランジスタＱ3 はバッファフォロアであ
り、そのエミッタ電圧の側は、そのベースにおける電圧
（すなわち、フィードバック抵抗Ｒ5 を横切って生成さ
れる電圧）よりも０．７低い。
317 において、Ｒ4 とＲ5 とＣ3 の接続されたノードへ
流れる電流は、フィードバック抵抗Ｒ５の値によって乗
算されて、第３のトランジスタＱ3 のエミッタにおいて
出力電圧を生成する。ＦＥＴＱ1 は、それに関連してい
る“ｇｍ”パラメータを有し、それは基本的に電圧対電
流変換係数である。電流は結合キャパシタＣ3 を通って
流れるので、ＦＥＴＱ1 におけるゲート電圧は増加し、
ＦＥＴＱ1 を通ってさらに多くの電流を流す。トランジ
スタＱ2 は、一定の電圧にＦＥＴＱ1 のドレインを保持
しようとする。したがって、ＦＥＴＱ1 は一層多くの電
流を“要求”するので、トランジスタＱ2 はオフにな
る。トランジスタＱ2 が停止すると、定常状態を保持す
るために、そのコレクタ電圧が減少され、フィードバッ
ク抵抗Ｒ5 を横切る電圧を生成する。５１ＫΩのＲ5 の
選択された値において、この電圧は最後に、５１ＫΩに
ＡＣ結合キャパシタＣ3 を流れる電流を乗算したものに
等しくなる。トランジスタＱ3 はバッファフォロアであ
り、そのエミッタ電圧の側は、そのベースにおける電圧
（すなわち、フィードバック抵抗Ｒ5 を横切って生成さ
れる電圧）よりも０．７低い。
【００４７】ＴＩＡ増幅器抵抗Ｒ6 は、好ましい実施形
態に基く製造における利点を得るために使用される。こ
の増幅器の安定度は、ＦＥＴＱ1 の“ｇｍ”および抵抗
Ｒ6の値によって決定される開ループの利得の関数であ
る。したがって，ｇｍが変化するならば、Ｒ6 の値はそ
れを補償するために調節される。したがって、製造にお
いて、ＦＥＴＱ1 の全ウエーハを形成することができ
る。Ｒ6 がウエーハからＦＥＴＱ1 の１つを適切に補償
するように調節された後で、そのウエーハにおける全て
の装置は、同じＲ6 の値を使用することができる。
態に基く製造における利点を得るために使用される。こ
の増幅器の安定度は、ＦＥＴＱ1 の“ｇｍ”および抵抗
Ｒ6の値によって決定される開ループの利得の関数であ
る。したがって，ｇｍが変化するならば、Ｒ6 の値はそ
れを補償するために調節される。したがって、製造にお
いて、ＦＥＴＱ1 の全ウエーハを形成することができ
る。Ｒ6 がウエーハからＦＥＴＱ1 の１つを適切に補償
するように調節された後で、そのウエーハにおける全て
の装置は、同じＲ6 の値を使用することができる。
【００４８】残りの部品において、抵抗Ｒ9 およびＲ10
はトランジスタＱ2 をバイアスし、その動作ポイントを
設定する。キャパシタＣ6 はノードをＡＣ的に短回路に
する。ダイオードＣＲ4 は回路の過負荷を阻止する。抵
抗Ｒ7 およびＲ11はそれぞれ、電源を分離し、第２のト
ランジスタＱ3 をバイアスするために使用される。
はトランジスタＱ2 をバイアスし、その動作ポイントを
設定する。キャパシタＣ6 はノードをＡＣ的に短回路に
する。ダイオードＣＲ4 は回路の過負荷を阻止する。抵
抗Ｒ7 およびＲ11はそれぞれ、電源を分離し、第２のト
ランジスタＱ3 をバイアスするために使用される。
【００４９】フィードバック抵抗Ｒ5 は、トランスイン
ピーダンスの利得、すなわち電流対電圧変換の量を決定
する。電流がＣ3 ×５１Ｋを流れても、出力電圧の振動
に等しい。フィードバック抵抗Ｒ5 はさらに、システム
の最終的な帯域幅を決定する。Ｒ5 の値を下げることに
よって、帯域幅は一層大きくなり、システムは一層短い
レーザパルスで動作することができる。
ピーダンスの利得、すなわち電流対電圧変換の量を決定
する。電流がＣ3 ×５１Ｋを流れても、出力電圧の振動
に等しい。フィードバック抵抗Ｒ5 はさらに、システム
の最終的な帯域幅を決定する。Ｒ5 の値を下げることに
よって、帯域幅は一層大きくなり、システムは一層短い
レーザパルスで動作することができる。
【００５０】検出器315 およびＴＩＡ増幅器317 は、ア
ルミナのような共通の基板上にハイブリッド回路として
形成されることが好ましい。温度センサ319 は、検出器
315の隣の基板上に装着され、温度の関数として受信機1
6を最適化することができる。したがって、マイクロ制
御装置13は、以下で一層詳細に説明されるように、温度
の関数として受信機16を連続的に監視し再較正すること
ができる。温度センサ319 は、市販のＡＤ590 センサで
あり、基準電圧は第１の端子＋ＴＳに供給されて、第２
の端子−ＴＳにおいて温度に関係している電流を生成す
る。この電流は、関連するマイクロ制御装置13が検出器
315 の温度を読み取ることができる電圧に変換される。
ルミナのような共通の基板上にハイブリッド回路として
形成されることが好ましい。温度センサ319 は、検出器
315の隣の基板上に装着され、温度の関数として受信機1
6を最適化することができる。したがって、マイクロ制
御装置13は、以下で一層詳細に説明されるように、温度
の関数として受信機16を連続的に監視し再較正すること
ができる。温度センサ319 は、市販のＡＤ590 センサで
あり、基準電圧は第１の端子＋ＴＳに供給されて、第２
の端子−ＴＳにおいて温度に関係している電流を生成す
る。この電流は、関連するマイクロ制御装置13が検出器
315 の温度を読み取ることができる電圧に変換される。
【００５１】図２のシステムの周波数応答特性は、無変
調ＣＷ源によって検出器315 を照射し、増幅器317 の出
力TIA OUT において雑音スペクトルを観察することによ
って測定される。雑音スペクトルは、検出器／前置増幅
器の周波数応答特性を示す電力包絡線対周波数を有す
る。増幅器317 の周波数応答特性は、好ましいNEC71000
GaAs FET の“ｇｍ”パラメータによって部分ごとに変
化する。フィードバックループは、抵抗Ｒ5 およびＲ6
の値を調節することによってこの作用を補償することが
できる。セレクトインテストのみがNEC71000 FETの各ロ
ットバイごとに行われるので、これは重要なコストの節
約である。したがって、抵抗Ｒ6 の値は、第１の装置に
関して選択され、生産作業のバランスをとるように定め
られる。抵抗Ｒ5 の値は、それが出力電圧の量に影響を
与えるので、普通変化されない。
調ＣＷ源によって検出器315 を照射し、増幅器317 の出
力TIA OUT において雑音スペクトルを観察することによ
って測定される。雑音スペクトルは、検出器／前置増幅
器の周波数応答特性を示す電力包絡線対周波数を有す
る。増幅器317 の周波数応答特性は、好ましいNEC71000
GaAs FET の“ｇｍ”パラメータによって部分ごとに変
化する。フィードバックループは、抵抗Ｒ5 およびＲ6
の値を調節することによってこの作用を補償することが
できる。セレクトインテストのみがNEC71000 FETの各ロ
ットバイごとに行われるので、これは重要なコストの節
約である。したがって、抵抗Ｒ6 の値は、第１の装置に
関して選択され、生産作業のバランスをとるように定め
られる。抵抗Ｒ5 の値は、それが出力電圧の量に影響を
与えるので、普通変化されない。
【００５２】別の特徴は検出器／前置増幅器パッケージ
内の温度センサ319 の付加である。最適な検出器バイア
ス電圧は温度変化に関して著しく推移する。温度センサ
319は、以下で一層詳細に説明されるように、システム
がこの状態を監視することができ、受信機オフセット電
圧、疑似警報率、およびＡＰＤバイアス電圧のような受
信器の動作パラメータを自己較正することができる。本
質的に、受信機16は全動作温度範囲における性能を最良
にすることができる。
内の温度センサ319 の付加である。最適な検出器バイア
ス電圧は温度変化に関して著しく推移する。温度センサ
319は、以下で一層詳細に説明されるように、システム
がこの状態を監視することができ、受信機オフセット電
圧、疑似警報率、およびＡＰＤバイアス電圧のような受
信器の動作パラメータを自己較正することができる。本
質的に、受信機16は全動作温度範囲における性能を最良
にすることができる。
【００５３】当業者が認識するように、ＡＰＤ光検出器
315 は逆バイアスされ、その結果それは光がそれを照射
する時、すなわち過剰の光子が電子に変換する時のみそ
れを伝導状態にして、ＴＩＡ317 への電流を生成する。
受信機の感度は、ＡＰＤ雑音が電子装置雑音よりも大き
くなるまで、ＡＰＤバイアス電圧を増加する（これはＡ
ＰＤ利得を増加する）ことによって最適化される。ＡＰ
Ｄ雑音が前置増幅器317 の電子装置の雑音を支配し始め
ると、ＡＰＤ利得の増加がシステムＮＥＰ（雑音等価電
力）を減少する。前置増幅器の雑音に打勝つために、Ａ
ＰＤ利得は低温度で高くなければならない。これは、低
温度でのＡＰＤ内の低い漏洩電流に因る。これらの状態
において、ＡＰＤ雑音は到達可能なＡＰＤ利得の限界の
ために、前置増幅器の雑音よりも大きい。これらの効果
の全ては、ここで説明されるように自己較正電子装置と
共にＡＰＤ温度を監視することによって最適化すること
ができる。
315 は逆バイアスされ、その結果それは光がそれを照射
する時、すなわち過剰の光子が電子に変換する時のみそ
れを伝導状態にして、ＴＩＡ317 への電流を生成する。
受信機の感度は、ＡＰＤ雑音が電子装置雑音よりも大き
くなるまで、ＡＰＤバイアス電圧を増加する（これはＡ
ＰＤ利得を増加する）ことによって最適化される。ＡＰ
Ｄ雑音が前置増幅器317 の電子装置の雑音を支配し始め
ると、ＡＰＤ利得の増加がシステムＮＥＰ（雑音等価電
力）を減少する。前置増幅器の雑音に打勝つために、Ａ
ＰＤ利得は低温度で高くなければならない。これは、低
温度でのＡＰＤ内の低い漏洩電流に因る。これらの状態
において、ＡＰＤ雑音は到達可能なＡＰＤ利得の限界の
ために、前置増幅器の雑音よりも大きい。これらの効果
の全ては、ここで説明されるように自己較正電子装置と
共にＡＰＤ温度を監視することによって最適化すること
ができる。
【００５４】受信機16の後段ＴＩＡ受信機回路は、図３
において一層詳細に示されている。ＴＩＡ増幅器317 か
らの信号出力は、阻止キャパシタＣ31を通って、ＣＬＣ
412演算増幅器Ｕ２Ａを含む後段増幅器155 へ供給され
る。増幅器Ｕ２Ａは、抵抗Ｒ14、Ｒ15、およびＲ16を介
してバイアスされる。フィードバック抵抗Ｒ16は、増幅
器Ｕ２Ａの出力からその反転入力へ接続され、一方で抵
抗Ｒ15およびＲ14はそれぞれ接地点から増幅器Ｕ２Ａの
反転および非反転入力へ接続される。増幅器Ｕ２Ａの出
力は、抵抗Ｒ20を介して整合フィルタ157 へ供給され
る。
において一層詳細に示されている。ＴＩＡ増幅器317 か
らの信号出力は、阻止キャパシタＣ31を通って、ＣＬＣ
412演算増幅器Ｕ２Ａを含む後段増幅器155 へ供給され
る。増幅器Ｕ２Ａは、抵抗Ｒ14、Ｒ15、およびＲ16を介
してバイアスされる。フィードバック抵抗Ｒ16は、増幅
器Ｕ２Ａの出力からその反転入力へ接続され、一方で抵
抗Ｒ15およびＲ14はそれぞれ接地点から増幅器Ｕ２Ａの
反転および非反転入力へ接続される。増幅器Ｕ２Ａの出
力は、抵抗Ｒ20を介して整合フィルタ157 へ供給され
る。
【００５５】整合フィルタ157 は、第１および第２の端
子を有するインダクタＬ1 並びに第１および第２の端子
から接地点へ接続されている各キャパシタＣ7 、Ｃ8 を
含んでいる。フィルタ157 の出力は、抵抗Ｒ21を通っ
て、演算増幅器Ｕ２Ｂの反転入力を構成している合計ノ
ード６へ供給される。この合計ノード６はさらに、以下
で一層詳細に説明されるように、ＴＰＴ信号およびＶ
CAL 信号の１形態を受信する。増幅器Ｕ２Ｂは、これら
の２つの信号ＴＰＴを、整合フィルタ157 からの検出さ
れ、フィルタされた信号と合計する。
子を有するインダクタＬ1 並びに第１および第２の端子
から接地点へ接続されている各キャパシタＣ7 、Ｃ8 を
含んでいる。フィルタ157 の出力は、抵抗Ｒ21を通っ
て、演算増幅器Ｕ２Ｂの反転入力を構成している合計ノ
ード６へ供給される。この合計ノード６はさらに、以下
で一層詳細に説明されるように、ＴＰＴ信号およびＶ
CAL 信号の１形態を受信する。増幅器Ｕ２Ｂは、これら
の２つの信号ＴＰＴを、整合フィルタ157 からの検出さ
れ、フィルタされた信号と合計する。
【００５６】図３の左側に示されているように、マイク
ロ制御装置13によって供給される較正信号ＶCAL は、デ
ジタルからアナログに変換され、低域通過フィルタ203
を通過し、その後演算増幅器Ｕ３Ａを含む、演算増幅器
回路204 へ供給される。低域通過フィルタ203 は、第２
の端子が接地されているキャパシタＣ8 の第１の端子に
接続された接続点を有する第１および第２の抵抗Ｒ18お
よびＲ19を具備している。
ロ制御装置13によって供給される較正信号ＶCAL は、デ
ジタルからアナログに変換され、低域通過フィルタ203
を通過し、その後演算増幅器Ｕ３Ａを含む、演算増幅器
回路204 へ供給される。低域通過フィルタ203 は、第２
の端子が接地されているキャパシタＣ8 の第１の端子に
接続された接続点を有する第１および第２の抵抗Ｒ18お
よびＲ19を具備している。
【００５７】増幅器Ｕ３Ａは、各バイアス回路によって
バイアスされ、抵抗Ｒ39、Ｒ40の各第１の端子の接続点
に接続されている第１および第２の接地されたキャパシ
タの対Ｃ22およびＣ27、Ｃ23およびＣ28を具備してお
り、それらの抵抗Ｒ39、Ｒ40の第２の端子は、電源電圧
−５ボルトおよび＋５ボルトに接続されている。増幅器
Ｕ３Ａを含んでいる増幅器回路204 は、増幅器Ｕ３Ａの
出力とその反転入力との間に並列接続されている抵抗Ｒ
17およびキャパシタＣ5 をさらに具備している。抵抗Ｒ
17およびキャパシタＣ5 の並列接続はさらに、雑音を減
少するために低域通過フィルタ処理を行う。増幅器Ｕ３
Ａの利得は、Ｒ17／（Ｒ19＋Ｒ18）に等しく、それは例
示的実施形態において値“１”に等しく設定されてい
る。増幅器Ｕ３Ａを含む増幅器回路204 は、信号ＶCAL
をバッファし、それをフィルタ処理し、抵抗Ｒ41を通っ
て合計ノード6 に供給される出力信号の所望の利得距離
を設定する。＋５電源電圧と合計ノード6 との間に接続
されている抵抗Ｒ8 はさらに、ノード６に供給されるＶ
CAL 信号が、所望のまたは選択された範囲、例えば−１
００ミリボルト乃至＋５０ミリボルト内に存することを
確実にするように配置されている。
バイアスされ、抵抗Ｒ39、Ｒ40の各第１の端子の接続点
に接続されている第１および第２の接地されたキャパシ
タの対Ｃ22およびＣ27、Ｃ23およびＣ28を具備してお
り、それらの抵抗Ｒ39、Ｒ40の第２の端子は、電源電圧
−５ボルトおよび＋５ボルトに接続されている。増幅器
Ｕ３Ａを含んでいる増幅器回路204 は、増幅器Ｕ３Ａの
出力とその反転入力との間に並列接続されている抵抗Ｒ
17およびキャパシタＣ5 をさらに具備している。抵抗Ｒ
17およびキャパシタＣ5 の並列接続はさらに、雑音を減
少するために低域通過フィルタ処理を行う。増幅器Ｕ３
Ａの利得は、Ｒ17／（Ｒ19＋Ｒ18）に等しく、それは例
示的実施形態において値“１”に等しく設定されてい
る。増幅器Ｕ３Ａを含む増幅器回路204 は、信号ＶCAL
をバッファし、それをフィルタ処理し、抵抗Ｒ41を通っ
て合計ノード6 に供給される出力信号の所望の利得距離
を設定する。＋５電源電圧と合計ノード6 との間に接続
されている抵抗Ｒ8 はさらに、ノード６に供給されるＶ
CAL 信号が、所望のまたは選択された範囲、例えば−１
００ミリボルト乃至＋５０ミリボルト内に存することを
確実にするように配置されている。
【００５８】ＴＰＴ信号は、トランジスタＱ5 を“オ
ン”または“オフ”にスイッチするために増幅器U1D を
介して供給される２進値信号である。トランジスタＱ5
は＋５ボルトの電源電圧に接続されているエミッタと、
抵抗Ｒ9 を介して増幅器U1D の出力に接続されているベ
ースと、およびキャパシタＣ17および抵抗Ｒ22の各第１
の端子に接続されているコレクタとを有しており、抵抗
Ｒ22の第２の端子は合計ノード６に接続され、キャパシ
タＣ17の第２の端子は接地されている。
ン”または“オフ”にスイッチするために増幅器U1D を
介して供給される２進値信号である。トランジスタＱ5
は＋５ボルトの電源電圧に接続されているエミッタと、
抵抗Ｒ9 を介して増幅器U1D の出力に接続されているベ
ースと、およびキャパシタＣ17および抵抗Ｒ22の各第１
の端子に接続されているコレクタとを有しており、抵抗
Ｒ22の第２の端子は合計ノード６に接続され、キャパシ
タＣ17の第２の端子は接地されている。
【００５９】レーザ距離測定器システムが動作していな
い時、増幅器U1D の出力は低レベルにあり、トランジス
タＱ5 がオンであり、キャパシタＣ17は＋５ボルトに充
電される。レーザが放射され、距離カウンタチップ25が
カウントエネーブル信号を発生する時、システムが動作
していることを示し、ＴＰＴはトランジスタＱ5 をオフ
にするために状態を変化して、キャパシタＣ17を抵抗Ｒ
22を通って放電させる。この動作によって、増幅器Ｕ２
Ｂのノード６の電圧は時間を経てゼロに減少する。この
方法において、最初のオフセットは、信号路172 に存在
する閾値電圧に付加される（図１参照）。数マイクロ秒
後、この最初のオフセットはゼロに減少して、定常状態
の閾値電圧のみが残る。
い時、増幅器U1D の出力は低レベルにあり、トランジス
タＱ5 がオンであり、キャパシタＣ17は＋５ボルトに充
電される。レーザが放射され、距離カウンタチップ25が
カウントエネーブル信号を発生する時、システムが動作
していることを示し、ＴＰＴはトランジスタＱ5 をオフ
にするために状態を変化して、キャパシタＣ17を抵抗Ｒ
22を通って放電させる。この動作によって、増幅器Ｕ２
Ｂのノード６の電圧は時間を経てゼロに減少する。この
方法において、最初のオフセットは、信号路172 に存在
する閾値電圧に付加される（図１参照）。数マイクロ秒
後、この最初のオフセットはゼロに減少して、定常状態
の閾値電圧のみが残る。
【００６０】したがって、増幅器Ｕ２Ｂは、検出された
信号、ＴＰＴ信号、およびＶCAL 信号のための合計接続
点を構成している。増幅器Ｕ２Ｂは、各接地されたキャ
パシタＣ15、Ｃ24および±５ボルトの電源電圧に接続さ
れている各抵抗Ｒ11およびＲ12によってバイアスされ、
その出力から反転入力に接続されるフィードバック抵抗
Ｒ25を有する。
信号、ＴＰＴ信号、およびＶCAL 信号のための合計接続
点を構成している。増幅器Ｕ２Ｂは、各接地されたキャ
パシタＣ15、Ｃ24および±５ボルトの電源電圧に接続さ
れている各抵抗Ｒ11およびＲ12によってバイアスされ、
その出力から反転入力に接続されるフィードバック抵抗
Ｒ25を有する。
【００６１】増幅器Ｕ２Ｂの出力は、抵抗Ｒ26およびキ
ャパシタＣ9 を具備している低域通過フィルタ207 によ
って雑音を除去するように低域通過フィルタ処理され、
閾値比較器171 の非反転入力へ供給される。増幅器Ｕ２
Ｂの出力は、電圧分割器および演算増幅器Ｕ３Ｂへタッ
プで分路される。
ャパシタＣ9 を具備している低域通過フィルタ207 によ
って雑音を除去するように低域通過フィルタ処理され、
閾値比較器171 の非反転入力へ供給される。増幅器Ｕ２
Ｂの出力は、電圧分割器および演算増幅器Ｕ３Ｂへタッ
プで分路される。
【００６２】電圧分割器は抵抗Ｒ27および抵抗Ｒ26を具
備し、例えばテストのためにオスシロスコープにおいて
実際のビデオ信号を観察することができる２個の抵抗で
バッファされた高帯域幅のテスト点を設けている。増幅
器Ｕ３Ｂは、オフセット電圧信号ＶOFFSETをマイクロ制
御装置13へ供給する低帯域幅のバッファ演算増幅器であ
る。
備し、例えばテストのためにオスシロスコープにおいて
実際のビデオ信号を観察することができる２個の抵抗で
バッファされた高帯域幅のテスト点を設けている。増幅
器Ｕ３Ｂは、オフセット電圧信号ＶOFFSETをマイクロ制
御装置13へ供給する低帯域幅のバッファ演算増幅器であ
る。
【００６３】閾値比較器171 は、第１および第２の出力
端子211,212 間に差動エミッタ結合論理（ＥＬＣ）電圧
を出力する。抵抗Ｒ45およびキャパシタＣ33は、フィー
ドバック路において閾値比較器171 の出力端子211 から
非反転入力へ接続され、その反転入力は接地されてい
る。これらのフィードバック部品Ｃ33、Ｒ45は、効果的
に利得を付加し、改良された出力パルス検出を発生する
ために、比較器171 への弱い入力信号の強化を助けるフ
ィードバックを行うことによってヒステリシス効果を与
える。検出されたパルスが通過した後で、回路は定常状
態に戻るように設定される。
端子211,212 間に差動エミッタ結合論理（ＥＬＣ）電圧
を出力する。抵抗Ｒ45およびキャパシタＣ33は、フィー
ドバック路において閾値比較器171 の出力端子211 から
非反転入力へ接続され、その反転入力は接地されてい
る。これらのフィードバック部品Ｃ33、Ｒ45は、効果的
に利得を付加し、改良された出力パルス検出を発生する
ために、比較器171 への弱い入力信号の強化を助けるフ
ィードバックを行うことによってヒステリシス効果を与
える。検出されたパルスが通過した後で、回路は定常状
態に戻るように設定される。
【００６４】閾値比較器171 のＥＣＬ出力は、ラッチ回
路173 （図１参照）へ供給され、それは疑似警報ＦＡＲ
信号をマイクロ制御装置13へ供給するために、第２の比
較器を含んでいる。ラッチ回路173 は、３０乃至５０ナ
ノセカンドの幅の閾値比較器171 からの出力パルスの幅
を検出し、それをマイクロ制御装置13によって読み取る
のに十分な時間の長さの間その出力をラッチする。マイ
クロ制御装置13がラッチ回路173 の出力を読み取った後
で、ラッチ回路173 は閾値比較器171 からの次の出力パ
ルスを待機するためにリセットされる。好ましいマイク
ロ制御装置13のＴＴＬ論理回路は、約１マイクロ秒以上
の時間しか継続して信号を検出することができないの
で、そのようなラッチ回路173 が具備されている。
路173 （図１参照）へ供給され、それは疑似警報ＦＡＲ
信号をマイクロ制御装置13へ供給するために、第２の比
較器を含んでいる。ラッチ回路173 は、３０乃至５０ナ
ノセカンドの幅の閾値比較器171 からの出力パルスの幅
を検出し、それをマイクロ制御装置13によって読み取る
のに十分な時間の長さの間その出力をラッチする。マイ
クロ制御装置13がラッチ回路173 の出力を読み取った後
で、ラッチ回路173 は閾値比較器171 からの次の出力パ
ルスを待機するためにリセットされる。好ましいマイク
ロ制御装置13のＴＴＬ論理回路は、約１マイクロ秒以上
の時間しか継続して信号を検出することができないの
で、そのようなラッチ回路173 が具備されている。
【００６５】好ましい実施形態の全体的な動作に関し
て、ここで図４を参照して一層詳細に説明される。図示
されているように、システムは最初にステップ203 にお
いて、バッテリ電力を供給することによって、LRF オン
／オフスイッチ120 を閉じることによってエネーブルさ
れる。それに応答して、図４のステップ205 において、
電力制御装置51は、ＰＦＮ電力装置67においてキャパシ
タＣPEN （図示されていない）を充電する。受信機16お
よび距離カウンタチップ25はこの時間中電力を供給され
ず、マイクロ制御装置13によって続いて起動されるまで
休止状態に維持される。ステップ205 の完了において、
マイクロ制御装置13は低電力の“休眠”状態であり、シ
ステムは１０ｍＡ以下のバッテリ電流を使用している。
マイクロ制御装置13は、ステップ217 においてLRF 放射
ボタン28を押すことによって、またはステップ211 にお
いて内部監視タイマを作動することによってのみ起動す
ることができる。
て、ここで図４を参照して一層詳細に説明される。図示
されているように、システムは最初にステップ203 にお
いて、バッテリ電力を供給することによって、LRF オン
／オフスイッチ120 を閉じることによってエネーブルさ
れる。それに応答して、図４のステップ205 において、
電力制御装置51は、ＰＦＮ電力装置67においてキャパシ
タＣPEN （図示されていない）を充電する。受信機16お
よび距離カウンタチップ25はこの時間中電力を供給され
ず、マイクロ制御装置13によって続いて起動されるまで
休止状態に維持される。ステップ205 の完了において、
マイクロ制御装置13は低電力の“休眠”状態であり、シ
ステムは１０ｍＡ以下のバッテリ電流を使用している。
マイクロ制御装置13は、ステップ217 においてLRF 放射
ボタン28を押すことによって、またはステップ211 にお
いて内部監視タイマを作動することによってのみ起動す
ることができる。
【００６６】監視タイマは、マイクロ制御装置13が、延
長された時間休眠状態であるならば、それを周期的に起
動させる。したがって、ステップ215 において、監視タ
イマは、主として距離測定器が作動していない時に、レ
ーザ距離測定器受信機16の較正を維持し続けるために、
マイクロ制御装置13に背景の診断および較正ルーチンを
行わせる割り込みを行なう。
長された時間休眠状態であるならば、それを周期的に起
動させる。したがって、ステップ215 において、監視タ
イマは、主として距離測定器が作動していない時に、レ
ーザ距離測定器受信機16の較正を維持し続けるために、
マイクロ制御装置13に背景の診断および較正ルーチンを
行わせる割り込みを行なう。
【００６７】LRF 放射信号はマイクロ制御装置13に対す
る割り込みを送り、マイクロ制御装置13に、図４のステ
ップ221 において始まるレーザ距離測定シーケンスを開
始させる。ステップ221 において、マイクロ制御装置13
は起動し、受信機回路16をオンにし、システムを作動す
る。これらの動作の後で、ステップ223 において、デジ
タル距離カウンタチップ25がオンにされる。その後、ス
テップ224 において、ＡＰＤ検出器バイアス最適化ルー
チンが実行される。
る割り込みを送り、マイクロ制御装置13に、図４のステ
ップ221 において始まるレーザ距離測定シーケンスを開
始させる。ステップ221 において、マイクロ制御装置13
は起動し、受信機回路16をオンにし、システムを作動す
る。これらの動作の後で、ステップ223 において、デジ
タル距離カウンタチップ25がオンにされる。その後、ス
テップ224 において、ＡＰＤ検出器バイアス最適化ルー
チンが実行される。
【００６８】その後ステップ225 においてレーザが放射
される。放射を行うために、マイクロ制御装置13はＰＦ
Ｎ電力装置67に対してF/L 発射信号を付勢し、それはＣ
PFNの電圧を放電して電流をレーザモジュール115 のフ
ラッシュランプへ供給することによってフラッシュラン
プトリガ信号を供給する。反射波パルスが検出された後
で、ステップ227 において、マイクロ制御装置13は、距
離カウンタの最大カウントに等しい時間間隔を遅延し
て、その後ステップ229 において距離カウンタの１つ以
上のカウントをラッチする。その後ステップ231 におい
て、カウントはシステムＩ／Ｏ29を通って関連する発射
制御回路111 へ出力される。その後ステップ233 におい
て、マイクロ制御装置13は受信機16および距離カウンタ
チップ25への電力をオフにし、“休眠”状態に再び入る
前に、次の放射動作の間ＰＥＮキャパシタＣPFN を再充
電するために復帰する。
される。放射を行うために、マイクロ制御装置13はＰＦ
Ｎ電力装置67に対してF/L 発射信号を付勢し、それはＣ
PFNの電圧を放電して電流をレーザモジュール115 のフ
ラッシュランプへ供給することによってフラッシュラン
プトリガ信号を供給する。反射波パルスが検出された後
で、ステップ227 において、マイクロ制御装置13は、距
離カウンタの最大カウントに等しい時間間隔を遅延し
て、その後ステップ229 において距離カウンタの１つ以
上のカウントをラッチする。その後ステップ231 におい
て、カウントはシステムＩ／Ｏ29を通って関連する発射
制御回路111 へ出力される。その後ステップ233 におい
て、マイクロ制御装置13は受信機16および距離カウンタ
チップ25への電力をオフにし、“休眠”状態に再び入る
前に、次の放射動作の間ＰＥＮキャパシタＣPFN を再充
電するために復帰する。
【００６９】上記で説明されたように、好ましい実施形
態に基いて、閾値検出は基準電圧に対して機能する比較
器171 の動作によって行われる。比較器171 の入力にお
ける基準電圧対雑音比は、受信機16によって検出が示さ
れる前の要求される信号帯雑音比である。
態に基いて、閾値検出は基準電圧に対して機能する比較
器171 の動作によって行われる。比較器171 の入力にお
ける基準電圧対雑音比は、受信機16によって検出が示さ
れる前の要求される信号帯雑音比である。
【００７０】図５に示されるように、起動および較正ル
ーチン215 の最後のステップ547 として、受信機の較正
が行われる。較正の前に、ステップ531 においてマイク
ロ制御装置13は制御パネルの状態を確認し、ステップ53
5 においてシステムが適切に構成されていることを確認
し、ステップ539 においてディスプレイ190 を更新し、
ステップ543 において背景のビルトインテスト（ＢＩ
Ｔ）を行う。この最後のステップはビルトインテストを
行って、距離カウンタをオンにし、その動作を検査し、
例えばソフトウエアのバージョンおよび形態番号を示す
ために、種々のディスプレイをフラッシュする。ステッ
プ530 において、マイクロ制御装置13は、較正およびＢ
ＩＴのために受信機に対して電力を付勢する。
ーチン215 の最後のステップ547 として、受信機の較正
が行われる。較正の前に、ステップ531 においてマイク
ロ制御装置13は制御パネルの状態を確認し、ステップ53
5 においてシステムが適切に構成されていることを確認
し、ステップ539 においてディスプレイ190 を更新し、
ステップ543 において背景のビルトインテスト（ＢＩ
Ｔ）を行う。この最後のステップはビルトインテストを
行って、距離カウンタをオンにし、その動作を検査し、
例えばソフトウエアのバージョンおよび形態番号を示す
ために、種々のディスプレイをフラッシュする。ステッ
プ530 において、マイクロ制御装置13は、較正およびＢ
ＩＴのために受信機に対して電力を付勢する。
【００７１】マイクロ制御装置13によって適用される受
信機16の較正方法は、疑似警報率を監視することに集中
している。疑似警報率は、典型的に加入者からのスペシ
フィケイションであり、例えば１００のレーザ放射に対
する１つの疑似警報である。システムは、最大の感度を
得て、所望の疑似警報率に合致させるために最適化され
る。
信機16の較正方法は、疑似警報率を監視することに集中
している。疑似警報率は、典型的に加入者からのスペシ
フィケイションであり、例えば１００のレーザ放射に対
する１つの疑似警報である。システムは、最大の感度を
得て、所望の疑似警報率に合致させるために最適化され
る。
【００７２】受信機16を較正するために、マイクロ制御
装置13は、オフセット電圧ＶOFFSETがゼロになるまで、
信号を入力せずに、すなわち検出器315 における光およ
びＴＰＴ電圧無しに、較正電圧ＶCAL を徐々に調整す
る。オフセット電圧ＶOFFSETがゼロに設定されると、多
数の疑似警報が発生される。その後マイクロ制御装置13
は、再び信号を入力せずにＶCAL を調節し、一方で要求
される疑似警報数、例えば１０ミリ秒に１回、が達成さ
れるまで、ラッチ回路173 を読み取ることによって疑似
警報率を監視する。この点において、オフセット電圧Ｖ
OFFSETはゼロから移動し、受信機16が較正されたと考え
られる。
装置13は、オフセット電圧ＶOFFSETがゼロになるまで、
信号を入力せずに、すなわち検出器315 における光およ
びＴＰＴ電圧無しに、較正電圧ＶCAL を徐々に調整す
る。オフセット電圧ＶOFFSETがゼロに設定されると、多
数の疑似警報が発生される。その後マイクロ制御装置13
は、再び信号を入力せずにＶCAL を調節し、一方で要求
される疑似警報数、例えば１０ミリ秒に１回、が達成さ
れるまで、ラッチ回路173 を読み取ることによって疑似
警報率を監視する。この点において、オフセット電圧Ｖ
OFFSETはゼロから移動し、受信機16が較正されたと考え
られる。
【００７３】ＡＰＤ光検出器315 は、それと関連する利
得を有し、検出器のバイアスの限界においてアバランシ
ェになる。検出器315 の光の利得は、一次近似値として
破壊電圧マイナス動作点（バイアス）電圧を５５で除算
したものに等しい。検出器315 におけるバイアス電圧が
増加するのにしたがって、内部雑音も増加する。したが
って、マイクロ制御装置13は、検出器の雑音が電子装置
の雑音よりも大きくなって、最適な感度が達成される点
まで、検出器の雑音を増加するように動作する。この動
作は、高い疑似警報電圧レベルから約０．５ボルトのス
テップでＡＰＤ電圧を下げることによって実行される。
得を有し、検出器のバイアスの限界においてアバランシ
ェになる。検出器315 の光の利得は、一次近似値として
破壊電圧マイナス動作点（バイアス）電圧を５５で除算
したものに等しい。検出器315 におけるバイアス電圧が
増加するのにしたがって、内部雑音も増加する。したが
って、マイクロ制御装置13は、検出器の雑音が電子装置
の雑音よりも大きくなって、最適な感度が達成される点
まで、検出器の雑音を増加するように動作する。この動
作は、高い疑似警報電圧レベルから約０．５ボルトのス
テップでＡＰＤ電圧を下げることによって実行される。
【００７４】マイクロ制御装置において検出器のバイア
ス電圧を最適化または再較正するための手順は、図６の
フローチャートにおいて示されている。この手順は、Ｖ
CALの値を図５の受信機の較正手順中に決定し、閾値比
較器171 の接地されていない入力における電圧の値を、
例えばＶCAL を増加することによって、受信機の較正中
に設定される４ミリボルト以上増加することにより開始
される。４ミリボルトという値は、ＡＰＤバイアスの無
い受信機の雑音に対して閾値を高く設定するために経験
的に決定されたものである。
ス電圧を最適化または再較正するための手順は、図６の
フローチャートにおいて示されている。この手順は、Ｖ
CALの値を図５の受信機の較正手順中に決定し、閾値比
較器171 の接地されていない入力における電圧の値を、
例えばＶCAL を増加することによって、受信機の較正中
に設定される４ミリボルト以上増加することにより開始
される。４ミリボルトという値は、ＡＰＤバイアスの無
い受信機の雑音に対して閾値を高く設定するために経験
的に決定されたものである。
【００７５】レーザ放射信号が受信された後で、ステッ
プ223 において、距離カウンタチップ25への電力がオン
にされる（図４参照）。その後ステップ505 において、
ＡＰＤバイアス電圧は、制御信号ＩDNを付勢することに
よってゼロに設定される。その後ステップ507 におい
て、電源（例えば１３０ボルト）からのバイアス電圧の
値は、ＰＦＮ電圧感知導線を介して決定され、ＡＰＤバ
イアス電圧に予め決められた量の電圧を増加するため
に、ＩUPが付勢されなければならない時間量を決定す
る。
プ223 において、距離カウンタチップ25への電力がオン
にされる（図４参照）。その後ステップ505 において、
ＡＰＤバイアス電圧は、制御信号ＩDNを付勢することに
よってゼロに設定される。その後ステップ507 におい
て、電源（例えば１３０ボルト）からのバイアス電圧の
値は、ＰＦＮ電圧感知導線を介して決定され、ＡＰＤバ
イアス電圧に予め決められた量の電圧を増加するため
に、ＩUPが付勢されなければならない時間量を決定す
る。
【００７６】次にステップ509 において、ＡＰＤ電圧は
高い疑似警報率を発生する値に設定される。次のステッ
プ511 において、０．２５ボルトの電圧降下またはＡＰ
Ｄバイアス電圧のステップダウンを生じさせるために、
ＩDNが“オン”でなければならない時間の期間が決定さ
れる。手順は、以下の式から理解できるであろう。
高い疑似警報率を発生する値に設定される。次のステッ
プ511 において、０．２５ボルトの電圧降下またはＡＰ
Ｄバイアス電圧のステップダウンを生じさせるために、
ＩDNが“オン”でなければならない時間の期間が決定さ
れる。手順は、以下の式から理解できるであろう。
【００７７】
【数２】 ＩDNは、ＡＰＤバイアス電圧をＶ1 からＶNEW へ減少す
るためにΔｔ秒の間オンにされる。
るためにΔｔ秒の間オンにされる。
【００７８】
【数３】 式（１）の両側の自然対数を取ることによって以下の式
が導き出される。
が導き出される。
【００７９】
【数４】 上記の手順にしたがって、Δｔを決定した後で、ステッ
プ513 およびテスト514 において、疑似警報率がＮＯＶ
ＲＡＭの表において記憶された疑似警報率のスペシフィ
ケイションに適合するまで、１以上の時間期間において
制御信号ＩDNを付勢することによって、ＡＰＤバイアス
電圧の０．２５ボルトのステップダウンが１回以上行わ
れる。検査514 を満足させると、マイクロ制御装置13は
図４のフローチャートに戻る。
プ513 およびテスト514 において、疑似警報率がＮＯＶ
ＲＡＭの表において記憶された疑似警報率のスペシフィ
ケイションに適合するまで、１以上の時間期間において
制御信号ＩDNを付勢することによって、ＡＰＤバイアス
電圧の０．２５ボルトのステップダウンが１回以上行わ
れる。検査514 を満足させると、マイクロ制御装置13は
図４のフローチャートに戻る。
【００８０】マイクロ制御装置13は、さらに温度信号Ｖ
TEMPを監視するためにプログラムされ、温度が、選択さ
れた量、例えば１°Ｃ変化したか否かを決定するために
それをテストする。その後マイクロ制御装置13は受信機
の再較正およびＡＰＤバイアス調節シーケンスを行う。
TEMPを監視するためにプログラムされ、温度が、選択さ
れた量、例えば１°Ｃ変化したか否かを決定するために
それをテストする。その後マイクロ制御装置13は受信機
の再較正およびＡＰＤバイアス調節シーケンスを行う。
【００８１】正確な動作点および温度は、典型的に放射
の間に変化するので、ＡＰＤバイアス電圧は、レーザが
放射される度に最適化されることが好ましい。高いＰＲ
Ｆ（＞１Ｈｚ）を要求するシステムにおいて、レーザが
放射される度ごとに、受信機の較正およびＡＰＤバイア
ス調節を達成することはできない。これらの条件のもと
で、温度が１°Ｃ以内で変化する時に必要に応じてシス
テムは最適化される。この最適化は普通，データのフレ
ーム間で行われるか、またはシステムコンピュータから
要求される。その後システムコンピュータは、受信機16
を再び最適化するために適切な時間を割り当てる。
の間に変化するので、ＡＰＤバイアス電圧は、レーザが
放射される度に最適化されることが好ましい。高いＰＲ
Ｆ（＞１Ｈｚ）を要求するシステムにおいて、レーザが
放射される度ごとに、受信機の較正およびＡＰＤバイア
ス調節を達成することはできない。これらの条件のもと
で、温度が１°Ｃ以内で変化する時に必要に応じてシス
テムは最適化される。この最適化は普通，データのフレ
ーム間で行われるか、またはシステムコンピュータから
要求される。その後システムコンピュータは、受信機16
を再び最適化するために適切な時間を割り当てる。
【００８２】説明されたように、図２に示されているＴ
ＩＡ317 において、５１Ｋの抵抗Ｒ５が、例えば３−ｄ
Ｂ点において３５ＭＨｚであるようなＴＩＡ317 の帯域
幅を設定することが分かる。システムからシステムへ、
レーザおよび動作要求の型式に応じて、抵抗Ｒ５の値、
後段増幅器155 の利得、整合フィルタ157 の帯域幅が、
距離測定器によって放射されるレーザパルスのパルス
幅、抽出される重要な特徴、距離分解能、距離の正確
さ、多数の標的の識別、および感度に基いてシステムを
最適化するために変更することができる。
ＩＡ317 において、５１Ｋの抵抗Ｒ５が、例えば３−ｄ
Ｂ点において３５ＭＨｚであるようなＴＩＡ317 の帯域
幅を設定することが分かる。システムからシステムへ、
レーザおよび動作要求の型式に応じて、抵抗Ｒ５の値、
後段増幅器155 の利得、整合フィルタ157 の帯域幅が、
距離測定器によって放射されるレーザパルスのパルス
幅、抽出される重要な特徴、距離分解能、距離の正確
さ、多数の標的の識別、および感度に基いてシステムを
最適化するために変更することができる。
【００８３】したがって、光受信機16は、マイクロ制御
装置13を中心に構成される。マイクロ制御装置13は、図
３の回路のノード６において閾値電圧を制御することに
よって疑似警報率（ＦＡＲ）を最適化するために使用さ
れる。マイクロ制御装置13はさらに、検出器の温度を連
続的に監視し、検出器のバイアスを周期的に最適化また
は“再較正”して、全温度範囲において最適な感度をシ
ステムに与える。受信機16は、付勢大気の後方散乱から
の疑似反射波を最小にする時間プログラムの閾値（ＴＰ
Ｔ）を含む。
装置13を中心に構成される。マイクロ制御装置13は、図
３の回路のノード６において閾値電圧を制御することに
よって疑似警報率（ＦＡＲ）を最適化するために使用さ
れる。マイクロ制御装置13はさらに、検出器の温度を連
続的に監視し、検出器のバイアスを周期的に最適化また
は“再較正”して、全温度範囲において最適な感度をシ
ステムに与える。受信機16は、付勢大気の後方散乱から
の疑似反射波を最小にする時間プログラムの閾値（ＴＰ
Ｔ）を含む。
【００８４】ＡＰＤにバイアスをかけるための説明され
た概念は、ＡＰＤバイアス電圧を充電および放電する簡
単な電流源を使用している。放電速度は、微量の電流が
ＡＰＤを横切る寄生キャパシタンスを通過する程十分に
遅い。ＴＩＡ増幅器317 は、小信号のダイナミック範囲
内において、電流源がディスエーブルされた後に非常に
迅速な設定を可能にする。これは、前置増幅器317 の入
力において、入力クランピングダイオードの１つの除去
を可能にすることによって回路を簡単にし、システムの
感度を効果的に増加する。
た概念は、ＡＰＤバイアス電圧を充電および放電する簡
単な電流源を使用している。放電速度は、微量の電流が
ＡＰＤを横切る寄生キャパシタンスを通過する程十分に
遅い。ＴＩＡ増幅器317 は、小信号のダイナミック範囲
内において、電流源がディスエーブルされた後に非常に
迅速な設定を可能にする。これは、前置増幅器317 の入
力において、入力クランピングダイオードの１つの除去
を可能にすることによって回路を簡単にし、システムの
感度を効果的に増加する。
【００８５】ＩｎＧａＡｓＡＰＤに対する利得対バイア
ス曲線は、一般的にＮｄ：ＹＡＧの距離を測定器で使用
されるシリコンＡＰＤよりも一層急峻であり、最小の雑
音で最大の利得を得るために一層精密な設定を要求す
る。したがって、単一チップコンピュータまたはマイク
ロ制御装置13は、検出器バイアスおよびシステムＦＡＲ
のような動作パラメータを最適化することを可能にする
ことによってそのようなＡＰＤの使用を可能にする。
ス曲線は、一般的にＮｄ：ＹＡＧの距離を測定器で使用
されるシリコンＡＰＤよりも一層急峻であり、最小の雑
音で最大の利得を得るために一層精密な設定を要求す
る。したがって、単一チップコンピュータまたはマイク
ロ制御装置13は、検出器バイアスおよびシステムＦＡＲ
のような動作パラメータを最適化することを可能にする
ことによってそのようなＡＰＤの使用を可能にする。
【００８６】基板上の温度センサ319 を付加することに
よって、システムがすべての動作状態においてピークの
感度で動作することができる。システムの周波数応答特
性は、非変調ＣＷ源によってＡＰＤ検出器315 を照射
し、ＴＩＡの出力において雑音スペクトルを検出するこ
とによって測定される。雑音スペクトルは、検出器／前
置増幅器（ＴＩＡ）周波数応答特性の特徴である電力包
絡線対周波数特性を有する。追加の寄生キャパシタンス
および従来の技術におけるテスト周波数特性に対して要
求される部品の全てが除去される。したがって、本発明
の純粋な効果は、コストを下げ、感度の範囲を増加し、
動作温度の端部における最適なシステムの機能によって
著しく高い生産効率を得ることである。
よって、システムがすべての動作状態においてピークの
感度で動作することができる。システムの周波数応答特
性は、非変調ＣＷ源によってＡＰＤ検出器315 を照射
し、ＴＩＡの出力において雑音スペクトルを検出するこ
とによって測定される。雑音スペクトルは、検出器／前
置増幅器（ＴＩＡ）周波数応答特性の特徴である電力包
絡線対周波数特性を有する。追加の寄生キャパシタンス
および従来の技術におけるテスト周波数特性に対して要
求される部品の全てが除去される。したがって、本発明
の純粋な効果は、コストを下げ、感度の範囲を増加し、
動作温度の端部における最適なシステムの機能によって
著しく高い生産効率を得ることである。
【００８７】デジタルフィルタアルゴリズムを使用し
て、マイクロ制御装置13が後段増幅器の利得、整合フィ
ルタの帯域幅を変更し、さらに受信機をデジタル式に動
作することを可能にする。
て、マイクロ制御装置13が後段増幅器の利得、整合フィ
ルタの帯域幅を変更し、さらに受信機をデジタル式に動
作することを可能にする。
【００８８】当業者は、説明された好ましい実施形態の
種々の変更および別の実施形態が本発明の技術的範囲か
ら逸脱することなしに形成できることを理解するであろ
う。したがって、本発明は、特許請求の範囲内におい
て、本明細書中に特に説明された以外の方法で実行され
ることが理解されるであろう。
種々の変更および別の実施形態が本発明の技術的範囲か
ら逸脱することなしに形成できることを理解するであろ
う。したがって、本発明は、特許請求の範囲内におい
て、本明細書中に特に説明された以外の方法で実行され
ることが理解されるであろう。
【図１】好ましい受信機の実施形態を使用したレーザ距
離測定器システムを例示するブロック図。
離測定器システムを例示するブロック図。
【図２】本発明の好ましい実施形態に基く光検出器バイ
アス回路およびトランスインピーダンス増幅器（ＴＩ
Ａ）回路の電気回路図。
アス回路およびトランスインピーダンス増幅器（ＴＩ
Ａ）回路の電気回路図。
【図３】好ましい実施形態に基く後段ＴＩＡ増幅器受信
機回路の電気回路図。
機回路の電気回路図。
【図４】好ましい実施形態の構造および動作を示すのに
有効なフローチャート。
有効なフローチャート。
【図５】好ましい実施形態の構造および動作を示すのに
有効なフローチャート。
有効なフローチャート。
【図６】好ましい実施形態の構造および動作を示すのに
有効なフローチャート。
有効なフローチャート。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平７−167944（ＪＰ，Ａ) 特公 平７−69425（ＪＰ，Ｂ２) 特公 昭50−26233（ＪＰ，Ｂ２) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) G01S 7/00 - 7/66 G01S 13/00 - 17/95 G01J 1/10 - 1/46
Claims (10)
- 【請求項１】 検出信号を生成する検出手段と、前記検
出信号と較正信号とを合計して第１の出力信号を生成す
る合計手段と、前記第１の出力信号からオフセット電圧
信号を発生させるオフセット電圧信号発生手段と、ター
ゲットからの反射を示す第２の出力信号を生成する閾値
検出手段と、第２の出力信号を監視して誤警報を検出す
ることのできる第３の出力信号を供給する監視手段とを
具備している受信手段と、 前記オフセット電圧信号および前記第３の出力信号を供
給されて前記較正信号を発生して前記受信手段に供給
し、選択された誤警報率が得られるまで前記オフセット
電圧信号および前記第３の出力信号を使用して前記較正
信号の値を調節するプログラムされたプロセッサとを具
備していることを特徴とするレーザ距離測定装置。 - 【請求項２】 入射する光信号に応答して電気信号を発
生する光検出器を具備し、特性を調節するために較正信
号に応答する受信機と、 前記較正信号を生成してそれを受信機へ供給するプロセ
ッサとを具備し、 前記 受信機が、 バイアス電圧を前記光検出器に供給し、前記バイアス電
圧の値を調節するために第１および第２の制御信号に応
答するバイアス制御回路と、 前記電気信号を増幅し、増幅された出力信号を発生する
ために、前記電子信号を受取るために接続された第１の
増幅器および第２の増幅器と、 前記増幅された出力信号を受取るように接続され、フィ
ルタされた出力を発生するために前記増幅された出力信
号をフィルタ処理する整合フィルタと、 前記フィルタされた出力と前記プロセッサから供給され
た較正電圧とを入力として合計された出力を発生する合
計増幅器と、 前記合計された出力中のターゲットからの反射波を検出
するために入力として前記合計された出力を受取る閾値
検出回路とを具備し、前記プロセッサは、前記較正信号を発生し、前記受信機
からの信号に基づいて前記較正信号の値を調節するよう
にプログラムされていることを特徴とする レーザ距離測
定装置。 - 【請求項３】 前記受信機が、前記光検出器の付近に配
置されて前記付近における温度を表す温度電圧信号を生
成する温度センサを備えている請求項２記載のレーザ距
離測定装置。 - 【請求項４】 前記閾値検出回路が、その第１および第
２の入力へ供給される第１および第２の入力電圧を比較
するための比較器回路を具備し、前記第１の入力電圧が
前記合計増幅器の前記合計された出力からなり、前記第
２の入力電圧が接地電位である請求項２記載のレーザ距
離測定装置。 - 【請求項５】 前記第１の入力に接続され、前記第１の
入力電圧の値を表すオフセット電圧信号を供給する回路
を備えている請求項４記載のレーザ距離測定装置。 - 【請求項６】 選択された時間間隔においてゼロまで減
少する電圧を生成する時間プログラム閾値信号を発生す
る回路をさらに含み、時間プログラム閾値信号はさら
に、前記合計増幅器の入力に供給され、前記合計増幅器
はさらに、前記時間プログラム閾値信号を前記フィルタ
された出力と前記較正電圧の合計に加算する請求項５記
載のレーザ距離測定装置。 - 【請求項７】 疑似警報信号発生回路をさらに含む請求
項１乃至６の何れか１項記載のレーザ距離測定装置。 - 【請求項８】 前記受信機が、受信機の特性を調整する
ために複数の較正信号に応答し、前記複数の較正信号が
第１および第２の検出器バイアス制御信号を含んでいる
請求項１乃至７の何れか１項記載のレーザ距離測定装
置。 - 【請求項９】 前記第１および第２の検出器バイアス制
御信号が、第１の充電電流制御信号と第２の放電電流制
御信号をそれぞれ構成している請求項８記載のレーザ距
離測定装置。 - 【請求項１０】 前記出力信号が、温度電圧信号、オフ
セット電圧信号、および疑似警報信号を含む請求項２、
４、５、６、または７の何れか１項記載のレーザ距離測
定装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/509,374 US5691808A (en) | 1995-07-31 | 1995-07-31 | Laser range finder receiver |
| US509374 | 1995-07-31 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09189768A JPH09189768A (ja) | 1997-07-22 |
| JP2968214B2 true JP2968214B2 (ja) | 1999-10-25 |
Family
ID=24026402
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8202209A Expired - Fee Related JP2968214B2 (ja) | 1995-07-31 | 1996-07-31 | レーザ距離測定器受信機 |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5691808A (ja) |
| EP (1) | EP0757257B1 (ja) |
| JP (1) | JP2968214B2 (ja) |
| KR (1) | KR100186821B1 (ja) |
| CA (1) | CA2180692C (ja) |
| DE (1) | DE69621386T2 (ja) |
| IL (1) | IL118876A (ja) |
| NO (1) | NO316142B1 (ja) |
Families Citing this family (70)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5790241A (en) * | 1996-08-07 | 1998-08-04 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army | Laser rangefinder |
| US5946081A (en) * | 1997-12-08 | 1999-08-31 | Asia Optical Co., Inc. | Method and apparatus for reducing the noise in the receiver of a laser range finder |
| US6476943B1 (en) | 1999-02-23 | 2002-11-05 | Virtual Pro, Inc. | Distance measurement apparatus |
| JP4630413B2 (ja) * | 1999-12-07 | 2011-02-09 | 株式会社トプコン | 距離測定機及び距離測定機の受光部調整方法 |
| US7009167B2 (en) * | 2000-05-25 | 2006-03-07 | Diehl Munitionssysteme Gmbh | Method of adjusting an optronic fuse system |
| US7136171B2 (en) * | 2001-12-19 | 2006-11-14 | General Electric Company | Method for the extraction of image features caused by structure light using template information |
| JP3946514B2 (ja) * | 2001-12-26 | 2007-07-18 | 富士通株式会社 | 光学装置 |
| KR100471223B1 (ko) * | 2002-05-09 | 2005-03-08 | 현대자동차주식회사 | 엔진 아이들 회전수 제어방법 및 장치 |
| EP1551917B1 (en) * | 2002-10-04 | 2011-04-27 | Finisar Corporation | Method and apparatus for compensating a photo-detector |
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| TWI228586B (en) * | 2003-12-19 | 2005-03-01 | Asia Optical Co Inc | A range finder with direction measurement and its measure method |
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