DE69621386T2

DE69621386T2 - Empfänger für einen Laserentfernungsmesser

Info

Publication number: DE69621386T2
Application number: DE69621386T
Authority: DE
Inventors: Robert Kuehn; Nourrcier, Jr.
Original assignee: Raytheon Co
Current assignee: Raytheon Co
Priority date: 1995-07-31
Filing date: 1996-07-19
Publication date: 2003-01-23
Anticipated expiration: 2016-07-20
Also published as: EP0757257A3; NO316142B1; EP0757257A2; US5691808A; KR100186821B1; DE69621386D1; EP0757257B1; NO963188L; KR970007393A; IL118876A; JPH09189768A; CA2180692A1; IL118876A0; NO963188D0; CA2180692C; JP2968214B2

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

1. Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein Laser- Entfernungssucheinrichtungen oder Laser-Entfernungsmesser und, genauer gesagt, einen billigen Empfänger für Laser-Entfernungssucheinrichtungen.

2. Beschreibung des zutreffenden Standes der Technik

In der Vergangenheit wurden Laser-Entfernungsmeßempfänger einzeln für jeden besonderen Anwendungsfall konstruiert. Somit wurde eine jeweils unterschiedliche Empfängerkonstruktion für eine Entfernungsmeßeinrichtung oder Entfernungssucheinrichtung mit einem durch eine Blitzlampe gepumpten Laser, für einen mit einer Diode gepumpten Laser oder für ein Laserradar- Abbildungssystem verwendet.
Gegenwärtig verwendete Empfänger für Laser-Entfernungssucheinrichtungen stützen sich auf Photodioden zum Erfassen von Zielobjektechos. Es gibt zwei Hauptarten von Empfänger-Photodioden für die Erfassung: die intrinsische Akzeptor-Donator-Diode (PIN-Diode) und die Lawinenphotodiode (APD). Beide Arten von Geräten können auf der Indium-Galliumarsenid-Technologie (InGaAs) oder der Germaniumtechnologie basieren. Die PIN-Diode ist diejenige, welche zumeist verwendet wird, erfordert jedoch ein Signal von 60 bis 100 Nanowatt für eine Erfassungswahrscheinlichkeit von 99%. Ungekühlte APD-Diodenempfänger, welche gegenwärtig in Gebrauch sind, können eine 99%- Erfassungswahrscheinlichkeit bei einem Signal von etwa 10 Nanowatt erzielen. Da sich die größere Empfindlichkeit der APD-Detektoren in einen größeren maximalen Entfernungsbereich des Systems umsetzt, werden diese Detektoren für die Herstellung eines Universalgerätes bevorzugt, welches für eine Familie von augenverträglichen Laser-Entfernungssucheinrichtungen oder Laser- Entfernungsmeßeinrichtungen verwendbar ist.
In gegenwärtigen APD-Empfängern wird die Vorspannung der Lawinen- Photodiode durch Rampenbildung der APD-Spannung erreicht, bis zwei benachbarte Schwellwertüberkreuzungen aufgrund von Störung innerhalb drei Mikrosekunden des gegenseitigen Abstandes auftreten. Die Falschalarmrate (FAR) wird durch Rampenbildung der Schwellwertspannung festgelegt, bis zwei benachbarte Schwellwertüberkreuzungen aufgrund von Störung innerhalb von weniger als zwei Mikrosekunden des Abstandes voneinander auftreten. Diese Messungen werden anhand von Zufallsdaten-Störungen durchgeführt und bestehen im wesentlichen aus einem Ereignis, das in bestimmter Weise gefiltert wird. Basierend auf einer Probe der Zufallsdaten ist die Wahrscheinlichkeit, daß ein falsches Ansprechen erhalten wird, hoch.
Gegenwärtige Empfänger für Laser-Entfernungssucheinrichtungen werden bei Raumtemperatur optimal gemacht und arbeiten daher bei anderen Betriebstemperaturen wesentlich unter dem Optimum. Eine Systemempfindlichkeit über einen Temperaturbereich hin kann daher nicht garantiert werden. Eine Anzahl von Komponenten ist außerdem für die Prüfung des Frequenzverhaltens der gegenwärtig verwendeten APD-Verstärker notwendig.
Gegenwärtig verwendete Laser-Empfänger verwenden weiter teure Hybridschaltungen, welche bei einem Beispiel mehr als 40 integrierte Schaltungen und sehr viel mehr einzelne Komponenten enthalten. Eine solche Schaltungsanordnung hat unter nicht zufriedenstellenden Produktionsresultaten, Verstärkerinstabilität und Einkopplung digitaler Störung in die empfindlichen Analogschaltungen gelitten. Derartige Probleme erfordern fortwährenden Ingenieureinsatz. Im allgemeinen machen Lösungen nach dem Stand der Technik einen beträchtlichen Hardwareaufwand notwendig, sind nicht sehr robust und können eine gewisse Anforderung bezüglich der Empfindlichkeit über die Temperatur hin nicht befriedigen.
Das US-Patent 5,359,404 offenbart einen Laser-Geschwindigkeitsdetektor, welcher eine Laser-Entfernungssucheinrichtung, welche die Ausbreitungszeit eines Infrarot-Laserimpulses zu einem Zielobjekt hin bestimmt, sowie eine Mikro- Steuereinrichtung auf Mirkoprozessorbasis enthält. Das Gerät ist klein genug, um in einfacher Weise in der Hand gehalten zu werden und enthält einen Auslöser und eine Betrachtungsoptik für eine Benutzerperson, um visuell ein Zielobjekt auszusuchen und den Betrieb des Gerätes nach Auswahl des Zielobjektes auszulösen. Die Laser-Entfernungsmeßeinrichtung oder Laser- Entfernungssucheinrichtung enthält eine sich selbst eichende Interpolationsschaltung, ein digitales, logikbetätigtes Tor für reflektierte Laserimpulse, wobei sowohl die Öffnung als auch die Schließung des Tores wählbar durch die Mikrosteuereinrichtung eingestellt werden kann, sowie eine duale Bündelung des ausgesandten Laserimpulses derart, daß ein kleinerer Anteil des ausgesendeten Laserimpulses zu Mitteln zur Erzeugung eines Zeit- Bezugssignales geführt wird.
Das US-Patent 4,077,718 offenbart eine Steuerschaltung zur Aufrechterhaltung eines Optimums der Empfindlichkeit einer Lawinendiode. Diese Diode wird, wenn sie als photoempfindlicher Detektor in einem Empfänger eines optischen Radarsystems verwendet wird, durch die offenbarte Steuerschaltung derart vorgespannt, daß die Frequenz, mit welcher intern erzeugte Störimpulse erzeugt werden, auf einem vorbestimmten Wert gehalten wird, so daß Echoimpulse von derartigen Impulsen unterschieden werden können.

ZIEL UND ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Es ist daher ein Ziel der vorliegender Erfindung, Lasereinrichtungen zu verbessern. Ein weiteres Ziel der Erfindung besteht darin, eine universelle Empfängerarchitektur zu schaffen, die für die Verwendung mit verschiedenen Lasereinrichtungen geeignet ist.
Es ist weiterhin ein Ziel der Erfindung, Empfänger für Laser- Entfernungssucheinrichtungen zu verbessern. Auch ist es Ziel der Erfindung, die Empfindlichkeit von Empfängern für Laser-Entfernungssucheinrichtungen zu erhöhen. Ein weiteres Ziel der Erfindung ist es, eine Laser- Entfernungsmeßeinrichtung oder -Entfernungssucheinrichtung zu schaffen, die billiger ist, weniger Leistung benötigt und eine bessere Arbeitsqualität liefert, als herkömmliche Systeme.
Schließlich ist es ein weiteres Ziel der Erfindung, die Empfindlichkeit von Empfängern für Laser-Entfernungsmeßeinrichtungen über ausgedehnte Temperaturbereiche, beispielsweise -40ºC bis +85ºC wesentlich zu verbessern, während der komplexe Aufbau und die Kosten des Systems merklich vermindert werden.
Gemäß einem breiten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Laser- Entfernungssucheinrichtung geschaffen, welches folgendes enthält:
einen Empfänger mit einem Detektor, wobei der Empfänger eine Mehrzahl von Ausgangssignalen liefert, welche eine Anzeige für den Zustand des Empfängers bieten, und wobei der Empfänger mindestens auf ein Eichsignal oder Kalibrierungssignal anspricht, um seine Arbeitsweise einzustellen; und
eine programmierte Verarbeitungseinrichtung, welche derart programmiert ist, daß sie auf die genannten Ausgangssignale anspricht, um den Empfänger zu eichen oder zu kalibrieren, indem das genannte mindestens eine Kalibrierungssignal zu dem Empfänger geliefert wird;
wobei der genannte Detektor einen Photodetektor zur Erzeugung eines elektrischen Signales in Abhängigkeit von einem einfallenden optischen Signal enthält, und wobei der Empfänger weiter folgendes aufweist:
ein Vorspannungssteuerschaltung zum Anlegen einer Vorspannung an den Photodetektor, wobei die Vorspannungssteuerschaltung auf ein erstes und ein zweites Steuersignal zur Einstellung des Wertes der genannte Vorspannung anspricht; und wobei der Empfänger dadurch gekennzeichnet ist, daß er folgendes enthält:
einen ersten und einen zweiten Verstärker, von denen der erste so geschaltet ist, daß er das elektrische Signal empfängt, um dieses zu verstärken und ein verstärktes Ausgangssignal zu erzeugen;
ein angepaßtes Filter, das so geschaltet ist, daß es das verstärkte Ausgangssignal aufnimmt, um dieses zu filtern und ein gefiltertes Ausgangssignal zu erzeugen;
einen Summationsverstärker, der das gefilterte Ausgangssignal und eine Kalibrierungsspannung als Eingänge aufnimmt und einen Summenausgang erzeugt; und
eine Schwellwertdetektorschaltung, welche den summierten Ausgang als Eingang aufnimmt, um in dem summierten Ausgang ein Zielobjektecho zu detektieren.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Die Ziele und Merkmale der vorliegenden Erfindung, von deren Neuheit auszugehen ist, werden insbesondere in den anliegenden Ansprüchen dargelegt. Die Organisation und die Arbeitsweise der vorliegenden Erfindung werden zusammen mit weiteren Zielen und Vorteilen am besten durch Bezugnahme auf die folgende Beschreibung in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen verständlich, in welchen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild ist, welches ein Laser-Entfernungsmeßsystem darstellt, in welchem die bevorzugte Ausführungsform eines Empfängers der hier angegebenen Art verwendet wird;
Fig. 2 ein elektrisches Schaltbild der Photodetektor-Vorspannungsschaltung und der Transimpedanz-Verstärkerschaltung (TIA) gemäß der bevorzugten Ausführungsform ist;
Fig. 3 ein elektrisches Schaltbild der Empfängerschaltung hinter dem TIA- Verstärker gemäß der bevorzugten Ausführungsform ist; und
Fig. 4, 5 und 6 Flußdiagramme sind, die für die Erläuterung der Struktur und der Wirkungsweise der bevorzugten Ausführungsform nützlich sind.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUS FÜHRUNGSFORMEN

Die folgende Beschreibung wird gegeben, um den Fachmann auf dem Gebiet in die Lage zu versetzten, die Erfindung zu verwenden, wobei die Beschreibung die besten Möglichkeiten, welche durch den Erfinder in Betracht gezogen werden, darlegt, um die Erfindung auszuführen. Vielerlei Modifikationen ergeben sich jedoch für die Fachleute in einfacher Weise, da die allgemeinen Prinzipien der vorliegenden Erfindung hier definiert und dargelegt sind, insbesondere um einen Empfänger für eine Laser- Entfernungssucheinrichtung zu schaffen, der in vielerlei Weise konfigurierbar und automatisch eichbar ist und der verhältnismäßig billig und einfach herzustellen ist.
In Fig. 1 ist ein Laser-Entfernungssuchsystem oder -Entfernungsmeßsystem dargestellt. Das System nach Fig. 1 kann in eine Anzahl von Einheiten unterteilt werden: eine Leistungzuführungseinheit 17, eine Zeitgeber- und Steuereinheit 11, einen Empfänger 16, ein Entfernungszählerchip 25 mit einem Entfernungszähler und zugehöriger Digital-Schaltungseinrichtungen, und eine Steuerpult-/Anzeigeeinheit 190. Die verbleibenden Komponenten, welche in Fig. 1 gezeigt sind, enthalten ein Lasermodul 115 zur Erzeugung eines Laserstrahls, Sende-/Empfangsoptiken 119, eine Batterie 37 und ein EMI-Filter 35.
Die Zeitgeber- und Steuereinheit 11 enthält eine Mikrosteuereinrichtung 13, einen nichtflüchtigen Speicher wahlfreien Zugriffs 191 (NOVRAM) und ein RS485-System I/O oder eine andere Schnittstelle 29. Das RS485-System I/O 29 ist über einen Eingangs-Ausgangsbus 118 mit der Mikrosteuereinrichtung 13 und über einen Bus 12 mit einem dazugehörigen Zündsteuersystem 111 zum Zwecke der Kommunikation zwischen der Mikrosteuereinrichtung 13 und dem zugehörigen Zündsteuersystem 111 verbunden.
Die Mikrosteuereinrichtung 13 ist ein programmierter Prozessor und kann eine im Handel erhältliche Komponente sein, beispielsweise ein Teil Nummer 87C552, das von Firma Philips Semiconductors, Sunnyvale, Kalifornien, erhältlich ist. Diese Komponente hat einen inneren Festwertspeicher (ROM), zur Speicherung der Startsoftware. Verschiedene andere kundenwunschgemäße oder auf Lager gehaltene Prozessoren, Mikroprozessoren, Rechner oder andere Steuereinrichtungen auf der Basis programmierter Prozessoren können in Ausführungsformen nach der Erfindung verwendet werden.
Der nichtflüchtige Speicher wahlfreien Zugriffes 191 ist so angeordnet, daß auf 11111 durch die Mikrosteuereinrichtung 13 Zugriff genommen werden kann, und enthält einen ausführbaren Systemcode, der durch eine Tabelle betrieben wird. Verschiedene Betriebsparameter sind in einer Tabelle innerhalb des nichtflüchtigen Speichers wahlfreien Zugriffs 19 (nicht Bestandteil des kompilierten Codes) enthalten und können in Echtzeit modifiziert werden. Parameter, welche in der Tabelle des nichtflüchtigen Speichers wahlfreien Zugriffs (NOVRAM) gespeichert sind, enthalten folgendes:
1. Empfänger-Versatzspannung
2. Schwellwertspannung
3. Falschalarmrate
4. APD-Vorspannung
5. PFN-Spannung
6. Anzeigehelligkeit
7. Programmierbares Entfernungstor
8. Darüberhaltetabelle für die Waffeneinstellung
Die Verwendung und die Bedeutsamkeit der obigen Parameter wird nachfolgend herausgearbeitet.
Der NOVRAM-Speicher 191 ist vorzugsweise in zwei Teile unterteilt, von denen einer die Tabellen enthält und der andere die ausführbare Software enthält, beispielsweise den kompilierten "C"-Code, der in den Tabellen nach Parametern sucht, die er zum Betrieb der Hardware benötigt. Die Tabellen selbst können auch aktualisiert werden. So kann, wenn dies gewünscht wird, die Software in Gebrauchseinsatz durch eine Steckverbindung zu einem tragbaren Rechner ohne eines Öffnens der Hardware aktualisiert werden.
Die Mikro-Steuereinrichtung 13 hat über einen Bus 15 mit dem Entfernungszählerchip 25 Verbindung. Das Entfernungszählerchip 25 enthält einen digitalen Entfernungszähler, welcher das Intervall zwischen der Zündung eines Laserimpulses und der Erfassung eines Echos des betreffenden Impulses durch den Empfänger 16 aufzählt, wobei die Zählung des Abstand oder die Entfernung zu dem Zielobjekt repräsentiert. Eine grundsätzliche Funktion des Busses 15 ist es daher, Entfernungsdaten (Zählungen) zu der Mikrosteuereinrichtung 13 zu übertragen, und demgemäß enthält der Bus 15 eine Standard-Busarchitektur, welche Lese-, Schrei-, Addressierungs- und Datenleitungen bietet. Das Entfernungszählerchip 25 kann einen Hochgeschwindigkeits-Digitalzähler und Hochgeschwindigkeits-Datenregister enthalten, wie dies in den US-Patenten 5,943,386 und 5,644,387 offenbart ist, welche den Titel "High Speed Synchronous Counter Circuitry" bzw. "High-speed Data Register for Laser Range Finders" tragen, welche Anmeldedaten vom 24. Mai 1995 bzw. 17. Juni 1995 aufweisen.
Das Entfernungszählerchip kann weiter einen IFF-Zähler 125, Verzögerungsleitungs-Differentiatorlogik, programmierbare Entfernungstore und digitale Zustandsregister enthalten.
Die Mikro-Steuereinrichtung 13 ist weiter so ausgebildet, daß sie ein Blitzlampen- Zündsignal "F/L Fire" über eine Signalleitung 14 liefert, um die Zündung eines Lasers oder einer "optischen" Impulsgabe durch das Entfernungsmeß-Lasermodul 115 zu bewirken. Die Mikro-Steuereinrichtung 13 kann zur Erzeugung "F/L-Fire"-Signales durch ein Laserzünd-Befehlssignal FIRE LRF aktiviert werden, das in Abhängigkeit von einer manuellen oder anderen Aktivierung eines Laser-Entfernungssuch- Zündbefehlsschalters 28 erzeugt wird. Das Laser-Zündbefehlssignal FIRE LRF wird auch über eine Signalleitung 125 zu dem IFF-Zähler 125 geführt und bewirkt, daß der Zähler 125 zu zählen beginnt.
Ein Anteil 18 des optischen Impulses 117, der durch das Lasermodul 115 erzeugt wird, wird durch einen Photodetektor 315 in dem Empfänger 16 detektiert und liefert ein "Stop"-Signal über eine Stopsignalleitung 123 zu dem IFF-Zähler 125, welcher gemäß einer bevorzugten Ausführungsform ein 16-Bit-Zähler ist. Der IFF-Zähler 125 wiederum beendet seine Zählung und sein IFF-Zeitintervall-Zählerstand wird über eine Signalleitung 27 an die Mikro-Steuereinrichtung 13 geführt. Dieser Zählerstand kann dann verwendet werden, um eine Freund/Feind-Identifizierung vorzunehmen.
Bestimmte Laser-Entfernungsmeßeinrichtungssysteme haben zwei optische Empfänger, nämlich einen zum Detektieren von Zielobjektechos, und einen anderen, der einen optischen Impulsmonitor ("OPM") enthält, um das Vorhandensein eines ausgesendeten Impulses zu detektieren und einen Stopimpuls zu erzeugen, ähnlich demjenigen, der über die Stopsignalleitung 123 dargeboten wird. Ein solches System enthält typischerweise einen Strahlaufspalter, um einen kleinen Anteil des ausgesendeten Strahles auf den optischen Impulsmonitor (OPM) zu richten. Andere Systeme verwenden einen einzigen Empfänger, wobei in diesem Falle kein optischer Impulsmonitor oder Strahlaufspalter vorhanden ist und das Vorhandensein eines ausgesendeten Impulses in desselben Weise wie ein Zielobjektecho detektiert wird. In diesem Falle wird eine Rückstreuung an den Optiken in das System zurück reflektiert und bestrahlt den Empfänger, der bewirkt, daß ein Stopimpuls erzeugt wird.
Die Leistungszuführungseinheit 17 kann durch die Batterie 37 über das EMI- Filter 35 gespeist werden. Die Batterie 37 ist über ihre erste und zweit Anschlußklemme 19 bzw. 20 und einen LRF-EIN-/AUS-Schalter 120 mit dem EMI- Filter 35 verbunden, der eine gefilterte Spannung über dem Signalweg 21 an die Leistungzuführungseinheit 17 liefert. Der LRF-EIN-/AUS-Schalter 120 schaltet die Leistung zu der Laser-Entfernungssucheinrichtung oder - Entfernungsmeßeinrichtung (LRF) ein und aus. Die Leistungszuführungseinrichtung 17 liefert eine Mehrzahl von Leistungsausgängen 23 konstanter Niederspannung.
Die Mikro-Steuereinrichtung 13 ist weiter so ausgebildet, daß sie den Empfänger 16 überwacht und eine Nacheichung oder Neueichung desselben vornimmt. Für diese Zwecke empfängt die Mikro-Steuereinrichtung 13 Eingänge von dem Empfänger 16, unter welchen sich eine Temperaturspannung VTemp, eine Versatzspannung VOFFSET, ein Falschalarmratensignal (FAR) auf der Leitung 126 und Ausgangs-Steuersignale zu dem Empfänger 16 hin befinden, welche erste und zweite Detektorvorspannungssignale IUP, IDN; eine Eichspannung oder Kalibrierungsspannung VCAL; und ein FAR-Rückstellsignal auf einer Signalleitung 127 umfassen. Die Wechselwirkung zwischen der Mikro-Steuereinrichtung 13 und dem Empfänger 16 wird weiter unten genauer erläutert.
Der Empfänger 16 gemäß der bevorzugten Ausführungsform, wie sie in Fig. 1 dargestellt ist, enthält einen Photodetektor 315, der den empfangenen Anteil 18 des optischen Impulses in ein elektrisches Signal umformt, sowie den Transimpedanzverstärker 317 zur Verstärkung des durch den Photodetektor 315 erzeugten elektrischen Signales. Die Detektorvorspannungssteuerschaltung 311 empfängt 130 Volt PFN-Leistung von der Leistungszuführungseinheit 17 und steuert die dein Detektor 315 zugeführte Vorspannung, um, wie weiter unten erläutert wird, die Wirkungsweise zu optimieren. Das in dem Photodetektor 315 verwendete Detektorelement ist vorzugsweise eine Lawinenphotodiode (APD). Ein Temperaturfühler 319 ist auf demselben Substrat wie der Photodetektor 315 montiert, um dessen Temperatur zu überwachen. Der Temperaturfühler 319 liefert eine Spannung oder Temperaturspannung VTEMP, welche für die Mikro-Steuereinrichtung 13 die Temperatur des Photodetektors anzeigt.
Der Ausgang des Transimpedanzverstärkers 317 (TIA) bildet einen ersten Eingang zu einem Nachverstärker 155, der seinem Eingang typischerweise einen Verstärkerungsfaktor von "5" aufprägt. Der Ausgang des Nachverstärkers 155 wird an ein angepaßtes Filter 155 geliefert. Das angepaßte Filter 157 ist eine Tiefpaßfilter, vorzugsweise ein Butterworth-Filter dritter Ordnung, dessen Bandbreite so bestimmt ist, daß das Signal-/Raschverhältnis (SNR) basierend auf der Impulsbreite des Ausgangslaserimpulses und den Störungscharakteristiken des Photodetektors 315 und des Transimpedanzverstärkers 317 (TIA) optimiert wird. Wie in der Technik bekannt ist ein angepaßtes Filter ein solches, das für die Wellenform und die gewünschte Arbeitsweise optimal konstruiert ist. Im vorliegenden Falle ist das angepaßte Filter 157 so ausgelegt, daß es die Entfernungsgenauigkeit für ein einfaches Schwellwertdetektierungssystem optimiert und die Störung minimal macht (maximale Empfindlichkeit).
Der Ausgang des angepaßten Filters 157 bildet einen Eingang zu einem Puffer- und Summationsverstärker 161, der den Ausgang des angepaßten Filters mit einer Gleichspannung VCAL für eine Falschalarmrate- und Versatzeichung, und mit einem zeitprogrammierten Schwellwertsignal (TPT) summiert, das durch die TPT- Schaltungsanordnung 159 erzeugt wird. Die TPT-Schaltungsanordnung 159 empfängt als ein Eingangssignal ein Zählungseinschaltsignal von dem Entfernungszählerchip 25.
Das TPT-Signal bildet einen zeitprogrammierten Schwellwert zum Blockieren der Einflüssen nahegelegener atmosphärischer Rückstreuungen. Wenn der Laser gezündet wird, können, wenn der Laserimpuls die Appertur verläßt, Staubpartikel Nahbereichsechos verursachen, bis sich die Laserenergie ausreichend durch Ausbreitung über einen bestimmten Abstand verbraucht hat. Somit erhöht das TPT-Signal die zu dem Schwellwertvergleicher 171 geführte Schwellwertspannung und gestattet es, daß die Spannung abfällt und sich an eine Schwellwertspannung maximaler Empfindlichkeit beispielsweise für einen Punkt annähert, bei welchem der Laserimpuls einen Kilometer durchlaufen hat, so daß die Einflüssen von atmosphärischen Nahbereichsrückstreuungen blockiert werden.
Der Ausgang des Puffer- und Summationsverstärkers 161 speist die Schwellwert- Detektorschaltungsanordnung und gelangt als ein Eingang zu einem Schwellwert- Veraleicherverstärker 171. Da ein Eingang des Schwellwertvergleichers 171 an Erde oder Masse gelegt ist, wird die Schwellwerteinstellung durch Erzeugung einer Versatzspannung an dem Signalweg 172 in Abhängigkeit von der Zuführung der Eichspannung oder Kalibrierungsspannung VCAL an den Eingang des Summationsverstärkers 161 erreicht. Wenn also beispielsweise die Gleichspannung im Dauerzustand auf dem Signalweg 172 durch eine konstante Gleichspannung von 15 Millivolt von null weggezogen wird, dann ist der Systemschwellenwert wirkungsmäßig auf 15 Millivolt eingestellt. Der Schwellwertverstärker 171 liefert ein differentielles Ausgangssignal zwischen zwei Verstärkerausgangsleitungen D-VID+ und D-VID- an das Entfernungszählerchip 25 (wobei dies nachfolgend als D-VID bezeichnet wird). In Abhängigkeit von diesem differentiellen Ausgangssignal D-VID wird der Zählerstand des Entfernungszählers zu dem Augenblick des Auftretens eines solchen Ausgangssignales abgelesen und durch die digitale Registerschaltung festgehalten, die in dem Entfernungszählerchip 25 festgehalten ist, das Signal D-VID bezeichnet somit die Erfassung eines Echoimpulses.
Fig. 2 zeigt die APD-Vorspannungsschaltung oder die Lawinen-Photodioden- Vorspannungsschaltung 311, den APD-Detektor 315 und die Transimpedanz- Versilirkerschaltung 317 mehr ins Einzelne gehend. Während der Detektor 315 vorzugsweise ein Lawinen-Photodiodengerät ist, können auch andere Detektorgeräte beispielsweise PIN-Dioden in verschiedenen Ausführungsformen, welche in der erfindungsgemäßen Weise ausgebildet sind, verwendet werden.
Bezüglich der APD-Vorspannungsschaltung 311 ist festzustellen, daß durch die Mikro-Steuereinrichtung 13 des Systems an die Eingänge der jeweiligen Inverterverstärker Ab1, Ab2 die Signale IUP und IDN geführt werden. Der Ausgang des Inverters Ab1 wird an die Gateelektrode eines ersten Vorspannungsschaltungs- Feldeffekttransistors Qb1 (FET) gelegt und gelangt auch als Eingang zu einem zweiten Inverterverstärker Ab3. Der Gateanschluß des ersten Vorspannungsschaltungs- Feldeffekttransistors Qb1 ist über einen Widerstand Rb1 mit einer Bezugsspannung (+5 Volt) verbunden. Der Sourceanschluß des ersten Feldeffekttransistors Qb1 ist geerdet, während sein Drainanschluß mit einem ersten Anschluß eines Widerstandes Rb3 verbunden ist. Der zweite Anschluß des Widerstandes Rb3 ist mit einem ersten Anschluß eines Widerstandes Rb2 und mit dem Gateanschluß eines zweiten Vorspannungsschaltungs-Feldeffekttransistors Qb2 verbunden. Der zweite Anschluß des Widerstandes Rb2 und der Sourceanschluß des zweiten Vorspannungsschaltungs- Feldeffekttransistors Qb2 sind gemeinsam an die 130-Volt-Speisegleichspannung gelegt. Eine Zenerdiode Zb1 ist parallel zu dem Widerstand Rb2 geschaltet.
Der Drainanschluß des zweiten Vorspannungsschaltungs-Feldeffekttransistors Qb2 ist mit einem ersten Anschluß eines Widerstandes Rb4 verbunden, dessen zweiter Anschluß mit der Anode einer Diode Db1 und mit dem Drainanschluß eines dritten Vorspannungsschaltungs-Feldeffekttransistors Qb3 verbunden ist. Der Sourceanschluß des dritten Vorspannungsschaltungs-Feldeffekttransistors Qb3 ist an Erde angeschlossen, während sein Gateanschluß mit einem Anschluß eines Widerstandes Rb5 und mit dem Ausgang des Inverterverstärkers Ab3 verbunden ist. Der zweite Anschluß des Widerstandes Rb5 ist mit einer Bezugsspannung von 5 Volt Gleichspannung verbunden.
Die Kathode der Diode Db1 ist mit einem ersten Anschluß eines Vorspannungs- Speicherkondensators C1 und mit dem Drainanschluß eines vierten Vorspannungsschaltungs-Feldeffekttransistors Qb4 verbunden, dessen Sourceanschluß geerdet ist. Der Gateanschluß des vierten Vorspannungsschaltungs-Feldeffekttransistors Qb4 ist mit dem Ausgang des Inverterverstärkers Ab2 und mit einem Anschluß eines Widerstandes RbG verbunden, dessen zweiter Anschluß mit der Bezugsspannung von 5 Volt Gleichstrom verbunden ist.
Der Vorspannungs-Speicherkondensator C1 ist mit seinem ersten Anschluß weiterhin an einen Anschluß eines Widerstandes R1 gelegt, dessen zweiter Anschluß mit einem Nebenschlußkondensator C2 und mit der Kathode der APD-Detektor-Diode CR1 verbunden ist. Der zweite Anschluß des Nebenschlußkondensators C2 ist geerdet. Die Anode der APD-Detektor-Diode CR1 ist mit der Anode einer PN-Diode CR3 verbunden, deren Kathode weiterhin mit Erde verbunden ist. Ein Wechselstrom- Kopplungskondensator C3 verbindet die Anode der APD-Detektor-Diode CR1 mit dem Eingang des Transimpedanzverstärkers 317.
Der Eingang des Transimpedanzverstärkers 317 enthält einen Schaltungsknotenpunkt der von dem Verbindungspunkt des ersten Anschlusses der Widerstände R4 und R4 gebildet wird. Der zweite Anschluß des Widerstandes R4 ist mit dem Gateanschluß eines ersten Feldeffekttransistors Q1 verbunden, dessen Sourceanschluß geerdet ist und dessen Drainanschluß mit dem ersten Anschluß eines Widerstandes R12 und dem Emitter eines NPN-Transistors Q2 in Verbindung steht. Der zweite Anschluß des Widerstandes R12 ist mit einem Anschluß eines Kondensators C5 verbunden, dessen gegenüberliegender Anschluß geerdet ist, und hat außerdem Verbindung mit dem Kollektor eines PNP-Transistors Q3.
Der Kollektor des zweiten Transistors Q2 ist mit der Anode einer PN-Diode CR4 und mit dem Verbindungspunkt zwischen dem zweiten Anschluß des Widerstandes R5 und dem ersten Anschluß eines Widerstandes R6 verbunden. Die Kathode der PN-Diode CR4 ist mit einem Anschluß eines Kondensators C6 verbunden, dessen zweiter Anschluß mit der Basis des Transistors Q2 verbunden ist. Die Basis des Transistors Q2 ist weiterhin über einen Widerstand R9 mit dem zweiten Anschluß des Widerstandes R12 und mit einem Anschluß eines Widerstandes R8 verbunden, dessen zweiter Anschluß an die Bezugsspannung von 5 Volt Gleichstrom gelegt ist.
Die Basis des dritten Transistors Q3 ist mit dem zweiten Anschluß des Widerstandes R5 verbunden, der somit einen Rückkopplungswiderstand von dem Ausgang zu dem Eingang des Verstärkers 317 darstellt. Der Emitter des dritten Transistors Q3 stellt den Ausgang des Transimpedanzverstärkers 317 dar und ist weiterhin mit dem ersten Anschluß eines Widerstandes R11 verbunden. Der zweite Anschuß des Widerstandes R11 ist mit dem ersten Anschluß eines Widerstandes R7 verbunden, dessen zweiter Anschluß mit einer Bezugsspannung von -5 Volt Gleichstrom verbunden ist. Der erste Anschluß des Widerstandes R7 ist weiter mit einem ersten Anschluß eines Kondensators C8 und mit dem zweiten Anschluß des Widerstandes R6 verbunden. Der zweite Anschluß des Kondensators C8 ist geerdet. Beispiele typischer Komponenten der Schaltung von Fig. 2 sind folgendermaßen anzugeben: Tabelle
Die vorstehenden Werte sind nur beispielsweise angegeben und können in vielerlei Ausführungsformen für eine Optimierung der Wirkungsweise in verschiedenen Laser-Entfernungssuchsystemen oder -Entfernungsmeßsystemen verändert werden.
Im Betrieb der Schaltung von Fig. 2 werden der Mikro-Steuereinrichtung 13 die Steuersignale IUP und IDN selektiv zugeführt. Das Steuersignal IUP schaltete den Feldeffekttransistor Qb2 durch Ausschalten des Feldeffekttransistors Qb1 ein, wodurch der Gateanschluß des Feldeffekttransistors Qb2 dazu veranlaßt wird, in der Spannung hoch zu gehen. Die Zunahme der Spannung gestattet es dem Strom, von der 130-Volt- Quelle über den Widerstand Rb4 und die Diode Db1 zu fließen, so daß sich die Spannung an dem Vorspannungs-Speicherkondensator C1 bis zu jener Zeit erhöht, zu welcher das Steuersignal IUP abgeschaltet wird. Die Art der logischen Torschaltung mit offenem Kollektor ist besonders ausgelegt, um Feldeffekttransistoren zu betreiben, beispielsweise den Feldeffekttransistor Qb1.
Wenn das Steuersignal IUP ausgeschaltet ist, dann schaltet sich der Feldeffekttransistor Qb3 ein und schließt den Widerstand Rb4 zur Erde hin kurz, so daß Leckstrom von dem Feldeffekttransistor Qb2 abgeleitet wird, um zu verhindern, daß dieser Strom den Kondensator C1 weiter auflädt. Während IUp ausgeschaltet ist, dient die Diode Db1 dazu, die Vorspannung, welche durch den Kondensator C1 gehalten wird, aufrechtzuerhalten, d. h., sie verhindert die Entladung der Kondensatorspannung durch einen Stromfluß durch den Feldeffekttransistor Qb3. Die durch den Kondensator C7 gespeicherte oder gehaltene Vorspannung kann im Bereich von 30 Volt bis 90 Volt liegen und bestimmt sich durch die Länge der Zeit, während welcher das Signal IUP eingeschaltet ist und durch die Zusammenbruchsspannung der Lawinen-Photodiode 315.
Das Anlegen des Steuersignals IDN schaltet den Feldeffekttransistor Qb4 ein und entlädt den Vorspannungs-Speicherkondensator C1 zur Erde hin über den Widerstand Rb7. Sowohl das Signal IUP als auch das Signal IDN sind ausgeschaltet, wenn die Schaltungsanordnung inaktiv ist.
Ist einmal der Vorspannungs-Speicherkondensator C1 aufgeladen, so wird die Detektorschaltung 315 für den Betrieb vorgespannt, um beispielsweise nach dem Zünden des Lasers ein Laserimpulsecho zu erfassen. Wie zuvor bemerkt wird, wenn der Laser zunächst gezündet ist, eine große Menge von Energie in die Optik des Laser- Entfernungsmeßgerätes hinein reflektiert oder zurückgestreut, was bewirkt, daß der Transimpedanzverstärker 317 gesättigt wird. Demgemäß wird die Diode CR3 in der Schaltung eingesetzt, um durch die Zunahme der Detektorspannung in Vorwärtsrichtung vorgespannt zu werden und die Ladung zur Erde hin abzuleiten; d. h., die Diode CR3 bildet eine Schutzschaltung zur Berücksichtigung anfänglicher Überlastungszustände. Die durch den Kondensator C2 und den Widerstand R1 gebildete Schaltung, welche mit der Lawinen-Photodiode 315 verbunden ist, begrenzt die Energiemenge, welche über die Diode CR3 abgeleitet werden kann. Nachdem die Diode CR3 ihren Leitungszustand beendet hat, steigt die Spannung an dem Kondensator C2 rasch aufgrund des Ladestromes an, der durch den Kondensator C1 und den Widerstand R1 fließt.
Der Transimpedanzverstärker 317 selbst kann als ein typischer Operationsverstärker angesehen werden, der einen Rückkopplungswiderstand R5 aufweist, der zwischen seinen Ausgang und dem invertierenden Eingang geschaltet ist, wobei der Widerstand in einer beispielsweisen Ausführungsform einen Wert von 51 KΩ hat.
Bei dem bevorzugten Transimpedanzverstärker 317, wie er in Fig. 1 gezeigt ist, wird der Strom, der in dem Schaltungsknotenpunkt zwischen den Teilen R4, R5 und C3 einfließt, durch den Wert des Rückkopplungswiderstandes R5 multipliziert, wodurch eine Ausgangsspannung an dem Emitteranschluß des dritten Transistors Q3 erzeugt wird. Der Feldeffekttransistor Q1 hat einen ihm zugeordneten "gm"-Parameter, der praktisch ein Spannungs-/Stromumwandlungsfaktor ist. Wenn Strom durch den Kopplungskondensator C3 fließt, dann erhöht sich die Gatespannung an dem Feldeffekttransistor Q1, was bewirkt, daß mehr Strom durch den Feldeffekttransistor Q1 fließt. Der Transistor Q2 sucht den Drainanschluß des Feldeffekttransistors Q1 auf einer konstanten Spannung zu halten. Wenn also der Feldeffekttransistor Q1 nach mehr Strom verlangt, dann schaltet der Transistor Q2 ab. Wenn der Transistor Q2 abschaltet, um den Dauerzustand zu halten, dann geht seine Kollektorspannung nach abwärts, so daß eine Spannung an dem Rückkopplungswiderstand R5 entsteht. Für den gewählten Wert des Widerstandes R5 von 51 KΩ ist diese Spannung schließlich gleich 51 KΩ multipliziert mit dem Strom, der durch den Wechselstrom-Kopplungs-Kondensator C3 fließt. Der Transistor Q3 ist ein Puffer-Folgetransistor, dessen Emitterspannungsseite 0,7 unter der Spannung an seiner Basis liegt (d. h., die Spannung, die sich an dem Rückkopplungswiderstand R5 aufbaut).
Der Widerstand R6 des Transimpedanzverstärkers kann dazu eingesetzt werden, einen Herstellungsvorteil gemäß der vorliegenden Ausführungsform zu erzielen. Die Stabilität des Verstärkers ist eine Funktion der offenen Schleifenverstärkung, die durch den "gm"-Parameter des Feldeffekttransistors Q1 und den Wert des Widerstandes R6 bestimmt ist. Wenn sich also der gm-Parameter ändert, kann der Wert des Widerstandes R6 justiert werden, um solches zu kompensieren. Bei der Produktion kann daher ein ganzer Wafer von Feldeffekttransistoren Q1 hergestellt werden. Nachdem R6 justiert ist, um die richtige Kompensation für einen der Feldeffekttransistoren Q1 von dem Wafer zu erhalten, dann können sämtliche Geräte auf dem betreffenden Wafer mit jeweils gleichen Werten von R6 verwendet werden.
Bezüglich der verbleibenden Komponenten ist zu sagen, daß die Widerstände R9 und R10 den Transistor Q2 vorspannen und seinen Betriebspunkt einstellen. Der Kondensator C6 macht an der betreffenden Stelle der Schaltung einen Kurzschluß für Wechselstrom. Die Diode CR4 verhindert eine Schaltungsüberlastung. Die Widerstände R7 und R11 sind für die Leistungquellenisolation und zur Vorspannung des zweiten Transistors Q3 vorgesehen.
Der Rückkopplungswiderstand R5 bestimmt die Größe des Transimpedanz- Verstärkungsgewinns, d. h., die Strom-/Spannungs-Übersetzung. Was immer für ein Strom durchfließt, so ist jedenfalls der Ausgangsspannungsausschlag C3 · 51K. Der Rückkopplungswiderstand R5 bestimmt weiter die letztliche Bandbreite des Systems. Eine Verminderung des Wertes von R5 liefert größere Bandbreite, was das System in die Lage setzt, mit kürzeren Laserimpulsen zu arbeiten.
Der Detektor 315 und der Transimpedanzverstärker 317 sind vorzugsweise als Hybridschaltung auf einem gemeinsamen Substrat, beispielsweise Aluminiumoxid, ausgeführt. Ein Temperturfühler 319 ist auf dem Substrat in Nachbarschaft zu dem Detektor 315 montiert und gestattet es, den Empfänger 16 in Abhängigkeit von der Temperatur zu optimieren. Somit kann die Mikro-Steuereinrichtung 13 den Empfänger 16 als Funktion von der Temperatur, wie weiter unten im Einzelnen beschrieben wird, kontinuierlich überwachen und neu eichen oder kalibrieren. Der Temperaturfühler 319 kann ein im Handel erhältlicher AD590-Sensor sein, wobei eine Bezugsspannung an einen ersten Anschluß +TS gelegt wird, wodurch ein Strom an einem zweiten Anschluß -TS erzeugt wird, der mit der Temperatur in Beziehung steht. Dieser Strom wird in eine Spannung umgewandelt, die es der zugeordneten Mikro-Steuereinrichtung 13 erlaubt, die Temperatur des Detektors 315 abzulesen.
Das Frequenzansprechen des Systems von Fig. 2 wird durch Bestrahlen des Detektors 315 mit einer Quelle einer unmodulierten kontinuierlichen Welle gemessen, wobei dann das Störungsspektrum am Ausgang TIA OUT des Verstärkers 317 betrachtet wird. Das Störungsspektrum hat eine Leistungsumhüllende in Abhängigkeit von der Frequenz, die charakteristisch für das Detektor-Vorverstärker- Frequenzansprechen ist. Das Frequenzansprechen des Verstärkers 317 verändert sich von Teil zu Teil aufgrund des "gm"-Parameters des bevorzugten Galliumarsenid- Feldeffekttransistors NEC71000. Die Rückkopplungsschleife kann diesen Effekt kompensieren, indem die Werte der Widerstände R5 und R6 eingestellt werden. Dies ist eine wichtige Kostenersparnis, da die Auswahl im Versuch nur einmal für jede Einkaufsmenge des NEC71000-Feldeffekttransistors geschieht. Aus diesem Grunde wird der Wert des Widerstandes R6 auf der ersten Einheit ausgewählt und bleibt für den Rest des Produktionslaufes fest. Der Wert des Widerstandes R5 wird normalerweise nicht geändert, da er die Größe der Ausgangsspannung beeinflußt.
Ein weiteres Merkmal ist die Hinzufügung des Temperatursensors 319 innerhalb der Detektor/Vorverstärker-Packung. Die optimale Detektorvorspannung kann sich bei Temperturänderungen dramatisch verschieben. Der Temperatursensor 319 gestattet es dem System, diese Bedingung zu überwachen und eine Selbsteichung der Empfänger- Betriebsparameter durchzuführen, beispielsweise der Empfänger-Versatzspannungen, der Falschalarmrate und der APD-Vorspannung, wie weiter unten im Einzelnen erläutert wird. Der Empfänger 16 kann im wesentlichen für eine gute Betriebsweise über den gesamten Betriebstemperturbereich optimiert werden.
Wie der Fachmann erkennt, wird der Lawinen-Photodetektor 315 in Gegenrichtung vorgespannt, so daß er nur leitet, wenn Licht auf ihn trifft, d. h., überschüssige Photonen in Elektronen umgewandelt werden, was in einem Stromfluß zu dem Transimpedanzverstärker 317 resultiert. Die Empfängerempfindlichkeit wird optimiert, indem die APD-Vorspannung erhöht wird (dies erhöht den APD- Verstärkungsgewinn), bis die Störung der Lawinen-Photodiode größer ist als die Störung der Elektronik. Wenn einmal die Störung der APD-Diode die Störung der Elektronik des Vorverstärkers 317 übersteigt, dann vermindern weitere Erhöhungen im APD-Verstärkungsgewinn den NEP-Wert des Systems (Störungsäquivalente Leistung). Bei niedrigen Temperaturen muß der APD-Verstärkungsgewinn hoch sein, um die Vorverstärkerstörung zu überwinden. Dies beruht auf niedrigen Leckströmen innerhalb der Lawinen-Photodiode bei niedrigen Temperaturen. Unter diesen Bedingungen mag die APD-Störung nicht größer sein als die Vorverstärkerstörung aufgrund von Beschränkungen im verfügbaren APD-Verstärkungsgewinn. All diese Effekte können optimiert werden, indem die Temperatur der Lawinen-Photodiode überwacht wird und einhergehend selbsteichende Elektronik vorgesehen wird, wie dies hier offenbart ist.
Die hinter dem Transimpedanzverstärker liegende Empfängerschaltung des Empfängers 16 ist im einzelnen in Fig. 3 gezeigt. Das Ausgangssignal von dem Transimpedanzverstärker 317 wird über einen Sperrkondenstor C31 zu dem Nachverstärker 155 geliefert, der einen CLC 412-Operationsverstärker U2A enthält. Der Verstärker U2A ist über Widerstände R14, R15 und R16 vorgespannt. Der Rückkopplungswiderstand R16 ist zwischen den Ausgang des Verstärkers U2A und den invertierenden Eingang gelegt, während die Widerstände R15 und R14 jeweils von Erde zum invertierenden Eingang bzw. von Erde zum nicht invertierenden Eingang des Verstärkers U2A führen. Der Ausgang des Verstärkers U2A wird über eine Widerstand R20 zu dem angepaßten Filter 157 geführt.
Das angepaßte Filter 157 enthält eine Induktivität L1 mit einem ersten und einem zweiten Anschluß und damit jeweils verbundenen Kondensatoren C7 und C8, die von dem ersten bzw. zweiten Anschluß zu Erde führen. Der Ausgang des Filters 157 wird über einen Widerstand R21 an einen Summationsknotenpunkt 6 geliefert, der den invertierenden Eingang einen Operationsverstärkers U2B bildet. Dieser summierende Schaltungsknotenpunkt 6 empfängt auch in TPT-Signal und eine Form des VCAL Signals wie nachfolgend ausgeführt wird. Die Verstärker U2B summiert diese beiden Signale, nämlich das TPT-Signal und das VCAL Signal mit dem detektierten gefilterten Signal von dem angepaßten Filter 157.
Wie in dem linken Teil von Fig. 3 gezeigt ist, hat das Kalibrierungssignal oder Eichungssignal VGA, das von der Mikro-Steuereinrichtung 13 zugeführt wurde, eine Digital-/Analog-Umsetzung erfahren und wird zu einem Tiefpaßfilter 203 und danach zu einer Operationsverstärkerschaltung 204 geleitet, welche einen Operationsverstärker U3A enthält. Das Tiefpaßfilter 203 enthält einen ersten und einen zweiten Widerstand R18 bzw. R19 mit einem Verbindungspunkt, der mit dem ersten Anschluß eines Kondensators C8 verbunden ist, dessen zweiter Anschluß geerdet ist.
Der Verstärker U3A wird durch jeweilige Vorspannungsschaltungen vorgespannt, von denen jede ein erstes und ein zweites Kondensatorpaar C22, C27 und C23, C28 enthält, die jeweils mit dem Verbindungspunkt der jeweiligen ersten Anschlüsse der Widerstände R39 und R40 verbunden sind, deren zweiten Anschlüsse mit jeweiligen Speisespannungen von -5 Volt und +5 Volt verbunden sind. Die Verstärkerschaltung 204 mit dem Verstärker U3A enthält weiter einen Widerstand R17 und einen Kondensator C5, welche in Parallelschaltung zwischen dem Ausgang des Verstärkers U3A und seinem invertierenden Eingang liegen. Die Parallelschaltung des Widerstandes RII 7 und des Kondensators C5 bewirken weiterhin eine Tiefpassfilterung für eine Verminderung der Störung. Der Verstärkungsgewinn des Verstärkers U3A ist gleich dem Verhältnis R17/(R19+R18), welches auf einen Wert gleich "1" in dem dargestellten Ausführungsbeispiel eingestellt ist. Die Verstärkerschaltung 204 mit dem Verstärker U3A puffert somit das VCAL-Signal, filtert es und errichtet den gewünschten Verstärkungsbereich seines Ausgangssignals, welches dann durch einen Widerstand R41 zu dem summierenden Schaltungsknotenpunkt 6 geführt wird. Ein Widerstand R8, der zwischen eine +5 Volt Speisespannung und den summierenden Schaltungsknotenpunkt 6 gelegt ist, ist weiterhin vorgesehen, um sicher zu stellen, daß das VCAL-Signal das zu dem Knotenpunkt 6 geführt wird, innerhalb eines gewünschten oder ausgewählten Bereichs liegt, beispielsweise im Bereich von -100 Millivolt bis +50 Millivolt.
Das TPT-Signal ist ein binärwertiges Signal, welches über einen Verstärker U1D zugeführt wird, um einen Transistor Q5 ein- und auszuschalten. Der Transistor Q5 ist mit seinem Emitter an die +5-Volt-Speisespannung gelegt, ist mit seiner Basis über einen Widerstand R9 an den Ausgang des Verstärkers U1D angeschlossen und steht mit seinem Kollektor zu den jeweils ersten Anschlüssen eines Kondensators C17 und eines Widerstandes R22 in Verbindung, deren zweite Anschlüsse geerdet bzw. mit dem summierenden Schaltungsknotenpunkt 6 verbunden sind.
Wenn das Laser-Entfernungssuchsystem inaktiv ist, befindet sich der Ausgang des Verstärkers U1D auf niedrigem Signalniveau und der Transistor Q5 ist eingeschaltet, so daß der Kondensator C17 auf +5 Volt aufgeladen wird. Wenn der Laser gezündet wird und das Entfernungszählerchip 25 ein Zählungs-Auslösesignal erzeugt, welches anzeigt, daß das System aktiv ist, dann ändert sich das TPT-Signal in seinem Zustand so, daß der Transistor Q5 ausgeschaltet wird, was verursacht, daß der Kondensator C17 sich über den Widerstand R22 entlädt. Dieser Vorgang hat zur Folge, daß eine Spannung, die in dem Schaltungsknotenpunkt 6 für den Verstärker U2B addiert wird, über die Zeit hinweg auf null abfällt. In dieser Weise wird ein anfänglicher Versatz zu der Schwellwertspannung addiert, die auf dem Signalweg 172 (Fig. 1) vorhanden ist. Nach einigen wenigen Mikrosekunden fällt dieser anfängliche Versatz auf null ab, so daß nur die Dauerzustand-Schwellwertspannung verbleibt.
Der Verstärker U2B enthält also die summierende Verbindung für das detektierte Signal, das TPT-Signal und das VCAL Signal. Der Verstärker U2B wird durch jeweils geerdete Kondensatoren C15, C24 und zugehörige Widerstände R11, R12 vorgespannt, die an Speisespannungen von +5 Volt bzw. -5 Volt angeschlossen sind, und hat einen Rückkopplungswiderstand R25, der zwischen den Ausgang des Verstärkers und seinen invertierenden Eingang gelegt ist.
Der Ausgang des Verstärkers U2B wird einer Tiefpaßfilterung unterzogen, um Störungen zu eliminieren, was durch ein Tiefpaßfilter 207 geschieht, welches einen Widerstand R26 und einen Kondensator C9 enthält, und wird dem nicht invertierenden Eingang des Schwellwertvergleichers 171 zugeführt. Der Ausgang des Verstärkers U2B wird also zu einem Spannungteiler und zu einem Operationsverstärker U3B hin aufgeteilt.
Der Spannungsteiler enthält einen Widerstand R27 und einen Widerstand R26 und liefert zwei widerstandgepufferte Testpunkte hoher Bandbreite, an denen das tatsächliche Videosignal betrachtet werden kann, beispielsweise auf einem für Testzwecke vorgesehenen Oszillographen. Der Verstärker U3B ist ein Puffer- Operationsverstärker niedriger Bandbreite, welcher an die Mikro-Steuereinrichtung 13 das Versatzspannungssignal VOFFSET liefert.
Der Schwellwertvergleicher 171 liefert an ersten und zweiten Ausgangsklemmen 311 und 212 ein differentielles, emittergekoppeltes logisches Spannungssignal (ECL). Ein Widerstand R45 und ein Kondensator C33 sind in einem Rückkopplungsweg vom Ausgangsanschluß 211 zu dem nicht invertierenden Eingang des Schwellwertvergleichers 171 gelegen, dessen invertierender Eingang geerdet ist. Die Komponenten des Rückkopplungsweges, nämlich C33 und R45, erzeugen einen Hysteresiseffekt durch Bewirken einer Rückkopplung, welche die Verstärkung schwacher Eingangssignale zu dem Vergleicher 171 unterstützt, so daß praktisch Verstärkungsgewinn hinzugefügt wird und eine verbesserte Ausgangsimpulserfassung erzeugt wird. Nachdem ein erfaßter Impuls durchgelaufen ist, kehrt die Schaltung zum Dauerzustand zurück.
Der ECL-Ausgang des Schwellwertvergleichers 171 wird zu einem Haltekreis 273 (Fig. 1) geführt, der einen zweiten Vergleicher enthält, um ein Falschalarmratensignal FAR für die Mikro-Steuereinrichtung 13 zu erzeugen. Der Haltekreis 173 detektiert eine Ausgangsimpulsbreite des Impulses von dem Schwellwertvergleicher 171 mit einer Breite von beispielsweise 30-50 Nanosenkunden, und hält diesen Ausgang für eine Zeitdauer fest, welche lang genug ist, um durch die Mikro-Steuereinrichtung 13 gelesen zu werden. Nachdem die Mikro-Steuereinrichtung 13 den Ausgang des Haltekreises 173 abgelesen hat, wird der Haltekreis 173 rückgestellt, um auf den nächsten Ausgangsimpuls von dem Schwellwertvergleicher 171 zu warten. Ein solcher Haltekreis 173 ist vorgesehen, da die TTL-Logik der bevorzugten Mikro-Steuereinrichtung 13 nur Signale von annähernd einer Mikrosekunde oder größerer Dauer detektieren kann.
Die Gesamt-Wirkungsweise der bevorzugten Ausführungsform wird nun in weiteren Einzelheiten in Verbindung mit Fig. 4 beschrieben. Wie dargestellt, wird das System zunächst in dem Schritt 203 durch Anlegen der Batterieleistung wirkungsvoll geschaltet, indem der LRF-EIN-/AUS-Schalter 120 geschlossen wird. In Reaktion hierauf lädt die Leistungsteuereinheit 51 einen PFN-Kondensator CPFN (nicht dargestellt) innerhalb der PFN-Leistungseinheit 67 in dem in Fig. 4 eingezeichneten Schritt 205 auf. Der Empfänger 16 und des Entfernungszählerchip 25 sind während dieser Zeit ohne Leistung und bleiben dies, bis sie nachfolgend durch die Mikro-Steuereinrichtung 13 aktiviert werden. Bei Vollendung des Schrittes 205 befindet sich die Mikro- Steuereinrichtung 13 in einem Schlafzustand niedriger Leistung und das System verbraucht weniger als 10mA Batteriestrom. Die Mikro-Steuereinrichtung 13 kann nur durch Betätigen des FIRE LRF-Knopfes 28 im Schritt 217 oder durch einen internen Wächter-Zeitgeber im Schritt 211 aufgeweckt werden.
Der Wächter-Zeitgeber weckt die Mikro-Steuereinrichtung 13 periodisch auf, wenn sie für eine ausgedehnte Zeitdauer sich im Schlafzustand befunden hatte. Um dies zu erreichen, erzeugt der Wächter-Zeitgeber ein Unterbrechungssignal, welches die Mikro-Steuereinrichtung 1.3 dazu veranlaßt, eine Hintergrunddiagnose und eine Kalibrierungsroutine oder Eichroutine in dem Schritt 215 durchzuführen, in erster Linie, um den Empfänger 16 der Laser-Entfernungssucheinrichtung geeicht zu halten, wenn die Entferungsmeßeinrichtung oder -Sucheinrichtung nicht betätigt wird.
Das FIRE LRF-Signal gibt einen Unterbrechungsbefehl an die Mikro- Steuereinrichtung 13 aus und veranlaßt diese dazu, eine Laser-Entfernungsmeßsequenz zu aktivieren, was mit dem Schritt 221 von Fig. 4 geschieht. In dem Schritt 221 setzt sich die Mikro-Steuereinrichtung 13 in Lauf, schaltet die Empfängerschaltungsanordnung 16 ein und initialisiert das System. Nach diesen Operationen wird in dem Schritt 223 die Leistungzufuhr zu dem digitalen Entfernungszählerchip 25 eingeschaltet. In dem Schritt 224 wird eine Optimierungsroutine für die Vorspannung des APD-Detektors durchgeführt.
Dann wird im Schritt 225 der Laser gezündet. Um die Zündung zu erreichen aktiviert die Mikro-Steuereinrichtung 13 das F/L-Zündsignal für die PFN- Leistungeinheit 67, die ihrerseits das Blitzlampen-Auslösesignal liefert, indem die CPFN- Spannung zur Zündlampe des Lasermoduls 115 abgeleitet wird. Nachdem der Echoimpuls detektiert worden ist, verzögert die Mikro-Steuereinrichtung 13 für ein Zeitintervall gleich dem maximalen Zählerstand des Entfernungszählers, was in dem Schritt 227 geschieht, und hält dann in dem Schritt 229 den Zählerstand oder die Zählerstände des Entfernungszählers fest. Der Zählerstand wird dann im Schritt 231 über das Eingangs-/Ausgangssystem 29 zu der zugehörigen Zündsteuerschaltungsanordnung 111 ausgegeben. Die Mikro-Steuereinrichtung 13 schaltet dann die Leistung zu dem Empfänger 16 und dem Entfernungszählerchip 25 im Schritt 233 ab und kehrt zu der Wiederaufladung des PFN-Kondensators CPFN für den nächsten Zündvorgang zurück, bevor die Mikro-Steuereinrichtung wieder in den Schlafzustand eintritt.
Wie oben bemerkt wird gemäß der bevorzugten Ausführungsform die Schwellwertdetektierung durch eine Vergleicher 371 ausgeführt, der gegen eine Bezugsspannung arbeitet. Das Verhältnis der Bezugsspannung zu der Störung an dem Eingang des Vergleichers 171 ist das erforderliche Singal-/Rauschverhältnis, bevor der Empfänger 16 ein Zielerfassung meldet.
Wie in Fig. 5 dargestellt, wird die Empfängereichung oder Empfängerkalibrierung als der letzte Schritt 547 der Vorbereitungs- und Kalibrierungsroutine 215 ausgeführt. Vor einer Neukalibrierung prüft im Schritt S31 die Mikro-Steuereinrichtung 13 den Steuerfeldzustand; stellt im Schritt S35 sicher, daß das System ordnungsgemäß konfiguriert ist; aktualisiert im Schritt S39 die Anzeige; und führt im Schritt S43 einen systemintegrierten Hintergrundtest (BIT) durch. Dieser letzte Schritt kann systemeingebaute Tests durchführen, beispielsweise das Einschalten des Entfernungszählers und das Prüfen seines Betriebes und beispielsweise das Aufblinkenlassen verschiedener Anzeigen, um die Nummern von Softwareversion und Konfiguration zu zeigen. Die Mikro-Steuereinrichtung 13 aktiviert im Schritt S30 die Leistungzufuhr zum Empfänger 16 für die Zwecke der Kalibrierung oder Eichung und der Durchführung von systemeigenen Tests.
Die Maßnahmen zur Eichung oder Kalibrierung des Empfängers 16, welche durch die Mikro-Steuereinrichtung 13 ergriffen werden, konzentrieren sich auf die Überwachung der Falschalarmrate. Die Falschalarmrate ist typischerweise eine Vorgabe durch den Kunden, beispielsweise ein Falschalarm je 100 Laserzündungen. Das System wird optimiert, um eine maximale Empfindlichkeit zu bieten und um die gewünschte Falschalarmrate einzuhalten.
Zur Eichung des Empfängers 16 stellt die Mikro-Steuereinrichtung 13 inkrementiell die Kalibrierungsspannung oder Eichspannung VCAL ohne Signaleingang, d. h., wenn kein Licht auf den Detektor 315 trifft, und ohne TPT-Spannung, ein, bis die Versatzspannung VOFFSET null ist. Wenn die Versatzspannung VOFFSET auf null eingestellt ist, treten zahlreiche Falschalarmfälle auf. Die Mikro-Steuereinrichtung 13 stellt dann wiederum VCAL ohne Signaleingang ein, während sie die Falschalarmrate überwacht, indem der Haltekreis 173 abgelesen wird, bis die gewünschte Falschalarmzahl, beispielsweise 1 Falschalarm je 10 Millisekunden, erreicht ist, an diesem Punkt hat sich die Versatzspannung VOFESET von null wegbewegt und der Empfänger 16 kann als geeicht angesehen werden.
Der APD-Photodetektor 315 hat eine ihm zugeordneten Verstärkungsgewinn und geht in den Lawinenzustand an der Grenze der Detektorvorspannung über. Der optische Verstärkungsgewinn des Detektors 315 ist gemäß einer Annäherung erster Ordnung Weich der Zusammenbruchsspannung abzüglich der Betriebspunkt-Vorspannung, geteilt in die Zahl "55". Wenn die Vorspannung an dem Detektor 315 erhöht wird, so geschieht dies auch mit der internen Störung. Das Ziel der Arbeit der Mikro-Steuereinrichtung 13 ist es daher, die Detektorstörung zu erhöhen, bis die Detektorstörung größer als die Störung der Elektronik ist. An diesem Punkt ist die optimale Empfindlichkeit erreicht. Dieser Vorgang wird durch Erniedrigen der APD-Spannung in Schritten von etwa 0,5 Volt von einem Spannungspegel hoher Falschalarmrate aus verwirklicht.
Die Maßnahmen der Mikro-Steuereinrichtung zur Optimierung oder Neueichung der Detektorvorspannung sind in dem Flußdiagramm von Fig. 6 dargestellt. Diese Prozedur wird ausgehend von dem Wert von VCAL durchgeführt, der während der Empfängereichprozedur von Fig. 5 festgestellt worden ist, und mit dem Wert der Spannung an dem ungeerdeten Eingang des Schwellwertvergleichers 171, erhöht um beispielsweise 4 Millivolt über denjenigen Wert, der während des Eichvorganges eingestellt worden ist, indem VCAL erhöht wird. Der Wert von 4 Millivolt ist empirisch bestimmt, um den Schwellwert mit Bezug auf die Empfängerstörung ohne eine Vorspannung der APD-Diode hoch einzustellen.
Nachdem ein Laserzündsignal empfangen ist, wird im Schritt 223 (Fig. 4) die Leistung zu dem Entfernungszählerchip 25 eingeschaltet. Die APD-Vorspannung wird dann auf null eingestellt, indem in dem Schritt 505 das Steuersignal IDN aktiviert wird. Der Wert der Vorspannung von der Leistungsquelle (beispielsweise 130 Volt) wird dann in dem Schritt 507 über die PFN-Spannungsfühlerleitung bestimmt, um die Zeitdauer zu bestimmen, während welcher IUP aktiviert werden muß, um zu veranlassen, daß sich die APD-Vorspannung um einen vorbestimmten Betrag erhöht.
Als nächstes wird die APD-Spannung auf einen Wert eingestellt, der eine hohe Falschalarmrate bewirkt, was im Schritt 509 geschieht. Im nächsten Schritt, nämlich dem Schritt 511, wird die Zeitdauer bestimmt, für welche das Signal IDN eingeschaltet bleiben muß, um einen 0,25-Volt-Abfall oder eine 0,25-Volt-Abstufung der APD- Vorspannung zu erreichen. Der Vorgang läßt sich durch folgende Gleichungen verständlich machen:
Das Signal IDN wird für Δt Sekunden eingeschaltet, um die APD-Vorspannung von V&sub1; auf VNEW zu reduzieren.
Nimmt man den natürlichen Logarithmus von beiden Seiten (1) so ergibt sich:
oder
Δt = τLn(VNEW/V&sub1;) (3)
Nachdem Δt entsprechend der obigen Prozedur bestimmt worden ist, werden eine oder mehrere Abstufungen von 0,25 Volt der APD-Vorspannung veranlaßt, indem das Steuersignal IDN für eine oder mehrere Zeitperioden aktiviert wird, bis die Falschalarmrate die Falschalarmratenvorgabe trifft, die in der NOVRAM-Tabelle gespeichert ist, siehe Schritt 513, und Versuchsschritt 514. Wenn der Prüfschritt oder Versuchsschritt 514 erfüllt wird, dann kehrt die Mikro-Steuereinrichtung 13 zu dem Flußdiagramm von Fig. 4 zurück.
Die Mikro-Steuereinrichtung 13 ist weiter so programmiert, daß sie das Temperatursignal VTEMP überwacht und überprüft, um zu bestimmen, ob sich die Temperatur um einen vorbestimmten Betrag, beispielsweise 1ºC geändert hat. Die Mikro-Steuereinrichtung 13 kann dann den Empfänger neu eichen oder rekalibrieren und kann eine APD-Vorspannungseinstellfequenz veranlassen.
Die APD-Vorspannung wird vorzugsweise jedesmal dann wieder optimiert, wenn der Laser gezündet worden ist, da der präzise Betriebspunkt und die Temperatur sich typischerweise zwischen den Zündungen ändern. In Systemen, welche eine hohe Pulswiederholungsfrequenz (über 1 Hz) erfordern, kann eine Empfängerneueichung und eine Einstellung der APD-Vorspannung nicht jedesmal dann durchgeführt werden, wenn das System gezündet worden ist. unter diesen Umständen wird das System bei Bedarf optimiert, wenn sich die Temperatur um etwa 1ºC geändert hat. Diese Optimierung geschieht im Allgemeinen zwischen Datenblöcken oder wird von dem Systemrechner gefordert. Der Systemrechner ordnet dann ein passendes Zeitfenster oder einen passenden Zeitschlitz zu, um den Empfänger 16 wieder zu optimieren.
Wie bemerkt ist in dem Transimpedanzverstärker 317, der in Fig. 2 gezeigt ist, ein 51K-Widerstand R5 vorhanden, der dazu dient, die Bandbreite des TIA-Verstärkers 317 einzustellen, welche beispielsweise an den 3-dB-Punkten 35 MHz sein kann. Je nach Laserart und den Betriebsanforderungen können von System zu System der Wert des Widerstandes R5, der Verstärkungsgewinn des Nachverstärkers 155 und die Bandbreite des angepaßten Filters 157 geändert werden, um das System basierend auf der Impulsbreite des Laserimpulses, der durch das Entfernungssuchgerät gezündet wird, basierend auf wichtigen zu extrahierenden Merkmalen, der Entfernungsauflösung, der Entfernungsgenauigkeit, der Unterscheidung zwischen mehrerlei Zielobjekten, sowie der Empfindlichkeit zu optimieren.
Der optische Empfänger 16 ist also um die Mikro-Steuereinrichtung 13 herumgebaut. Die Mikro-Steuereinrichtung 13 dient zur Optimierung der Falschalarmrate (FAR) durch Steuerung der Schwellwertspannung an dem Schaltungsknotenpunkt 6 der Schaltung von Fig. 3. Die Mikro-Steuereinrichtung 13 überwacht auch kontinuierlich die Temperatur des Detektors und optimiert periodisch die Detektorvorspannung oder nimmt deren Neueichung vor, wodurch dem System eine optimale Empfindlichkeit über den gesamten Temperaturbereich verliehen wird. Der Empfänger 16 enthält das Merkmal eines zeitprogrammierten Schwellenwertes (TPT), wodurch falsche Echos von atmosphärischen Rückstreuungen aus dem Nahbereich minimal gehalten werden.
Das offenbarte Konzept der APD-Vorspannung verwendet einfache Stromquellen, welche zur Ladung und zur Entladung der APD-Vorspannung dienen. Die Entladungsrate ist niedrig genug, so daß unbeachtliche Strombeträge durch die parasitäre Kapazität über den APD-Detektor fließen. Der Transimpedanzverstärker 317 bleibt innerhalb seines kleinen dynamischen Signalbereiches, was eine sehr rasche Stillsetzung nach Abschalten der Stromquelle ermöglicht. Dies vereinfacht die Schaltungsanordnung, indem eine von Eingangs-Blockierdioden am Eingang des Vorverstärkers 317 entfernt werden kann, wodurch effektiv die Empfindlichkeit des Systems erhöht wird.
Die Verstärkungs-/Vorspannungskurve für InGaAs-Lawinenphotodioden sind steiler als für Silizium-Lawinenphotodioden, welche im Allgemeinen in Verbindung mit Nd:YAG-Laserentfernungssucheinrichtungen verwendet werden, und erfordern daher eine präzisere Einstellung, um einen maximalen Verstärkungsgewinn bei minimalen Störungen zu erreichen. Die auf einem einzigen Chip befindliche Recheneinrichtung oder Mikro-Steuereinrichtung 13 gestattet also die Verwendung solcher Lawinenphotodioden, da sie eine Optimierung der Betriebsparameter ermöglicht, beispielsweise der Detektorvorspannung und der System-Falschalarmrate.
Die Hinzufügung eines auf dem Substrat befindlichen Temperaturfühlers 319 gestattet es dem System, mit einer Spitzenempfindlichkeit über alle Betriebsbedinungen zu arbeiten. Das Frequenzansprechen des Systems wird gemessen, indem der APD- Detektor 315 mit einer unmodulierten CW-Strahlungsquelle bestrahlt wird und das Störungsspektrum am Ausgang des Transimpedanzverstärkers untersucht wird. Das Störungsspektrum hat eine leistungsumhüllende in Abhängigkeit von der Frequenz, welche charakteristisch für das Frequenzansprechen des Detektor-Vorverstärkers (TIA) ist. Eine zusätzliche parasitäre Kapazität und sämtliche der Bauteile, welche zur Prüfung des Frequenzansprechens beim Stande der Technik erforderlich sind, kommen in Wegfall. Das grundsätzliche Ergebnis der Erfindung sind also niedrigere Kosten und wesentlich höhere Ausbeute aufgrund einer erhöhten Empfindlichkeitsmarge, sowie eine optimale Arbeitsgüte des Systems über extreme Betriebstemperaturen hin.
Es könnte auch ein digitaler Filteralgorithmus verwendet werden, wodurch die Mikro-Steuereinrichtung 13 in die Lage gesetzt wird, den Nachverstärkergewinn und die Bandbreite des angepaßten Filters digital zu ändern oder auch die Empfängerfunktionen digital durchzuführen.

Claims

1. Laser-Entfernungssucheinrichtung, welche folgendes enthält:

einen Empfänger (16), mit einem Detektor (315), wobei der Empfänger (16) eine Mehrzahl von Ausgangssignalen (VTEMP, VOFFSET) liefert, welche eine Anzeige für den Zustand des Empfängers (16) liefern, und wobei der Empfänger auf mindestens ein Eichsignal oder Kalibrierungssignal (e.g. VCAL) anspricht, um seine Arbeitsweise einzustellen; und

eine programmierte Verarbeitungseinrichtung (13), welche derart programmiert ist, daß sie auf die genannten Ausgangssignale (VTEMP, VOFSET) anspricht, um den Empfänger (16) zu eichen oder zu kalibrieren, indem das genannte mindestens eine Kalibrierungssignal (e.g. VCAL) zu dem Empfänger (16) geliefert wird;

wobei der genannte Detektor einen Photodetektor (CR1) zur Erzeugung eines elektrischen Signals in Abhängigkeit von einem einfallenden optischen Signal enthält, und wobei der Empfänger (16) folgendes aufweist:

eine Vorspannungssteuerschaltung (311) zum Anlegen einer Vorspannung an den Photodetektor (CR1), wobei die Vorspannungssteuerschaltung auf ein erstes und ein zweites Steuersignal (IUP, IDN) zur Einstellung des Wertes der genannten Vorspannung anspricht;

dadurch gekennzeichnet, daß der Empfänger weiter folgendes enthält:

einen ersten und einen zweiten Verstärker (317, 155), von denen der erste so geschaltet ist, daß er das elektrische Signal empfängt, um dieses zu verstärken und ein verstärktes Ausgangssignal zu erzeugen;

ein angepaßtes Filter (157), das so geschaltet ist, daß es das verstärkte Ausgangssignal aufnimmt, um dieses zu filtern und ein gefiltertes Ausgangssignal zu erzeugen;

einen Summationsverstärker (161), der das gefilterte Ausgangssignal und eine Kalibrierungsspannung (VCAL) als Eingänge aufnimmt und einen Summenausgang erzeugt; und

eine Schwellwertdetektorschaltung (171), welche den summierten Ausgang als Eingang aufnimmt, um in dem summierten Ausgang ein Zielobjektecho zu detektieren.

2. Laser-Entfernungssucheinrichtung nach Anspruch 1, bei welchem der Empfänger (16) einen Temperaturfühler (319) enthält, der in der Nachbarschaft des genannten Photodetektors (CR1) angeordnet ist und ein Temperatur-Spannungssignal entsprechend der Temperatur in der genannten Nachbarschaft erzeugt.

3. Laser-Entfernungssucheinrichtung nach Anspruch 1, bei welchem die Schwellwertdetektorschaltung (171) eine Vergleicherschaltung zum Vergleich erster und zweiter Eingangsspannungen enthält, die einem ersten und einem zweiten Eingang der Vergleicherschaltung zugefügt werden, und wobei die erste Eingangsspannung den genannten summierten Ausgang des Summationsverstärkers (161) enthält, und wobei die genannte zweite Eingangsspannung Erdpotential ist.

4. Laser-Entfernungssucheinrichtung nach Anspruch 3, welche eine an den genannten ersten Eingang gelegte Schaltung (U3B) enthält und ein Spannungsversatzsignal (VOFFSET) entsprechend dem Wert der genannten ersten Eingangsspannung liefert.

5. Laser-Entfernungssucheinrichtung nach Anspruch 4, welche weiter eine Schaltung (159) zur Erzeugung eines Zeitprogramm-Schwellwertsignals (TPT) enthält, um eine Spannung darzubieten, die über ein vorgewähltes Zeitintervall hinweg auf Null abfällt, wobei diese Signalspannung (TPT) weiter an den Eingang des genannten Summationsverstärkers (161) gelegt wird, und wobei der Summationsverstärker (161) weiter die genannte Signalspannung (TPT) zu der Summe des genannten gefilterten Ausgangs und der genannten Kalibrierungsspannung (VCAL) addiert.

6. Laser-Entfernungssucheinrichtung nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 5, welche weiter eine Schaltung (173) zur Erzeugung eines Falschalarmsignals enthält.

7. Laser-Entfernungssucheinrichtung nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 6, bei welcher der Empfänger (16) auf eine Mehrzahl von Kalibrierungssignalen (VCAL, IUP, IDN) anspricht, um die Arbeitsweise des Empfängers einzustellen, wobei die Mehrzahl von Kalibrierungsignalen ein erstes und ein zweites Detektorvorspannungssteuersignal (IUP, IDN) enthält.

8. Laser-Entfernungssucheinrichtung nach Anspruch 7, wobei das erste und das zweite Detektorvorspannungssteuersignal (IUP, IDN), jeweils ein erstes Ladungsstromsteuersignal (IUP) und ein zweites Entladungsstromsteuersignal (IDN) enthalten.

9. Laser-Entfernungssucheinrichtung nach irgendeinem der Ansprüche 1, 3, 4, 5 oder 6, bei welcher die genannten Ausgangssignale ein Temperatur-Spannungssignal (VTEMP), ein Versatz-Spannungssignal (VOFFSET) und ein Falschalarmsignal (FAR) enthalten.