JP2956783B2 - 超音波流速計測装置 - Google Patents
超音波流速計測装置Info
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- JP2956783B2 JP2956783B2 JP23070890A JP23070890A JP2956783B2 JP 2956783 B2 JP2956783 B2 JP 2956783B2 JP 23070890 A JP23070890 A JP 23070890A JP 23070890 A JP23070890 A JP 23070890A JP 2956783 B2 JP2956783 B2 JP 2956783B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は医療分野もしくは水中計測に用いる超音波流
速計に関し、とくに超音波ビームと直交する方向に流れ
る流体の速度の計測を可能にし、つまり流れの速度と向
きを得ることのできる装置に関する。
速計に関し、とくに超音波ビームと直交する方向に流れ
る流体の速度の計測を可能にし、つまり流れの速度と向
きを得ることのできる装置に関する。
〔従来の技術〕 一般に、音波を放射し、反射音波のドブラシフトによ
り対象の速度を計測する方法では速度の音波ビーム方向
成分が検出される。これに対し、日本超音波医学会講演
論４文集40−Ａ−56（昭和57年５月）；第395頁に掲載
された方法では、複数のプローブによる計測値からビー
ムの交叉角を利用して各ベクトル成分を算出している。
り対象の速度を計測する方法では速度の音波ビーム方向
成分が検出される。これに対し、日本超音波医学会講演
論４文集40−Ａ−56（昭和57年５月）；第395頁に掲載
された方法では、複数のプローブによる計測値からビー
ムの交叉角を利用して各ベクトル成分を算出している。
一方、ヴイ・エル・ニューハウス（V.L.Newhouse）
は、「トランスバース・ドプラ・サマリー」（Transver
se Doppler Summary）と題する論文にて超音波ビームと
直角方向（横方向）の速度を計測する方法を発表した。
この方法は、計測位置をある程度広い角度で見込む広口
径のトランスデューサで計測位置からの反射波を検出
し、検出信号の周波数スペクトルから横方向の流速を求
めている。
は、「トランスバース・ドプラ・サマリー」（Transver
se Doppler Summary）と題する論文にて超音波ビームと
直角方向（横方向）の速度を計測する方法を発表した。
この方法は、計測位置をある程度広い角度で見込む広口
径のトランスデューサで計測位置からの反射波を検出
し、検出信号の周波数スペクトルから横方向の流速を求
めている。
上記第１の従来技術はそれぞれの計測速度から算出し
ているため、速度が分布して計測された場合には平均値
しか算出できず、空間的分布を算出することが不可能で
あつた。また上記第２の従来技術では横方向のどちら向
きの流れか、つまり速度の正・負が区別できない。
ているため、速度が分布して計測された場合には平均値
しか算出できず、空間的分布を算出することが不可能で
あつた。また上記第２の従来技術では横方向のどちら向
きの流れか、つまり速度の正・負が区別できない。
そこで本発明は、血流速の各ベクトル成分の分布を計
測可能とする方式の提供を目的とする。
測可能とする方式の提供を目的とする。
本発明は、連続配列された複数個の素子からの受信信
号を一括して処理することにより、各方向へ速度分布を
導出することを可能としたものである。
号を一括して処理することにより、各方向へ速度分布を
導出することを可能としたものである。
第１図のトランスデユーサ素子配列Ｑの全体あるいは
一部の素子から時刻tkごとに点Ｐに集束する音波を送出
する。Ｑから集束点Ｐまでの距離をＬとする。この音波
により得られる点Ｐの反射信号はＱの各素子qnにより受
信されakn（ｔ）となる。
一部の素子から時刻tkごとに点Ｐに集束する音波を送出
する。Ｑから集束点Ｐまでの距離をＬとする。この音波
により得られる点Ｐの反射信号はＱの各素子qnにより受
信されakn（ｔ）となる。
このakn（ｔ）を並列ビーム形成部Ｂに印加する。こ
のＢは、受信信号akn（ｔ）により第２図B1,B2…Bm…BM
に示す複数の受信用超音波ビームのそれぞれによる受信
信号であるbkm（ｔ）をｍ＝１〜Ｍの全てに対して同時
に出力する複数受信ビームの並列形成部である。ここで
ビームの間隔をεとする。注目領域をΘに制限すること
も可能。このbkm（ｔ）は点Ｐにある反射体が静止して
いる場合には第３図ａ）に示すように、Ｐの方向に形成
された第mpチヤンネルの出力に反射信号が得られ、出力
するチヤンネル位置は送波のくり返しの回数ｋに対し変
化しない。また、反射信号が出現するまでの送波時刻か
らの時間は音波の伝播時間であり2L/Cである。ここでＣ
は音速である。
のＢは、受信信号akn（ｔ）により第２図B1,B2…Bm…BM
に示す複数の受信用超音波ビームのそれぞれによる受信
信号であるbkm（ｔ）をｍ＝１〜Ｍの全てに対して同時
に出力する複数受信ビームの並列形成部である。ここで
ビームの間隔をεとする。注目領域をΘに制限すること
も可能。このbkm（ｔ）は点Ｐにある反射体が静止して
いる場合には第３図ａ）に示すように、Ｐの方向に形成
された第mpチヤンネルの出力に反射信号が得られ、出力
するチヤンネル位置は送波のくり返しの回数ｋに対し変
化しない。また、反射信号が出現するまでの送波時刻か
らの時間は音波の伝播時間であり2L/Cである。ここでＣ
は音速である。
一方、第４図に示すように反射体が送波時刻t0,t1,t2
に対応してABCと移動したとすると、bkm（ｔ）は第３図
ｂ）に示すように反射信号の出現するチヤンネルがmA,m
B,mCと変化する。このため、受信信号の出現する時刻te
（＝2L/C）においてbkm（ｔ）の振幅と位相を計測し、
この値を複素数値Ckmとすると、Ckmはビーム位置ｍに対
して第５図のようになる。ここで各送波に対する方位方
向の移動量をΔｍとすると第５図から Ckm＝C0（ｍ＋ｋΔｍ） …（１） なる関係を有する。
に対応してABCと移動したとすると、bkm（ｔ）は第３図
ｂ）に示すように反射信号の出現するチヤンネルがmA,m
B,mCと変化する。このため、受信信号の出現する時刻te
（＝2L/C）においてbkm（ｔ）の振幅と位相を計測し、
この値を複素数値Ckmとすると、Ckmはビーム位置ｍに対
して第５図のようになる。ここで各送波に対する方位方
向の移動量をΔｍとすると第５図から Ckm＝C0（ｍ＋ｋΔｍ） …（１） なる関係を有する。
ここで、時刻teにおける受信信号bkm（te）の振幅お
よび位相をそれぞれkm,φkmとすると、Ckmは第３図
ｂ）から であり、第４図の移動の場合には全て同一位相となる。
よび位相をそれぞれkm,φkmとすると、Ckmは第３図
ｂ）から であり、第４図の移動の場合には全て同一位相となる。
第５図において点線にて示した成分は、静止物体から
の反射信号であり移動しない。このため、C1m−C2m,C3m
−C3m等のように、同一チャネル信号の送波くりかえし
ごとの隣接信号間の差分処理を行なうことにより固定物
信号除去（Moving Target Indication）処理がなされ
る。つまり、差分処理の出力dkm（＝Ckm−Ck+1m）は第
６図となり、静止物体による 信号は抑圧される。
の反射信号であり移動しない。このため、C1m−C2m,C3m
−C3m等のように、同一チャネル信号の送波くりかえし
ごとの隣接信号間の差分処理を行なうことにより固定物
信号除去（Moving Target Indication）処理がなされ
る。つまり、差分処理の出力dkm（＝Ckm−Ck+1m）は第
６図となり、静止物体による 信号は抑圧される。
ここで、第４図において簡単のために、完全な横方向
移動としたが、実際は、第７図に示すような距離方向の
移動も伴つていることがほとんどで、例えば、時刻t1に
Ｂ′,t2にＣ′と移動する。このような場合には第８図
に示すように時刻teにおける信号の位相が反射体までの
距離変化に対応して変化する。この変化量をθｄとする
と反射体の距離方向速度成分をVrとして （λ：波長,t0＝tk+1−tk:送波間隔） である。このため、一般的運動に対するCkmをkmとす
ると であり、この場合の差分処理出力kmは となる。
移動としたが、実際は、第７図に示すような距離方向の
移動も伴つていることがほとんどで、例えば、時刻t1に
Ｂ′,t2にＣ′と移動する。このような場合には第８図
に示すように時刻teにおける信号の位相が反射体までの
距離変化に対応して変化する。この変化量をθｄとする
と反射体の距離方向速度成分をVrとして （λ：波長,t0＝tk+1−tk:送波間隔） である。このため、一般的運動に対するCkmをkmとす
ると であり、この場合の差分処理出力kmは となる。
ここで、 である。
このkmの出現位置は、ｍ方向に対しては第６図と同
様である。ここで第６図におけるｍ方向の移動量Δｍが
方位方向の物体移動速度Ｖφに対応していて、 である。
様である。ここで第６図におけるｍ方向の移動量Δｍが
方位方向の物体移動速度Ｖφに対応していて、 である。
ここで、kmをｍ方向、つまり同時に得る複数の受波
ビームが配列する方向に関してフーリエ変換し、 これをｋ（σ）とすると、 となる。ここでＤθΔ（σ）はｄθΔ（ｍ）のフーリエ
変換で である。
ビームが配列する方向に関してフーリエ変換し、 これをｋ（σ）とすると、 となる。ここでＤθΔ（σ）はｄθΔ（ｍ）のフーリエ
変換で である。
このｋ（σ）をさらにｋに関して、つまり送波くり
かえしの方向に関してフーリエ変換し、 これを（σ，ρ）とすると となる。
かえしの方向に関してフーリエ変換し、 これを（σ，ρ）とすると となる。
ここでＤθΔ（σ）はｄθΔ（ｍ）のフーリエ変換で
あるが、ｄθΔ（ｍ）は第９図ａ）に示すC0m,C1mから
第９図ｂ）となり、このフーリエ変換から であり、このパワースペクトル|DθΔ（σ）|2は |DθΔ（σ）|2＝２｛１−cos（Δｍσ＋θｄ）｝ …（11） であり、第10図となる。この図に示されるように、 なる位置に極大値を生じ、この位置が横方向移動速度Δ
ｍおよび距離方向速度θｄに対応して移動する。また、
このパワースペクトルの零点はΔｍσ０＋θｄ＝０なる
位置に生じ、 σ０＝−θd/Δｍ である。
あるが、ｄθΔ（ｍ）は第９図ａ）に示すC0m,C1mから
第９図ｂ）となり、このフーリエ変換から であり、このパワースペクトル|DθΔ（σ）|2は |DθΔ（σ）|2＝２｛１−cos（Δｍσ＋θｄ）｝ …（11） であり、第10図となる。この図に示されるように、 なる位置に極大値を生じ、この位置が横方向移動速度Δ
ｍおよび距離方向速度θｄに対応して移動する。また、
このパワースペクトルの零点はΔｍσ０＋θｄ＝０なる
位置に生じ、 σ０＝−θd/Δｍ である。
次に、（σ，ρ）の累加項Ｅ（σ，ρ）につき検討
する。
する。
は、一般的には不規則位相成分の総和であり、小さな値
となるが、特に θｄ＝σΔｍ−ρ≒０ …（13） なる場合には同相成分の和であり、Ｅ（σ，ρ）は大き
な値となる。このため、Ｅ（σ，ρ）はσ−ρ平面に表
示すると第11図のように特定の線上にのみ大きな出力を
与える。ここで、この直線の勾配が横方向移動速度Δｍ
（Ｖφ）に関係し、ρ軸との交点が距離方向速度θ
ｄ（Vr）に対応している。
となるが、特に θｄ＝σΔｍ−ρ≒０ …（13） なる場合には同相成分の和であり、Ｅ（σ，ρ）は大き
な値となる。このため、Ｅ（σ，ρ）はσ−ρ平面に表
示すると第11図のように特定の線上にのみ大きな出力を
与える。ここで、この直線の勾配が横方向移動速度Δｍ
（Ｖφ）に関係し、ρ軸との交点が距離方向速度θ
ｄ（Vr）に対応している。
以上より、ＤθΔ（σ）とＥ（σ，ρ）の積により与
えられる（σ，ρ）は第12図となり、この図より計測
されるΔｍおよびθｄを用いることにより反射体の横方
向速度Ｖφと距離方向速度Vrが独立に計測され、反射体
のベクトル的運動速度が計測される。
えられる（σ，ρ）は第12図となり、この図より計測
されるΔｍおよびθｄを用いることにより反射体の横方
向速度Ｖφと距離方向速度Vrが独立に計測され、反射体
のベクトル的運動速度が計測される。
ここでＤθΔ（σ）の零点に関する関係 σ０＝−θd/Δｍ …（14） と、Ｅ（σ，ρ）の最大値に関する関係 θｄ＋σ０Δｍ−ρ０＝０ …（15） を両立させるとρ０＝０となり、Ｅ（σ，ρ）の存在す
る位置におけるＤθΔ（σ）の零点は σ＝−θd/Δｍ ρ＝０ であり、零点は第12図に示すようにθｄ＋σ０Δｍ−ρ
０＝０なる直線とρ＝０軸との交点に常に存在すること
になる。
る位置におけるＤθΔ（σ）の零点は σ＝−θd/Δｍ ρ＝０ であり、零点は第12図に示すようにθｄ＋σ０Δｍ−ρ
０＝０なる直線とρ＝０軸との交点に常に存在すること
になる。
ここで、ＤθΔ（σ）はθｄとΔｍの関数でもある
が、これはθｄとΔｍを与えることにより一意的に定ま
る。このため、受信信号により求まる（σ，ρ）と既
知関数であるＤθΔ（σ）とのコンボリユーシヨンをＥ
（σ，ρ）の存在する領域である直線 θｄ＋σΔｍ−ρ＝０ …（16） の近傍について行なうことにより最適濾波処理が行なわ
れ信号対雑音比の最大となる検出出力が対象の速度に対
応するθd,Δｍの関数として得られる。ここで簡単のた
めに直線上の積分とすると であり、結果は第13図のように対象の速度に対応する位
置に極大値を示すことになる。この位置を与えるθdeお
よびΔmeが対象の方位、距離方向速度を与える計測値と
なる。
が、これはθｄとΔｍを与えることにより一意的に定ま
る。このため、受信信号により求まる（σ，ρ）と既
知関数であるＤθΔ（σ）とのコンボリユーシヨンをＥ
（σ，ρ）の存在する領域である直線 θｄ＋σΔｍ−ρ＝０ …（16） の近傍について行なうことにより最適濾波処理が行なわ
れ信号対雑音比の最大となる検出出力が対象の速度に対
応するθd,Δｍの関数として得られる。ここで簡単のた
めに直線上の積分とすると であり、結果は第13図のように対象の速度に対応する位
置に極大値を示すことになる。この位置を与えるθdeお
よびΔmeが対象の方位、距離方向速度を与える計測値と
なる。
本方式は全て線形の処理によつていることから対象の
速度が分布している場合にはそのままＲ（θd,Δｍ）が
流速の分布に対応して分布することになる。
速度が分布している場合にはそのままＲ（θd,Δｍ）が
流速の分布に対応して分布することになる。
本方式における分解能特に方位方向の分解能は、εが
小さく、Θが大きいほど高くなる。このため、超音波の
照射領域を広く、Ｂにより形成される受信ビームの個々
のビーム幅は極力小さくすることが望ましい。このため
の手段としては、送波口径を受波に使用する全体口径よ
りも小さくすることが有効である。
小さく、Θが大きいほど高くなる。このため、超音波の
照射領域を広く、Ｂにより形成される受信ビームの個々
のビーム幅は極力小さくすることが望ましい。このため
の手段としては、送波口径を受波に使用する全体口径よ
りも小さくすることが有効である。
以下本発明の一実施例を第14図により説明する。
第14図ＱがＮ個の配列トランスデユーサ素子による送
受波器であり、その一部の素子Ｔを駆動源DRで駆動して
広い空間（第２図に示す角度Θ以上）に送波間隔tRにて
くり返えしパルス状音波を送出する。
受波器であり、その一部の素子Ｔを駆動源DRで駆動して
広い空間（第２図に示す角度Θ以上）に送波間隔tRにて
くり返えしパルス状音波を送出する。
このような音波による対象からの反射信号をＱにより
受信し、このＮ本の信号を利用し並列受信ビーム形成器
Ｂにより複数のビームによるそれぞれの受信信号を得
る。このような並列受信ビーム形成器は、複数トランス
デユーサ素子の信号に個々に遅延を付し、加算して所望
の方位に指向性をもつ受波ビームの受信信号を得る良く
知られたビーム形成器を複数個並列に組み合わせば良
い。得られる複数のビームは第２図に示す通り、順次角
度εずつ方位差を有している。本実施例では、ある特定
深度での流速計測を高精度で実現するために、複数ビー
ムの焦点距離はほぼ等しくしている。ビーム選択器BL
は、この複数の受信信号のうち第２図に示すような角度
Θの範囲内のＭ本の受信ビームをそれぞれ示すＭ個の受
信信号bkm（ｔ）（ｍ＝１〜Ｍ）を選択する。ここでｋ
は複数回の送波くり返しのうち何回目の送波に対する受
信信号かを示す。またｔは送波からの経過時間を示す。
受信し、このＮ本の信号を利用し並列受信ビーム形成器
Ｂにより複数のビームによるそれぞれの受信信号を得
る。このような並列受信ビーム形成器は、複数トランス
デユーサ素子の信号に個々に遅延を付し、加算して所望
の方位に指向性をもつ受波ビームの受信信号を得る良く
知られたビーム形成器を複数個並列に組み合わせば良
い。得られる複数のビームは第２図に示す通り、順次角
度εずつ方位差を有している。本実施例では、ある特定
深度での流速計測を高精度で実現するために、複数ビー
ムの焦点距離はほぼ等しくしている。ビーム選択器BL
は、この複数の受信信号のうち第２図に示すような角度
Θの範囲内のＭ本の受信ビームをそれぞれ示すＭ個の受
信信号bkm（ｔ）（ｍ＝１〜Ｍ）を選択する。ここでｋ
は複数回の送波くり返しのうち何回目の送波に対する受
信信号かを示す。またｔは送波からの経過時間を示す。
このような信号を離散化装置SPLにより離散化して記
憶する。各送受信に対するこのSPL出力Ckmの時間の関数
と見なし、同一のｔの値の複数のデータ同志でｋに関す
る差分処理を行なう固定物信号除去フイルタMTIにより
固定物体からの反射信号を抑圧する。このMTI出力dkmを
ｍの関数と考えてのフーリエ変換を１次元フーリエ変換
器であるFmにより行なう。このFmの出力である
ｋ（σ）を同様の１次元フーリエ変換器であるFkにより
ｋの関数としてフーリエ変換し、（σ，ρ）とする。
この（σ，ρ）は、先に（９）〜（13）式を用いて説
明した通り（σ，ρ）平面において第12図に示すような
強度分布を示し、分布上に現れる直線のρ切辺から移動
物体の速度の距離方向成分θｄが、またその傾きから速
度の横方向成分Δｍが読み取れる。したがつてフーリエ
変換器Fkの出力（σ，ρ）を２次元平面上に表示して
も良いが、本実施例ではさらに２次元相関器CORにより
この（σ，ρ）と全ての運動速度に対して与えられた
ＤθΔ（σ）との２次元相関関数Ｒ（θd,Δｍ）を計算
する。ここでGENが各θd,Δｍに対応したＤθΔ（σ）
を発生する関数発生部である。このＲ（θd,Δｍ）の局
大値の位置（θde,Δme）は第13図にて説明した通り、
目的とする移動物体の方位方向速度Ｖφと距離方向速度
Vrを示す。したがつて表示装置DISPは、Ｒ（θd,Δｍ）
を２次元平面上に示すか、もしくはＲ（θd,Δｍ）の極
大値の位置（θde,Δme）を計測してその数値を表示す
る。
憶する。各送受信に対するこのSPL出力Ckmの時間の関数
と見なし、同一のｔの値の複数のデータ同志でｋに関す
る差分処理を行なう固定物信号除去フイルタMTIにより
固定物体からの反射信号を抑圧する。このMTI出力dkmを
ｍの関数と考えてのフーリエ変換を１次元フーリエ変換
器であるFmにより行なう。このFmの出力である
ｋ（σ）を同様の１次元フーリエ変換器であるFkにより
ｋの関数としてフーリエ変換し、（σ，ρ）とする。
この（σ，ρ）は、先に（９）〜（13）式を用いて説
明した通り（σ，ρ）平面において第12図に示すような
強度分布を示し、分布上に現れる直線のρ切辺から移動
物体の速度の距離方向成分θｄが、またその傾きから速
度の横方向成分Δｍが読み取れる。したがつてフーリエ
変換器Fkの出力（σ，ρ）を２次元平面上に表示して
も良いが、本実施例ではさらに２次元相関器CORにより
この（σ，ρ）と全ての運動速度に対して与えられた
ＤθΔ（σ）との２次元相関関数Ｒ（θd,Δｍ）を計算
する。ここでGENが各θd,Δｍに対応したＤθΔ（σ）
を発生する関数発生部である。このＲ（θd,Δｍ）の局
大値の位置（θde,Δme）は第13図にて説明した通り、
目的とする移動物体の方位方向速度Ｖφと距離方向速度
Vrを示す。したがつて表示装置DISPは、Ｒ（θd,Δｍ）
を２次元平面上に示すか、もしくはＲ（θd,Δｍ）の極
大値の位置（θde,Δme）を計測してその数値を表示す
る。
以上述べた第14図の実施例の基本的構成である。
第14図の並列受信ビーム形成器Ｂにおけるビーム形成
処理は空間に関するフーリエ変換であることが知られて
いる。したがつて、第14図のＢを１次元フーリエ変換器
Ｆθにて置き換えることが可能である。この場合フーリ
エ変換処理は離散値に対して通常行なわれるために第15
図に示すように受信信号を離散化して記憶する離散化装
置SPLが１次元フーリエ変換器Ｆθの前に配置される。
すなわち、第15図の構成では、Ｎ個の送受信器素子の受
信信号Ank（ｔ）のそれぞれが離散化装置で離散化さ
れ、Ｆθでｎ方向に関するフーリエ変換をうけてビーム
選択器BLを通過することにより第14図の離散化装置SPL
の出力Ckmと同等な出力を得る。第15図において１次元
フイルタFm、及び１次元フイルタFk以後の移動速度分析
装置Ｕの構成は第14図と同様である。
処理は空間に関するフーリエ変換であることが知られて
いる。したがつて、第14図のＢを１次元フーリエ変換器
Ｆθにて置き換えることが可能である。この場合フーリ
エ変換処理は離散値に対して通常行なわれるために第15
図に示すように受信信号を離散化して記憶する離散化装
置SPLが１次元フーリエ変換器Ｆθの前に配置される。
すなわち、第15図の構成では、Ｎ個の送受信器素子の受
信信号Ank（ｔ）のそれぞれが離散化装置で離散化さ
れ、Ｆθでｎ方向に関するフーリエ変換をうけてビーム
選択器BLを通過することにより第14図の離散化装置SPL
の出力Ckmと同等な出力を得る。第15図において１次元
フイルタFm、及び１次元フイルタFk以後の移動速度分析
装置Ｕの構成は第14図と同様である。
第15図においてMTI処理はFmによる処理の前後で差が
ない、したがつて第16図に示すように、固定物除去フイ
ルタMTIの前段に１次元フーリエ変換器Fmを接続して
も、第15図と同一同座を行なう。この図から理解される
ように第16図＊印の部分は、２回のフーリエ変換であり
基本的にはなにもしない事と同じであり、単にBLにより
注目領域をΘ以内に制限する動作を行なつている。この
ことから、第17図に示すように受受波器の素子のうちの
一部の複数素子グループＴ′を駆動して、領域Θ内に音
波を送波し、この範囲内からの反射信号を受信する構成
とすることにより、ビーム選択器BLを省略できる。第17
図の構成では、離散化装置SPLでサンプリングした各送
受波器素子の受信信号ak1…akNをそれぞれ固定物信号除
去フイルタMTIに入れ、MTIの出力を送波くり返し方向の
フーリエ変換を行なう１次元フーリエ変換器Fkに入力す
る構成としている。フーリエ変換器Fk以後の構成は第14
図と同様である。このような各素子信号をそれぞれ送波
くり返し方向にフーリエ変換して得る出力も第12図と同
様になる。ただし、横軸はフーリエ変換の出力位置を示
すρで変りないが縦軸は受波素子の位置を示すことにな
る。この２軸の平面上で、解析がなされそのピーク位置
の分析、つまり第13図の分析により、速度ベクトルの分
布が得られる。
ない、したがつて第16図に示すように、固定物除去フイ
ルタMTIの前段に１次元フーリエ変換器Fmを接続して
も、第15図と同一同座を行なう。この図から理解される
ように第16図＊印の部分は、２回のフーリエ変換であり
基本的にはなにもしない事と同じであり、単にBLにより
注目領域をΘ以内に制限する動作を行なつている。この
ことから、第17図に示すように受受波器の素子のうちの
一部の複数素子グループＴ′を駆動して、領域Θ内に音
波を送波し、この範囲内からの反射信号を受信する構成
とすることにより、ビーム選択器BLを省略できる。第17
図の構成では、離散化装置SPLでサンプリングした各送
受波器素子の受信信号ak1…akNをそれぞれ固定物信号除
去フイルタMTIに入れ、MTIの出力を送波くり返し方向の
フーリエ変換を行なう１次元フーリエ変換器Fkに入力す
る構成としている。フーリエ変換器Fk以後の構成は第14
図と同様である。このような各素子信号をそれぞれ送波
くり返し方向にフーリエ変換して得る出力も第12図と同
様になる。ただし、横軸はフーリエ変換の出力位置を示
すρで変りないが縦軸は受波素子の位置を示すことにな
る。この２軸の平面上で、解析がなされそのピーク位置
の分析、つまり第13図の分析により、速度ベクトルの分
布が得られる。
さらに第18図に示すように、各送受波器素子の受信信
号ak1〜akNをそれぞれ数のグループ、すなわち部分開口
ごとに分け、各グループごとにビーム形成用整相装置R1
…RMに接続し、各々の整相装置R1…RMでそれぞれ整相加
算を行なつて領域Θの範囲などの複数のビームを示す受
付出力rk1…rkMついて第17図と同様に離散化装置SPLで
サンプリングし、それ以後の処理を行なう構成でも良
い。
号ak1〜akNをそれぞれ数のグループ、すなわち部分開口
ごとに分け、各グループごとにビーム形成用整相装置R1
…RMに接続し、各々の整相装置R1…RMでそれぞれ整相加
算を行なつて領域Θの範囲などの複数のビームを示す受
付出力rk1…rkMついて第17図と同様に離散化装置SPLで
サンプリングし、それ以後の処理を行なう構成でも良
い。
第16図〜第18図の各実施例においても、移動物体の方
位方向速度Ｖφと距離方向速度Vrを算出する速度分析装
置Ｕの構成は第14図の実施例と全く同様である。さらに
各構成の順序は自由に交換可能である。また、先に説明
した通り、２次元相関器CORを使用せず、（σ，ρ）
の分布をそのまま表示するようにしても良い。またSPL
の構成としては通常のサンプリングホールド,A/D変換器
等が用いられるがさらに参照信号との乗算を行ない低域
濾波を行なう位相比較型の離散化構成も可能であり、こ
の場合にはS/Nが向上する。
位方向速度Ｖφと距離方向速度Vrを算出する速度分析装
置Ｕの構成は第14図の実施例と全く同様である。さらに
各構成の順序は自由に交換可能である。また、先に説明
した通り、２次元相関器CORを使用せず、（σ，ρ）
の分布をそのまま表示するようにしても良い。またSPL
の構成としては通常のサンプリングホールド,A/D変換器
等が用いられるがさらに参照信号との乗算を行ない低域
濾波を行なう位相比較型の離散化構成も可能であり、こ
の場合にはS/Nが向上する。
上記した各実施例によれば、速度の２方向成分が得ら
れるので、例えば生体内の血流の流れの方向と大きさお
よび方向の分布が求まる。したがつて、第19図に示すよ
うに、２次元断層面上に計測点を表示するとともにその
計測点における流れる大きさ，方向，分布を表示するこ
とも可能となる。
れるので、例えば生体内の血流の流れの方向と大きさお
よび方向の分布が求まる。したがつて、第19図に示すよ
うに、２次元断層面上に計測点を表示するとともにその
計測点における流れる大きさ，方向，分布を表示するこ
とも可能となる。
以上は、１次元アレートランスデューサ、及び１次元
フーリエ変換器を用いて２次元平面内における流速ベク
トルを計測する装置について述べた。ただし、同様の手
法を用い、２次元アレートランスデューサ、及び２次元
フーリエ変換器を採用すれば、３次元空間内の流速ベク
トルの計測が可能である。
フーリエ変換器を用いて２次元平面内における流速ベク
トルを計測する装置について述べた。ただし、同様の手
法を用い、２次元アレートランスデューサ、及び２次元
フーリエ変換器を採用すれば、３次元空間内の流速ベク
トルの計測が可能である。
本方式は血流に限らず、超音波を反射するものであれ
ばなんでも計測が可能であり、ナビゲーシヨン等への応
用も当然可能である。
ばなんでも計測が可能であり、ナビゲーシヨン等への応
用も当然可能である。
本発明は以上説明したように全て線形の処理により行
なわれていることから、対象の速度が分布を有する場合
にはこの分布を反映した測定結果が得られ、正負両方向
の流れが共存する場合にもその両者の存在を見落すこと
なく計測できることになる。
なわれていることから、対象の速度が分布を有する場合
にはこの分布を反映した測定結果が得られ、正負両方向
の流れが共存する場合にもその両者の存在を見落すこと
なく計測できることになる。
第１図〜第13図は本発明の動作の説明図、第14図〜第18
図はそれぞれ本発明の実施例の構成を示すブロツク図、
第19図は表示法の一例を示す概念図である。
図はそれぞれ本発明の実施例の構成を示すブロツク図、
第19図は表示法の一例を示す概念図である。
Claims (7)
- 【請求項１】複数のトランスデューサ素子を配列したト
ランスデューサと、前記複数のトランスデューサ素子を
駆動し、検査対象に超音波を所定の時間間隔で繰返し送
波する駆動手段と、前記複数のトランスデューサ素子に
よる複数の受信信号により、互いに異なる方位に指向性
を持って配列する複数の受波ビームによる複数の受波信
号を並列に生成する並列受波信号生成手段と、前記複数
の並列受波信号の各々をサンプリングし、サンプリング
された信号を記憶するサンプリング手段と、該サンプリ
ング手段によりサンプリングされた信号の中で送波から
所定の時間遅れを持った信号を前記受波ビームの配列方
向でフーリエ変換する第１の１次元フーリエ変換手段
と、該第１の１次元フーリエ変換手段の出力を前記送波
の繰返しの方向でフーリエ変換する第２のフリーエ変換
手段とを有し、該第２のフーリエ変換手段の出力の２次
元分布から、前記検査対象の中の物体の横方向の速度及
び距離方向の速度を求めることを特徴とする超音波流速
計測装置。 - 【請求項２】請求項１に記載の超音波流速計測装置にお
いて、前記並列受波信号生成手段は、等しい焦点距離を
持ち異なる焦点方向を持つ複数の受波信号を並列に生成
する手段を含むことを特徴とする超音波流速計測装置。 - 【請求項３】請求項１に記載の超音波流速計測装置にお
いて、前記並列受波信号生成手段及び前記サンプリング
手段に代えて、前記複数のトランスデューサの受信信号
の各々をサンプリングして記憶するサンプリング手段
と、サンプリングされた受信信号を前記複数のトランス
デューサ素子が配列する方向でフーリエ変換する１次元
フーリエ変換手段を有することを特徴とする超音波流速
計測装置。 - 【請求項４】請求項１に記載の超音波流速計測装置にお
いて、前記第２のフーリエ変換手段の出力から２次元平
面で速度ベクトルの分布を求める手段と、前記速度ベク
トルの分布を表示する表示手段とをさらに有することを
特徴とする超音波流速計測装置。 - 【請求項５】複数のトランスデューサ素子を配列したト
ランスデューサと、前記複数のトランスデューサ素子を
駆動し、検査対象に超音波を所定の時間間隔で繰返し送
波する駆動手段と、前記複数のトランスデューサ素子に
よる複数の受信信号により、互いに異なる方位に指向性
を持って配列する複数の受波ビームによる複数の受波信
号を並列に生成する並列受波信号生成手段と、前記複数
の並列受波信号の各々をサンプリングし、サンプリング
された信号を記憶するサンプリング手段と、該サンプリ
ング手段によりサンプリングされた信号の中で送波から
所定の時間遅れを持った信号を前記受波ビームの配列方
向でフーリエ変換する第１の１次元フーリエ変換手段
と、該第１の１次元フーリエ変換手段の出力を前記送波
の繰返しの方向でフーリエ変換する第２のフーリエ変換
手段と、横方向の速度及び距離方向の速度に対応する所
定の関数を生成する関数生成手段と、前記第２のフーリ
エ変換手段の出力と前記関数生成手段の出力との間の２
次元相関関数を算出する２次元相関関数とを有し、前記
横方向の速度及び前記距離方向の速度が、前記２次元相
関関数算出手段の出力分布のピーク値の位置から算出さ
れることを特徴とする超音波流速計測装置。 - 【請求項６】所定の時間間隔で超音波を繰返し送波する
手段と、前記の送波される超音波の反射信号を受信する
複数のトランスデューサ素子が配列されるトランスデュ
ーサを含む受波手段と、前記の受信される反射信号を位
相及び振幅情報に変換する第１の変換手段と、該第１の
変換手段による前記位相及び前記振幅情報を、前記複数
のトランスデューサ素子の配列方向につきフーリエ変換
する第１のフーリエ変換手段と、該第１のフーリエ変換
手段の出力を前記の超音波の送波の繰返しの方向でフー
リエ変換する第２のフーリエ変換手段とを有し、該第２
のフーリエ変換手段により得られた多次元関を、多次元
の速度ベクトルに変換する第３の変換手段とを有するこ
とを特徴とする超音波流速計測装置。 - 【請求項７】請求項６に記載の超音波流速計測装置にお
いて、前記第３の変換手段は、血流の多次元の速度ベク
トルを求めることを特徴とする超音波流速計測装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22736089 | 1989-09-04 | ||
| JP1-227360 | 1989-09-04 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03188377A JPH03188377A (ja) | 1991-08-16 |
| JP2956783B2 true JP2956783B2 (ja) | 1999-10-04 |
Family
ID=16859579
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23070890A Expired - Fee Related JP2956783B2 (ja) | 1989-09-04 | 1990-09-03 | 超音波流速計測装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2956783B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6253360B2 (ja) * | 2013-02-13 | 2017-12-27 | キヤノン株式会社 | 被検体情報取得装置、被検体情報取得方法、及びプログラム |
-
1990
- 1990-09-03 JP JP23070890A patent/JP2956783B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03188377A (ja) | 1991-08-16 |
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