JP2922606B2

JP2922606B2 - 通信装置

Info

Publication number: JP2922606B2
Application number: JP2226518A
Authority: JP
Inventors: 達也矢口
Original assignee: Canon Inc
Current assignee: Canon Inc
Priority date: 1990-08-30
Filing date: 1990-08-30
Publication date: 1999-07-26
Anticipated expiration: 2014-07-26
Also published as: JPH04109736A

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］本発明は、デジタル網に接続される通信装置に関する
ものである。

［従来の技術］従来、モデム／音声コーデツク処理を行うデジタルモ
デムは、デジタル回線に接続されるG3/G4機能を有する
フアクシミリ用の回線制御装置に装備されている。そし
て、このG3/G4兼用フアクシミリの回線制御装置は、第
８図に示す様に構成されている。同図において、817はG
3及びG4のフアクシミリ機能を有する処理部分である。
一方、801は回線制御部分である。

この例では、デジタル回線として、ISDN網（Integrat
ed Services Digital Network）の場合を示しており、
加入者に相当する部分をここではＳインタフエースと表
現する。

次に、従来例における装置のフアクシミリ通信動作に
ついて、以下に説明する。

まず、G4機として動作する場合について説明する。こ
の場合、第８図に示すSW1及びSW2は、G4側に接続（ON）
されているものとして説明を進める。

上述の処理部817中、814はフアクシミリ制御部であ
り、装置全体をフアクシミリとして機能させる為の各種
制御を行う。このフアクシミリ制御部814は、フアクシ
ミリ通信に先立ち、網制御部813を動作させ、G4末端番
号816を用いて発呼又は着呼の手順を行う。これらの手
順は、ISDNではＤチヤネルを用いて行われることとなつ
ており、網制御部813はＤチヤネル制御回路808と回線イ
ンタフエース回路802とを介してＳインタフエースと接
続される。この様にして網との接続が終了した後、フア
クシミリ通信に入る。

ここで、フアクシミリ制御部814は画像通信に先立つ
て、手順b812を動作させる。手順b812は、CCITT勧告の
T.62,T.73及びT.70に従つたG4通信手順である。

これらの手順は、接続回路807を介してSW1に接続され
る。接続回路807は、CCITT勧告X.21bisに従つたデジタ
ル通信の接続回路である。これらの手順と画像の通信
は、ISDNでは通常、Ｂチヤネルを用いてなされることと
なつており、接続回路807はＢチヤネル制御回路803と回
線インタフエース回路802とを介してＳインタフエース
に接続される。

その後、接続が完了すると、フアクシミリ制御部814
はMMRコーデツク811を動作させ、画像データの通信を開
始する。MMRコーデツク811は、CCITT勧告T.6に従つた画
像データの符号及び復号処理であり、データの圧縮及び
伸張が行われる。

尚、T.6に従つた符号／復号処理を以下、MMR（Modifi
ed Modified READ）コーデツクという。また、この画像
データもISDNでは通常Ｂチヤネルを用いることとなつて
おり、接続回路807とＢチヤネル制御回路803及び回線イ
ンタフエース回路802を介してＳインタフエースに接続
される。

以上、説明した動作によつてG4フアクシミリ機能を用
いた画像通信が行われる。

次に、G3機として動作する場合について説明する。こ
の場合、第８図に示すSW1及びSW2は、G3側に接続（ON）
されているものとして説明を進める。

まず、フアクシミリ制御部814は、フアクシミリ通信
に先立ち、網制御部813を動作させ、G3電話番号815を用
いて発呼又は着呼の手順を行う。このG3電話番号815
は、実際にはデジタル電話の番号であり、網制御部813
とＤチヤネル制御回路808及び回線インタフエース802を
介して、手順を終了させると、相手端末との間で音声通
信の回線を確立させる。

尚、第８図中には示していないが、この状態ではＢチ
ヤネルを介してデジタル電話による音声通話が可能であ
る。

この様にして、網及び相手端末との接続が確立した後
フアクシミリ通信に入る。

フアクシミリ制御部814は、画像通信に先立つて手順a
810を動作させる。手順a810はCCITT勧告のT.30に従つた
G3及びG2の通信制御手順である。これらの通信手順は、
モデム805を介してアナログ信号（音声帯域）にて行わ
れる。従来の、G3フアクシミリでは、通信回線がアナロ
グ回線である為に、このままで通信が可能であつた。

しかしながら、ISDNでは、さらにデジタル電話用の音
声コーデツク806を介してデジタル信号に変換し、Ｂチ
ヤネル制御回路803と回線インタフエース回路802とを介
して音声通信が行われる。このモデム805は、CCITT勧告
に従つた通信制御手順用のモデム（V21）である。

この様に、相手端末との通信手順を行つた後、フアク
シミリ制御部は、MH/MRコーデツク809を動作させ、画像
通信を開始する。MH/MRコーデツク809は、CCITT勧告T.4
に従つた画像データのG3用の符号／復号処理であり、画
像データの圧縮及び伸張を行う。

そして、画像データは、モデム805を介してアナログ
信号（音声帯域）に変換される。ここでモデム805は、C
CITT勧告に従つたG3画像通信用のモデム（V27ter又はV2
9）である。これらの画像信号も、前述と同様に音声コ
ーデツク806とＢチヤネル制御回路803及び回線インタフ
エース回路802を介して、Ｓインタフエースに接続され
る。

以上説明した動作によつて、G3フアクシミリ機能を用
いた画像通信が行われる。

次に、第８図に示す804で囲まれる構成要素（モデム8
05と音声コーデツク806）の詳細について第９図を参照
して以下に説明する。

このモデム850は、デジタル演算を基本にして変調又
は復調処理を行い、通常9.6KHzのサンプリングクロツク
毎にD/A変換又はA/D変換を行うものである。そして、音
声コーデツク806は、音声帯域のアナログ信号をデジタ
ル信号に変換し、さらに圧縮符号化を行い、又は逆の動
作を行う音声PCMコーデツクであり、通常8.0KHzのサン
プリングクロツク毎にA/D変換又はD/A変換及び対応する
符号化／復号化を行う。

まず、送信する場合、デジタル送信信号（ａ）は変調
回路901に入力され、CCITT勧告で規定されるキヤリア周
波数によつて変調される。その出力信号は、デジタル信
号であるが、第１のD/A変換器902及び第１のローパスフ
イルタ（LPF）903によつて、音声帯域のアナログ送信信
号（ｂ）に変換される。そして、その信号（ｂ）は、音
声コーデツク806側に入力され、第１のA/D変換器904で
再びデジタル信号に変換される。さらに、符号化回路90
5で、音声圧縮コード表906を参照して、音声PCM送信符
号（ｃ）に符号化され、出力される。

尚、第１及び第２のローパスフイルタ903,909は、第
１及び第２のD/A変換器902,908の出力するアナログ信号
に含まれる高調波ノイズを除去する為のフイルタであ
る。

次に、受信する場合を説明する。

図示する様に、音声PCM受信符号（ｄ）は、復号化回
路907へ入力され、音声圧縮コード表906を参照して復号
化される。この復号化されたデジタル信号は、第２のD/
A変換器908及び第２のLPF909によつて一旦音声帯域のア
ナログ信号（ｅ）に変換される。次に、このアナログ信
号（ｅ）は、モデム805中の第２のA/D変換器910に入力
され、再びデジタル信号に変換される。そして、復調回
路911によつてデジタル受信信号（ｆ）として復調さ
れ、出力される。

［発明が解決しようとしている課題］しかしながら、前記従来例では、第９図に示すモデム
805側で使われるA/D及びD/A変換器902,910のサンプリン
グ周波数と、音声コーデツク806側で使われるA/D及びD/
A変換器のサンプリング周波数とが異なる為に、モデム8
05と音声コーデツク806との間でデジタル信号→アナロ
グ信号→デジタル信号への変換を行わなければならず、
その為の量子化誤差が生じ、伝送能力低下の一因となつ
ていた。

また、サンプリング周波数として9.6KHzと8.0KHzの両
方を採用していた為、モデム805と音声コーデツク806と
を合わせると非常に大規模な回路構成となつてしまい、
モデム専用LSIと音声コーデツク専用LSIとを別々のチツ
プとして設計しなければならず、スペースも必要とな
り、またコスト的にも高いものになるという欠点があつ
た。

本発明は、上記課題を解決するためになされたもの
で、変復調のためのサンプリング周波数と符号化復号化
のためのサンプリング周波数が異なっている場合であっ
ても、変調から符号化まで及び復号化から復調までの全
てをデジタル処理できる通信装置を提供することを目的
とする。

［課題を解決するための手段及び作用］上記目的を達成するために、本発明の通信装置は送信
データシンボル期間毎に送信データを入力し、前記送信
データを所定のキャリア周波数で変調して得られる変調
結果である第１のデジタル信号を、変調処理のための第
１のサンプリング周波数および前記送信データシンボル
期間により定められる個数出力する変調手段と、前記変
調処理のためのサンプリング周波数および前記送信デー
タシンボル期間により定められる個数の第１のデジタル
信号を、前記第１のデジタル信号によるエンベロープと
共通のエンベロープが得られるように、符号化のための
第２のサンプリング周波数に従って、第２のデジタル信
号に変換する第１の変換手段と、前記第１の変換手段か
ら出力された第２のデジタル信号を前記符号化のための
第２のサンプリング周波数で符号化する符号化手段と、
受信データを復号化し、前記第２のサンプリング周波数
の第３のデジタル信号を出力する復号化手段と、前記復
号化手段から出力された第３のデジタル信号を、前記第
１のサンプリング周波数に従って、第４のデジタル信号
に変換する第２の変換手段と、前記第２の変換手段から
出力された第４のデジタル信号を復調する復調手段とを
有することを特徴とする。

［実施例］以下、添付図面を参照して本発明に係る好適な一実施
例を詳細に説明する。

第１図は、本実施例におけるデジタルモデムの構成を
示す概略ブロツク図である。

図示する様に、本実施例では、第９図で示した従来の
モデム／音声コーデツク処理基本構成からモデム部D/A
・A/D変換器と音声コーデツク部D/A・A/D変換器とを取
り除き、その結果不要となつたモデム部LPFと音声コー
デツク部LPFとを取り除き、代わりにそれぞれ補間器10
3,107を付加したものである。

以上の構成において、送信する場合、変調回路102に
入力されたデジタル送信信号（ａ）は、CCITT勧告で規
定されるキヤリア周波数によつて変調される。その出力
信号はデジタル信号であり、通常9.6KHzのサンプリング
クロツク毎に出力される。そして、この出力信号は第１
の補間器103に入力され、ここで8.0KHzのサンプリング
クロツクでサンプルされる。つまり9.6KHz→8.0KHzのサ
ンプリング変換が行われる。そして、変換された信号
は、さらに符号化回路104に入力され、音声圧縮コード
表105を参照することにより音声PCM送信符号（ｂ）に変
換され、出力される。

次に、受信する場合について説明する。

入力された音声PCM受信符号（ｃ）は、復号化回路106
で、音声圧縮コード表105が参照され、復号化される。
この復号化されたデジタル信号は、8.0KHzのサンプリン
グクロツクで出力される。そして、その出力信号は第２
の補間器107に入力され、ここで通常9.6KHzのサンプリ
ングクロツクでサンプルされる。つまり8.0KHz→9.6KHz
のサンプリング変換が行われる。この変換された信号
は、さらに復調回路108で復調され、デジタル受信信号
（ｄ）として出力される。

次に、本実施例におけるデジタルモデムの送信側の動
作を第２図に示すフローチヤートに従つて以下に説明す
る。

尚、V27terモデムを使用し、伝送速度が4800bpsの場
合を例に説明する。

第１図に示す変調回路102では、送信データシンボル
（1/1600秒）毎に処理が繰り返される。従つて、第２図
のステツプS200では、送信側フアクシミリ（FAX）から
１送信データシンボル（＝３ビツト）を読み込み、ステ
ツプS201では、そのデータに1/9600秒の周期を持つ基本
周波数でシンボル期間（1/1600秒）の変調処理を行う。
つまり、1/9600秒の周期を持つ基本周波数で1/1600秒間
処理されることによつて、６（＝1/1600÷1/9600）個の
変調結果が得られることになる。

次に、ステツプS202では、次の補間処理に備え、６個
の変調結果を不図示のバツフアに一時的にセーブしてお
く。そして、ステツプS203では、第１の補間器103によ
つて、セーブしておいた６個のデータを用いた補間処理
が行われ、9.6KHzから8.0KHzへのサンプリング周波数変
換を実現する。このサンプリング周波数変換は、シンボ
ルインタバル（＝1/1600秒間）に６個あるデータを用い
て補間処理を行い、５個の補間結果を作成し、等間隔
（1/8000＝1/1600÷５）でサンプルすれば良い。

上述の補間処理が終了すると、次のステツプS204で
は、続くPCM符号化に備え、補間結果を一時的にセーブ
しておく。そして、ステツプS205では、符号化回路104
がCCITT勧告G.711に基づき符号化処理を行い、ステツプ
S206では、PCM符号として出力される。

そして、以上説明してきたステツプS200〜ステツプS2
06の処理をシンボルインタバル（1/1600秒）毎に繰り返
す。

ここで、上述した補間処理の詳細を第４図及び第５図
を参照して以下に説明する。

まず、第４図は、第２図のステツプS201で処理された
結果、得られる離散変調波形であり、点線はエンベロー
プである。同図から明らかな様に、シンボルインタバル
（＝1/1600秒）に離散データが６個等間隔（＝1/9600秒
間）に並んでおり、この６点を用いて補間処理を行うこ
とにより、点線で示す様なエンベロープを形成すること
ができる。

第５図は、9.6KHz→8.0KHzのサンプリング周波数変換
が行われた後、シンボルインタバル（＝1/1600秒）に離
散データが５個等間隔（＝1/8000秒間）に並んでいる様
子を表している。等間隔に並んでいる５個のデータは、
1/8000秒間隔でのエンベロープの値を算出し、得られた
ものである。

次に、本実施例におけるデジタルモデムの受信側の動
作を第３図に示すフローチヤートに従つて以下に説明す
る。

受信側も送信側と同様に、受信データシンボル（1/16
00秒）毎に処理が繰り返される。従つて、第３図のステ
ツプS300では、１受信データシンボル、すなわち５個
（＝1/1600÷1/8000）のPCM符号が入力される。次に、
ステツプS301では、復号化回路106が入力された５個のP
CMデータをCCITT勧告G.711に基づいて復号化を行う。そ
して、ステツプS302では、その復号化された結果を次の
補間処理に備えて一時的にセーブする。

次に、ステツプS303では、第２の補間回路107によつ
て、セーブしておいた５個のデータを用いた補間処理が
行われ、8.0KHzから9.6KHzへのサンプリング周波数変換
を実現する。このサンプリング変換は、シンボルインタ
バル（＝1/1600秒間）内に５個あるデータを用いて補間
処理を行い、６個の補間結果を作成し、等間隔（1/1600
÷６＝1/9600）でサンプルすれば良い。

上述の補間処理が終了すると、次のステツプS304で
は、次の復調処理に備え、補間結果を一時的にセーブし
ておく。次に、ステツプS305では、復調回路108よつ
て、６個の補間結果が1/9600秒の周期を持つ基本周波数
でシンボル周期（1/1600秒）復調処理が行われる。そし
て、ステツプS36では、１シンボルデータ（＝３ビツ
ト）が結果として得られ、FAX側に出力される。

ここで、上述した受信側での補間処理を第６図及び第
７図を参照して以下に説明する。

まず、第６図は、第３図のステツプS301で処理された
結果、得られた離散受信波形であり、点線はエンベロー
プである。同図から明らかな様に、シンボルインタバル
（＝1/1600秒）に離散データが５個等間隔（＝1/8000秒
間）に並んでいる。この５点を用いて補間処理を行うこ
とにより、点線で示す様なエンベロープを形成すること
ができる。

第７図は、8.0KHz→9.6KHzのサンプリング周波数変換
が行われた後、シンボルインタバル（＝1/1600秒）に離
散データが６個等間隔（＝1/9600秒間）に並んでいる様
子を表している。等間隔に並んでいる６個のデータは、
1/9600秒間隔でのエンベロープの値を算出し、得られた
ものである。

以上説明した様に、本実施例によれば、モデム/PCMコ
ーデツク処理を全てデジタルで行うことにより、次に述
べる様な効果を挙げることができる。

従来モデムに装備されている通常9.6KHzのサンプルレ
ートで動作するA/D・D/A変換器と、PFCコーデツクに装
備されている通常8.0KHzのサンプルレートで動作するA/
D・D/A変換器とを除去し、更には、モデム側のLPFとPCM
コーデツク側LPFとを除去し、代わりにモデム側とPCMコ
ーデツク側との間にサンプルレート変換処理回路を設け
ることによりモデム変復調処理とPCMコーデツク処理の
全てをデジタルで実現できる様になり、このことによ
り、量子化誤差が軽減できる。

また、２組のA/D・D/Aと２個のLPFを削除することが
できるので、回路規模が非常に小さくなり、コストが低
くなるだけでなく、従来モデム、PCMコーデツクとそれ
ぞれ専用LSIを用いて構成していたものをモデム/PCMコ
ーデツク全体を統合して１チツプにすることも容易であ
り、省スペース効果も大いに期待できる。

［他の実施例］前述した実施例では、変復調側のサンプリング周波数
を9.6KHzに、PCMコーデツク側のサンプリング周波数を
8.0KHzに選んだが、本発明は、これらのサンプリング周
波数値に限定されるものではない。

また、V27terモデムを例に、伝送速度を4800bpsとし
て説明したが、本発明は当然他のモデムにも容易に適用
可能である。

更に、サンプリング周波数変換をただ単に補間処理と
しているが、スプライン補間、あるいは多項式による補
間等を用いても同様な効果をことができ、本発明では、
補間法によつて限定されるものではない。

また、サンプリング周波数変換をDSPで実現すること
を意識して記述したが、本発明はハードあるいはソフト
による実現に限定される性質のものでもない。

［発明の効果］以上説明したように、本発明によれば、変復調のため
のサンプリグ周波数と符号化復号化のためのサンプリン
グ周波数が異なっている場合であっても、変調から符号
化まで及び復号化から復調までの全てをデジタル処理で
き、簡単な構成で量子化誤差の発生を抑えることができ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本実施例におけるデジタルモデムの構成を示す
概略ブロツク図、第２図は本実施例における送信側の動作を示すフローチ
ヤート、第３図は本実施例における受信側の動作を示すフローチ
ヤート、第４図及び第５図は第１の補間器の処理を説明する図、第６図及び第７図は第２の補間器の処理を説明する図、第８図はフアクシミリ用の回線制御装置の構成を示す概
略ブロツク図、第９図は第８図に示すモデムと音声コーデツクの構成を
示す詳細ブロツク図である。図中、101……デジタルモデム、102……変調回路、103
……第１の補間器、104……符号化回路、105……音声圧
縮コード表、106……復号化回路、107……第２の補間
器、108……復調回路である。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】送信データシンボル期間毎に送信データを
入力し、前記送信データを所定のキャリア周波数で変調
して得られる変調結果である第１のデジタル信号を、変
調処理のための第１のサンプリング周波数および前記送
信データシンボル期間により定められる個数出力する変
調手段と、前記変調処理のためのサンプリング周波数および前記送
信データシンボル期間により定められる個数の第１のデ
ジタル信号を、前記第１のデジタル信号によるエンベロ
ープと共通のエンベロープが得られるように、符号化の
ための第２のサンプリング周波数に従って、第２のデジ
タル信号に変換する第１の変換手段と、前記第１の変換手段から出力された第２のデジタル信号
を前記符号化のための第２のサンプリング周波数で符号
化する符号化手段と、受信データを復号化し、前記第２のサンプリング周波数
の第３のデジタル信号を出力する復号化手段と、前記復号化手段から出力された第３のデジタル信号を、
前記第１のサンプリング周波数に従って、第４のデジタ
ル信号に変換する第２の変換手段と、前記第２の変換手段から出力された第４のデジタル信号
を復調する復調手段とを有することを特徴とする通信装
置。