JP2912866B2 - 適応干渉キャンセラ - Google Patents
適応干渉キャンセラInfo
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- JP2912866B2 JP2912866B2 JP2700896A JP2700896A JP2912866B2 JP 2912866 B2 JP2912866 B2 JP 2912866B2 JP 2700896 A JP2700896 A JP 2700896A JP 2700896 A JP2700896 A JP 2700896A JP 2912866 B2 JP2912866 B2 JP 2912866B2
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、通信システムに
用いられる適応干渉キャンセラに関するものであり、特
に、直接拡散符号分割多元接続方式（以下「ＤＳ／ＣＤ
ＭＡ方式」と記す）において、加入者容量の拡大と安定
性の向上に寄与する適応干渉キャンセラに関する。
用いられる適応干渉キャンセラに関するものであり、特
に、直接拡散符号分割多元接続方式（以下「ＤＳ／ＣＤ
ＭＡ方式」と記す）において、加入者容量の拡大と安定
性の向上に寄与する適応干渉キャンセラに関する。
【０００２】
【従来の技術】移動体通信では、限られた周波数資源で
多数の加入者を収容できるアクセス方式が望まれる。Ｄ
Ｓ／ＣＤＭＡ方式は、広帯域の無線チャンネルを多数の
加入者で共有し、各加入者が互いに直交した拡散符号を
用いて通信を行なう通信方式である。このＤＳ／ＣＤＭ
Ａ方式では、狭帯域の変調波（１次変調）を拡散符号を
用いてさらに変調（２次変調）して出力信号を生成す
る。２次変調波と１次変調波の帯域幅の比は拡散利得と
呼ばれる。変調の際に用いた拡散符号と同一の符号で受
信信号を逆拡散すると、一次変調波が得られるが、他の
加入者からの信号は広帯域のままであるから、１次変調
波の復調の段階では拡散利得分だけ信号対干渉電力比が
向上する。
多数の加入者を収容できるアクセス方式が望まれる。Ｄ
Ｓ／ＣＤＭＡ方式は、広帯域の無線チャンネルを多数の
加入者で共有し、各加入者が互いに直交した拡散符号を
用いて通信を行なう通信方式である。このＤＳ／ＣＤＭ
Ａ方式では、狭帯域の変調波（１次変調）を拡散符号を
用いてさらに変調（２次変調）して出力信号を生成す
る。２次変調波と１次変調波の帯域幅の比は拡散利得と
呼ばれる。変調の際に用いた拡散符号と同一の符号で受
信信号を逆拡散すると、一次変調波が得られるが、他の
加入者からの信号は広帯域のままであるから、１次変調
波の復調の段階では拡散利得分だけ信号対干渉電力比が
向上する。
【０００３】受信信号を逆拡散する過程にあっては、所
望信号の拡散符号と対応したマッチドフィルタによって
受信信号から所望信号成分が抽出される。この場合、理
想的には、所望信号成分に干渉信号成分は含まれない
が、各信号の各拡散符号に相関がある場合や、各拡散符
号の位相が同期していない場合、あるいは多重波伝搬が
生じている場合等では、前記フィルタの他の信号に対す
る直交性が崩れて所望信号成分に干渉信号成分が含ま
れ、伝送特性が劣化してしまう。このため、伝送特性を
改善する技術として、適応干渉キャンセラが知られてい
た。
望信号の拡散符号と対応したマッチドフィルタによって
受信信号から所望信号成分が抽出される。この場合、理
想的には、所望信号成分に干渉信号成分は含まれない
が、各信号の各拡散符号に相関がある場合や、各拡散符
号の位相が同期していない場合、あるいは多重波伝搬が
生じている場合等では、前記フィルタの他の信号に対す
る直交性が崩れて所望信号成分に干渉信号成分が含ま
れ、伝送特性が劣化してしまう。このため、伝送特性を
改善する技術として、適応干渉キャンセラが知られてい
た。
【０００４】この適応干渉キャンセラの内、干渉に係わ
る他の信号の拡散符号を予め知る必要がないものとし
て、直交化フィルタを用いた適応干渉キャンセラがあ
る。そこでは、直交化フィルタによって受信信号から干
渉信号成分が抽出され、前記所望信号成分から干渉信号
成分を差し引くことにより、干渉信号成分がキャンセル
されていた。
る他の信号の拡散符号を予め知る必要がないものとし
て、直交化フィルタを用いた適応干渉キャンセラがあ
る。そこでは、直交化フィルタによって受信信号から干
渉信号成分が抽出され、前記所望信号成分から干渉信号
成分を差し引くことにより、干渉信号成分がキャンセル
されていた。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、この直交化
フィルタは、予め計算されたタップ係数を持つマッチド
フィルタ群を有し、それらの出力に基づいて干渉信号成
分を生成している。しかし、多重波の存在するフェージ
ング伝搬路において、固定のタップ係数を持つマッチド
フィルタ群は、所望信号との直交性を厳密に維持できな
い。このため、直交化フィルタの出力たる干渉信号成分
には、所望信号成分が内在する。したがって、従来の適
応干渉キャンセラでは、伝送特性の改善が不十分であ
り、また、安定に動作しないといった欠点があった。
フィルタは、予め計算されたタップ係数を持つマッチド
フィルタ群を有し、それらの出力に基づいて干渉信号成
分を生成している。しかし、多重波の存在するフェージ
ング伝搬路において、固定のタップ係数を持つマッチド
フィルタ群は、所望信号との直交性を厳密に維持できな
い。このため、直交化フィルタの出力たる干渉信号成分
には、所望信号成分が内在する。したがって、従来の適
応干渉キャンセラでは、伝送特性の改善が不十分であ
り、また、安定に動作しないといった欠点があった。
【０００６】本発明は上述した事情に鑑がみてなされた
ものであり、その目的とするところは、伝送特性を改善
でき、かつ安定性に優れた適応干渉キャンセラを提供す
ることにある。
ものであり、その目的とするところは、伝送特性を改善
でき、かつ安定性に優れた適応干渉キャンセラを提供す
ることにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
請求項１に記載の発明にあっては、入力信号から干渉信
号成分を除去するキャンセラにおいて、所望信号の拡散
符号に基づいて、入力信号を逆拡散する所望信号逆拡散
手段と、前記所望信号の拡散符号と直交した各拡散符号
に基づいて、入力信号を各々逆拡散する干渉信号逆拡散
手段と、前記干渉信号逆拡散手段の各出力から所望信号
成分を除去する所望信号除去手段と、前記所望信号除去
手段の各出力に基づいて、合成係数を生成する合成係数
生成手段と、前記合成係数に基づいて、前記干渉信号逆
拡散手段の各出力を合成する干渉信号合成手段と、前記
所望信号逆拡散手段の出力と前記干渉信号合成手段の出
力の差分を算出する干渉信号キャンセル手段とを備えた
ことを特徴とする。
請求項１に記載の発明にあっては、入力信号から干渉信
号成分を除去するキャンセラにおいて、所望信号の拡散
符号に基づいて、入力信号を逆拡散する所望信号逆拡散
手段と、前記所望信号の拡散符号と直交した各拡散符号
に基づいて、入力信号を各々逆拡散する干渉信号逆拡散
手段と、前記干渉信号逆拡散手段の各出力から所望信号
成分を除去する所望信号除去手段と、前記所望信号除去
手段の各出力に基づいて、合成係数を生成する合成係数
生成手段と、前記合成係数に基づいて、前記干渉信号逆
拡散手段の各出力を合成する干渉信号合成手段と、前記
所望信号逆拡散手段の出力と前記干渉信号合成手段の出
力の差分を算出する干渉信号キャンセル手段とを備えた
ことを特徴とする。
【０００８】また、請求項２に記載の発明にあっては、
前記合成係数生成手段は、前記干渉信号キャンセル手段
の出力電力が最小となるように、前記合成係数を適応的
に生成することを特徴とする。
前記合成係数生成手段は、前記干渉信号キャンセル手段
の出力電力が最小となるように、前記合成係数を適応的
に生成することを特徴とする。
【０００９】また、請求項３に記載の発明にあっては、
前記所望信号除去手段は、前記所望信号逆拡散手段の出
力を検波して所望信号を生成する所望信号検波手段と、
前記所望信号に基づいて、その共役複素所望信号を生成
する共役複素生成手段と、前記干渉信号逆拡散手段の各
出力と共役複素所望信号を各々乗算する第１の乗算手段
と、前記第１の乗算手段の各出力から低域周波数成分を
除去する各高域通過フィルタと、前記各高域通過フィル
タの出力と前記所望信号を乗算する第２の乗算手段とを
備えたことを特徴とする。
前記所望信号除去手段は、前記所望信号逆拡散手段の出
力を検波して所望信号を生成する所望信号検波手段と、
前記所望信号に基づいて、その共役複素所望信号を生成
する共役複素生成手段と、前記干渉信号逆拡散手段の各
出力と共役複素所望信号を各々乗算する第１の乗算手段
と、前記第１の乗算手段の各出力から低域周波数成分を
除去する各高域通過フィルタと、前記各高域通過フィル
タの出力と前記所望信号を乗算する第２の乗算手段とを
備えたことを特徴とする。
【００１０】
【発明の実施の形態】１．実施形態の構成 以下、図面を参照してこの発明の実施形態の構成につい
て説明する。図１はこの発明の一実施形態に係わる適応
干渉キャンセラのブロック図である。図１において、Ｉ
Ｎは入力端子であり、ここに受信信号ｒが供給される。
また、ＯＵＴは出力端子であり、そこから出力信号が出
力される。ＭＦ０は所望信号逆拡散手段であり、所望信
号の拡散符号に対応したマッチドフィルタで構成され、
受信信号ｒに逆拡散処理を施して出力信号ｘ0(i)を生成
する。なお、「i」はある時刻を特定するための変数で
ある。所望信号逆拡散手段ＭＦＯは、例えば、図２に示
すトランスバーサルフィルタによって構成される。図２
において、受信信号ｒは、そのチップ周期ＴCと遅延時
間が一致する遅延回路１０1〜１０mによって順次遅延さ
れる。そして、各タップの出力が計数器１１0〜１１mを
介して加算器１２に供給される。この例では、計数器１
１0〜１１mの係数を、所望信号の拡散符号に対応して設
定する。このため、加算器１２の出力は所望信号成分と
なり、これが所望信号逆拡散手段ＭＦ０の出力信号ｘ
0(i)となる。
て説明する。図１はこの発明の一実施形態に係わる適応
干渉キャンセラのブロック図である。図１において、Ｉ
Ｎは入力端子であり、ここに受信信号ｒが供給される。
また、ＯＵＴは出力端子であり、そこから出力信号が出
力される。ＭＦ０は所望信号逆拡散手段であり、所望信
号の拡散符号に対応したマッチドフィルタで構成され、
受信信号ｒに逆拡散処理を施して出力信号ｘ0(i)を生成
する。なお、「i」はある時刻を特定するための変数で
ある。所望信号逆拡散手段ＭＦＯは、例えば、図２に示
すトランスバーサルフィルタによって構成される。図２
において、受信信号ｒは、そのチップ周期ＴCと遅延時
間が一致する遅延回路１０1〜１０mによって順次遅延さ
れる。そして、各タップの出力が計数器１１0〜１１mを
介して加算器１２に供給される。この例では、計数器１
１0〜１１mの係数を、所望信号の拡散符号に対応して設
定する。このため、加算器１２の出力は所望信号成分と
なり、これが所望信号逆拡散手段ＭＦ０の出力信号ｘ
0(i)となる。
【００１１】また、図１に示すＭＦＧは干渉信号逆拡散
手段であり、マッチドフィルタ群ＭＦ１〜ＭＦｎから構
成される。各マッチドフィルタＭＦ１〜ＭＦｎは、所望
信号逆拡散手段ＭＦ０と同様にトランスバーサルフィル
タによって構成され、その各タップ係数は、所望信号の
拡散符号と直交する拡散符号に対応する。このため、伝
送路において直交性が維持される場合には、マッチドフ
ィルタＭＦ１〜ＭＦｎの出力信号ｘ1(i)〜ｘn(i)は干渉
信号成分に対応した信号となる。
手段であり、マッチドフィルタ群ＭＦ１〜ＭＦｎから構
成される。各マッチドフィルタＭＦ１〜ＭＦｎは、所望
信号逆拡散手段ＭＦ０と同様にトランスバーサルフィル
タによって構成され、その各タップ係数は、所望信号の
拡散符号と直交する拡散符号に対応する。このため、伝
送路において直交性が維持される場合には、マッチドフ
ィルタＭＦ１〜ＭＦｎの出力信号ｘ1(i)〜ｘn(i)は干渉
信号成分に対応した信号となる。
【００１２】また、ＣＢＮは干渉信号合成手段であり、
各マッチドフィルタＭＦ１〜ＭＦｎの出力信号ｘ1(i)〜
ｘn(i)を合成してキャンセル用干渉信号成分を生成す
る。図３は干渉信号合成手段ＣＢＮのブロック図であ
る。図３において、出力信号ｘ1(i)〜ｘn(i)が係数器２
０1〜２０nを介して加算器２１に供給されると、それら
が加算され、干渉信号成分が生成される。なお、係数器
２０1〜２０nの係数は、後述する係数ベクトルＷ(i)に
よって制御される。このため、係数ベクトルＷ(i)を適
切に設定することによって、干渉信号合成手段ＣＢＮは
キャンセル用干渉信号成分を生成できる。
各マッチドフィルタＭＦ１〜ＭＦｎの出力信号ｘ1(i)〜
ｘn(i)を合成してキャンセル用干渉信号成分を生成す
る。図３は干渉信号合成手段ＣＢＮのブロック図であ
る。図３において、出力信号ｘ1(i)〜ｘn(i)が係数器２
０1〜２０nを介して加算器２１に供給されると、それら
が加算され、干渉信号成分が生成される。なお、係数器
２０1〜２０nの係数は、後述する係数ベクトルＷ(i)に
よって制御される。このため、係数ベクトルＷ(i)を適
切に設定することによって、干渉信号合成手段ＣＢＮは
キャンセル用干渉信号成分を生成できる。
【００１３】また、ＤＳＣは所望信号除去手段であっ
て、ここで、出力信号ｘ1(i)〜ｘn(i)から所望信号成分
が除去され、出力信号ｘ1'(i)〜ｘn'(i)が生成される。
図４は所望信号除去手段ＤＳＣのブロック図である。同
図に示すように所望信号除去手段ＤＳＣは、所望信号検
波手段ＤＳＣ−ＤＥＴ、複素共役生成手段ＣＣ、乗算器
３０1〜３０n，３１1〜３１n、およびハイパスフィルタ
ＨＰＦ1〜ＨＰＦnから構成される。
て、ここで、出力信号ｘ1(i)〜ｘn(i)から所望信号成分
が除去され、出力信号ｘ1'(i)〜ｘn'(i)が生成される。
図４は所望信号除去手段ＤＳＣのブロック図である。同
図に示すように所望信号除去手段ＤＳＣは、所望信号検
波手段ＤＳＣ−ＤＥＴ、複素共役生成手段ＣＣ、乗算器
３０1〜３０n，３１1〜３１n、およびハイパスフィルタ
ＨＰＦ1〜ＨＰＦnから構成される。
【００１４】所望信号検波手段ＤＳＣ−ＤＥＴは所望信
号を判定する検波回路で構成される。複素共役生成手段
ＣＣは所望信号に複素共役処理を施し、複素共役所望信
号を生成する。なお、複素共役処理自体は周知であるか
ら、その具体的な構成については説明を省略する。ま
た、乗算器３０1〜３０nは、出力信号ｘ1〜ｘnを逆変調
し、そこに含まれている所望信号成分を低域周波数に変
換する手段として機能する。ハイパスフィルタＨＰＦ1
〜ＨＰＦnは、低域周波数に変換された所望信号成分を
十分除去できるカットオフ周波数を有する。乗算器３１
1〜３１nは、ハイパスフィルタＨＰＦ1〜ＨＰＦnの各出
力信号を所望信号で再度変調するが、ハイパスフィルタ
ＨＰＦ1〜ＨＰＦnによって所望信号成分は除去されるか
ら、それらの出力信号ｘ1'(i)〜ｘn'(i)は干渉信号成分
のみを有する信号となる。
号を判定する検波回路で構成される。複素共役生成手段
ＣＣは所望信号に複素共役処理を施し、複素共役所望信
号を生成する。なお、複素共役処理自体は周知であるか
ら、その具体的な構成については説明を省略する。ま
た、乗算器３０1〜３０nは、出力信号ｘ1〜ｘnを逆変調
し、そこに含まれている所望信号成分を低域周波数に変
換する手段として機能する。ハイパスフィルタＨＰＦ1
〜ＨＰＦnは、低域周波数に変換された所望信号成分を
十分除去できるカットオフ周波数を有する。乗算器３１
1〜３１nは、ハイパスフィルタＨＰＦ1〜ＨＰＦnの各出
力信号を所望信号で再度変調するが、ハイパスフィルタ
ＨＰＦ1〜ＨＰＦnによって所望信号成分は除去されるか
ら、それらの出力信号ｘ1'(i)〜ｘn'(i)は干渉信号成分
のみを有する信号となる。
【００１５】次に、ＣＡＮは減算器によって構成される
干渉信号キャンセル手段であり、所望信号逆拡散手段Ｍ
Ｆ０の出力信号から干渉信号合成手段ＣＢＮの出力信号
を減算する。ところで、所望信号成分と干渉信号成分
（雑音）は、互いに独立であるから、所望信号逆拡散手
段ＭＦ０の出力電力は、これらの和になる。したがっ
て、干渉信号合成手段ＣＢＮの出力信号が干渉信号成分
のみであれば、干渉信号キャンセル手段ＣＡＮによっ
て、干渉信号成分が完全にキャンセルされる。
干渉信号キャンセル手段であり、所望信号逆拡散手段Ｍ
Ｆ０の出力信号から干渉信号合成手段ＣＢＮの出力信号
を減算する。ところで、所望信号成分と干渉信号成分
（雑音）は、互いに独立であるから、所望信号逆拡散手
段ＭＦ０の出力電力は、これらの和になる。したがっ
て、干渉信号合成手段ＣＢＮの出力信号が干渉信号成分
のみであれば、干渉信号キャンセル手段ＣＡＮによっ
て、干渉信号成分が完全にキャンセルされる。
【００１６】また、ＡＡは係数ベクトル生成手段であっ
て、出力信号ｘ1'(i)〜ｘn'(i)に基づいて干渉信号合成
手段ＣＢＮに用いられる係数ベクトルＷ(i)を生成す
る。ここで、所望信号逆拡散手段ＭＦ０の出力電力は所
望信号成分と干渉信号成分の和となるため、所望信号逆
拡散手段ＭＦ０の出力信号から干渉信号成分がキャンセ
ルされるように係数ベクトルＷを制御すると、干渉信号
キャンセル手段ＣＡＮの出力電力は最小となる。一方、
干渉信号キャンセル手段ＣＡＮの出力電力が最小となる
ように係数ベクトルＷ(i)を制御すれば、干渉信号成分
をキャンセルすることができる。このため、係数ベクト
ル生成手段ＡＡは、適応アルゴリズムを用いて、干渉信
号キャンセル手段ＣＡＮの出力電力が最小となるように
係数ベクトルＷ(i)を生成する。最小化アルゴリズムに
は、例えば、ＬＭＳアルゴリズムやＲＬＳアルゴリズム
を用いる。また、ＤＥＴは検波手段であり、これにより
干渉信号キャンセル手段ＣＡＮの出力信号が検波され所
望信号が生成される。
て、出力信号ｘ1'(i)〜ｘn'(i)に基づいて干渉信号合成
手段ＣＢＮに用いられる係数ベクトルＷ(i)を生成す
る。ここで、所望信号逆拡散手段ＭＦ０の出力電力は所
望信号成分と干渉信号成分の和となるため、所望信号逆
拡散手段ＭＦ０の出力信号から干渉信号成分がキャンセ
ルされるように係数ベクトルＷを制御すると、干渉信号
キャンセル手段ＣＡＮの出力電力は最小となる。一方、
干渉信号キャンセル手段ＣＡＮの出力電力が最小となる
ように係数ベクトルＷ(i)を制御すれば、干渉信号成分
をキャンセルすることができる。このため、係数ベクト
ル生成手段ＡＡは、適応アルゴリズムを用いて、干渉信
号キャンセル手段ＣＡＮの出力電力が最小となるように
係数ベクトルＷ(i)を生成する。最小化アルゴリズムに
は、例えば、ＬＭＳアルゴリズムやＲＬＳアルゴリズム
を用いる。また、ＤＥＴは検波手段であり、これにより
干渉信号キャンセル手段ＣＡＮの出力信号が検波され所
望信号が生成される。
【００１７】２．実施形態の動作 以下、図面を参照してこの発明の実施形態の全体動作に
ついて説明する。この例では、受信信号ｒにおいて、シ
ンボル周期をＴ，チップ周期をＴCとし、時刻ｔ＝ｉＴ
＋ｊＴCにおける受信信号ｒのサンプル値をｒ(i,j)と表
わすこととする。この場合、受信信号ｒ(i,j)の実数部
分は、受信信号の同相成分の振幅、虚数部分は受信信号
の直交成分の振幅を各々指示する。
ついて説明する。この例では、受信信号ｒにおいて、シ
ンボル周期をＴ，チップ周期をＴCとし、時刻ｔ＝ｉＴ
＋ｊＴCにおける受信信号ｒのサンプル値をｒ(i,j)と表
わすこととする。この場合、受信信号ｒ(i,j)の実数部
分は、受信信号の同相成分の振幅、虚数部分は受信信号
の直交成分の振幅を各々指示する。
【００１８】図１において、まず、受信信号ｒ(i,j)は
所望信号逆拡散手段ＭＦ０に供給される。この所望信号
逆拡散手段ＭＦ０を構成する各係数器１１0〜１１m（図
２参照）の各タップ係数をｖ0(j)とおくと、所望信号逆
拡散手段ＭＦ０の出力信号ｘ0(i)は次式で与えられる。 ｘ0(i)＝Σjｒ(i,j)ｖ0(j) また、同様に、干渉信号逆拡散手段ＭＦＧを構成する第
ｋマッチドフィルタＭＦｋにおいて、その各タップ係数
をｖk(j)で表わすものとする。タップ係数ｖk(j)には、
上述したように所望信号の拡散符号と直交した符号が割
り当てられるから、干渉信号逆拡散手段ＭＦＧの出力信
号ｘ1(i)〜ｘn(i)は、干渉信号成分に対応したものとな
る。なお、干渉信号逆拡散手段ＭＦＧの出力信号をベク
トルＸT(i)で表わすと、この出力信号ベクトルＸT(i)は
次式で与えられる。但し、「T」は転置行列を指示する
記号である。 ＸT(i)＝［ｘ1(i)，ｘ2(i)，…，ｘn(i)］
所望信号逆拡散手段ＭＦ０に供給される。この所望信号
逆拡散手段ＭＦ０を構成する各係数器１１0〜１１m（図
２参照）の各タップ係数をｖ0(j)とおくと、所望信号逆
拡散手段ＭＦ０の出力信号ｘ0(i)は次式で与えられる。 ｘ0(i)＝Σjｒ(i,j)ｖ0(j) また、同様に、干渉信号逆拡散手段ＭＦＧを構成する第
ｋマッチドフィルタＭＦｋにおいて、その各タップ係数
をｖk(j)で表わすものとする。タップ係数ｖk(j)には、
上述したように所望信号の拡散符号と直交した符号が割
り当てられるから、干渉信号逆拡散手段ＭＦＧの出力信
号ｘ1(i)〜ｘn(i)は、干渉信号成分に対応したものとな
る。なお、干渉信号逆拡散手段ＭＦＧの出力信号をベク
トルＸT(i)で表わすと、この出力信号ベクトルＸT(i)は
次式で与えられる。但し、「T」は転置行列を指示する
記号である。 ＸT(i)＝［ｘ1(i)，ｘ2(i)，…，ｘn(i)］
【００１９】ここで、干渉信号合成手段ＣＢＮを構成す
る係数器２０1〜２０nの各タップ係数をｗ1(i)〜ｗn(i)
で表わし、これをベクトルＷT(i)で表わすと、係数ベク
トルＷT(i)は次式で与えられる。 ＷT(i)＝［ｗ1(i)，ｗ2(i)，…，ｗn(i)］ この場合、干渉信号合成手段ＣＢＮの出力信号、すなわ
ち、干渉信号成分はＷH(i)ＸT(i)となる。この出力信号
が干渉信号キャンセル手段ＣＡＮに供給されると、干渉
信号合成手段ＣＢＮにおいて、ｘ0(i)とＷH(i)ＸT(i)の
差分が算出され、ｘ0(i)−ＷH(i)ＸT(i)が検波手段ＤＥ
Ｔに入力される。一方、干渉信号除去手段ＤＳＣは、干
渉信号逆拡散手段ＭＦＧの出力信号ベクトルＸT(i)から
所望信号を除去する操作を行なう。
る係数器２０1〜２０nの各タップ係数をｗ1(i)〜ｗn(i)
で表わし、これをベクトルＷT(i)で表わすと、係数ベク
トルＷT(i)は次式で与えられる。 ＷT(i)＝［ｗ1(i)，ｗ2(i)，…，ｗn(i)］ この場合、干渉信号合成手段ＣＢＮの出力信号、すなわ
ち、干渉信号成分はＷH(i)ＸT(i)となる。この出力信号
が干渉信号キャンセル手段ＣＡＮに供給されると、干渉
信号合成手段ＣＢＮにおいて、ｘ0(i)とＷH(i)ＸT(i)の
差分が算出され、ｘ0(i)−ＷH(i)ＸT(i)が検波手段ＤＥ
Ｔに入力される。一方、干渉信号除去手段ＤＳＣは、干
渉信号逆拡散手段ＭＦＧの出力信号ベクトルＸT(i)から
所望信号を除去する操作を行なう。
【００２０】この動作について図４を参照しつつ説明す
る。いま、加入者０からｎまでに対応した各信号を複素
送信シンボルで表わした場合、それらのベクトルＳTを
次式で与えるものとする。 ＳT＝［ｓ0(i)，ｓ1(i)，…，ｓn(i)］ なお、この例にあっては、ｓ0(i)が所望信号の複素送信
シンボルに対応するものである。このベクトルＳとｎ行
×ｎ＋１列の行列Ｒを用いると、干渉信号逆拡散手段Ｍ
ＦＧの出力信号ベクトルＸ(i)は、Ｘ(i)＝ＲＳと表わす
ことができる。この行列Ｒは干渉信号逆拡散手段ＭＦＧ
のタップ係数と各信号の拡散符号および各拡散符号の位
相差から定まる。特に各拡散符号に位相差がない場合、
行列Ｒの各要素（Ｒ）klは次式で与えられる。但し、ｕ
l(j)は、各信号の拡散符号に対応する。 （Ｒ）kl＝Σjｖk(j)ｕl(j)。 こうして生成された出力信号ベクトルＸ(i)が乗算器３
０1〜３０nに供給される。
る。いま、加入者０からｎまでに対応した各信号を複素
送信シンボルで表わした場合、それらのベクトルＳTを
次式で与えるものとする。 ＳT＝［ｓ0(i)，ｓ1(i)，…，ｓn(i)］ なお、この例にあっては、ｓ0(i)が所望信号の複素送信
シンボルに対応するものである。このベクトルＳとｎ行
×ｎ＋１列の行列Ｒを用いると、干渉信号逆拡散手段Ｍ
ＦＧの出力信号ベクトルＸ(i)は、Ｘ(i)＝ＲＳと表わす
ことができる。この行列Ｒは干渉信号逆拡散手段ＭＦＧ
のタップ係数と各信号の拡散符号および各拡散符号の位
相差から定まる。特に各拡散符号に位相差がない場合、
行列Ｒの各要素（Ｒ）klは次式で与えられる。但し、ｕ
l(j)は、各信号の拡散符号に対応する。 （Ｒ）kl＝Σjｖk(j)ｕl(j)。 こうして生成された出力信号ベクトルＸ(i)が乗算器３
０1〜３０nに供給される。
【００２１】一方、干渉信号キャンセル手段ＣＡＮの出
力信号が、所望信号検波手段ＤＳＣ−ＤＥＴに供給され
ると、そこで判定が行なわれ、所望信号が生成される。
さて、この所望信号の複素送信シンボル判定値をｑ0(i)
で表わし、複素共役を記号＊で表わすものとすれば、複
素共役生成手段ＣＣの出力信号はｑ0 *(i)となる。これ
が、各乗算器３０1〜３０nに供給され、出力信号ベクト
ルＸ(i)と乗積される。この乗積結果は次式で与えられ
る。 ｑ0 *(i)Ｘ(i)＝ｑ0 *(i)ＲＳ＝ＲＳ' 但し、Ｓ'T＝［ｓ0(i)ｑ0 *(i)，ｓ1(i)ｑ0 *(i)…，ｓ
n(i)ｑ0 *(i)］である。
力信号が、所望信号検波手段ＤＳＣ−ＤＥＴに供給され
ると、そこで判定が行なわれ、所望信号が生成される。
さて、この所望信号の複素送信シンボル判定値をｑ0(i)
で表わし、複素共役を記号＊で表わすものとすれば、複
素共役生成手段ＣＣの出力信号はｑ0 *(i)となる。これ
が、各乗算器３０1〜３０nに供給され、出力信号ベクト
ルＸ(i)と乗積される。この乗積結果は次式で与えられ
る。 ｑ0 *(i)Ｘ(i)＝ｑ0 *(i)ＲＳ＝ＲＳ' 但し、Ｓ'T＝［ｓ0(i)ｑ0 *(i)，ｓ1(i)ｑ0 *(i)…，ｓ
n(i)ｑ0 *(i)］である。
【００２２】この操作によって、出力信号ベクトルＸ
(i)に逆変調が施されると、 所望信号成分ｓ0(i)ｑ
0 *(i)はシンボルレートに比べて低い周波数に電力が集
中する。ここで、所望信号が正しく判定されており、ま
た、送信信号が単位円上にあるとすれば、 Ｓ'T＝［１，ｓ1(i)ｑ0 *(i)，…，ｓn(i)ｑ0 *(i)］ となる。この場合、ｓ1(i)ｑ0 *(i)，…，ｓn(i)ｑ0 *(i)
の各成分は、送信シンボル系列が異なるのでランダムプ
ロセスとなり、一定値とはならない。こうして生成され
た乗算器３０1〜３０nの各出力信号ＲＳ'が、ハイパス
フィルタＨＦＰ1〜ＨＦＰnに供給されると、そこで低域
周波数に逆変調され一定値となった所望信号成分が除去
される。このため、ハイパスフィルタＨＦＰ1〜ＨＦＰn
の出力信号をＲＳ''で表わすと、Ｓ''T＝［０，ｓ1(i)
ｑ0 *(i)，…，ｓn(i)ｑ0 *(i)］となる。
(i)に逆変調が施されると、 所望信号成分ｓ0(i)ｑ
0 *(i)はシンボルレートに比べて低い周波数に電力が集
中する。ここで、所望信号が正しく判定されており、ま
た、送信信号が単位円上にあるとすれば、 Ｓ'T＝［１，ｓ1(i)ｑ0 *(i)，…，ｓn(i)ｑ0 *(i)］ となる。この場合、ｓ1(i)ｑ0 *(i)，…，ｓn(i)ｑ0 *(i)
の各成分は、送信シンボル系列が異なるのでランダムプ
ロセスとなり、一定値とはならない。こうして生成され
た乗算器３０1〜３０nの各出力信号ＲＳ'が、ハイパス
フィルタＨＦＰ1〜ＨＦＰnに供給されると、そこで低域
周波数に逆変調され一定値となった所望信号成分が除去
される。このため、ハイパスフィルタＨＦＰ1〜ＨＦＰn
の出力信号をＲＳ''で表わすと、Ｓ''T＝［０，ｓ1(i)
ｑ0 *(i)，…，ｓn(i)ｑ0 *(i)］となる。
【００２３】次に、乗算器３１1〜３１nにおいて、出力
信号ＲＳ''と所望信号ｑ0(i)の乗積が行なわれ、これに
より出力信号ＲＳ''に再度変調が施される。乗算器３１
1〜３１nの出力信号ベクトルＸ'(i)をＲＳ'''で表わす
ならば、Ｘ'(i)＝ＲＳ'''＝ｑ0(i)ＲＳ''となる。ここ
で、Ｓ'''Tは次式で与えられる。 Ｓ'''T＝［０，ｓ1(i)ｑ0 *(i)ｑ0(i)，…，ｓn(i)ｑ0 *(i)ｑ0(i)］ ＝［０，ｓ1(i)，…，ｓn(i)］ ところで、上述したように干渉信号逆拡散手段ＭＦＧの
出力信号ベクトルＸ(i)は、Ｘ(i)＝ＲＳであり、また、
ＳT＝［ｓ0(i)，ｓ1(i)，…，ｓn(i)］であった。ここ
で、Ｓ'''TとＳTを比較すると、Ｓ'''Tではｓ0(i)が０
となっていることが判る。このことは、出力信号ベクト
ルＸ'(i)が、出力信号ベクトルＸ(i)から所望信号成分
を除去したものとなっていることを意味する。
信号ＲＳ''と所望信号ｑ0(i)の乗積が行なわれ、これに
より出力信号ＲＳ''に再度変調が施される。乗算器３１
1〜３１nの出力信号ベクトルＸ'(i)をＲＳ'''で表わす
ならば、Ｘ'(i)＝ＲＳ'''＝ｑ0(i)ＲＳ''となる。ここ
で、Ｓ'''Tは次式で与えられる。 Ｓ'''T＝［０，ｓ1(i)ｑ0 *(i)ｑ0(i)，…，ｓn(i)ｑ0 *(i)ｑ0(i)］ ＝［０，ｓ1(i)，…，ｓn(i)］ ところで、上述したように干渉信号逆拡散手段ＭＦＧの
出力信号ベクトルＸ(i)は、Ｘ(i)＝ＲＳであり、また、
ＳT＝［ｓ0(i)，ｓ1(i)，…，ｓn(i)］であった。ここ
で、Ｓ'''TとＳTを比較すると、Ｓ'''Tではｓ0(i)が０
となっていることが判る。このことは、出力信号ベクト
ルＸ'(i)が、出力信号ベクトルＸ(i)から所望信号成分
を除去したものとなっていることを意味する。
【００２４】この後、図１に示す係数ベクトル生成手段
ＡＡは、出力信号ベクトルＸ'(i)に基づいて、干渉信号
キャンセル手段ＣＡＮの出力電力が最小となるように係
数ベクトルＷ(i)を求める。以下、適応アルゴリズムに
ＬＭＳアルゴリズムを用いた場合を説明する。干渉信号
キャンセル手段ＣＡＮの出力信号は、上述したようにｙ
(i)＝ｘ0(i)−ＷH(i)ＸT(i)となる。ＬＭＳアルゴリズ
ムのステップサイズをμとおくと、次式で与えられる更
新式によって、係数ベクトルＷ(i)が算出される。 Ｗ(i+1)=Ｗ(i)+μＸ'(i)ｙ＊（ｉ）
ＡＡは、出力信号ベクトルＸ'(i)に基づいて、干渉信号
キャンセル手段ＣＡＮの出力電力が最小となるように係
数ベクトルＷ(i)を求める。以下、適応アルゴリズムに
ＬＭＳアルゴリズムを用いた場合を説明する。干渉信号
キャンセル手段ＣＡＮの出力信号は、上述したようにｙ
(i)＝ｘ0(i)−ＷH(i)ＸT(i)となる。ＬＭＳアルゴリズ
ムのステップサイズをμとおくと、次式で与えられる更
新式によって、係数ベクトルＷ(i)が算出される。 Ｗ(i+1)=Ｗ(i)+μＸ'(i)ｙ＊（ｉ）
【００２５】以上説明したように本実施形態にあって
は、所望信号除去手段ＤＳＣによって干渉信号逆拡散手
段ＭＦＧの各出力信号から所望信号成分を除去し、それ
らに基づいて係数ベクトルＷ（ｉ）を生成したので、干
渉信号合成手段ＣＢＮの出力信号には所望信号成分が含
まれない。このため、干渉信号キャンセル手段ＣＡＮに
よって、干渉信号成分を確実にキャンセルすることがで
きる。また、干渉信号キャンセル手段ＣＡＮによって所
望信号成分がキャンセルされることがないので、干渉信
号キャンセル手段ＣＡＮの出力電力を最小化するように
適応制御を行なっても、干渉信号キャンセル手段ＣＡＮ
の出力電力を一定値に維持することができ、制御システ
ムの安定性を向上することができる。
は、所望信号除去手段ＤＳＣによって干渉信号逆拡散手
段ＭＦＧの各出力信号から所望信号成分を除去し、それ
らに基づいて係数ベクトルＷ（ｉ）を生成したので、干
渉信号合成手段ＣＢＮの出力信号には所望信号成分が含
まれない。このため、干渉信号キャンセル手段ＣＡＮに
よって、干渉信号成分を確実にキャンセルすることがで
きる。また、干渉信号キャンセル手段ＣＡＮによって所
望信号成分がキャンセルされることがないので、干渉信
号キャンセル手段ＣＡＮの出力電力を最小化するように
適応制御を行なっても、干渉信号キャンセル手段ＣＡＮ
の出力電力を一定値に維持することができ、制御システ
ムの安定性を向上することができる。
【００２６】３．変形例 本発明は上述した実施形態に限定されるものでなく、例
えば以下のように種々の変形が可能である。 上記実施形態において、所望信号検波手段ＤＳＣ−Ｄ
ＥＴ（図４参照）の替わりに検波手段ＤＥＴを用いても
良い。この場合には検波手段ＤＥＴの出力信号を複素共
役生成手段ＣＣと乗算器３１1〜３１nに直接供給すれば
良い。
えば以下のように種々の変形が可能である。 上記実施形態において、所望信号検波手段ＤＳＣ−Ｄ
ＥＴ（図４参照）の替わりに検波手段ＤＥＴを用いても
良い。この場合には検波手段ＤＥＴの出力信号を複素共
役生成手段ＣＣと乗算器３１1〜３１nに直接供給すれば
良い。
【００２７】上記実施形態は、ＤＳ／ＣＤＭＡ方式に
用いられる適応干渉キャンセラを一例として説明した
が、本発明はこれに限定されるものではなく、拡散符号
を用いた他の通信方式における適応干渉キャンセラに適
用しても良いことは勿論である。
用いられる適応干渉キャンセラを一例として説明した
が、本発明はこれに限定されるものではなく、拡散符号
を用いた他の通信方式における適応干渉キャンセラに適
用しても良いことは勿論である。
【００２８】
【発明の効果】以上説明したように、本発明に係わる発
明特定事項によれば、干渉信号逆拡散手段の出力信号に
含まれる干渉信号成分を確実に除去できるため、所望信
号成分のＳ／Ｎを改善することができ、また、動作の安
定性を向上することができる。
明特定事項によれば、干渉信号逆拡散手段の出力信号に
含まれる干渉信号成分を確実に除去できるため、所望信
号成分のＳ／Ｎを改善することができ、また、動作の安
定性を向上することができる。
【図１】 本発明の一実施形態に係わる適応干渉キャン
セラのブロック図である。
セラのブロック図である。
【図２】 同実施形態に用いられる所望信号拡散手段の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図３】 同実施形態に用いられる干渉信号合成手段の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図４】 同実施形態に用いられる所望信号除去手段の
ブロック図である。
ブロック図である。
ｒ 入力信号 ＭＦ０ 所望信号逆拡散手段 ＭＦＧ 干渉信号逆拡散手段 ＤＳＣ 所望信号除去手段 ＡＡ 合成係数生成手段 ＣＢＮ 干渉信号合成手段 ＣＡＮ 干渉信号キャンセル手段 ＤＳＣ−ＤＥＴ 所望信号検波手段 ＣＣ 共役複素生成手段 ３０1〜３０n 乗算器（第１の乗算手段） ３１1〜３１n 乗算器（第２の乗算手段） ＨＰＦ1〜ＨＰＦn ハイパスフィルタ（高域通過フィル
タ）
タ）
フロントページの続き (72)発明者 鈴木 博 東京都港区虎ノ門二丁目10番１号 エ ヌ・ティ・ティ移動通信網株式会社内 (72)発明者 吉田 進 京都府宇治市木幡北畠10−７ (72)発明者 村田 英一 大阪府枚方市禁野本町２丁目11 枚方合 同宿舎1022 (72)発明者 榎本 和宏 京都府京都市右京区太秦上刑部町16−５ (56)参考文献 特開 平７−303092（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−264111（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−7542（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−56213（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−335898（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04B 1/707
Claims (3)
- 【請求項１】 入力信号から干渉信号成分を除去するキ
ャンセラにおいて、 所望信号の拡散符号に基づいて、入力信号を逆拡散する
所望信号逆拡散手段と、 前記所望信号の拡散符号と直交した各拡散符号に基づい
て、入力信号を各々逆拡散する干渉信号逆拡散手段と、 前記干渉信号逆拡散手段の各出力から所望信号成分を除
去する所望信号除去手段と、 前記所望信号除去手段の各出力に基づいて、合成係数を
生成する合成係数生成手段と、 前記合成係数に基づいて、前記干渉信号逆拡散手段の各
出力を合成する干渉信号合成手段と、 前記所望信号逆拡散手段の出力と前記干渉信号合成手段
の出力の差分を算出する干渉信号キャンセル手段とを備
えたことを特徴とする適応干渉キャンセラ。 - 【請求項２】 前記合成係数生成手段は、前記干渉信号
キャンセル手段の出力電力が最小となるように、前記合
成係数を適応的に生成することを特徴とする請求項１に
記載の適応干渉キャンセラ。 - 【請求項３】 前記所望信号除去手段は、 前記所望信号逆拡散手段の出力を検波して所望信号を生
成する所望信号検波手段と、 前記所望信号に基づいて、その共役複素所望信号を生成
する共役複素生成手段と、 前記干渉信号逆拡散手段の各出力と共役複素所望信号を
各々乗算する第１の乗算手段と、 前記第１の乗算手段の各出力から低域周波数成分を除去
する各高域通過フィルタと、 前記各高域通過フィルタの出力と前記所望信号を乗算す
る第２の乗算手段とを備えたことを特徴とする請求項１
または２に記載の適応干渉キャンセラ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2700896A JP2912866B2 (ja) | 1996-02-14 | 1996-02-14 | 適応干渉キャンセラ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2700896A JP2912866B2 (ja) | 1996-02-14 | 1996-02-14 | 適応干渉キャンセラ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09223978A JPH09223978A (ja) | 1997-08-26 |
| JP2912866B2 true JP2912866B2 (ja) | 1999-06-28 |
Family
ID=12209092
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2700896A Expired - Fee Related JP2912866B2 (ja) | 1996-02-14 | 1996-02-14 | 適応干渉キャンセラ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2912866B2 (ja) |
-
1996
- 1996-02-14 JP JP2700896A patent/JP2912866B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH09223978A (ja) | 1997-08-26 |
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