JP2906483B2 - ディジタル音声データの高能率符号化方法及びディジタル音声データの復号化装置 - Google Patents
ディジタル音声データの高能率符号化方法及びディジタル音声データの復号化装置Info
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- JP2906483B2 JP2906483B2 JP1278207A JP27820789A JP2906483B2 JP 2906483 B2 JP2906483 B2 JP 2906483B2 JP 1278207 A JP1278207 A JP 1278207A JP 27820789 A JP27820789 A JP 27820789A JP 2906483 B2 JP2906483 B2 JP 2906483B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、入力ディジタル音声データを帯域分割して
符号化するディジタル音声データの高能率符号化方法、
及び符号化されたデータを復号化するディジタル音声デ
ータの復号化装置に関するものである。
符号化するディジタル音声データの高能率符号化方法、
及び符号化されたデータを復号化するディジタル音声デ
ータの復号化装置に関するものである。
本発明は、入力ディジタルデータを高域程帯域幅が広
くなるように複数の帯域に分割し、帯域毎に複数のサン
プルからなるブロックを形成し、各ブロック毎に直交変
換を行い係数データを得るようにしたものであり、ま
た、直交変換のブロックは各帯域とも同数のサンプルデ
ータよりなることにより、入力ディジタルデータを高分
解能で符号化することができるディジタルデータの高能
率符号化装置を提供するものである。
くなるように複数の帯域に分割し、帯域毎に複数のサン
プルからなるブロックを形成し、各ブロック毎に直交変
換を行い係数データを得るようにしたものであり、ま
た、直交変換のブロックは各帯域とも同数のサンプルデ
ータよりなることにより、入力ディジタルデータを高分
解能で符号化することができるディジタルデータの高能
率符号化装置を提供するものである。
オーディオ，音声等の信号の高能率符号化において
は、オーディオ，音声等の入力信号を時間軸又は周波数
軸で複数のチャンネルに分割すると共に、各チャンネル
毎のビット数を適応的に割当てるビットアロケーシヨン
（ビット割当て）による符号化技術がある。例えば、オ
ーディオ信号等の上記ビット割当てによる符号化技術に
は、時間軸上のオーディオ信号等を複数の周波数帯域に
分割して符号化する帯域分割符号化（サブ・バンド・コ
ーディング:SBC）や、時間軸の信号を周波数軸上の信号
に変換（直交変換）して複数の周波数帯域に分割し各帯
域毎で適応的に符号化するいわゆる適応変換符号化（AT
C）、或いは、上記SBCといわゆる適応予測符号化（AP
C）とを組み合わせ、時間軸の信号を帯域分割して各帯
域信号をベースバンド（低域）に変換した後複数次の線
形予測分析を行って予測符号化するいわゆる適応ビット
割当て（APC-AB）等が挙げられる。
は、オーディオ，音声等の入力信号を時間軸又は周波数
軸で複数のチャンネルに分割すると共に、各チャンネル
毎のビット数を適応的に割当てるビットアロケーシヨン
（ビット割当て）による符号化技術がある。例えば、オ
ーディオ信号等の上記ビット割当てによる符号化技術に
は、時間軸上のオーディオ信号等を複数の周波数帯域に
分割して符号化する帯域分割符号化（サブ・バンド・コ
ーディング:SBC）や、時間軸の信号を周波数軸上の信号
に変換（直交変換）して複数の周波数帯域に分割し各帯
域毎で適応的に符号化するいわゆる適応変換符号化（AT
C）、或いは、上記SBCといわゆる適応予測符号化（AP
C）とを組み合わせ、時間軸の信号を帯域分割して各帯
域信号をベースバンド（低域）に変換した後複数次の線
形予測分析を行って予測符号化するいわゆる適応ビット
割当て（APC-AB）等が挙げられる。
これらの各種符号化技術の内の例えば上記適応変換符
号化においては、時間軸上のオーディオ信号等を、所定
の時間ブロック毎に高速フーリエ変換（FFT）或いは離
散的余弦変換（DCT）等の直交変換によって、時間軸に
直交する軸（周波数軸）に変換し、その後複数の帯域に
分割して、これら分割された各帯域のFFT係数,DCT係数
等を適応的なビット割当てによって量子化（再量子化）
している。また、この適応変換符号化では、例えば、単
位時間ブロック内の信号にフーリエ変換処理を施すと、
上記FFT係数,DCT係数等が周波数軸上に等間隔で得ら
れ、低域側と高域側とで同じ周波数分解能となってい
る。
号化においては、時間軸上のオーディオ信号等を、所定
の時間ブロック毎に高速フーリエ変換（FFT）或いは離
散的余弦変換（DCT）等の直交変換によって、時間軸に
直交する軸（周波数軸）に変換し、その後複数の帯域に
分割して、これら分割された各帯域のFFT係数,DCT係数
等を適応的なビット割当てによって量子化（再量子化）
している。また、この適応変換符号化では、例えば、単
位時間ブロック内の信号にフーリエ変換処理を施すと、
上記FFT係数,DCT係数等が周波数軸上に等間隔で得ら
れ、低域側と高域側とで同じ周波数分解能となってい
る。
ここで、上記適応変換符号化のフーリエ変換される単
位時間ブロック長を長くした場合、その単位時間ブロッ
ク内で信号の状態が大きく変化してしまうような場合が
発生する虞れがある。例えば、第５図に示すように、単
位時間ブロックＢ内の信号が定常状態でなく、該単位時
間ブロックＢの前半部が無信号で後半部に信号（エネル
ギ）が偏っているような信号となる場合がある。このよ
うな時に、該単位時間ブロックＢのオーディオ信号を例
えば高速フーリエ変換した後、逆高速フーリエ変換する
ことで得られる信号は第６図に示すような信号となる。
すなわち、この第６図においては、高速フーリエ変換処
理を行うことにより、単位時間ブロックＢの後半部の信
号によって、本来無信号であった前半部にノイズが目立
ってくるようになる。ここで、一般に音に対する人間の
聴覚特性には時間軸方向のマスキング（テンポラルマス
キング）効果すなわち大きな音の前後の小さな音はマス
クされて聞こえなくなるような効果が知られている。こ
の時、上記大きな音の後のマスキング効果は長時間続く
が、大きな音の前のマスキング効果は非常に短時間であ
る。したがって第６図のような場合には、フーリエ変換
される単位時間ブロック長を短くすることが必要となっ
てくる。すなわち時間分解能を上げることが必要にな
る。また、一般に低域信号では定常区間が長く、高域信
号では短いため、このようなことからも高域での時間分
解能を高める必要性がでてくる。
位時間ブロック長を長くした場合、その単位時間ブロッ
ク内で信号の状態が大きく変化してしまうような場合が
発生する虞れがある。例えば、第５図に示すように、単
位時間ブロックＢ内の信号が定常状態でなく、該単位時
間ブロックＢの前半部が無信号で後半部に信号（エネル
ギ）が偏っているような信号となる場合がある。このよ
うな時に、該単位時間ブロックＢのオーディオ信号を例
えば高速フーリエ変換した後、逆高速フーリエ変換する
ことで得られる信号は第６図に示すような信号となる。
すなわち、この第６図においては、高速フーリエ変換処
理を行うことにより、単位時間ブロックＢの後半部の信
号によって、本来無信号であった前半部にノイズが目立
ってくるようになる。ここで、一般に音に対する人間の
聴覚特性には時間軸方向のマスキング（テンポラルマス
キング）効果すなわち大きな音の前後の小さな音はマス
クされて聞こえなくなるような効果が知られている。こ
の時、上記大きな音の後のマスキング効果は長時間続く
が、大きな音の前のマスキング効果は非常に短時間であ
る。したがって第６図のような場合には、フーリエ変換
される単位時間ブロック長を短くすることが必要となっ
てくる。すなわち時間分解能を上げることが必要にな
る。また、一般に低域信号では定常区間が長く、高域信
号では短いため、このようなことからも高域での時間分
解能を高める必要性がでてくる。
このようにフーリエ変換される単位時間ブロック長を
短くすることは、フーリエ変換による周波数分解能を下
げることになる。しかし、人間の聴覚の周波数分析能力
（周波数分解能）は、高域ではさほど高くないが低域で
は高いものであるため、この低域でのフーリエ変換によ
る周波数分解能を確保する必要性から、現実には当該単
位時間ブロック長をあまり短くすることはできない。
短くすることは、フーリエ変換による周波数分解能を下
げることになる。しかし、人間の聴覚の周波数分析能力
（周波数分解能）は、高域ではさほど高くないが低域で
は高いものであるため、この低域でのフーリエ変換によ
る周波数分解能を確保する必要性から、現実には当該単
位時間ブロック長をあまり短くすることはできない。
そこで、本発明は、上述のような実情に鑑みて提案さ
れたものであり、低域では高い周波数分解能が得られ、
かつ、定常状態の短い高域では高い時間分解能を得るこ
とができる入力ディジタル音声データを帯域分割して符
号化するディジタル音声データの高能率符号化方法、及
び符号化されたデータを復号化するディジタル音声デー
タの復号化装置を提供することを目的とするものであ
る。
れたものであり、低域では高い周波数分解能が得られ、
かつ、定常状態の短い高域では高い時間分解能を得るこ
とができる入力ディジタル音声データを帯域分割して符
号化するディジタル音声データの高能率符号化方法、及
び符号化されたデータを復号化するディジタル音声デー
タの復号化装置を提供することを目的とするものであ
る。
［課題を解決するための手段］ 本発明に係るディジタル音声データの高能率符号化方
法は、上述の課題を解決するために、入力ディジタル音
声データをフィルタにより複数の帯域に分割して、それ
ぞれの帯域毎に直交変換を施す高能率符号化方法におい
て、入力ディジタル音声データを高域が低域に比べて広
い帯域幅を有する複数の帯域に分割し、かつ、分割され
た帯域毎に複数のサンプルからなり低域ほど時間軸上の
ブロック長が長くなるようなブロックを形成し、各帯域
のブロック毎に直交変換を行い係数データを得、得られ
た係数データを量子化することを特徴としている。
法は、上述の課題を解決するために、入力ディジタル音
声データをフィルタにより複数の帯域に分割して、それ
ぞれの帯域毎に直交変換を施す高能率符号化方法におい
て、入力ディジタル音声データを高域が低域に比べて広
い帯域幅を有する複数の帯域に分割し、かつ、分割され
た帯域毎に複数のサンプルからなり低域ほど時間軸上の
ブロック長が長くなるようなブロックを形成し、各帯域
のブロック毎に直交変換を行い係数データを得、得られ
た係数データを量子化することを特徴としている。
ここで、上記直交変換が行われるブロックは、各帯域
とも同数のサンプルデータよりなることが好ましい。
とも同数のサンプルデータよりなることが好ましい。
また、本発明に係るディジタル音声データの復号化装
置は、上述の課題を解決するために、入力ディジタル音
声データを高域が低域に比べて広い帯域幅を有する複数
の帯域に分割された帯域毎に複数のサンプルからなり低
域ほど時間軸上のブロック長が長くなるようなブロック
が形成され、各帯域のブロック毎に直交変換を行って得
られた係数データが量子化されて供給されるディジタル
音声データの復号化装置であって、供給された量子化デ
ータを上記各ブロック毎に逆量子化して上記係数データ
を復元する情報発生手段と、復元された上記各ブロック
の係数データをそれぞれ逆直交変換する逆直交変換手段
と、逆直交変換されたデータを合成する合成手段とを有
することを特徴としている。
置は、上述の課題を解決するために、入力ディジタル音
声データを高域が低域に比べて広い帯域幅を有する複数
の帯域に分割された帯域毎に複数のサンプルからなり低
域ほど時間軸上のブロック長が長くなるようなブロック
が形成され、各帯域のブロック毎に直交変換を行って得
られた係数データが量子化されて供給されるディジタル
音声データの復号化装置であって、供給された量子化デ
ータを上記各ブロック毎に逆量子化して上記係数データ
を復元する情報発生手段と、復元された上記各ブロック
の係数データをそれぞれ逆直交変換する逆直交変換手段
と、逆直交変換されたデータを合成する合成手段とを有
することを特徴としている。
［作用］ 本発明によれば、帯域分割されたデータを直交変換す
ることで、全帯域における周波数分解能を高めることが
できるようになる。また、各帯域で同数のサンプルを直
交変換するため、低域の周波数分解能が高くなる。
ることで、全帯域における周波数分解能を高めることが
できるようになる。また、各帯域で同数のサンプルを直
交変換するため、低域の周波数分解能が高くなる。
以下、本発明を適用した実施例について図面を参照し
ながら説明する。
ながら説明する。
第１図に実施例のディジタル音声データの高能率符号
化方法が適用された高能率符号化装置の概略構成例を示
す。
化方法が適用された高能率符号化装置の概略構成例を示
す。
第１図において、本実施例のディジタルデータの高能
率符号化装置は、周波数分割用のフィルタとして例えば
QMF（quadrature mirror filter）等のミラーフィルタ
で構成されたフィルタバンク４と、例えば高速フーリエ
変換等の直交変換（時間軸を周波数軸に変換）を行う直
交変換回路51〜55と、各周波数帯域毎の割当てビット数
を決定する割当てビット数決定回路６とで構成されてい
る。
率符号化装置は、周波数分割用のフィルタとして例えば
QMF（quadrature mirror filter）等のミラーフィルタ
で構成されたフィルタバンク４と、例えば高速フーリエ
変換等の直交変換（時間軸を周波数軸に変換）を行う直
交変換回路51〜55と、各周波数帯域毎の割当てビット数
を決定する割当てビット数決定回路６とで構成されてい
る。
ここで、本実施例装置の入力端子１には、例えば、オ
ーディオ信号がサンプリング周波数fs＝32kHzでサンプ
リングされた０〜16kHzの入力ディジタルデータが供給
されており、この入力ディジタルデータがフィルタバン
ク４に送られる。該フィルタバンク４は、上記入力ディ
ジタルデータを高域程帯域幅が広くなるように複数（ｎ
個、本実施例ではｎ＝５としている）の帯域に分割して
おり、高域程帯域幅が広くなるように分割されている。
例えば０〜1kHz（CH1）,1〜2kHz（CH2）,2〜4kHz（CH
3）,4〜8kHz（CH4）,8〜16kHz（CH5）のように大まかに
５チャンネル（CH）に分割している。このような高域程
帯域幅が広くなるような分割は、いわゆる臨界帯域幅
（クリティカルバンド）と同様に人間の聴覚特性を考慮
した分割手法である。このクリティカルバンドとは、人
間の聴覚特性を考慮したものであり、ある純音の高さを
含む同じ強さの狭帯域バンドノイズによって、当該純音
がマスクされるとき、そのノイズのもつ帯域を言うもの
であり、高域程その帯域幅が広くなっているものであ
る。更に、直交変換回路51〜55によって、該分割された
５チャンネルの各チャンネル毎に複数のサンプルからな
るブロックすなわち単位時間ブロックを形成し、各チャ
ンネルの単位時間ブロック毎に直交変換（例えば高速フ
ーリエ変換等）を行い、該直交変換による係数データ
（例えば高速フーリエ変換のFFT係数データ）を得るよ
うにしている。この各チャンネルの係数データが上記割
当てビット数決定回路６に送られ、当該割当てビット数
決定回路６で各チャンネル毎の割当てビット数情報が形
成されると共に、上記各チャンネルの係数データの量子
化が行われる。このエンコード出力が出力端子２から出
力され、上記割当てビット数情報が出力端子３から出力
されるようになっている。
ーディオ信号がサンプリング周波数fs＝32kHzでサンプ
リングされた０〜16kHzの入力ディジタルデータが供給
されており、この入力ディジタルデータがフィルタバン
ク４に送られる。該フィルタバンク４は、上記入力ディ
ジタルデータを高域程帯域幅が広くなるように複数（ｎ
個、本実施例ではｎ＝５としている）の帯域に分割して
おり、高域程帯域幅が広くなるように分割されている。
例えば０〜1kHz（CH1）,1〜2kHz（CH2）,2〜4kHz（CH
3）,4〜8kHz（CH4）,8〜16kHz（CH5）のように大まかに
５チャンネル（CH）に分割している。このような高域程
帯域幅が広くなるような分割は、いわゆる臨界帯域幅
（クリティカルバンド）と同様に人間の聴覚特性を考慮
した分割手法である。このクリティカルバンドとは、人
間の聴覚特性を考慮したものであり、ある純音の高さを
含む同じ強さの狭帯域バンドノイズによって、当該純音
がマスクされるとき、そのノイズのもつ帯域を言うもの
であり、高域程その帯域幅が広くなっているものであ
る。更に、直交変換回路51〜55によって、該分割された
５チャンネルの各チャンネル毎に複数のサンプルからな
るブロックすなわち単位時間ブロックを形成し、各チャ
ンネルの単位時間ブロック毎に直交変換（例えば高速フ
ーリエ変換等）を行い、該直交変換による係数データ
（例えば高速フーリエ変換のFFT係数データ）を得るよ
うにしている。この各チャンネルの係数データが上記割
当てビット数決定回路６に送られ、当該割当てビット数
決定回路６で各チャンネル毎の割当てビット数情報が形
成されると共に、上記各チャンネルの係数データの量子
化が行われる。このエンコード出力が出力端子２から出
力され、上記割当てビット数情報が出力端子３から出力
されるようになっている。
すなわち、上述のように、高域程バンド幅の広いチャ
ンネルのデータから上記単位時間ブロックを構成するこ
とにより、バンド幅の狭い低域チャンネルでは単位時間
ブロック内のサンプル数が少なく、バンド幅の広い高域
チャンネルでは多くなる。換言すれば、低域のチャンネ
ルでは周波数分解能が低く、高域では高くなる。この
時、各チャンネル毎の各単位時間ブロックを直交変換す
ることで、全帯域のチャンネルで該直交変換による係数
データが周波数軸上に等間隔で得られ、低域側と高域側
とで同じ高い周波数分解能を得ることができる。
ンネルのデータから上記単位時間ブロックを構成するこ
とにより、バンド幅の狭い低域チャンネルでは単位時間
ブロック内のサンプル数が少なく、バンド幅の広い高域
チャンネルでは多くなる。換言すれば、低域のチャンネ
ルでは周波数分解能が低く、高域では高くなる。この
時、各チャンネル毎の各単位時間ブロックを直交変換す
ることで、全帯域のチャンネルで該直交変換による係数
データが周波数軸上に等間隔で得られ、低域側と高域側
とで同じ高い周波数分解能を得ることができる。
ところで、人間の聴覚特性を考慮すると、上記周波数
分解能は、低域では高くしなければならないが、高域で
はさほど高くする必要がない。このため、本発明実施例
においては、上記直交変換が行われる単位時間ブロック
は、各帯域（チャンネル）とも同数のサンプルデータよ
りなるものとしている。換言すれば、各チャンネル毎に
上記単位時間ブロックのブロック長が異なるものとされ
ており、低域のブロック長を長くし、高域のブロック長
を短くしている。すなわち、低域での周波数分解能を高
く保ち、高域の周波数分解能は必要以上に高くしていな
いと共に、高域の時間分解能を高くするようにしてい
る。
分解能は、低域では高くしなければならないが、高域で
はさほど高くする必要がない。このため、本発明実施例
においては、上記直交変換が行われる単位時間ブロック
は、各帯域（チャンネル）とも同数のサンプルデータよ
りなるものとしている。換言すれば、各チャンネル毎に
上記単位時間ブロックのブロック長が異なるものとされ
ており、低域のブロック長を長くし、高域のブロック長
を短くしている。すなわち、低域での周波数分解能を高
く保ち、高域の周波数分解能は必要以上に高くしていな
いと共に、高域の時間分解能を高くするようにしてい
る。
ここで、本実施例装置においては、第２図に示すよう
に、CH1〜CH5で同数のサンプルのブロックを直交変換す
ることにより、各チャンネルで同数の係数データ例えば
64pt（ポイント）の係数データが得られるようになる。
この場合、各チャンネルのブロック長は、例えば、CH1
で32ms、CH2で32ms、CH3で16ms、CH4で8ms、CH5で4msの
ようになる。更に、上記直交変換として例えば高速フー
リエ変換を行った場合の演算量は、上記第２図の例の場
合には、例えば、CH1及びCH2で64log264、CH3で64log26
4×２、CH4で64log264×４、CH5で64log264×８とな
る。また、全帯域での高速フーリエ変換の場合は、サン
プリング周波数fs＝32kHzとして、ブロック長32msで102
4ptの時、1024log21024＝1024×10となる。
に、CH1〜CH5で同数のサンプルのブロックを直交変換す
ることにより、各チャンネルで同数の係数データ例えば
64pt（ポイント）の係数データが得られるようになる。
この場合、各チャンネルのブロック長は、例えば、CH1
で32ms、CH2で32ms、CH3で16ms、CH4で8ms、CH5で4msの
ようになる。更に、上記直交変換として例えば高速フー
リエ変換を行った場合の演算量は、上記第２図の例の場
合には、例えば、CH1及びCH2で64log264、CH3で64log26
4×２、CH4で64log264×４、CH5で64log264×８とな
る。また、全帯域での高速フーリエ変換の場合は、サン
プリング周波数fs＝32kHzとして、ブロック長32msで102
4ptの時、1024log21024＝1024×10となる。
本実施例においては、上述のようにすることで、人間
の聴覚特性上重要な低域では高い周波数分解能が得ら
れ、同時に、第５図のような高い周波数成分の多い過渡
的な信号で必要な高い時間分解能を満足することができ
るようになる。更に、本実施例においては、フィルタバ
ンク、直交変換回路等は従来より用いられているものを
使用できるため、安価で簡単な構成とすることができ、
且つ装置の各回路における遅延時間を短くすることがで
きる。
の聴覚特性上重要な低域では高い周波数分解能が得ら
れ、同時に、第５図のような高い周波数成分の多い過渡
的な信号で必要な高い時間分解能を満足することができ
るようになる。更に、本実施例においては、フィルタバ
ンク、直交変換回路等は従来より用いられているものを
使用できるため、安価で簡単な構成とすることができ、
且つ装置の各回路における遅延時間を短くすることがで
きる。
ここで、上記フィルタバンク４の具体的構成を第３図
に示す。この第３図において、上記入力フィルタバンク
４の入力端子40には、例えばサンプリング周波数fs＝32
kHz、０〜16kHzの入力ディジタルデータが供給されてい
る。この入力ディジタルデータは、先ずQMF41に供給さ
れる。該QMF41では、上記０〜16kHzの入力ディジタルデ
ータが２分割されて、０〜8kHzと８〜16kHzの２つの出
力が得られ、上記８〜16kHzの出力は低域変換回路455に
送られる。この低域変換回路455では、上記８〜16kHzを
更にベースバンドにダウンサンプリングして０〜8kHzの
データが得られ、出力端子495から出力されるようにな
っている。また、該QMF41の０〜8kHzの出力は、QMF42に
伝送される。該QMF42でも２分割が行われることで、０
〜4kHzと４〜8kHzの２つの出力が得られ、４〜8kHzの出
力は低域変換回路454に、０〜4kHzの出力はQMF43に伝送
され、該低域変換回路454からはベースバンドに変換さ
れた0kHz〜4kHzのデータが得られ、出力端子494から出
力されるようになっている。以下、QMF43からは０〜2kH
zと２〜4kHzが、QMF44からは０〜1kHzと1kHz〜2kHzが得
られ、以下同様に低域変換回路453〜451で低域変換処理
が行われて、各出力が出力端子493〜491から出力され
る。これら各出力が上記CH1〜CH5として上記直交変換回
路51〜55に送られている。なお、上記低域変換回路451
は省略できる。
に示す。この第３図において、上記入力フィルタバンク
４の入力端子40には、例えばサンプリング周波数fs＝32
kHz、０〜16kHzの入力ディジタルデータが供給されてい
る。この入力ディジタルデータは、先ずQMF41に供給さ
れる。該QMF41では、上記０〜16kHzの入力ディジタルデ
ータが２分割されて、０〜8kHzと８〜16kHzの２つの出
力が得られ、上記８〜16kHzの出力は低域変換回路455に
送られる。この低域変換回路455では、上記８〜16kHzを
更にベースバンドにダウンサンプリングして０〜8kHzの
データが得られ、出力端子495から出力されるようにな
っている。また、該QMF41の０〜8kHzの出力は、QMF42に
伝送される。該QMF42でも２分割が行われることで、０
〜4kHzと４〜8kHzの２つの出力が得られ、４〜8kHzの出
力は低域変換回路454に、０〜4kHzの出力はQMF43に伝送
され、該低域変換回路454からはベースバンドに変換さ
れた0kHz〜4kHzのデータが得られ、出力端子494から出
力されるようになっている。以下、QMF43からは０〜2kH
zと２〜4kHzが、QMF44からは０〜1kHzと1kHz〜2kHzが得
られ、以下同様に低域変換回路453〜451で低域変換処理
が行われて、各出力が出力端子493〜491から出力され
る。これら各出力が上記CH1〜CH5として上記直交変換回
路51〜55に送られている。なお、上記低域変換回路451
は省略できる。
第４図に復号化装置の構成を示す。この第４図におい
て、入力端子22には上記エンコード出力が供給され、入
力端子23には上記割当てビット数情報が供給されてい
る。これらのデータは、チャンネル情報発生回路26に伝
送される。当該チャンネル情報発生回路26では、上記エ
ンコード出力のデータが上記割当てビット数情報に基づ
いて各チャンネルの係数データに復元される。この復元
された係数データは、それぞれ逆直交変換回路251〜255
に伝送される。各逆直交変換回路251〜255では、上記直
交変換回路51〜55とは逆の処理が行われることで、周波
数軸が時間軸に変換されたデータが得られる。この時間
軸の各チャンネルのデータは、合成フィルタ24によって
復号化された後、出力端子21からデコーダ出力として出
力される。
て、入力端子22には上記エンコード出力が供給され、入
力端子23には上記割当てビット数情報が供給されてい
る。これらのデータは、チャンネル情報発生回路26に伝
送される。当該チャンネル情報発生回路26では、上記エ
ンコード出力のデータが上記割当てビット数情報に基づ
いて各チャンネルの係数データに復元される。この復元
された係数データは、それぞれ逆直交変換回路251〜255
に伝送される。各逆直交変換回路251〜255では、上記直
交変換回路51〜55とは逆の処理が行われることで、周波
数軸が時間軸に変換されたデータが得られる。この時間
軸の各チャンネルのデータは、合成フィルタ24によって
復号化された後、出力端子21からデコーダ出力として出
力される。
なお、第１図の割当てビット数決定回路６における各
チャンネル毎の割当てビット情報を形成する際には、例
えば、信号の許容可能なノイズレベルを設定し、この許
容ノイズレベルの設定の際にはマスキング効果を考慮し
て、上記高い周波数のバンド程同一のエネルギに対する
許容ノイズレベルを高く設定するようにすることで、各
バンド毎の割当てビット数を決定することができる。こ
こで、上記マスキング効果には、時間軸上の信号に対す
るマスキング効果と周波数軸上の信号に対するマスキン
グ効果とがある。すなわち、該周波数軸のマスキング効
果により、マスキングされる部分にノイズがあったとし
ても、このノイズは聞こえないことになる。このため、
実際のオーディオ信号では、該周波数軸でマスキングさ
れる部分内のノイズは許容可能なノイズとされる。した
がって、オーディオデータ等の量子化の際には、該許容
ノイズレベル分の割当てビット数を減らすことができる
ようになる。
チャンネル毎の割当てビット情報を形成する際には、例
えば、信号の許容可能なノイズレベルを設定し、この許
容ノイズレベルの設定の際にはマスキング効果を考慮し
て、上記高い周波数のバンド程同一のエネルギに対する
許容ノイズレベルを高く設定するようにすることで、各
バンド毎の割当てビット数を決定することができる。こ
こで、上記マスキング効果には、時間軸上の信号に対す
るマスキング効果と周波数軸上の信号に対するマスキン
グ効果とがある。すなわち、該周波数軸のマスキング効
果により、マスキングされる部分にノイズがあったとし
ても、このノイズは聞こえないことになる。このため、
実際のオーディオ信号では、該周波数軸でマスキングさ
れる部分内のノイズは許容可能なノイズとされる。した
がって、オーディオデータ等の量子化の際には、該許容
ノイズレベル分の割当てビット数を減らすことができる
ようになる。
［発明の効果］ 本発明に係るディジタル音声データの高能率符号化方
法によれば、入力ディジタル音声データをフィルタによ
り複数の帯域に分割して、それぞれの帯域毎に直交変換
を施す高能率符号化方法において、入力ディジタル音声
データを高域が低域に比べて広い帯域幅を有する複数の
帯域に分割し、かつ、分割された帯域毎に複数のサンプ
ルからなり低域ほど時間軸上のブロック長が長くなるよ
うなブロックを形成し、各ブロック毎に直交変換を行い
係数データを得るようにすることにより、高い周波数分
解能で符号化を行うことができるようになる。また、本
発明においては、直交変換のブロックは各帯域とも同数
のサンプルデータよりなることにより、低い周波数帯域
で必要な高い周波数分解能を得ることができると共に、
高い周波数成分の多い過渡的な信号で必要な高い時間分
解能をも満足させることができる。
法によれば、入力ディジタル音声データをフィルタによ
り複数の帯域に分割して、それぞれの帯域毎に直交変換
を施す高能率符号化方法において、入力ディジタル音声
データを高域が低域に比べて広い帯域幅を有する複数の
帯域に分割し、かつ、分割された帯域毎に複数のサンプ
ルからなり低域ほど時間軸上のブロック長が長くなるよ
うなブロックを形成し、各ブロック毎に直交変換を行い
係数データを得るようにすることにより、高い周波数分
解能で符号化を行うことができるようになる。また、本
発明においては、直交変換のブロックは各帯域とも同数
のサンプルデータよりなることにより、低い周波数帯域
で必要な高い周波数分解能を得ることができると共に、
高い周波数成分の多い過渡的な信号で必要な高い時間分
解能をも満足させることができる。
したがって、人間の聴覚特性に応じた効率的な符号化
を行うことが可能となる。更に、本発明を実現するため
の構成は、従来より用いられているものを使用できるた
め、安価で簡単な構成とすることができる。また、本発
明に係るディジタル音声データの復号化装置によれば、
人間の聴覚特性に応じた効率的な符号化が行われた符号
化データを有効に復号することができる。
を行うことが可能となる。更に、本発明を実現するため
の構成は、従来より用いられているものを使用できるた
め、安価で簡単な構成とすることができる。また、本発
明に係るディジタル音声データの復号化装置によれば、
人間の聴覚特性に応じた効率的な符号化が行われた符号
化データを有効に復号することができる。
第１図は本発明実施例の符号化装置の概略構成を示すブ
ロック回路図、第２図はチャンネル及びブロックを示す
図、第３図はフィルタバンクの一具体例を示すブロック
回路図、第４図は復号化装置の概略構成を示すブロック
回路図、第５図は高速フーリエ変換前の波形図、第６図
は高速フーリエ変換に伴うノイズの発生した波形図であ
る。 ４……フィルタバンク 51〜55……直交変換回路 ６……割当てビット数決定回路
ロック回路図、第２図はチャンネル及びブロックを示す
図、第３図はフィルタバンクの一具体例を示すブロック
回路図、第４図は復号化装置の概略構成を示すブロック
回路図、第５図は高速フーリエ変換前の波形図、第６図
は高速フーリエ変換に伴うノイズの発生した波形図であ
る。 ４……フィルタバンク 51〜55……直交変換回路 ６……割当てビット数決定回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平１−213068（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−157184（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−146486（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−285032（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−201700（ＪＰ，Ａ) 電子情報通信学会技術研究報告ＳＳＥ 88−116〜180第61−66頁 (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H03M 7/00 G10L 7/00
Claims (3)
- 【請求項１】入力ディジタル音声データをフィルタによ
り複数の帯域に分割して、それぞれの帯域毎に直交変換
を施す高能率符号化方法において、 上記入力ディジタル音声データを高域が低域に比べて広
い帯域幅を有する複数の帯域に分割し、かつ、 分割された帯域毎に複数のサンプルからなり低域ほど時
間軸上のブロック長が長くなるようなブロックを形成
し、 各帯域のブロック毎に直交変換を行い係数データを得、 得られた係数データを量子化すること を特徴とするディジタル音声データの高能率符号化方
法。 - 【請求項２】上記直交変換が行われるブロックは、各帯
域とも同数のサンプルデータよりなることを特徴とする
請求項１記載のディジタル音声データの高能率符号化方
法。 - 【請求項３】入力ディジタル音声データを高域が低域に
比べて広い帯域幅を有する複数の帯域に分割された帯域
毎に複数のサンプルからなり低域ほどブロック長が長く
なるようなブロックが形成され、各帯域のブロック毎に
直交変換を行って得られた係数データが量子化されて供
給されるディジタル音声データの復号化装置であって、 供給された量子化データを上記各ブロック毎に逆量子化
して上記係数データを復元する情報発生手段と、 復元された上記各ブロックの係数データをそれぞれ逆直
交変換する逆直交変換手段と、 逆直交変換されたデータを合成する合成手段と を有することを特徴とするディジタル音声データの復号
化装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1278207A JP2906483B2 (ja) | 1989-10-25 | 1989-10-25 | ディジタル音声データの高能率符号化方法及びディジタル音声データの復号化装置 |
| US07/586,494 US5115240A (en) | 1989-09-26 | 1990-09-21 | Method and apparatus for encoding voice signals divided into a plurality of frequency bands |
| DE69023604T DE69023604T2 (de) | 1989-09-26 | 1990-09-25 | Digitalsignalkodiergerät. |
| EP90402642A EP0420745B1 (en) | 1989-09-26 | 1990-09-25 | Digital signal encoding apparatus |
| KR1019900015234A KR100242864B1 (ko) | 1989-09-26 | 1990-09-26 | 디지탈 신호 부호화 장치 및 방법 |
| US08/245,451 USRE36559E (en) | 1989-09-26 | 1994-05-18 | Method and apparatus for encoding audio signals divided into a plurality of frequency bands |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1278207A JP2906483B2 (ja) | 1989-10-25 | 1989-10-25 | ディジタル音声データの高能率符号化方法及びディジタル音声データの復号化装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03139922A JPH03139922A (ja) | 1991-06-14 |
| JP2906483B2 true JP2906483B2 (ja) | 1999-06-21 |
Family
ID=17594090
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1278207A Expired - Lifetime JP2906483B2 (ja) | 1989-09-26 | 1989-10-25 | ディジタル音声データの高能率符号化方法及びディジタル音声データの復号化装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2906483B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100395190B1 (ko) * | 1993-05-31 | 2003-08-21 | 소니 가부시끼 가이샤 | 신호 부호화 또는 복호화 장치, 및 신호 부호화 또는복호화 방법 |
| EP0663739B1 (en) * | 1993-06-30 | 2001-08-22 | Sony Corporation | Digital signal encoding device, its decoding device, and its recording medium |
| TW327223B (en) * | 1993-09-28 | 1998-02-21 | Sony Co Ltd | Methods and apparatus for encoding an input signal broken into frequency components, methods and apparatus for decoding such encoded signal |
-
1989
- 1989-10-25 JP JP1278207A patent/JP2906483B2/ja not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 電子情報通信学会技術研究報告ＳＳＥ８８−１１６〜１８０第６１−６６頁 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03139922A (ja) | 1991-06-14 |
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