JP2891162B2 - 音声信号多重化方式 - Google Patents
音声信号多重化方式Info
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- JP2891162B2 JP2891162B2 JP3253096A JP3253096A JP2891162B2 JP 2891162 B2 JP2891162 B2 JP 2891162B2 JP 3253096 A JP3253096 A JP 3253096A JP 3253096 A JP3253096 A JP 3253096A JP 2891162 B2 JP2891162 B2 JP 2891162B2
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- Japan
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- signal
- multiplexing
- audio signal
- signals
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- Dc Digital Transmission (AREA)
- Time-Division Multiplex Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は音声信号多重化方式
に関し、特に複数チャネルのオーディオ信号を夫々バイ
フェーズマーク方式にて変調してこれ等変調信号を時分
割多重化して出力する音声信号多重化方式に関するもの
である。
に関し、特に複数チャネルのオーディオ信号を夫々バイ
フェーズマーク方式にて変調してこれ等変調信号を時分
割多重化して出力する音声信号多重化方式に関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】ディジタルオーディオ信号の伝送方式の
例として、ＡＥＳ／ＥＢＵフォーマットにて伝送する方
式があり、これはＡｕｄｉｏ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ
Ｓｏｃｉｅｔｙ／Ｅｕｒｏｐｅａｎ Ｂｒｏａｄｃａ
ｓｔｉｎｇ Ｕｎｉｏｎによる国際的標準規格に従った
フォーマット信号であり、日本国内の規格では、ＥＩＡ
Ｊ（日本電子機器工業会）ＣＰ−３４０がこれに相当す
るものである。
例として、ＡＥＳ／ＥＢＵフォーマットにて伝送する方
式があり、これはＡｕｄｉｏ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ
Ｓｏｃｉｅｔｙ／Ｅｕｒｏｐｅａｎ Ｂｒｏａｄｃａ
ｓｔｉｎｇ Ｕｎｉｏｎによる国際的標準規格に従った
フォーマット信号であり、日本国内の規格では、ＥＩＡ
Ｊ（日本電子機器工業会）ＣＰ−３４０がこれに相当す
るものである。
【０００３】この放送用レベルのＡＥＳ／ＥＢＵディジ
タルオーディオ信号は、各チャンネル毎に４８ＫＨｚの
周波数でサンプリングされ、バイフェーズマーク方式で
チャネルコーディングされた後ｎチャネルの信号が時分
割多重化されて送出されるようになっている。
タルオーディオ信号は、各チャンネル毎に４８ＫＨｚの
周波数でサンプリングされ、バイフェーズマーク方式で
チャネルコーディングされた後ｎチャネルの信号が時分
割多重化されて送出されるようになっている。
【０００４】図２は従来のこの種のディジタルオーディ
オ信号の多重化伝送方式の概略を示すブロック図であ
る。図２において、各チャネルのオーディオ信号１ａ〜
１ｎはＬＰＦ（ローパスフィルタ）２ａ〜２ｎを夫々介
してＡ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換器３ａ〜３ｎ
へ入力される。
オ信号の多重化伝送方式の概略を示すブロック図であ
る。図２において、各チャネルのオーディオ信号１ａ〜
１ｎはＬＰＦ（ローパスフィルタ）２ａ〜２ｎを夫々介
してＡ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換器３ａ〜３ｎ
へ入力される。
【０００５】これ等Ａ／Ｄ変換器３ａ〜３ｎにおいて、
各チャネルのオーディオ信号はディジタル化され符号化
されるが、この符号化出力４ａ〜４ｎが先に述べたバイ
フェーズマーク変調方式によるチャネルコーディング信
号である。
各チャネルのオーディオ信号はディジタル化され符号化
されるが、この符号化出力４ａ〜４ｎが先に述べたバイ
フェーズマーク変調方式によるチャネルコーディング信
号である。
【０００６】図３はこのバイフェーズマーク変調方式に
よるチャネルコーディング信号の例を示す図である。伝
送する各ビットのビットレートが図３（ａ）に示すもの
であるとすると、これ等伝送する各ビットをビットの前
半と後半との２つのシンボルで表現する。この場合の伝
送クロックは、図３（ｂ）に示すようになる。
よるチャネルコーディング信号の例を示す図である。伝
送する各ビットのビットレートが図３（ａ）に示すもの
であるとすると、これ等伝送する各ビットをビットの前
半と後半との２つのシンボルで表現する。この場合の伝
送クロックは、図３（ｂ）に示すようになる。
【０００７】そして、ビット前半のシンボルはその前の
ビットの後半のシンボルと常に異なる状態とし、ビット
後半のシンボルは伝送されるビットのデータが“０”で
あれば、ビットの前半のシンボルと同じ状態とする。逆
に伝送されるビットのデータが“１”であれば、ビット
前半のシンボルと異なる状態にするもので、図３（ｃ）
にソースコーディング信号（伝送するデータビット）を
示し、図３（ｄ）にこのソースコーディング信号のバイ
フェーズマーク変調後のチャネルコーディング信号を示
している。
ビットの後半のシンボルと常に異なる状態とし、ビット
後半のシンボルは伝送されるビットのデータが“０”で
あれば、ビットの前半のシンボルと同じ状態とする。逆
に伝送されるビットのデータが“１”であれば、ビット
前半のシンボルと異なる状態にするもので、図３（ｃ）
にソースコーディング信号（伝送するデータビット）を
示し、図３（ｄ）にこのソースコーディング信号のバイ
フェーズマーク変調後のチャネルコーディング信号を示
している。
【０００８】この様なバイフェーズマーク方式により変
調する理由は、伝送ラインに発生するＤＣ成分を最小に
できることや、データからのクロック再生を容易にでき
ること等が挙げられる。
調する理由は、伝送ラインに発生するＤＣ成分を最小に
できることや、データからのクロック再生を容易にでき
ること等が挙げられる。
【０００９】こうしてバイフェーズマーク変調された各
チャネルコーディング信号４ａ〜４ｎはマルチプレクサ
６にて時分割多重化されて同期信号成分をも含めてシリ
アルディジタル信号とされる。このシリアルディジタル
信号は光ファイバ伝送路へ送出されることから、Ｅ／Ｏ
（電気／光）変換器８にて光信号に変換されるが、その
前段において、バイフェーズマーク変調器７にて変調さ
れるようになっている。
チャネルコーディング信号４ａ〜４ｎはマルチプレクサ
６にて時分割多重化されて同期信号成分をも含めてシリ
アルディジタル信号とされる。このシリアルディジタル
信号は光ファイバ伝送路へ送出されることから、Ｅ／Ｏ
（電気／光）変換器８にて光信号に変換されるが、その
前段において、バイフェーズマーク変調器７にて変調さ
れるようになっている。
【００１０】このバイフェーズマーク変調器７を用いる
理由は次の通りである。すなわち、マルチプレクサ６へ
の各入力４ａ〜４ｎは前述の如く既にバイフェーズマー
ク変調により符号化されたものであるが、マルチプレク
サ６にて多重化処理を行うことにより、バイフェーズマ
ーク方式の符号化ルールが満足されなくなるために、多
重化後にバイフェーズマーク変調を施す必要があるため
である。
理由は次の通りである。すなわち、マルチプレクサ６へ
の各入力４ａ〜４ｎは前述の如く既にバイフェーズマー
ク変調により符号化されたものであるが、マルチプレク
サ６にて多重化処理を行うことにより、バイフェーズマ
ーク方式の符号化ルールが満足されなくなるために、多
重化後にバイフェーズマーク変調を施す必要があるため
である。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】図２において、各チャ
ネルのオーディオ信号は４８ＫＨｚの周波数でサンプリ
ングが行われ、バイフェーズマーク方式でチャネルコー
ディングされると、１チャネル当りのビットレートは
６．１４４ＭＨｚの周波数成分が必要となる。この信号
をｎ本時分割多重化する場合、（６．１４４ＭＨｚ×
ｎ）ＭＨｚの伝送帯域が必要とされる。
ネルのオーディオ信号は４８ＫＨｚの周波数でサンプリ
ングが行われ、バイフェーズマーク方式でチャネルコー
ディングされると、１チャネル当りのビットレートは
６．１４４ＭＨｚの周波数成分が必要となる。この信号
をｎ本時分割多重化する場合、（６．１４４ＭＨｚ×
ｎ）ＭＨｚの伝送帯域が必要とされる。
【００１２】また、伝送信号として伝送ラインに発生す
るＤＣ成分を最小にし、データからのクロック成分の再
生を容易にするために、バイフェーズマーク変調方式で
符号化がなされているが、時分割多重化することによ
り、そのビット配列が崩れてしまい、バイフェーズマー
ク変調方式の上記作用がなくなる。
るＤＣ成分を最小にし、データからのクロック成分の再
生を容易にするために、バイフェーズマーク変調方式で
符号化がなされているが、時分割多重化することによ
り、そのビット配列が崩れてしまい、バイフェーズマー
ク変調方式の上記作用がなくなる。
【００１３】すなわち、バイフェーズマーク変調方式に
よるチャネルコーディング信号では、ハイレベルやロー
レベルになっている時間が、最大でも６．１４４ＭＨｚ
の１周期分の時間に抑えられるようになっているが、こ
れ等の信号をｎ本時分割多重化すると、その最大周波数
６．１４４×ｎＭＨｚの１周期に対してローレベルやハ
イレベルが連続する時間は、最大でｎ×１周期分の時間
となり、結果的には、バイフェーズマーク変調によるク
ロック再生の容易さやＤＣ成分の抑制等の効果がなくな
る。
よるチャネルコーディング信号では、ハイレベルやロー
レベルになっている時間が、最大でも６．１４４ＭＨｚ
の１周期分の時間に抑えられるようになっているが、こ
れ等の信号をｎ本時分割多重化すると、その最大周波数
６．１４４×ｎＭＨｚの１周期に対してローレベルやハ
イレベルが連続する時間は、最大でｎ×１周期分の時間
となり、結果的には、バイフェーズマーク変調によるク
ロック再生の容易さやＤＣ成分の抑制等の効果がなくな
る。
【００１４】本発明の目的は、伝送周波数帯域を１／２
にすることが可能な音声信号多重化伝送方式を提供する
ことである。
にすることが可能な音声信号多重化伝送方式を提供する
ことである。
【００１５】本発明の他の目的は、伝送ラインのクロッ
ク再生強度を改善することが可能な音声多重化方式を提
供することである。
ク再生強度を改善することが可能な音声多重化方式を提
供することである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、複数チ
ャネルのオーディオ信号を夫々バイフェーズマーク方式
にて変調してこれ等変調信号を時分割多重化して出力す
る音声信号多重化方式であって、これ等複数チャネルの
各バイフェーズマーク変調信号を夫々復調してソースコ
ーディング信号に復調する復調手段と、これ等復調信号
を時分割多重化する多重化手段とを含むことを特徴とす
る音声信号多重化方式が得られる。
ャネルのオーディオ信号を夫々バイフェーズマーク方式
にて変調してこれ等変調信号を時分割多重化して出力す
る音声信号多重化方式であって、これ等複数チャネルの
各バイフェーズマーク変調信号を夫々復調してソースコ
ーディング信号に復調する復調手段と、これ等復調信号
を時分割多重化する多重化手段とを含むことを特徴とす
る音声信号多重化方式が得られる。
【００１７】そして、前記多重化手段の多重化出力をバ
イフェーズマーク方式で変調する変調手段を更に含むこ
とを特徴とする音声信号多重化方式が得られる。
イフェーズマーク方式で変調する変調手段を更に含むこ
とを特徴とする音声信号多重化方式が得られる。
【００１８】また、前記変調手段の出力を光信号に変換
して光伝送路へ送出する手段を更に含むことを特徴とす
る音声信号多重化方式が得られる。
して光伝送路へ送出する手段を更に含むことを特徴とす
る音声信号多重化方式が得られる。
【００１９】
【発明の実施の形態】本発明の作用につき述べると、Ａ
ＥＳ／ＥＢＵフォーマットのディジタルオーディオ信号
であるバイフェーズマーク方式の６．１４４ＭＨｚのチ
ャネルコーディング信号を、１／２の周波数クロックで
ある３．０７２ＭＨｚのソースコーディング信号に戻す
ことで、伝送帯域を１／２とすることができ、よって同
一帯域における多重化可能な信号の本数が増大する。
ＥＳ／ＥＢＵフォーマットのディジタルオーディオ信号
であるバイフェーズマーク方式の６．１４４ＭＨｚのチ
ャネルコーディング信号を、１／２の周波数クロックで
ある３．０７２ＭＨｚのソースコーディング信号に戻す
ことで、伝送帯域を１／２とすることができ、よって同
一帯域における多重化可能な信号の本数が増大する。
【００２０】このソースコーディング信号の状態で時分
割多重を行って、その後にバイフェーズマーク方式にて
変調することにより、伝送ラインに生ずるＤＣ成分を最
小にでき、かつクロック再生が容易になる。
割多重を行って、その後にバイフェーズマーク方式にて
変調することにより、伝送ラインに生ずるＤＣ成分を最
小にでき、かつクロック再生が容易になる。
【００２１】以下に本発明の実施例について図面を参照
しつつ説明する。
しつつ説明する。
【００２２】図１は本発明の実施例のシステムブロック
図であり、図２と同等部分は同一符号により示してい
る。図１を参照すると、アナログ入力信号１ａ〜１ｎは
ＬＰＦ２ａ〜２ｎを通った後、Ａ／Ｄ変換器３ａ〜３ｎ
により夫々ディジタル信号に変換され、ＡＥＳ／ＥＢＵ
信号となり、６．１４４ＭＨｚ（図３（ｂ）のクロック
成分）でバイフェーズマーク方式のチャネルコーディン
グ信号４ａ〜４ｎとなる。
図であり、図２と同等部分は同一符号により示してい
る。図１を参照すると、アナログ入力信号１ａ〜１ｎは
ＬＰＦ２ａ〜２ｎを通った後、Ａ／Ｄ変換器３ａ〜３ｎ
により夫々ディジタル信号に変換され、ＡＥＳ／ＥＢＵ
信号となり、６．１４４ＭＨｚ（図３（ｂ）のクロック
成分）でバイフェーズマーク方式のチャネルコーディン
グ信号４ａ〜４ｎとなる。
【００２３】しかる後に、バイフェーズマーク復調器５
ａ〜５ｎにより、３．０７２ＭＨｚのソースコーディン
グ信号（図３（ａ）のビットレートで図３（ｃ）に示す
信号）に復調される。このソースコーディング信号に復
調した後、マルチプレクサ６により時分割多重化するの
である。
ａ〜５ｎにより、３．０７２ＭＨｚのソースコーディン
グ信号（図３（ａ）のビットレートで図３（ｃ）に示す
信号）に復調される。このソースコーディング信号に復
調した後、マルチプレクサ６により時分割多重化するの
である。
【００２４】この場合、従来の図２で示した６．１４４
ＭＨｚのチャネルコーディング信号で多重化する場合よ
りも、その１／２の周波数での多重化となるので、伝送
帯域が１／２となり、よって同一帯域における多重化可
能な信号数（チャネル数）が従来に比し２倍になるので
ある。
ＭＨｚのチャネルコーディング信号で多重化する場合よ
りも、その１／２の周波数での多重化となるので、伝送
帯域が１／２となり、よって同一帯域における多重化可
能な信号数（チャネル数）が従来に比し２倍になるので
ある。
【００２５】マルチプレクサ６の出力である時分割多重
化信号はバイフェーズマーク変調器７により再びチャネ
ルコーディング信号に変調されてバイフェーズマーク変
調信号を得て、Ｅ／Ｏ変換器８へ入力され、光信号とさ
れて光ファイバ伝送路９へ送出されることになる。
化信号はバイフェーズマーク変調器７により再びチャネ
ルコーディング信号に変調されてバイフェーズマーク変
調信号を得て、Ｅ／Ｏ変換器８へ入力され、光信号とさ
れて光ファイバ伝送路９へ送出されることになる。
【００２６】
【発明の効果】以上述べた如く、本発明によれば、複数
チャネルの音声データをソースコーディング信号に戻し
て時分割多重化することにより、伝送帯域が１／２とな
って同一帯域で伝送可能な信号チャネル数を２倍にする
ことが可能となるという効果がある。
チャネルの音声データをソースコーディング信号に戻し
て時分割多重化することにより、伝送帯域が１／２とな
って同一帯域で伝送可能な信号チャネル数を２倍にする
ことが可能となるという効果がある。
【００２７】また、多重化後の信号をバイフェーズマー
ク変調することにより、伝送信号のＤＣ成分を最小に
し、かつクロック再生を容易にできるという効果もあ
る。
ク変調することにより、伝送信号のＤＣ成分を最小に
し、かつクロック再生を容易にできるという効果もあ
る。
【図１】本発明の実施例のブロック図である。
【図２】従来の音声信号多重化方式を示すブロック図で
ある。
ある。
【図３】ＡＥＳ／ＥＢＵディジタルオーディオ信号の変
調例を説明するための波形図である。
調例を説明するための波形図である。
２ａ〜２ｎ ＬＰＦ ３ａ〜３ｎ Ａ／Ｄ変換器 ５ａ〜５ｎ バイフェーズマーク復調器 ６ マルチプレクサ ７ バイフェーズマーク変調器 ８ Ｅ／Ｏ変換器 ９ 光ファイバ伝送路
Claims (3)
- 【請求項１】 複数チャネルのオーディオ信号を夫々バ
イフェーズマーク方式にて変調してこれ等変調信号を時
分割多重化して出力する音声信号多重化方式であって、
これ等複数チャネルの各バイフェーズマーク変調信号を
夫々復調してソースコーディング信号に復調する復調手
段と、これ等復調信号を時分割多重化する多重化手段と
を含むことを特徴とする音声信号多重化方式。 - 【請求項２】 前記多重化手段の多重化出力をバイフェ
ーズマーク方式で変調する変調手段を更に含むことを特
徴とする請求項１記載の音声信号多重化方式。 - 【請求項３】 前記変調手段の出力を光信号に変換して
光伝送路へ送出する手段を更に含むことを特徴とする請
求項２記載の音声信号多重化方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3253096A JP2891162B2 (ja) | 1996-02-21 | 1996-02-21 | 音声信号多重化方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3253096A JP2891162B2 (ja) | 1996-02-21 | 1996-02-21 | 音声信号多重化方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09233041A JPH09233041A (ja) | 1997-09-05 |
| JP2891162B2 true JP2891162B2 (ja) | 1999-05-17 |
Family
ID=12361506
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3253096A Expired - Fee Related JP2891162B2 (ja) | 1996-02-21 | 1996-02-21 | 音声信号多重化方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2891162B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4665486B2 (ja) * | 2004-11-04 | 2011-04-06 | パナソニック株式会社 | 音声信号遅延装置 |
-
1996
- 1996-02-21 JP JP3253096A patent/JP2891162B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH09233041A (ja) | 1997-09-05 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080226 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090226 Year of fee payment: 10 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |